فصل 13. سیگنال های OBPAEOTKA

در گیرنده

13.1. عملکردهای اساسی گیرنده

شرایط پذیرش. بر اساس ویژگی های انتقال سیگنال های الکتریکی از طریق خطوط مخابراتی (به قسمت 3 مراجعه کنید)، می توانیم فرض کنیم که در اکثر موارد شرایط دریافت زیر مشاهده می شود:

1. سیگنال دریافتی، به دلیل تضعیف قابل توجه خطوط ارتباطی (هم سیمی و هم رادیویی)، سطح بسیار پایینی دارد: 1 ... 10 µV در ارتباطات رادیویی خط اصلی بر روی امواج متر، 10-" ... 10-" 4 وات - در کانال های ماهواره ای، - 50... - 55 دسی بو - ;

در کانال فرکانس صوتی خطوط کابل و غیره

2. در ورودی گیرنده، علاوه بر سیگنال مدوله شده مفید، همیشه نویز وجود دارد. اینها نه تنها نویزهای خارجی و داخلی با منشأهای مختلف هستند، بلکه سیگنال هایی از ارتباطات رادیویی خارجی، کانال های دیگر مخابرات چند کاناله نیز هستند که برای سیگنال داده شدهتداخل هستند. توان کل تمام تداخل ها می تواند صدها و هزاران بار بیشتر از قدرت سیگنال مفید باشد. بنابراین، یک فرستنده نزدیک می تواند EMF تا 0.1...05 ولت را در آنتن القا کند.

3. هنگام سازماندهی دریافت، همیشه اطلاعات اولیه (پیشینی) در مورد سیگنال ارسال شده وجود دارد. اینها شامل اطلاعاتی در مورد فرکانس حامل، نوع مدولاسیون، دامنه، مدت زمان، کد و غیره است. این یک شرایط بسیار مهم است، زیرا

یک سیگنال کاملاً ناشناخته را نمی توان دریافت کرد (چگونه سیگنال را از تداخل تشخیص دهیم؟).

پارامترهای سیگنال شناخته شده در گیرنده برای جداسازی بهتر سیگنال از نویز استفاده می شود. هر چه بیشتر در مورد سیگنال بدانیم، روش های دریافت پیشرفته تری می تواند باشد. با این حال، سیگنالی که همه ما از قبل در مورد آن می دانیم، هیچ اطلاعاتی را حمل نمی کند.

وظیفه پذیرش. بسته به نوع و هدف سیستم ارتباطی، وظایف اصلی زیر هنگام دریافت سیگنال ها ایجاد می شود: 1) تشخیص سیگنال، 2) تشخیص سیگنال، و 3) بازیابی سیگنال.

در تشخیص سیگنالوظیفه به دست آوردن پاسخ به این سؤال است که آیا سیگنالی در ورودی گیرنده وجود دارد یا خیر، یا به طور دقیق تر، آیا سیگنال به علاوه تداخل وجود دارد یا فقط تداخل در ورودی وجود دارد.

این کار معمولیرادار، همچنین در سیستم هایی با مکث غیرفعال رخ می دهد، زمانی که هیچ سیگنالی در هنگام انتقال عنصر کلمه رمز 0 وجود ندارد (مکث).

هنگام انتقال دو یا چند سیگنال های گسستهمشکل از تشخیص نیست، بلکه تبعیض سیگنال. در اینجا باید به این سوال پاسخ داد: کدام یک از سیگنال های s>، یا s 1، یا s 2،.....، یا s m در ورودی موجود است؟ پاسخ به این سوال نه با ویژگی های هر سیگنال به طور جداگانه، بلکه با تفاوت آنها تعیین می شود. درجه تفاوت یک سیگنال با سیگنال دیگر از اهمیت اولیه برخوردار است. طبیعی است که تلاش کنیم این تفاوت قابل توجه و مقاوم در برابر تداخل باشد. این ملاحظات انتخاب نوع سیگنال و نوع مدولاسیون را راهنمایی می کند.

مورد تشخیص را می توان در نظر گرفت مورد خاصتفاوت بین دو سیگنال زمانی که یکی از آنها برابر با صفر باشد.

وظیفه بازیابی سیگنال اولیهبه طور قابل توجهی با وظایف تشخیص و تشخیص سیگنال ها متفاوت است. این شامل به دست آوردن سیگنال اولیه دریافتی u pr (t) است که کمترین تفاوت را با u (t) ارسالی دارد، یعنی بازیابی

شکل سیگنال اولیه ارسال شده در این حالت، سیگنال اولیه ارسالی u(t) از قبل ناشناخته است، فقط به چه کلاسی تعلق دارد (گفتار، پخش، تلویزیون و غیره) و برخی از پارامترهای آن مشخص است. وظیفه بازیابی

هنگام انتقال سیگنال های اولیه پیوسته (آنالوگ) بوجود می آید و حل می شود و مشکل تر است، زیرا گیرنده معمولاً به دقت بازسازی بالایی نیاز دارد.

عملکردهای اصلی گیرنده. شرایط دریافت، گیرنده را ملزم می کند تا عملیات اساسی زیر را روی سیگنال دریافتی همراه با تداخل انجام دهد: پردازش، تقویت، دمدولاسیون. این عملکردهای اصلی گیرنده به هم مرتبط هستند

(من منتظر خودم هستم و لزوماً در سکانس بالا اجرا نمی شوند.

پردازش سیگنال دریافتی، که به عنوان فرآیند جداسازی سیگنال از مخلوط آن با نویز درک می شود، یکی از این موارد است توابع ضروریگیرنده هدف اصلی پردازش افزایش نسبت سیگنال به نویز است. تنها با اطمینان از اینکه سیگنال از تداخل فراتر می رود، می توان آن را تقویت و دمودوله کرد. پردازش سیگنال معمولاً در هیچ بخشی از گیرنده متمرکز نمی شود، اما تابعی جدایی ناپذیر از تمام بلوک های آن است و، به عنوان یک قاعده، به یک یا روش دیگر فیلتر می رسد.

استخراج سیگنال اولیه تعدیل کننده از سیگنال دریافتی در دمدولاتور گیرنده اتفاق می افتد. با این حال، نباید فکر کرد که دمودولاسیون فقط یک عملیات است، معکوس مدولاسیون، که بر روی سیگنال مدوله شده ای که از کانال می آید انجام می شود. این ساده ترین است عملیات معکوسانتخاب پارامتر اطلاعات حامل توسط آشکارساز انجام می شود.

وظیفه دمدولاتور گسترده تر است. در نتیجه تحریف ها و

به دلیل تداخل، سیگنال دریافتی توسط آشکارساز ممکن است به طور قابل توجهی با سیگنال ارسال شده متفاوت باشد. برای بازتولید بهتر سیگنال اولیه، سیگنال دریافتی نیست

تنها با در نظر گرفتن تمام اطلاعات پیشینی در مورد سیگنال ارسالی شناسایی و تجزیه و تحلیل می شود، بنابراین دمدولاتور، علاوه بر آشکارساز، دارای مدارهای پردازش پس از تشخیص است.

پردازش پیش تشخیص معمولاً توسط تقویت کننده های تشدید در گیرنده های رادیویی برای اهداف مختلف و فیلترهای باند در تجهیزات مخابراتی چند کاناله انجام می شود که انتخاب فرکانس لازم را فراهم می کند.

هنگام دریافت سیگنال های اولیه پیوسته، عملکرد پردازش پس از تشخیص توسط یک فیلتر پایین گذر انجام می شود که کیفیت سیگنال شناسایی شده را بهبود می بخشد. بهدستگاه پخش.

هنگام دریافت سیگنال های اولیه گسسته، عملکرد گیرنده شامل بازسازی شکل سیگنال ارسالی نمی شود، زیرا مشخص است. در دمدولاتور در نتیجه آنالیز سیگنال دریافتی باید تصمیم گرفت که کدام استاندارد

سیگنال های گسسته دیجیتال منتقل شد. این تصمیم می آید بهرمزگشا بخشی از دمدولاتور که پارامترهای سیگنال های دریافتی را تجزیه و تحلیل می کند و در مورد سیگنال ارسالی تصمیم می گیرد نامیده می شود. دستگاه تعیین کننده(یا طرح تصمیم گیری).برای سیگنال های باینری، این معمولاً یک دستگاه مقایسه متصل است بهبرای اهداف پردازش پس از تشخیص هدف از پردازش این است که سیگنال ها را به گونه ای تبدیل کنیم که حداکثر تفاوت را از تداخل و از یکدیگر داشته باشند. سپس احتمال تصمیمات اشتباه کاهش می یابد.

یک بلوک دیاگرام تعمیم یافته یک دمدولاتور که عملیات فوق را روی سیگنال ها انجام می دهد در شکل نشان داده شده است. 13.1. در برخی موارد، هنگام دریافت سیگنال های گسسته، ممکن است آشکارساز وجود نداشته باشد. در این حالت، دمودولاتور سیگنال های مدوله شده گسسته را پردازش و تجزیه و تحلیل می کند و بر اساس تفاوت آنها تصمیم می گیرد.

برنج. 13.1 طرح ساختاریپردازش سیگنال در دمدولاتور: آ- سیگنال های پیوسته؛ ب- سیگنال های گسسته

تقویت سیگنالمقادیری که در آنها یک آشکارساز، دستگاه تصمیم گیری یا تولید مثل می تواند به طور معمول کار کند همراه با پردازش آنها توسط فیلتراسیون انجام می شود. در حال حاضر، به لطف توسعه ترانزیستورها، ریزمدارها، مایکروویوها و دستگاه های کوانتومی، هیچ مشکل خاصی برای به دست آوردن بهره مورد نیاز وجود ندارد. هنگام طراحی تقویت کننده ها، توجه اصلی به خطی بودن پاسخ فرکانس و پاسخ فاز در باند فرکانس سیگنال، ویژگی های نویز و توزیع بهره در کانال ارتباطی است.

تکنیک های منسجم و نامنسجم. هر سیگنال مدوله شده با یک حامل هارمونیک با یک فاز اولیه مشخص می شود که می تواند در حین دریافت در نظر گرفته شود یا در نظر گرفته نشود. اگر پذیرایی انجام شود با در نظر گرفتن فاز اولیه،سپس آن را نامیده می شود منسجم؛پذیرایی بدون در نظر گرفتن فاز - نامنسجم.به طور معمول، اطلاعات مربوط به فاز اولیه سیگنال دریافتی در تشخیص استفاده می شود.

تشخیص سیگنال با در نظر گرفتن فاز اولیه (دریافت منسجم) باعث افزایش 2 برابری نسبت سیگنال به نویز در خروجی آشکارساز در مقایسه با دریافت غیر منسجم می شود. این با این واقعیت توضیح داده می شود که در خروجی یک آشکارساز منسجم، ولتاژ تداخل متناسب با کسینوس اختلاف فاز بین سیگنال و تداخل است. مولفه های تداخل c طبق قانون کسینوس ضعیف می شوند و تداخل c به هیچ وجه هیچ اثر تداخلی روی سیگنال ندارد، زیرا cos() = 0.

دیجیتال Oدر حال پردازش. توسعه میکروالکترونیک و کامپیوتر به ما اجازه می دهد از آنالوگ حرکت کنیم بهپردازش سیگنال دیجیتال، در درجه اول پس از آشکارساز. برای انجام این کار، یک سیگنال پیوسته به یکی از روش ها به سیگنال دیجیتال تبدیل می شود (به f 16.2 مراجعه کنید). سپس با استفاده از یک ریزپردازنده یا یک کامپیوتر تخصصی، عملیات ریاضیبیش از اعداد این پردازش دیجیتال است. در عین حال، می توان از دقت بالا و سازگاری سریع اطمینان حاصل کرد بهتغییر شرایط خارجی (برای تغییر برنامه عمل کافی است).

پردازش دیجیتال نه تنها به عملیات پردازش سنتی (فیلتر کردن، ادغام، جداسازی فرکانس و زمانی سیگنال‌ها و غیره) اجازه می‌دهد، بلکه اجرای روش‌های پیچیده و قبلاً دشواری را برای جداسازی سیگنال و نویز انجام می‌دهد. این آینده فناوری مخابرات است.

13.2. فیلتر کردن سیگنال های پیوسته

فیلتر بهینه . ایده فیلتر فرکانس بر اساس تفاوت بین طیف سیگنال مفید و تداخل است. هنگام دریافت سیگنال های پیوسته، وظیفه گیرنده بازگرداندن شکل سیگنال اولیه ارسال شده است. فیلترهای پردازش نه تنها به سرکوب نویز (باند عبور باریک)، بلکه به انتقال سیگنال بدون تحریف (باند عبور گسترده) نیاز دارند. فیلتری با چنین الزامات متناقضی باید چه ویژگی هایی برای آن داشته باشد؟

طبیعی است که توسعه دهندگان برای پیاده سازی بهترین (بهینه) فیلتر تلاش کنند. امتیاز کلیکیفیت انتقال سیگنال پیوسته ریشه اختلاف میانگین مربع (خطا) (1.5) است، بنابراین فیلتری که آن را به حداقل برساند بهینه خواهد بود.

مشکل یافتن یک فیلتر بهینه برای سیگنال های پیوسته با استفاده از یک معیار حداقل به طور مستقل در اوایل دهه 40 توسط ریاضیدانان برجسته زمان ما، Acad. A. N. Kolmogorov و دانشمند آمریکایی N. Wiener. فیلتری که پیدا کردند نام دارد بهینه فیلتر خطیکولموگروف - وینر. پارامترهای فیلتر تعیین می شوند ویژگی های طیفیسیگنال و تداخل

انتقال پاسخ فرکانس دامنه فیلتر

(13.1)

که در آن G s ()، Gn () چگالی طیفی قدرت سیگنال و

تداخل بر این اساس مشخصه فرکانس فاز برای هر سیگنال و نویز باید خطی باشد، زیرا فقط یک پاسخ فاز خطی عدم وجود را تضمین می کند. اعوجاج خطی

تجزیه و تحلیل پاسخ فرکانسی فیلتر کولموگروف-وینر a.

که در مورد کلیاز (13.1) نتیجه می شود که وقتی طیف سیگنال و نویز به طور کامل یا جزئی همپوشانی دارند، ضریب انتقال فیلتر بهینه با افزایش طیف نویز کاهش می یابد. بنابراین شرایط در فیلتر بهینه ایجاد می شود

که در آن سرکوب طیف تداخل با کمترین سرکوب (اعوجاج) ممکن طیف سیگنال همراه است.

در عمل، در سیستم های مخابراتی هنگام فیلتر کردن سیگنال های پیوسته، موارد زیر اغلب رخ می دهد:

1. طیف سیگنال و تداخل تقریباً شدت یکسانی دارند، اما با هم همپوشانی ندارند، یعنی برای فرکانس‌های a که چگالی توان طیفی سیگنال Gs () 0 است، تداخلی وجود ندارد: G n () = 0 و بالعکس (شکل 13.2، a). این یک مورد معمولی از مخابرات تقسیم فرکانس چند کاناله، ارتباطات رادیویی است، که در آن تداخل از سیگنال های کانال های دیگر یا ایستگاه های رادیویی خارجی است. از (13.1) بدست می آوریم

در آن در این مورد، خط راه راه ایده آل بهینه می شود.(یا فرکانس پایین) فیلتر، که پهنای باند آن با پهنای باند اشغال شده توسط سیگنال منطبق است. از نظر فیزیکی، این نتیجه به راحتی توضیح داده می شود: فیلتر طیف سیگنال را انتخاب می کند و طیف تداخل را کاملاً سرکوب می کند. خروجی چنین فیلتری سیگنالی است که کاملاً از تداخل "پاک شده" است ، دقیقاً همان چیزی است که

برنج. 13.2 پاسخ دامنه فرکانس فیلتر بهینه: آ- طیف سیگنال تداخل با هم همپوشانی ندارند. ب- همپوشانی طیف سیگنال و نویز

برای دریافت الزامی است بهترین کیفیتبازیابی سیگنال

2. طیف سیگنال و تداخل با هم همپوشانی دارند، اما شدت (چگالی توان طیفی) تداخل بسیار کمتر از سیگنال است، یعنی. چنین تداخلی، تداخل داخلی و خارجی مانند نویز سفید در کانال های ارتباطی با طراحی مناسب است، زمانی که نسبت سیگنال به تداخل بسیار بیشتر از یک باشد. سپس در مخرج معادله (13.1) مقدار G n () را می توان نادیده گرفت و دوباره برای H opt () رابطه (13.2) بدست آورد: فیلتر ایده آل شرح داده شده در بند 1 بهینه است.

3. طیف سیگنال و تداخل با هم همپوشانی دارند، اما تداخل در مقایسه با سیگنال باریک است و چگالی طیفی توان آن بسیار بیشتر از چگالی طیفی توان سیگنال است: این یک مورد تاثیر بر

سیگنال تداخل متمرکز قوی (پس زمینه جریان متناوب 50 هرتز، فرکانس های کنترل در مخابرات چند کاناله و غیره). از (13.1) چنین بر می آید که

یعنی در چنین مواردی، علاوه بر یک فیلتر باند گذر ایده آل، مسیر گیرنده شامل یک فیلتر باند استاپ ایده آل است که از سرکوب تداخل در باند آن اطمینان حاصل می کند (شکل 13.2b).

فیلترهای فرکانسسیستم های ارتباطی. از تئوری فیلترینگ بهینه چنین برمی‌آید که در بیشتر موارد، فیلترهای باند، کم‌گذر یا ناچ برای بهترین جداسازی سیگنال و نویز مورد نیاز هستند. اما از تئوری مدارها مشخص است که اجرای فیلترهای ایده آل عملاً غیرممکن است ، بنابراین در سیستم های انتقال سیگنال های پیوسته از فیلترهایی با ویژگی هایی استفاده می شود که تا حدی به موارد ایده آل نزدیک می شوند. الزامات پاسخ فرکانسی هم در باند عبور و هم در باند توقف معمولاً توسط GOST برای تجهیزات مشخص می شود.

انواع فیلترهای زیر استفاده می شود:

Butterworth با مسطح ترین دامنه پاسخ فرکانسدر باند عبور؛

چبیشف با امواج دامنه یکسان در باند عبور و تضعیف یکنواخت در باند توقف یا با امواج مساوی در باند توقف و مسطح ترین مشخصه در باند عبور.

گاوس (بسل) با پاسخ فرکانس فاز خطی و برخی دیگر.

به طور سنتی، فیلترهای LC در تجهیزات ارتباطی استفاده می شده و همچنان مورد استفاده قرار می گیرد. این فیلترها بسیار ارزان هستند، به راحتی از نظر فرکانس قابل تنظیم هستند، تلفات ذاتی کمی دارند و بر این اساس، نویز ذاتی کمی دارند. این به آنها اجازه می دهد تا در مدارهای ورودی تقویت کننده های کم نویز استفاده شوند.

در سیستم‌های ارتباطی سیمی، فیلترها معمولاً به‌عنوان یک فیلتر با مرتبه بالا (به اصطلاح فیلترهای چندجمله‌ای انتخابی توده‌ای) پیاده‌سازی می‌شوند. در مسیرهای تقویت دستگاه های گیرنده رادیویی با الزامات گزینش پذیری پایین، زمانی که فیلترهای تک مدار یا دو مداره در آبشارهای مختلف قرار می گیرند، از گزینش پذیری به اصطلاح توزیع شده استفاده می شود. پارامترهای چنین فیلترهایی بدتر از فیلترهای چند جمله ای هستند، اما برای یک فاکتور کیفیت معین از پیوندها، اجرای آبشاری امکان به دست آوردن پهنای باند باریک تر را فراهم می کند.

علاوه بر فیلترهای LC، فیلترهای RC فعال در حال حاضر به طور موثر در فرکانس‌های پایین و متوسط ​​(تا چند مگاهرتز) استفاده می‌شوند و بخش‌هایی از خطوط طولانی در فرکانس‌های بالاتر استفاده می‌شوند (f 8.8 را ببینید).

با استفاده از فیلترهای دیجیتال و فیلترهای مبتنی بر پیزوترونیک (کوارتز، پیزوسرامیک، پیزوفیلترهای الکترومکانیکی و غیره) امکان بالقوه زیادی برای فیلتر کردن در فرکانس‌های تا ده‌ها مگاهرتز ایجاد می‌شود.

در برخی پارامترها، به ویژه در رویکرد پاسخ فرکانسی به یک مستطیل، آنها به طور قابل توجهی از فیلترهای LC فراتر می روند.در تجهیزات خاص، استفاده از فیلترهای خاص بر اساس یک تحلیل فنی و اقتصادی تعیین می شود.

13.3. پردازش سیگنال گسسته

فیلتر کردن مداوم. یکی از روش های اصلی پردازش سیگنال های گسسته است فیلتراسیون. هدف از فیلتر کردن مانند هنگام دریافت سیگنال های پیوسته است، اما الزامات فیلتر به طور قابل توجهی متفاوت است. البته، فیلتر باید تداخل را سرکوب کند، و هر چه بزرگتر باشد بهتر است، اما در عین حال اعوجاج شکل موج مجاز است. به یاد بیاورید که هنگام دریافت سیگنال های گسسته، وظیفه اصلی گیرنده تشخیص یا تمایز سیگنال ها است. در مقابل پس‌زمینه نویز، تشخیص سیگنال در صورتی که ماهیت پالسی داشته باشد و دامنه آن بیشتر از نویز باشد، آسان‌تر است (شکل 13.3). هر چه نسبت پیک قدرت سیگنال به پراکندگی (توان متوسط) تداخل بیشتر باشد، کیفیت تشخیص سیگنال بالاتر است.

فیلتری که حداکثر نسبت سیگنال به نویز را در خروجی فراهم می کند، فیلتر همسان بهینه نامیده می شود. ویژگی های یک فیلتر منطبق برای سیگنال معین s(t) هنگامی که در معرض تداخل مانند نویز سفید با چگالی طیفی توان N 0 قرار می گیرد به شرح زیر است: تابع انتقال پیچیده

پاسخ ضربه

(13.4)

نسبت سیگنال خروجی به نویز

(13.5)

که در آن F" () = تابعی است که به طور پیچیده با طیف سیگنال مزدوج شده است. با- ضریب تناسب دلخواه، t 0- لحظه ای که در آن دامنه سیگنال در خروجی فیلتر حداکثر مقدار را می گیرد (تاخیر در فیلتر). W s - انرژی سیگنال.

از (13.3) چنین استنباط می شود که تابع انتقال پیچیده یک فیلتر منطبق، کمیتی است که به طور پیچیده با طیف سیگنال مزدوج شده است (تا یک تاخیر ثابت که توسط ضریب تعیین می شود). اگر عبارت (13.3) به صورت دو برابری بازنویسی شود

سپس از آنها مشخص می شود که پاسخ فرکانسی فیلتر منطبق، تا یک ضریب ثابت، با طیف دامنه سیگنال منطبق است و پاسخ فاز با طیف فاز سیگنال منطبق است، اما علامت مخالف دارد. بنابراین، عملکرد انتقال فیلتر به طور کامل توسط طیف سیگنال تعیین می شود و با آن "همسان می شود". از این رو نام - فیلتر همسان.

فاز سیگنال در خروجی فیلتر همسان

در t=to (t 0)= 0، یعنی در حال حاضر t 0تمام اجزای هارمونیک

برنج. 13.3 پاسخ فرکانس انتقال یک فیلتر مطابق با یک پالس مستطیلی: آ- طیف دامنه نرمال شده یک پالس مستطیلی؛ ب– پاسخ فرکانس فیلتر همسان

اجزای سیگنال فاز یکسانی دارند و به صورت حسابی اضافه می شوند و یک پیک سیگنال را در خروجی فیلتر تشکیل می دهند. مولفه های طیفی نویز در ورودی فیلتر دارای فاز تصادفی هستند و ماهیت تصادفی فازها پس از عبور نویز از فیلتر منطبق باقی می ماند، بنابراین نتیجه جمع مولفه های طیفی نویز در خروجی فیلتر خواهد بود. تصادفی و احتمال تشکیل آنها زیاد است

انتشار در لحظه t=t 0 کم است. این از نظر فیزیکی این واقعیت را توضیح می دهد که یک فیلتر همسان نسبت سیگنال به نویز را در خروجی به حداکثر می رساند.

مثال 13.1. پاسخ فرکانس انتقال فیلتر مطابق با یک پالس ویدئویی مستطیلی با مدت زمان t و را تعیین کنید.

برای یک پالس ویدئویی مستطیلی و در (t)دامنه F در طیف () بود

در مثال 2.4 تعریف شده و در شکل. 2.11. با در نظر گرفتن (13.3) ضریب تناسب c=1/F در (0)، متوجه می‌شویم که در فیلتر منطبق، پاسخ فرکانس N SF () با طیف دامنه نرمال شده سیگنال منطبق است. برای فرکانس های مثبت فیزیکی موجود، این مشخصه در شکل 1 نشان داده شده است. 13.4.

نسبت سیگنال به نویزدر خروجی فیلتر همسان، که با برابری (13.5) تعریف شده است، حداکثر قابل دستیابی برای فیلترهای خطی است و به شکل سیگنال دریافتی بستگی ندارد، بلکه با انرژی آن تعیین می شود. از این نتیجه می شود که یک فیلتر منطبق می تواند سیگنال هایی را انتخاب کند که میانگین توان آنها بسیار کمتر از میانگین توان نویز است. مثال زیر تأیید عددی را ارائه می دهد.

شکل 13.4 برای تشخیص سیگنال پالس

مثال 13.2.نسبت سیگنال به نویز را در خروجی فیلتر منطبق برای یک سیگنال پیچیده با مدت زمان t s = 1 ms، عرض طیف تعیین کنید.

1 مگاهرتز، اگر نسبت سیگنال به نویز در ورودی فیلتر = P s / P n = 0.01 باشد.

برای محاسبه در s با توجه به (13.5) باید انرژی سیگنال W s و را دانست

توان تداخل چگالی طیفی N 0 . از (2.26) W s = Р s t s . هنگام تعیین نسبت سیگنال به تداخل، توان تداخل معمولاً در باند فرکانس سیگنال و چگالی طیفی توان N 0 = اندازه گیری می شود (به مثال 2.7 مراجعه کنید). با دانستن W s و N 0، تعیین می کنیم

توجه داشته باشید.هنگامی که نسبت سیگنال به تداخل p out = 20، دریافت قابل اعتماد در نظر گرفته می شود.

سیگنال در خروجی فیلتر منطبق با این فرض که، در صورت عدم وجود تداخل، یک سیگنال sin (t) به ورودی فیلتر اعمال می شود، با توجه به آن این فیلترسازگار است، برای مثال با استفاده از انتگرال Duhamel می توان آن را یافت

(13.7)

با مقایسه فرمول به دست آمده با (2.21)، می بینیم که سیگنال خروجی، تا یک ضریب ثابت، با تابع همبستگی خودکار سیگنال ورودی مطابقت دارد، به سمت تاخیر بر اساس زمان به، یعنی.

اجازه دهید به شباهت ها و تفاوت های بین فیلتر بهینه Kolmogorov-Wiener و فیلتر مطابق بهینه توجه کنیم.

1. هر دو فیلتر برای جداسازی سیگنال و سرکوب تداخل طراحی شده اند، هر دو نسبت سیگنال به نویز را در خروجی بهبود می بخشند، اما معیارهای عملکرد آنها به طور قابل توجهی متفاوت است: فیلتر Kolmogorov-Wiener اختلاف ریشه میانگین مربع را به حداقل می رساند. ، فیلتر همسان نسبت سیگنال به نویز را به حداکثر می رساند.

2. اعوجاج سیگنال در خروجی فیلتر Kolmogorov-Wiener حداقل است؛ فیلتر منطبق شکل سیگنال را به گونه ای تحریف می کند که در لحظه 4 پیک سیگنال آن به دست می آید. می توان گفت که فیلتر همسان تا حد ممکن اعوجاج می کند

شکل سیگنال، اما به طور هدفمند، آن را تا حد ممکن در برابر پس زمینه نویز برجسته کنید.

3. یک فیلتر منطبق را می توان برای سیگنال های محدود قطعی یک شکل شناخته شده، یک فیلتر Kolmogorov-Wiener برای سیگنال های تصادفی با چگالی طیفی توان شناخته شده پیاده سازی کرد.

فیلترهای شبه بهینه. به عنوان یک قاعده، اجرای عملی یک فیلتر منطبق دشوار است، بنابراین فیلترهایی با طراحی ساده‌تر اغلب برای پردازش سیگنال‌های گسسته ساده استفاده می‌شوند، اما نسبت سیگنال به نویز را در خروجی ارائه می‌کنند که نزدیک به حداکثر قابل دستیابی است. فیلتر همسان این فیلترها دارای شکل پاسخ فرکانسی مشخصی هستند و نسبت سیگنال به سیگنال را به حداکثر می‌رسانند

تداخل در خروجی، پهنای باند فیلتر بهینه انتخاب می شود. چنین فیلترهایی معمولاً شبه بهینه نامیده می شوند. تئوری فیلتراسیون شبه بهینه توسط عضو مربوطه توسعه داده شد. آکادمی علوم اتحاد جماهیر شوروی V. I. Siforov.

همانطور که تجزیه و تحلیل نشان می دهد، باند عبور فیلترهای شبه بهینه به شکل سیگنال و نوع مشخصه دامنه فرکانس بستگی دارد. بنابراین، برای یک پالس رادیویی مستطیلی با مدت زمان t و، باند عبور نویز موثر بهینه Peff برابر است با: برای یک فیلتر باند گذر ایده آل - 1.37/t و. برای یک فیلتر به شکل یک مدار نوسانی منفرد - 0.4/t و. برای یک فیلتر زنگی شکل - 0.72/t و. به یاد بیاورید که پهنای باند نویز موثر فیلتر (به 2.7 دلار مراجعه کنید) با استفاده از روش مستطیل مساحت مربع برای مدول تابع انتقال فیلتر محاسبه می شود.

وجود پهنای باند فیلتر بهینه از نظر فیزیکی با موارد زیر توضیح داده می شود: با کاهش پهنای باند فیلتر، قدرت نویز خروجی کاهش می یابد، اما در عین حال سیگنال نیز کاهش می یابد و به دلیل کاهش سرعت گذرا به مقدار حالت پایدار خود نمی رسد. فرآیندهای موجود در فیلتر با افزایش پهنای باند، قدرت نویز متناسب با پهنای باند افزایش می یابد و سیگنالی که به مقدار نزدیک به حالت پایدار رسیده است، اندکی افزایش می یابد.

نسبت سیگنال به نویز در خروجی فیلترهای شبه بهینه برای سیگنال های ساده (تک پالس های رادیویی یا ویدیویی) نسبت به فیلتر همسان مربوطه به میزان 10 ... 20 درصد کاهش می یابد. لازم به ذکر است که فیلترهای صاف; پاسخ‌های فرکانسی نتایج بهتری نسبت به فیلترهای ایده‌آل می‌دهند، بنابراین هنگام دریافت سیگنال‌های گسسته، نباید از فیلترهایی با شیب تند (نزدیک به ایده‌آل) استفاده کرد.

انتخاب پهنای باند فیلترهای شبه بهینه نیز محدود است تداخل متقاطع (بین نمادی).، که هنگام دریافت یک دنباله تصادفی از سیگنال های گسسته بوجود می آیند. در زمان تصمیم گیری در مورد من-m

سیگنال، ورودی دستگاه تصمیم گیری ولتاژ باقی مانده از سیگنال های قبلی را دریافت می کند، زیرا فرآیندهای گذرا در فیلترهای شبه بهینه نسبتا کند هستند. این ولتاژ باقیمانده تداخل بین نمادی را تشکیل می دهد.

در فیلترهای همسان، هیچ تداخل بین نمادی وجود ندارد، زیرا پاسخ ضربه ای آنها و بر این اساس، واکنش به سیگنال تا زمان تصمیم گیری دارای مدت زمان محدود و فرآیندهای گذرا هستند. سیگنال بعدیپایان.

محاسبات متعدد فرآیندهای گذرا در فیلترهای شبه بهینه مختلف نشان می دهد که در یک باند عبور بهینه، تداخل بین نمادی به طور غیرقابل قبولی زیاد است، بنابراین لازم است یک باند عبور بزرگتر از بهینه انتخاب شود، در نتیجه سیگنال به نسبت نویز در خروجی فیلتر را می توان به میزان قابل توجهی کاهش داد.

هنگام دریافت سیگنال های گسسته به شکل پالس های مستطیلی، فیلتر اصلی اغلب با یک فیلتر پس از تشخیص انجام می شود که فیلتر کلیدی نامیده می شود. پهنای باند آن برابر با 1.4/t و در سطح تضعیف 6 دسی بل، یعنی تقریباً 4 برابر بیشتر از پهنای باند بهینه فیلتر شبه بهینه برای یک پالس ویدئویی مستطیلی انتخاب شده است.

دروازه.راه اندازی سیگنال ساده ترین روش پردازش است. به طور گسترده در عمل استفاده می شود و اغلب نامیده می شود پذیرایی با یک شمارش

هنگام راه اندازی در یک لحظه معین، در بازه مدت سیگنال t s، مقدار فعلی مخلوط سیگنال و نویز شمارش می شود که سپس وارد می شود. حل کننده. از آنجایی که ویژگی های آماری تداخل به کمی بستگی دارد

هنگام انتخاب لحظه ثبت، لحظه گیتینگ (شمارش) باید در لحظه حداکثر مقدار سیگنال و حداقل اعوجاج آن به دلیل فرآیندهای گذرا انتخاب شود. این معمولاً وسط سیگنال گسسته است. اگر قبل از گیتینگ یک فیلتر منطبق وجود داشته باشد، نمونه برداری در t 0 بهترین دریافت (بهینه) را ارائه می دهد. با فیلتر غیر بهینه قبل از گیتینگ، کاهش ایمنی نویز قابل توجه است.

پذیرش یکپارچه. تمایل به افزایش مصونیت صوتی دریافتی منجر به تصمیم گیری نه بر اساس یک تجزیه و تحلیل واحد، بلکه چندگانه یا مستمر شد.

سیگنال در بازه مدت زمان آن t s. این روش پردازش انتگرال نامیده می شود و با ادغام پیوسته یا جمع گسسته نمونه ها اجرا می شود.

اگر سیگنال z(t) =s(t)+n(t) در ورودی انتگرالگر عمل کند،

سپس در خروجی آن مقدار را دریافت می کنیم

که در آن عبارت اول نشان دهنده سیگنال است و دومی نویز در خروجی یکپارچه ساز است. بیش از حد توان سیگنال بیش از نویز در خروجی یکپارچه ساز

(13.8)

نسبت سیگنال به نویز و پهنای طیف نویز موثر در ورودی انتگرالگر به ترتیب کجاست. ادغام پالس های ویدئویی بعد از آشکارساز را می توان با یک مدار RC سوئیچ شده ساده انجام داد (شکل 13.5). ثابت

زمان این مدار از نسبت RC 1.25 انتخاب می شود tsبه طوری که ولتاژ دو طرف خازن در انتهای بازه یکپارچه سازی باشد

شکل 13.5 نمودار ساده ترین انتگرال سوئیچ شده

در بخش خطی پاسخ گذرا بود. در پایان هر سیگنال گسسته در t=t s ولتاژ در خروجی یکپارچه شمارش می شود و در

t=t s + خازن تخلیه می شود و در نتیجه برای دریافت سیگنال گسسته بعدی آماده می شود.

هیچ تداخل بین نمادی در طول دریافت انتگرال وجود ندارد و با مقایسه (13.8) و (13.6)، می بینیم که نسبت سیگنال به نویز در خروجی انتگرالگر 2 برابر بدتر از پردازش سیگنال گسسته با یک فیلتر منطبق است.

از روش‌های ذکر شده در بالا برای پردازش سیگنال‌های گسسته در سیستم‌های واقعی برای انتقال پیام‌های گسسته، اولویت را نمی‌توان تنها به یک یا دو داده داد. همه اینها به نوع مدولاسیون، شاخص های کیفیت مورد نیاز، نسبت سیگنال به تداخل در ورودی گیرنده و غیره بستگی دارد. اما اگر می خواهید در شرایط دریافت نامطلوب (مثلاً در شرایط فوق العاده) بالاترین مصونیت نویز ممکن را به دست آورید. پیوندهای رادیویی فضایی از راه دور)، پس لازم است از فیلتر یا روش‌های مشابه آن استفاده شود. اگر الزامات کیفیت پایین است یا اگر نویز کمی در ورودی گیرنده وجود دارد، می توانید خود را به روش های پردازشی محدود کنید که پیاده سازی آنها ساده تر است.

3. سیگنال های مدوله شده. تئوری انتقال سیگنال

3. سیگنال های مدوله شده

3.1. نمایش تحلیلی نوسانات مدوله شده

سیگنال های مدوله شده در نوع حامل (حامل) و پارامترهای مدوله شده آن متفاوت است. در حال حاضر، نوسانات هارمونیک، دنباله تناوبی از پالس ها، و یک فرآیند تصادفی باند باریک به طور گسترده ای به عنوان حامل استفاده می شود. هر یک از این انتقال دهنده ها با تعدادی پارامتر مشخص می شوند. پارامترهایی که در طول زمان تحت تأثیر یک پیام ارسالی تغییر می کنند، اطلاعاتی نامیده می شوند، زیرا تغییرات آنها حاوی اطلاعات ارسال شده است. پارامترهایی که بدون تغییر باقی می مانند ویژگی های دائمی سیگنال هستند. آنها می توانند در دریافت برای تشخیص سیگنال از تداخل استفاده شوند. در بسیاری از موارد، سیگنال مدوله شده را می توان به عنوان حاصلضرب دو تابع نشان داد

جایی که - تابع نشان دهنده ارتعاش حامل (حامل)، و - تابع مدولاسیون که تأثیر پیام ارسال شده را بیان می کند تو(تی) به حامل f(تی). هنگامی که یک سیگنال تحلیلی (2.98) برای نشان دادن حامل انتخاب می شود، سپس برای هر تابع مدولاسیون م(تی) یک سیگنال مدوله شده پیچیده وجود دارد س(تی). در ارائه تحلیلیسیگنال، بخش های واقعی و خیالی آن با یک سیگنال مدوله شده واقعی مطابقت دارد و مدول آن پوشش را تعیین می کند. در موردی که حامل یک نوسان هارمونیک است، تابع مدولاسیون اثر سیگنال ویدئویی را بیان می کند. تو(تی) به دامنه (فرکانس یا فاز) حامل.

طیف نوسان مدوله شده (3.1) با توجه به قضیه طیف محصول توسط کانولوشن تعیین می شود.

(3.2)

نتیجه این است که فرآیند مدولاسیون منجر به تبدیل پیچیده ای از طیف سیگنال می شود. اگر حامل یک نوسان باند باریک باشد، مدولاسیون منجر به گسترش طیف و انتقال آن به ناحیه اطراف فرکانس حامل می شود (شکل 3.1 a). اگر حامل یک سینوسی خالص باشد، یک تغییر طیف ساده وجود دارد (شکل 3.1 ب).اگر حامل به شکل یک سیگنال تحلیلی ثبت شود که طیف آن فقط برای فرکانس های مثبت وجود دارد، آنگاه تبدیل فرکانس فقط برای فرکانس های مثبت اعمال می شود، همانطور که در شکل نشان داده شده است. 3.1.

برنج. 3.1. تغییر طیفی در طول مدولاسیون: حالت کلی یک حامل تحلیلی (آ)،کیس حامل هارمونیک (ب)

3.2. انواع اصلی مدولاسیون آنالوگ

انواع اصلی مدولاسیون آنالوگ شامل مدولاسیون دامنه (AM)، مدولاسیون فاز (PM) و مدولاسیون فرکانس (FM) است. انواع AM مدولاسیون متعادل (BM) و تک باند (SB) هستند.

انتقال مستقیم اکثر با یک سیگنال سادهبرای انتقال یک پیام مداوم تو(تی) یک سیگنال متناسب است تو(تی):

س(تی)= طلا(تی), (3.3)

جایی که آ -مقداری ثابت اگر در آن قرار دهیم، چنین سیگنالی با فرم (3.1) مطابقت دارد f(تی)= آ و م [تو(تی)]= تو(تی). نمونه ای از چنین انتقال پیام مستقیم، معمول است ارتباطات تلفنیتوسط سیم

مدولاسیون دامنه. برای این نوع مدولاسیون: f(تی)=,

جایی که تی- ضریب مدولاسیون

سیگنال مدوله شده ضبط خواهد شد

این عبارت نمایشی از سیگنال AM واقعی را ارائه می دهد

طیف سیگنال به طور کلی به عنوان تبدیل فوریه تعریف می شود س(تی):

با توجه به اینکه و

طیف پیام ارسالی کجاست. این نشان می دهد که با AM یک انتقال طیف پیام به فرکانس وجود دارد (شکل 3.16). عرض طیف سیگنال اف با AM دو برابر طیف پیام Fm:

تو(تی)=,

از این عبارت نتیجه می شود که دامنه سیگنال مدوله شده متفاوت است قبل از ، و قدرت سیگنال، به ترتیب، از قبل از

قدرت ارتعاش حامل کجاست. میانگین توان سیگنال AM:

وقتی m=l و PCP=1,5 PH; نسبت توان متوسط ​​به حداکثر 0.375 است. "این روابط نشان دهنده یک نقطه ضعف قابل توجه مدولاسیون دامنه است - استفاده بدقدرت فرستنده

مدولاسیون متعادل (BM). علاوه بر AM معمولی، از انتقال AM بدون حامل استفاده می شود - مدولاسیون متعادل. برای این نوع مدولاسیون:

f(تی)=, (3.7)

طیف سیگنال برای BM

فقط دو باند جانبی وجود دارد - هیچ حاملی وجود ندارد.

با مدولاسیون باند تک جانبی (SBM)، تنها یک سیگنال ارسال می شود نوار کناری. برای این نوع مدولاسیون هنگام انتقال نوار کناری بالایی:

f(تی)=, (3.10)

طیف سیگنال OM

(3.12)

در واقع، اگر توابع را گسترش دهیم تو(تی) و (تی) در سری فوریه:

و در نظر بگیرید که cosx; و sinx یک جفت تبدیل هیلبرت هستند

این نمایش برای همه > 0 تحلیلی است. جایگزینی تابع مدولاسیون [ تو(تی)] به مرتبط با آن *[ تو(تی)]= تو(تی)- من(تی) شکل موج را می دهد س(تی), مربوط به نوار سمت پایین.

سیستم‌های BM و OM کاهش مصرف انرژی هدر رفته در هر جزء فرکانس حامل را ممکن می‌سازند و با OM، عرض طیف را می‌توان به نصف کاهش داد. سیگنال ارسال شده. با این حال، اجرای این مزایا به تجهیزات پیچیده تری نیاز دارد.

مدولاسیون زاویه چه زمانی مدولاسیون زاویه ایتابع مدولاسیون (FM و PM) دارای فرم است

با حامل سینوسی f(تی)= سیگنال مدوله شده عبارت زیر را خواهد داشت:

سیگنال واقعی

این یک نمایش رایج از سیگنال مدوله شده با زاویه است. طبق (3.15)، فاز کل نوسان فرکانس بالا برابر است با:

(3.16)

و فرکانس لحظه ای نوسان با توجه به قانون مشتق تغییر می کند , یعنی

(3.17)

برعکس، وقتی فرکانس طبق قانون ω تغییر می کند (تی) (3.17) فاز نوسان ψ(t) مطابق قانون انتگرال ω تغییر خواهد کرد. (تی):

(3.18)

چه زمانی مدولاسیون فاز . سپس بر اساس (3.15) و (3.16) داریم:

(Z.19) (3.20)

در مدولاسیون فرکانسطبق قانون پیام ارسالی، فرکانس نوسان حامل تغییر می کند

(3.21)

دامنه انحراف فرکانس کجاست (انحراف فرکانس). فاز کل نوسان برابر خواهد بود با:

سپس بیان سیگنال FM به شکل نوشته خواهد شد

هنگام تعدیل با یک تن، چه زمانی و (تی)= cosΩt، عبارات سیگنال برای PM و FM شکل یکسانی دارند:

جایی که تی -شاخص مدولاسیون: در PM در FM

برای تعیین طیف سیگنال، کسینوس مجموع دو زاویه را با استفاده از فرمول های شناخته شده از مثلثات در (3.24) جایگزین می کنیم.

در اینجا، برای ساده کردن نماد، = 0 را قرار می دهیم. روابط زیر از تئوری توابع بسل شناخته شده است:

تابع بسل از نوع اول کجاست ک- جیo ترتیب استدلال تی.پس از جایگزینی (3.26) و (3.27) به (3.25) به دست می آوریم

بنابراین، معلوم می شود که حتی با FM و PM سینوسی، از نظر نظری یک طیف نامحدود به دست می آید. از یک حامل ω0 و دو باند جانبی تشکیل شده است. دامنه حامل A010 (t)در جام جهانی و FM. بر خلاف AM، به نوسان تعدیل کننده بستگی دارد. برای برخی از ارزش ها تیحتی ممکن است صفر باشد (t = 2، 3; 5.4). دامنه فرکانس های جانبی است . با این حال، در عمل، عرض طیف سیگنال های FM و PM محدود است.

برنج. 3.2. طیف یک سیگنال با مدولاسیون زاویه

در شکل شکل 3.2 طیف یک سیگنال با مدولاسیون زاویه ای را با یک تن در m=5 نشان می دهد. همانطور که می بینیم، با افزایش عدد هارمونیک، دامنه فرکانس های جانبی به سرعت کاهش می یابد ک. در ک> متر اجزای طیف کوچک هستند و می توان آنها را نادیده گرفت. در عمل، عرض طیف سیگنال در طول مدولاسیون زاویه ای برابر است با F=2(m+l)Fm، که در آن افتی= تعدیل فرکانس نوسان

تفاوت بین FM و PM فقط زمانی ظاهر می شود که فرکانس مدولاسیون Ω تغییر کند. در جام جهانی t=،بنابراین وقتی متر>>1 گروه عملا مستقل از Fm. با FM b

برای m>>1 عرض طیف برابر خواهد بود اف=2 ΔφfmFm یعنی به فرکانس تعدیل بستگی دارد Fm. این تفاوت بین طیف FM و FM است.

در مورد یک شاخص مدولاسیون کوچک، طیف سیگنال های FM و PM، مانند مورد AM، تنها دارای سه جزء است:

اگر در نظر بگیریم که وقتی متر<< ل گناه (msinΩt) msinΩt, آ cos (msinΩt) 1.

مقایسه (3.6) و (3.29) نشان می دهد که تفاوت بین طیف سیگنال با AM و مدولاسیون زاویه ای فقط در یک تغییر فاز نوسان فرکانس سمت پایین به میزان 180 درجه نسبت به موقعیت آن با AM است. این تفاوت قابل توجه است و با نمودارهای برداری نشان داده شده در شکل 1 نشان داده شده است. 3.3.

برنج. 3.3. نمودارهای برداری: سیگنال AM (آ)،سیگنال FM (w<1) (ب)

مدولاسیون زاویه یک باند جانبی اگر تابع تحلیلی باشد:

سپس سیگنال

همچنین یک تابع تحلیلی برای . دارای فرکانس های منفی نیست، اگرچه دارای طیف نامتناهی در ناحیه فرکانس های مثبت است:

عبارت (3.30) سیگنال مدوله شده جدید را تعریف می کند. این سیگنال گونه ای از سیگنال مدولاسیون زاویه باند تکی است. برای اثبات این موضوع، مدولاسیون فرکانس با یک تن را در نظر بگیرید تو(تی) = sinΩt. برای این مورد تابع φ(تی) و تبدیل هیلبرت آن به شکل زیر است:

شاخص مدولاسیون کجاست. سپس تابع تعدیل کننده به فرم تبدیل می شود

و سیگنال مدوله شده

این نشان می دهد که طیف سیگنال مدوله شده از یک باند جانبی تشکیل شده است. با استفاده از تبدیل هیلبرت (مثلاً از طریق تغییر فاز توسط ) و مدولاسیون دامنه نمایی، می توان یک سیگنال FM تک باند را از یک سیگنال PM معمولی به دست آورد. سپس محدود کردن چنین سیگنالی در گیرنده، نوار کناری پایینی را بازیابی می کند و امکان استفاده از یک تشخیص دهنده معمولی را برای تشخیص فراهم می کند.

3.3. سیگنال هایی با مدولاسیون گسسته

با مدولاسیون گسسته، پیام رمزگذاری شده تو(تی), که دنباله ای از نمادهای کد است {}, به دنباله ای از عناصر سیگنال تبدیل می شود {} . دومی با نمادهای کد فقط در نمایش الکتریکی آنها متفاوت است. در یک مورد خاص، مدولاسیون گسسته از تأثیر نمادهای کد تشکیل شده است (آمن} به حامل f(تی). این مدولاسیون گسسته شبیه مدولاسیون پیوسته است.

از طریق مدولاسیون، یکی از پارامترهای حامل طبق قانون تعیین شده توسط کد تغییر می کند. در انتقال مستقیم، حامل می تواند یک جریان مستقیم باشد که پارامترهای متغیر آن بزرگی و جهت است. به طور معمول، به عنوان یک حامل، مانند مدولاسیون پیوسته، از جریان متناوب استفاده می شود ( نوسان هارمونیک). در این حالت می توان مدولاسیون های دامنه (AM)، فرکانس (FM) و فاز (PM) را بدست آورد. مدولاسیون گسسته اغلب نامیده می شود دستکاری - اعمال نفوذ،و دستگاهی که مدولاسیون گسسته (مدولاتور گسسته) را انجام می دهد، دستکاری کننده یا مولد سیگنال نامیده می شود.

در شکل شکل 3.4 نمودار سیگنال ها را برای انواع مختلف دستکاری نشان می دهد. با AM، نماد 1 مربوط به انتقال یک نوسان حامل در طول زمان است (ارسال)، نماد 0 - عدم وجود نوسان (مکث). در FM، انتقال یک موج حامل با فرکانس با نماد 1 و انتقال یک موج برابر با 0 است. با PM، فاز موج حامل با هر انتقال از 1 به 0 و از 0 180 درجه تغییر می کند. به 1.

برنج. 3.4. سیگنال هایی با انواع مختلف مدولاسیون گسسته

در نهایت، مدولاسیون فاز نسبی (RPM) در حال حاضر استفاده می شود. برخلاف PM، در سیستم OFM فاز موج حامل در هنگام ارسال نمادهای 1 180 درجه تغییر می کند و در هنگام ارسال نمادهای 0 بدون تغییر باقی می ماند.

در OFM، دستکاری هر بسته داده شده نسبت به قبلی انجام می شود. بدیهی است که از این طریق می توانید هر پارامتری از نوسان حامل را دستکاری (تغییر) کنید: هنگام تغییر فرکانس، کلید شیفت فرکانس نسبی (RFK) را دریافت می کنیم و هنگام تغییر دامنه، کلید شیفت دامنه نسبی (RAM) را دریافت می کنیم. مدولاسیون دلتا که در آن به آن اشاره کردیم § 1.6 نیز نوعی دستکاری نسبی است.

بیایید طیف سیگنال ها را برای برخی از انواع مدولاسیون گسسته در نظر بگیریم. ما فرض می کنیم که مدولاسیون توسط یک پیام باینری انجام می شود تو(تی), نشان دهنده یک دنباله تناوبی از پالس های مستطیلی با نقطه.

دستکاری دامنه. سیگنال AM را می توان به صورت نوشتاری نوشت

تابع تناوبی کجاست تو(تی) در بازه برابر است با:

(3.33)

بیایید تصور کنیم تو(تی) نزدیک فوریه

(3.34)

سپس سیگنال AM در فرم نوشته می شود

(3.35)

برنج. 3.5. طیف سیگنال با کلیدگذاری دامنه

طیف سیگنال AM، ساخته شده با استفاده از لامپ های f (3.35)، در شکل نشان داده شده است. 3.5. از یک ارتعاش حامل با دامنه تشکیل شده است و دو باند جانبی که اجزای طیفی آنها دارای دامنه هستند

(3.36)

پوشش طیف یک سیگنال AM گسسته با فرمول بیان می شود

(3.37)

یعنی طیف جابجایی فرکانس یک سیگنال پالس را نشان می دهد تو(تی).

دستکاری فاز. سیگنال FM را می توان در قالب نوشت

تابع تناوبی که قانون تغییر فاز را در بازه تعیین می کند با فرمول بیان می شود

(3.39)

جایگزینی (3.39) به بیان (3.38) می دهد

بیایید تصور کنیم تو(تی) نزدیک فوریه

سپس سیگنال FM در فرم نوشته می شود

(3.40)

برنج. 3.6. طیف سیگنال ها در هنگام کلید زدن تغییر فاز

طیف سیگنال PM برای مقادیر مختلف انحراف فاز، ساخته شده بر اساس فرمول (3.40)، در شکل نشان داده شده است. 3.6. از یک ارتعاش حامل و دو باند جانبی تشکیل شده است. دامنه ارتعاش حامل به موارد زیر بستگی دارد: و زمانی که =- 0 می شود. دامنه مولفه های طیفی در باندهای جانبی نیز به . با افزایش از 0 به، همانطور که در شکل 1 مشاهده می شود. 3.6، دامنه ارتعاش حامل به صفر کاهش می یابد و دامنه فرکانس های جانبی افزایش می یابد.

وقتی = - تمام انرژی سیگنال PM فقط در باندهای جانبی موجود است. درست مانند AM، پوشش طیف فرکانس جانبی گسسته نشان دهنده طیف تغییر فرکانس یک سیگنال پالس است. تو(تی), ضرب در گناه:

(3.41)

طیف سیگنال به طور مشابه با کلید زدن تغییر فرکانس تعیین می شود.

3.4. سیگنال های مدولاسیون پالس

در سیستم های ارتباطی با مدولاسیون پالس، حامل اطلاعات یک دنباله تناوبی از پالس های یک شکل است.

(3.42)

جایی که U(تی) - عملکرد عادی که شکل پالس را مشخص می کند. آ0 - دامنه پالس؛ - ابتدای لبه جلو کتکانه ام ; - دوره تکرار نبض؛ - شروع شمارش دنباله؛ - مدت زمان کنبض ام، در سطح معینی شمارش می شود.

3.7. سیگنال برای انواع مختلف مدولاسیون پالس

در طول مدولاسیون، یکی از پارامترهای دنباله مطابق با پیام ارسالی تغییر می کند (شکل 3.7). بنابراین، با مدولاسیون دامنه پالس (PAM)، دامنه پالس تغییر می کند آ:

(3.43)

برنج. 3.8. پارامترهای یک دنباله تناوبی از پالس های مستطیلی

مدولاسیون عرض پالس (PWM) مدت زمان پالس را تغییر می دهد

(3.44)

حداکثر انحراف جلوی پالس در یک جهت کجاست.

مدولاسیون فاز پالس (PPM) تغییر را تغییر می دهد

پالس ها نسبت به نقاط ساعت .

با مدولاسیون فرکانس پالس (PFM) مطابق با

پیام ارسالی میزان تکرار پالس را تغییر می دهد.

درست مانند PIM، پالس‌ها نسبت به نقاط ساعت تغییر می‌کنند، اما با الگوی متفاوت. تفاوت بین FM و PFM مشابه تفاوت بین FM و FM یک حامل سینوسی است.

توالی تناوبی پالس های مستطیلی

(شکل 3.8) را می توان به شکل زیر نوشت:

چنین دنباله ای از پالس ها را می توان با یک سری فوریه نشان داد. مطابق عبارات (2.67) و (2.68) داریم

،جایی که ,

در مورد ما

(3.47)

(3.48)

جایی که

طیف دامنه یک دنباله تناوبی از پالس های مستطیلی در شکل نشان داده شده است. 3.9. دامنه مولفه های طیفی با مقادیر مدول چگالی طیفی تعیین می شود | | (3.47) در مورد هارمونیک های نرخ تکرار . شکل پوشش طیف فرکانس یک دنباله تناوبی با شکل تک تک پالس تعیین می شود. با افزایش دوره تکرار، فاصله فرکانس بین اجزای طیفی مجاور کاهش می یابد، تعداد آنها افزایش می یابد و دامنه هر جزء کاهش می یابد در حالی که نسبت ثابتی بین آنها حفظ می شود. با بزرگنمایی نامحدود، توالی تناوبی به یک پالس تبدیل می شود و طیف خط پیوسته می شود.

برنج. 3.9. طیف یک دنباله تناوبی از پالس های مستطیلی

طیف یک توالی تناوبی پالس های رادیویی از طیف یک دنباله از پالس های ویدئویی با انتقال مقیاس فرکانس به فرکانس حامل و تکمیل طیف حاصل با تصویر آینه ای آن به دست می آید.

در طول مدولاسیون، پارامترهای موجود در عبارات (3.46) و (3.48) تابع زمان هستند: . دنباله مدوله شده اکنون یک تابع غیر تناوبی را نشان می دهد که نسبت به تابع اصلی تغییر شکل داده است:

یا مطابق با (3.48)

فرمول حاصل، طیف فرکانس توالی پالس تغییر شکل یافته را تعیین می کند. برای به دست آوردن طیف سیگنال برای انواع مدولاسیون، لازم است که عبارت مربوطه را برای پارامتر مدوله شده در فرمول (3.50) جایگزین کنید.

برای مثال، بیایید طیف AIM را پیدا کنیم. هنگام تعدیل با یک تن تو(تی)= sinΩ(تی) و آ= آ0 (1+ msinΩt); پارامترهای باقی مانده از دنباله بدون تغییر هستند:

پس از جایگزینی این مقادیر به (3.50) و تبدیل های مثلثاتی ساده برای طیف فرکانس سیگنال AIM، به دست می آوریم.

در شکل شکل 3.10 نموداری از طیف سیگنال AIM را نشان می دهد. مقایسه آن با شکل 3.9 نشان می دهد که با AIM، هر جزء از طیف یک توالی پالس تعدیل نشده در دامنه به عنوان یک "حامل" جدا شده مدوله می شود. این طیف حاوی یک پیام تعدیل کننده فرکانس پایین است تو(تی) با فرکانس Ω، بنابراین، دمدولاسیون در طول AIM را می توان با استفاده از یک فیلتر پایین گذر که نوسان فرکانس پایین را عبور می دهد انجام داد. تو(تی).

طیف به طور مشابه برای سایر انواع مدولاسیون پالس تعیین می شود. برای محاسبه طیف برای PIM، در (3.50) باید عبارت (3.45) را جایگزین کرد که تغییر موقعیت پالس را مطابق با پیام ارسال شده تعیین می کند و برای PWM، عبارت (3.44) که تعیین کننده مقدار است. تغییر در مدت زمان نبض

با مدولاسیون کد پالس (PCM)، انتقال مقادیر سیگنال فردی به انتقال گروه خاصی از پالس ها کاهش می یابد. این گروه ها یکی پس از دیگری در فواصل نسبتا طولانی در مقایسه با مدت زمان تک تک پالس ها منتقل می شوند. هر گروه کد از پالس ها نشان دهنده یک سیگنال غیر تناوبی منظم است که طیف آن را می توان بر اساس تبدیل های فوریه به روش معمول محاسبه کرد.

برنج. 3.10. طیف سیگنال AIM

عرض طیف یک دنباله پالس عملاً مستقل از فرکانس تکرار است و عمدتاً با عرض طیف یک پالس تعیین می شود. در حضور مدولاسیون از هر نوع، طیف به دلیل فرکانس های جانبی اجزای افراطی طیف پالس های تعدیل نشده کمی گسترش می یابد. بنابراین، باند فرکانس کاری اشغال شده توسط سیگنال های پالس عملاً به نوع مدولاسیون بستگی ندارد و با مدت زمان و شکل پالس تعیین می شود.

3.5. طیف انرژی سیگنال های مدوله شده

تا اینجا ما مدولاسیون نوسان حامل را با یک فرآیند قطعی در نظر گرفتیم تو(تی), که پیامی خاص یا پیاده سازی خاصی از آن را نمایش می دهد. مجموع پیام های ممکن نشان دهنده برخی فرآیندهای تصادفی است. بنابراین، هنگام انتقال گفتار یا موسیقی، ویژگی‌های آماری پیام‌های ارسالی بسیار نزدیک به ویژگی‌های یک فرآیند تصادفی عادی است. مهم ترین ویژگی های یک نوسان مدوله شده توسط یک فرآیند تصادفی تابع همبستگی و طیف انرژی است.

باید تاکید کرد که یک سیگنال مدوله شده یک فرآیند تصادفی غیر ثابت است حتی زمانی که فرآیندهای مدوله (پیام ها) ساکن هستند. طيف انرژي يك فرآيند تصادفي غير ايستا با ميانگين گيري دو برابر - در مجموعه و در طول زمان تعيين مي شود. اول، میانگین زمانی تابع همبستگی، و سپس با استفاده از تبدیل فوریه معکوس - طیف انرژی مورد نظر.

زمانی که پیام ارسال شده را در نظر بگیرید تو(تی) یک فرآیند ثابت با تو(تی)=0, و حامل یک نوسان هارمونیک است.

با مدولاسیون دامنه

س(تی) = A0 cos ω 0 تی,

که در آن m ریشه میانگین مقدار مربع ضریب مدولاسیون است. تابع همبستگی سیگنال مدوله شده

جایی که بو(تی) - تابع همبستگی پیام ارسال شده تو(تی). همانطور که می بینیم، تابع ب(تی, τ) به زمان بستگی دارد، که نشان دهنده غیر ثابت بودن سیگنال مدوله شده است. پس از میانگین گیری در طول زمان به دست می آوریم

درخواست به که در(τ) تبدیل فوریه (2.84)، طیف انرژی سیگنال را در AM پیدا می کنیم

بنابراین، طیف یک نوسان هارمونیک مدوله شده در دامنه توسط یک فرآیند تصادفی شامل یک نوسان حامل با فرکانس و یک پیام ارسالی است که توسط طیف جابجا شده است. تو(تی).

سیگنال در طول مدولاسیون زاویه ای (FM و PM) را می توان به صورت کلی نوشت

س(تی) = A0 cos ,

در FM، و در FM .در اینجا مقادیر ریشه میانگین مربع انحراف فاز و فرکانس به ترتیب آمده است.

تابع همبستگی سیگنال مدوله شده

هنگام میانگین گیری در طول زمان، ترم اول می شود صفر ترم دوم به زمان بستگی ندارد تیاز همین رو

اجازه دهید تفاوت را نشان دهیم و با استفاده از یک فرمول شناخته شده، کسینوس مجموع دو زاویه را به شکل نمایش دهیم.

اگر قانون توزیع احتمال پیام مشخص باشد، مقادیر کسینوس و سینوسی میانگین مجموعه را می توان یافت. تو(تی). اگر تو(تی) پس از قانون عادی پیروی می کند، که یک تبدیل خطی از تو(تی), همچنین توزیع نرمال با میانگین و واریانس صفر خواهد داشت. به راحتی می توان تأیید کرد که در این مورد:

بنابراین، تابع همبستگی سیگنال با میانگین زمانی برای مدولاسیون زاویه ای

(3.54)

واریانس فرآیند را می توان از طریق تابع همبستگی یا طیف انرژی پیام بیان کرد تو(تی). واقعا

تابع همبستگی فرآیند کجاست . بنابراین وقتی ; در جام جهانی، جایی که , از همین رو . سپس، می توانید طیف انرژی سیگنال مدوله شده را با تبدیل فوریه (2.81) از تابع (3.54) تعیین کنید.

3.6. مدولاسیون حامل نویز

نه تنها نوسانات دوره ای، بلکه یک فرآیند تصادفی باند باریک نیز می تواند به عنوان یک حامل استفاده شود. چنین حامل هایی نیز یافت می شود استفاده عملی. به عنوان مثال، در سیستم های ارتباطی نوری که از تشعشعات نامنسجم استفاده می کنند، سیگنال اساساً نویز گاوسی با باند باریک است.

با توجه به (2.36)، یک فرآیند تصادفی باند باریک را می توان به عنوان یک نوسان شبه هارمونیک نشان داد.

با پاکت و فاز به آرامی تغییر می کند . با مدولاسیون دامنه، پاکت مطابق با پیام ارسال شده تغییر می کند U(تی), با مدولاسیون فاز - فاز و با فرکانس - فرکانس لحظه ای.

بیایید مدولاسیون دامنه یک حامل نویز را در نظر بگیریم. عبارت حامل مدوله شده در این مورد می تواند به صورت نوشته شود

y(تی) = f(تی), (3.57)

جایی که f(تی) - حامل، تو(تی) - عملکرد تعدیل کننده (سیگنال تصویری)، متر- ضریب مدولاسیون

فرض بر این است که فرآیند تعدیل تو(تی) همچنین یک فرآیند عادی ثابت با میانگین برابر با صفر را نشان می دهد تو(تی) = 0. فرآیندها f(تی) و تو(تی) مستقل. تحت این محدودیت ها، تابع همبستگی حامل نویز مدوله شده با دامنه

حالا طیف انرژی را پیدا می کنیم

انتگرال اول طیف انرژی حامل نویز را نشان می دهد. برای انتگرال دوم، بر اساس قضیه طیف محصول، داریم

در نهایت، طیف حامل مدوله شده برابر خواهد بود با:

بنابراین، طیف یک حامل نویز مدوله شده با دامنه با برهم نهی طیف حامل و پیچیدگی این طیف با طیف پیام ارسالی، به اندازه یک مقدار به ناحیه فرکانس بالا منتقل می شود. تابع همبستگی و انرژی طیف برای PM و FM به طور مشابه تعیین می شود.

استفاده از سیگنال های "نویز" باعث می شود تا تأثیر محو شدن در کانال ها با انتشار چند مسیری امواج رادیویی کاهش یابد. بیایید این موضوع را با یک مثال ساده توضیح دهیم. اجازه دهید سیگنال های دو پرتو به ورودی گیرنده رسیده و توسط آن جابجا شوند τ . زمان t. قدرت سیگنال حاصل که در مدت زمان کافی تعیین شده است تی،

تابع همبستگی سیگنال کجاست، P0- توان متوسط ​​آن تابع همبستگی نویز با افزایش m به سرعت کاهش می یابد و هر چه سریعتر طیف آن گسترده تر باشد. در نتیجه، با عرض طیف به اندازه کافی بزرگ، می توانیم 0 و را در نظر بگیریم , یعنی میانگین توان سیگنال دریافتی با وجود محو شدن تقریباً ثابت می ماند.

3.7. سیگنال های نویز مانند

استفاده از نویز واقعی به عنوان یک حامل با مشکلات خاصی همراه است که در هنگام تشکیل و دریافت چنین سیگنال هایی ایجاد می شود. بنابراین، سیگنال های نویز مانند در عمل کاربرد پیدا کرده اند. این سیگنال ها تصادفی نیستند. آنها بر اساس یک الگوریتم خاص تشکیل می شوند. با این حال، ویژگی‌های آماری آنها به ویژگی‌های نویز نزدیک است: طیف انرژی تقریباً یکنواخت است و تابع همبستگی دارای یک قله اصلی باریک و میخ‌های جانبی کوچک است. سیگنال های نویز مانند و نویز مانند از انواع سیگنال های باند پهن هستند (TF>>1).

در حال حاضر، روش‌هایی برای تولید سیگنال‌های نویز مانند شناخته شده‌اند که با پایه بزرگ ۲ TF به آنها اجازه می دهد تا به طور مستقل در انتهای گیرنده و فرستنده تکثیر شوند و شرایط لازم برای همگام سازی این سیگنال ها را برآورده کنند.

سیگنال های گسسته، که به شرح زیر ساخته می شوند، به طور گسترده مورد استفاده قرار می گیرند. مدت زمان بسته اطلاعاتی تیتجزیه می شود ن عناصر باینری مدت زمان (شکل 3.11). این تقسیم به ما امکان می دهد سیگنالی با مدت زمان بدست آوریم تیبا راه راه - و مقدار پایه 2 TF. دنباله‌ای از عناصر باینری کدهایی را تشکیل می‌دهند که برای ارائه ویژگی‌های سیگنال مشخص انتخاب می‌شوند. با استفاده از مدولاسیون یا هتروداینگ، یک سیگنال با فرکانس بالا تولید و از طریق کانال منتقل می شود. اغلب، مدولاسیون فاز در دو موقعیت استفاده می شود: 0 و π

تابع همبستگی سیگنال های گسسته با کافی پراهمیتتعداد عناصر ن دارای حداکثر اصلی متمرکز در ناحیه و لوب های جانبی است که سطح نسبتاً پایینی دارند (شکل 3.11). این تابع به شدت شبیه تابع همبستگی خودکار یک بخش نویز با یک باند است اف. نام سیگنال های نویز مانند از اینجاست.

در سیستم‌های ارتباطی که از سیگنال‌های نویز مانند (کامپوزیت) استفاده می‌کنند، هر عنصر پیام نه توسط یک، بلکه توسط چندین عنصر سیگنال که اطلاعات یکسانی را حمل می‌کند (تکرار می‌کند) منتقل می‌شود. عدد ن می تواند به چند صد و حتی هزاران برسد. همانطور که بعدا نشان داده خواهد شد، این اجازه می دهد تا انباشت سیگنال اجرا شود، حتی زمانی که سطح سیگنال کمتر از سطح نویز باشد، ایمنی بالای نویز را ایجاد می کند.

برنج. 3.11. اصل ساخت یک سیگنال پهن باند پیچیده

کلاس گسترده ای از سیگنال های گسسته بر اساس توالی های خطی بازگشتی ساخته شده است. این سیگنال ها دارای خواص همبستگی خوب و اجرای عملی نسبتا ساده هستند. ساختار سیگنال ها تصادفی است، اگرچه روش تشکیل آنها کاملاً منظم است. سیگنال های PM پیوسته ساخته شده از توالی های مکرر می توانند یک تابع همبستگی خودکار تقریباً کامل داشته باشند.

در میان توالی های تکرارشونده خطی، توالی های شبه تصادفی جایگاه ویژه ای را به خود اختصاص می دهند مسکانس های هافمن آنها یک مجموعه هستند نشخصیت های تکراری , که هر کدام می تواند یکی از دو مقدار را داشته باشد: +1 یا -1. این مقدار با حاصل ضرب مقادیر دو یا تعیین می شود بیشتر(اما همیشه یکنواخت) سیگنال های قبلی

و . تقریباً هر عدد صحیح پبا چندین عدد مطابقت دارد ک, که در آن، طبق قانون (3.60)، دنباله ای تشکیل می شود.

از عبارت (3.63) چنین بر می آید که عدد ن حداکثر دوره از دنباله هافمن بی نهایت است. توالی دوره های کوتاه تری نیز ممکن است تشکیل شود. حداکثر تعداد توالی دوره های مختلف حداکثر برای هر کدام پبرابر است با:

(3.64)

جایی که - تابع اویلر

توالی هافمن شبه تصادفی دودویی دارای تعدادی ویژگی قابل توجه است. تابع همبستگی خودکار نرمال شده در حالت عملکرد پیوسته دارای حداکثر اصلی برابر با واحد و لوب های جانبی با قدر مساوی با . تابع همبستگی متقابل برای دنباله های مختلف است - 1M.که در حالت پالسدر عمل، سطح لوب های جانبی تجاوز نمی کند . دنباله های مختلف برای یک معین پهم در ترتیب تناوب نمادهای +1 و -1 و هم در حداکثر مقدار لوب های جانبی متفاوت است. در این صورت می توانید دنباله ای را برای آن مشخص کنید حداکثر سطحلوب های جانبی کوچکترین در میان توالی های ممکن برای یک معین خواهند بود پ.تولید توالی هافمن شبه تصادفی با استفاده از ثبات های شیفت نسبتا ساده است.

علاوه بر سیگنال های هافمن، انواع دیگر سیگنال های گسسته نیز کاربرد عملی پیدا می کنند. می توانید سیگنال های Paley-Plotkin، دنباله ای از نمادهای لژاندر، کدهای بارکر، کدهای فرانک چند فازی را مشخص کنید. در نهایت ممکن است گزینه های مختلفسیگنال های ترکیبی

در رادار، سیگنال هایی با تغییر خطی فرکانس در یک پالس (چیپ) به طور گسترده مورد استفاده قرار می گیرند. این توسط ... که سیگنال های چیپ خوب است خواص همبستگیو دریافت آنها را می توان به راحتی با استفاده از فیلترهای همسان انجام داد.

سیگنال نویز مانند را می توان تحت تمام روش های مدولاسیون شناخته شده قرار داد. با مدولاسیون دامنه، دامنه همه عناصر آن تغییر می کند. با مدولاسیون فرکانس، انواع سیگنال در فرکانس متوسط ​​متفاوت است، با مدولاسیون فاز - اختلاف فاز بین عناصر دو بسته.

یک نوع خاص از مدولاسیون، مشخصه فقط سیستم های ارتباطی پهن باند، مدولاسیون ساختاری یا مدولاسیون با شکل سیگنال است. در این مورد، نوسانات ساخته شده از عناصر یکسان، اما با موقعیت های نسبی متفاوت از این عناصر، به عنوان انواع سیگنال استفاده می شود. به عنوان مثال، انتقال باینری را می توان با استفاده از سیگنال های شکل انجام داد:

چند موقعیتی به روشی مشابه ساخته می شوند. سیستم های باند پهنبا مدولاسیون ساختاری در این مورد، مجموعه ای از سیگنال های نویز دوست استفاده می شود . در این صورت البته باید تفاوت این سیگنال ها برای جداسازی آنها در هنگام دریافت کافی باشد. از این منظر علاقه بزرگنشان دهنده سیگنال های مخالف و متعامد است.

سوالات را مرور کنید

1. نمودار فازور سیگنال های AM و FM را رسم کنید.

2. میانگین قدرت سیگنال AM را تعیین کنید.

3. در چه نوع مدولاسیونی، عرض طیف سیگنال حداقل است؟ با چه چیزی برابر است؟ عرض طیفی سیگنال FM چقدر است؟

4. انواع اصلی مدولاسیون گسسته را فهرست کنید. اصل OFM را توضیح دهید.

5. ثابت کنید که طیف سیگنال با کلید شیفت فاز هیچ تفاوتی با طیف سیگنال با مدولاسیون متعادل ندارد.

6. انواع اصلی مدولاسیون پالس را نام ببرید. اصل آنها را توضیح دهید.

7. چه چیزی عمدتاً عرض طیف سیگنال را در طول مدولاسیون پالس تعیین می کند؟

8. اصل مدولاسیون یک حامل نویز را توضیح دهید.

9. تغییر طیف نویز و حامل های هارمونیک را به صورت گرافیکی به تصویر بکشید.

10. اصل ساخت سیگنال های نویز مانند گسسته را توضیح دهید. مثال بزن.

11. آیا یک توالی شبه تصادفی گسسته یک فرآیند تصادفی است؟ چقدر شبیه نویز است؟

12. سیگنال های نویز مانند چگونه مدوله می شوند؟

در مورد سیگنال دوره ای، توصیه می شود از تجمع آن در چند دوره استفاده شود. اجازه دهید نشان دهیم که چگونه می توان افزایش قابل توجهی در نسبت سیگنال به نویز در خروجی فیلتر به دست آورد. در یک سیگنال تناوبی، این بهره را می توان در خواص استاتیک سیگنال و نویز (که ما همچنان "سفید" در نظر می گیریم) متوجه شد. به طور خاص، می توان از تفاوت در توابع همبستگی سیگنال قطعی و نویز استفاده کرد. در همان زمان، ما به طور متوالی دو گزینه را برای ساخت "فیلترهای همبستگی" در نظر خواهیم گرفت. در اولی، فرض می کنیم که سیگنال تناوبی است، اما دوره ناشناخته است؛ در دوم، دوره سیگنال مشخص است، اما "فاز" آن مشخص نیست.

بیایید گزینه اول را در نظر بگیریم.

4.1 جداسازی یک سیگنال دوره ای از مخلوط افزودنی آن با نویز زمانی که دوره نامشخص است.

ما از یک الگوریتم برای تخمین تابع همبستگی استفاده می کنیم

در اینجا توابع خودهمبستگی سیگنال و نویز و و توابع همبستگی سیگنال و نویز هستند. از آنجایی که سیگنال و نویز را می توان فرآیندهای مستقل در نظر گرفت، توابع همبستگی متقابل برابر با صفر هستند.

هنگام محاسبه انتگرال، ما بین دو حالت تمایز قائل می شویم: و. به یاد بیاورید که تاخیر مقادیر نمونه (تغییر آرگومان) عامل دوم در انتگرال (4.1) است. مخرج انتگرال دو ریشه دارد: .

با محاسبه این انتگرال با استفاده از فرمول بسط، با استفاده از باقیمانده ها، با در نظر گرفتن دانش، یک فرم صریح به دست می آوریم:

(4.3)

با فرض، توان نویز را در خروجی بدست می آوریم:

(4.4)

به یاد بیاورید که این نتیجه قبلاً با فرمول (3.22) به دست آمد.

مقدار تابع همبستگی برای یک سیگنال تناوبی در بالا (1.14) داده شد. با در نظر گرفتن آن، مقدار تابع همبستگی مورد نظر را به دست می آوریم:

این اصطلاح به دلیل حجم مبلغ به معنای "نویز" است در یک زمان محدود ادغام و میانگین گیری، با افزایش T و t به صفر تمایل دارد. با بازگشت به (4.5)، می بینیم که با افزایش تاخیر-تغییر، اولین جمله (جمع) یک تابع نوسانی غیر کاهشی، یک سیگنال مفید در آرگومان را توصیف می کند (و نه تی، دومی به صورت تصاعدی کاهش می یابد. این امکان اساسی جداسازی عبارت نوسانی را تضمین می کند - سیگنال مفید از مخلوط افزودنی سیگنال و نویز موجود در ورودی فیلتر. لازم به ذکر است که برای اجرای روش در نظر گرفته شده، لازم است انتگرال های مربوطه را در بازه T در هر مرحله از تغییر محاسبه کرد تا از مقدار کمی از مقادیر تقریبی توابع همبستگی و . (شکل 10 را ببینید)

برنج. 10

. (4.6).

مقدار محدود بازه ادغام منجر به این واقعیت می شود که مقدار D (t) 0 "نویز" خواهد بود.مقدار این نوع "نویز" برای مواردی که دوره سیگنال مفید است بسیار ساده است. شناخته شده.

4.2 جداسازی سیگنال هارمونیک از نویز زمانی که دوره آن مشخص باشد.

حال اجازه دهید موردی را در نظر بگیریم که دوره سیگنال مفید شناخته شده است، اما "فاز" آن ناشناخته است، و وجود آن مورد سوال است. در این تجسم، توصیه می شود از الگوریتمی برای محاسبه تابع همبستگی یک مخلوط افزودنی سیگنال مفید و نویز و یک سیگنال مرجع استفاده شود که دوره آن برابر با دوره سیگنال مفید است. بیایید افزایش احتمالی نسبت سیگنال به نویز را با استفاده از مثال یک سیگنال هارمونیک در نظر بگیریم. بگذارید همچنین فرض کنیم که سیگنال مرجع هارمونیک است، اما با دامنه و فاز متفاوت. ما نویز را "سفید" در نظر خواهیم گرفت.

; (4.7)

بنابراین، تابع همبستگی مورد نظر خواهد بود

عبارت دوم در (4.8) را می توان به عنوان پس زمینه برای زمان یکپارچه سازی محدود در نظر گرفت، در حالی که انتگرال سوم به معنای "نویز" است.

هر دو "پس زمینه" و "نویز" با افزایش زمان ادغام T کاهش می یابد. بدیهی است که "پس زمینه" به عنوان 1/T کاهش می یابد. ماهیت کاهش "نویز" با افزایش T را با جزئیات بیشتر به طور جداگانه بررسی خواهیم کرد.

برای تخمین میزان "نویز" از رابطه خینچین استفاده می کنیم:

در اینجا تابع همبستگی فرآیند تصادفی است، x(t)- تابع قطعی اجازه دهید شرایط مثال مورد بحث در بالا را بپذیریم: فرض می کنیم که نویز در ورودی "سفید" با چگالی طیفی توان است و یک فیلتر RC با بهره در ورودی فیلتر همبستگی روشن است.

.

در بالا نشان داده شد که تابع همبستگی یک فرآیند تصادفی در خروجی چنین فیلتر RC به شکل زیر است:

(4.3)

با جایگزینی این توابع در (4.9) و محاسبه انتگرال دوگانه، یک عبارت دست و پا گیر به دست می آوریم (به پیوست مراجعه کنید)، شامل عبارت هایی که با افزایش فاصله ادغام T به طور متفاوتی کاهش می یابند.

اگر فقط آهسته ترین جمله 1/T را در نظر بگیریم، تقریباً به دست می آوریم:

(4.10).

این فرمول قدرت "نویز" را در خروجی فیلتر همبستگی، به دلیل زمان ادغام محدود T، به ترتیب توصیف می کند.

(4.11).

توجه داشته باشید که نقش بازه فرکانس در اینجا با مقدار 1/T ایفا می شود. این مقدار به سادگی یک ضریب بدون بعد است.

با بازگشت به (4.8)، به یاد بیاورید که اولین عبارت تابع همبستگی متقابل را توصیف می کند سیگنال های قطعی، مفید و مرجع است و بنابراین به معنای سیگنال مفید در خروجی فیلتر همبستگی است:

(4.12).

بدیهی است که نسبت سیگنال به نویز (با فرض اینکه به این صورت انتخاب شده باشد) خواهد بود:

(4.13).

این یک نتیجه مهم است: هنگامی که یک سیگنال دوره ای جمع می شود، که می تواند در چند دوره انجام شود، نسبت دامنه سیگنال به نویز در خروجی فیلتر همبستگی متناسب با جذر زمان ادغام افزایش می یابد. . (). واضح است که وابستگی سیگنال/نویز حاصل به زمان ادغام (مانند ) در مورد سیگنال پیچیده دوره ای (پالسی) نیز حفظ خواهد شد. توجه داشته باشید که در این حالت سیگنال مرجع باید همان طیف سیگنال مفید را داشته باشد.

می توان الگوریتم توصیف شده را با استفاده از تبدیل کل سیگنال ورودی به شکل دیجیتال پیاده سازی کرد، که پس از آن امکان انجام کلیه عملیات محاسباتی با استفاده از برنامه های رایانه ای را فراهم می کند. اگر نیاز به داشتن سیگنال خروجی به صورت آنالوگ دارید، باید از مبدل دیجیتال به آنالوگ استفاده کنید. علاوه بر این، برای محدود کردن طیف نویز در ورودی، لازم است یک فیلتر آنالوگ ذخیره کنید، مشابه آنچه در مورد بحث شده است. در این مثال.

برای نتیجه‌گیری این بخش، توجه می‌کنیم که نتیجه در اینجا به زبان زمان به دست آمد، یعنی نسبت سیگنال به نویز در خروجی فیلتر همبستگی به عنوان تابعی از زمان تجمع (ادغام) بیان می‌شود. اما در عین حال، هنوز مشخص نیست که ضریب انتقال فیلتر همبستگی در حوزه فرکانس چقدر خواهد بود.

پاسخ این سوال را می توان با در نظر گرفتن نسخه آنالوگ فیلتر همبستگی به راحتی به دست آورد.

4.3 نسخه آنالوگ فیلتر همبستگی.

در اصطلاح مهندسی رادیو، چنین فیلتر همبستگی توسط یک مدار آشکارساز فاز اجرا می شود. در واقع، مدار عملکردی آشکارساز فاز، الگوریتمی را برای تعیین تابع همبستگی پیاده‌سازی می‌کند.

این مدار شامل یک فیلتر ورودی، یک مولد سیگنال مرجع، یک ضرب کننده سیگنال ورودی با سیگنال مرجع و یک فیلتر باند باریک اینرسی انباشته کننده است که عملیات یکپارچه سازی تقریبی را انجام می دهد.

بیایید عملکرد این مدار را با توجه به تبدیل طیف سیگنال دریافتی (ورودی) در نظر بگیریم.

بگذارید یک فیلتر RLC تشدید کننده وجود داشته باشد

(4.14)

, (4.15)

وارد کردن پهنای باند فیلتر برای یک نایکنواختی داده شده راحت است، بیایید بگیریم. سپس، فاکتور کیفیت است، بنابراین،

(4.16)

توجه داشته باشید که در فرکانس تشدید ما و

(4.17)

اجازه دهید عبور نویز سفید از چنین فیلتر تشدیدی را در نظر بگیریم، با این فرض که چگالی طیفی توان آن برابر است.

با استفاده از (2.3)، یک عبارت برای چگالی طیفی توان نویز در خروجی فیلتر تشدید در ورودی ضریب داریم.

به عنوان عامل دوم، یک سیگنال هارمونیک به ضریب عرضه می شود. در اینجا دو گزینه ممکن وجود دارد: اول اینکه فرکانس سیگنال مرجع برابر با فرکانس سیگنال مفید است (). در این حالت فیلتر باید فیلتر پایین گذر باشد. سیگنال خروجی مفید با یک جزء ثابت نشان داده خواهد شد. گزینه دوم فرکانس سیگنال مرجع است. در اینجا فیلتر خروجی باید در فرکانس تشدید شود.

بیایید گزینه اول را در نظر بگیریم: سیگنال هارمونیک مرجع

طیف آن

اجازه دهید مطمئن شویم که طیف (4.20) توسط تبدیل فوریه به (4.19) مرتبط است.

در اینجا ما از ویژگی شناخته شده استفاده می کنیم d(x)امکانات: .

بنابراین، ما طیف عوامل را داریم، می‌خواهیم طیف محصول را پیدا کنیم - طیف در ورودی ضریب. ما از فرمول کانولوشن در حوزه فرکانس استفاده می کنیم:

(4.22)

طیف عوامل (4.19) و (4.20) در شکل 13 نشان داده شده است.

با جایگزینی مقادیر توابع طیفی (4.18) و (4.20) به (4.22)، چگالی توان نویز طیفی را در خروجی ضریب به دست می آوریم:

در نهایت، چگالی طیفی توان نویز در خروجی یک فیلتر پایین گذر با باند باریک فقط شامل باند طیفی نزدیک به . این می دهد:

(4.24)

اکنون یافتن قدرت نویز با چنین طیفی آسان است. انجام این کار به این شکل راحت است:

تابع خودهمبستگی مربوط به این طیف را بیابید و مستقیم کنید تی -> 0

(4.25)

پهنای باند فیلتر بسیار کوچکتر از پهنای باند فیلتر انتخاب می شود، یعنی در این مورد (4.25) تقریباً نشان می دهد:

(4.26)

بنابراین، توان نویز در خروجی فیلتر همبستگی آشکارساز فاز متناسب با پهنای باند باریک فیلتر خروجی برابر با DW است. اجازه دهید به طور مشابه بزرگی و قدرت سیگنال مفید را تخمین بزنیم. تابع همبستگی سیگنال هارمونیک مفید قبلاً (4.8)، (4.12) تعریف شده بود. این مقدار سیگنال مفید خروجی را توصیف می کند در این موردبزرگی جزء DC به عنوان تابعی از تاخیر سیگنال مرجع.

(4.12)

حداکثر سیگنال در خروجی آشکارساز فاز در مقادیر به دست می آید

که در آن n یک عدد صحیح است. لازم به ذکر است که فرمول (4.12) قدرت سیگنال را توصیف نمی کند، بلکه مقدار آن ("دامنه") را توصیف می کند. به ضریب باید معنای سود داده شود. این عامل در بیان تخمین قدرت نویز نیز وجود دارد. (). بنابراین، قدرت سیگنال (حداکثر مقدار آن در) به صورت زیر توصیف می شود:

و نسبت سیگنال به نویز از نظر توان (نگاه کنید به 4.26) است:

بر این اساس، نسبت سیگنال به نویز در دامنه در خروجی فیلتر همبستگی - آشکارساز فاز خواهد بود.

4.4. گیرنده سوپرهتروداین - فیلتر همبستگی آنالوگ

اجازه دهید به طور خلاصه گزینه دوم ذکر شده در بالا را بررسی کنیم: فرکانس نوسانگر مرجع با فرکانس سیگنال مفید متفاوت است؛ در اینجا، پس از ضرب سیگنال مفید با سیگنال مرجع، مجموع دو سیگنال هارمونیک را در مجموع و به دست می آوریم. تفاوت فرکانس ها

فاز سیگنال مرجع در اینجا سیگنال ها به عنوان عوامل درگیر هستند:

در این حالت، یک فیلتر رزونانس (تقویت کننده) تنظیم شده با فرکانس مجموع یا اختلاف باید به عنوان فیلتر یکپارچه باند باریک استفاده شود. تفاوت با گزینه مورد بحث در بالا این است که وقتی فاز سیگنال مرجع نسبت به فاز سیگنال ورودی (مفید) تغییر می کند، دامنه سیگنال هارمونیک در فرکانس های اختلاف و مجموع ثابت می ماند. فقط فاز سیگنال در این فرکانس ها تغییر می کند. نمودار عملکردی نشان داده شده در شکل 11 شامل: به عنوان یک فیلتر K2، یک فیلتر رزونانس تنظیم شده یک مدار گیرنده سوپرهتروداین معمولی در قسمت فرکانس بالا آن است و به عنوان یک فیلتر همبستگی آنالوگ کار می کند. تغییر نویز در این نسخه از فیلتر را می توان به راحتی دقیقاً به همان روشی که در بالا انجام شد ارزیابی کرد، فقط قرارگیری باندهای طیف نویز در سراسر محدوده متفاوت خواهد بود.

بدون تکرار محاسبات واضح، اجازه دهید به طور کیفی این را با شکل (شکل 14) توضیح دهیم، که در آن فرکانس های سیگنال و باندهای طیف نویز در امتداد محورهای فرکانس نشان داده شده است. نسبت سیگنال به نویز در این مورد نیز با عبارات (4.28) و (4.29) تعیین می شود:

فرمول (4.28) همچنین به این سوال در مورد ضریب انتقال پیچیده بهینه فیلتر همبستگی پاسخ می دهد. برای یک سیگنال هارمونیک، این ضریب توصیف کننده فیلتر خروجی باند باریک (ادغام کننده) است. در صورتی که فرکانس سیگنال مرجع با فرکانس سیگنال مفید منطبق باشد، فیلتر پایین گذر (3.16) یا (3.32) خواهد بود. اگر فرکانس مرجع با فرکانس سیگنال متفاوت باشد، یک فیلتر تشدید (4.15) خواهد بود که با فرکانس مجموع یا اختلاف تنظیم شده است. در این مورد، توصیه می شود که عملکرد فیلتر را با تقویت ترکیب کنید، یعنی. از تقویت کننده رزونانس به عنوان یک عنصر یکپارچه استفاده کنید. با این حال، بزرگی این تقویت بر نسبت سیگنال به نویز تأثیر نمی گذارد: هر دو نویز و سیگنال به یک اندازه تقویت می شوند.

توجه داشته باشید که مثال‌های مورد بحث در بالا، زمانی که یک سیگنال هارمونیک نامحدود زمانی به عنوان یک سیگنال مفید در نظر گرفته می‌شود، مستقیماً مورد توجه نیستند: در اینجا زمان انباشتگی می‌تواند به طور رسمی به بی نهایت و پهنای باند فیلتر به صفر برسد. (زمان ته نشین شدن سیگنال در چنین فیلتری به بی نهایت تمایل دارد.)

با این حال، نتایج به‌دست‌آمده مبنایی را برای تخمین نسبت سیگنال به نویز تحت زمان ادغام محدود یا پهنای باند فیلتر محدود فراهم می‌کند. لازم به یادآوری است که پهنای باند فیلتر و زمان ته نشینی با رابطه: .

بنابراین، برای مثال، با مشخص کردن زمان مشاهده (می‌توانیم آن را با زمان نشست در پیوند باریک‌ترین باند برابر کنیم)، پهنای باند مورد نیاز فیلتر باند باریک را به دست می‌آوریم. و برای مقادیر داده شده سیگنال ورودی و چگالی طیفی توان نویز، نسبت سیگنال به نویز را نیز در خروجی تعیین می کنیم. برعکس، با تعیین نسبت سیگنال به نویز مورد نظر در خروجی (با داده های ورودی شناخته شده و )، زمان ته نشینی (مشاهده) مورد نیاز یا پهنای باند فیلتر باند باریک یکپارچه را به دست می آوریم. ارزیابی نسبت سیگنال به نویز با در نظر گرفتن یک طراحی فیلتر بهینه خاص در بخش 4.5.2 ادامه خواهد یافت.

4.5 دریافت بهینه یک سیگنال دوره ای پیچیده

زمانی که سیگنال مفید یک سیگنال دوره ای پیچیده باشد، بسیار جالب تر است. برای چنین سیگنالی دو سوال در نظر گرفته می شود:

تابع همبستگی متقابل به عنوان تابعی از تغییر زمانی سیگنال مرجع نسبت به ورودی مفید چه شکلی خواهد داشت؟

پاسخ فرکانسی فیلتر بهینه برای یک سیگنال دوره ای پیچیده (پالسی) چگونه خواهد بود و نسبت سیگنال به نویز چگونه به پارامترهای فیلتر بستگی دارد؟

پس از دریافت پاسخ به این سوالات، تخمین بهره در نسبت سیگنال به نویز با زمان مشاهده محدود امکان پذیر خواهد بود. به عنوان مثال، هنگام دریافت یک "بسته" از n پالس در یک بازه زمانی معین.

به طور جداگانه، ارزیابی عمق بیت مورد نیاز مبدل آنالوگ به دیجیتال که قادر به تحقق بهره مورد نیاز در نسبت سیگنال به نویز است، ضروری است.

4.5.1 توالی دوره ای پالس های مستطیلی

به عنوان اولین مثال، جداسازی یک سیگنال مفید را در نظر بگیرید که نشان دهنده یک دنباله تناوبی از پالس های مستطیلی است که در پس زمینه نویز دریافت می شود.

در نقش یک دستگاه گیرنده که بهره مورد نظر در نسبت سیگنال به نویز را فراهم می کند، از فیلتر آنالوگ همبستگی که در بالا توضیح داده شد استفاده خواهیم کرد. توالی تناوبی مشابهی از پالس های مستطیلی با فرکانس تکرار یکسان، اما احتمالاً با مدت زمان متفاوت، به عنوان سیگنال مرجع استفاده خواهد شد. عملکرد ضریب در این مورد را می توان به عنوان عملکرد یک سوئیچ نشان داد: در طول پالس مرجع سوئیچ بسته است، در غیاب آن باز است. ضریب انتقال دستگاه ضرب به صورت دوره ای از یک به صفر تغییر می کند.

برای پیدا کردن، مانند قبل، از رابطه فوریه (2.1) استفاده می کنیم، که ابتدا تابع طیفی مربوطه را پیدا کرده ایم. برای این کار ابتدا می توان طیف حاصلضرب تک پالس ها را تعیین کرد و سپس با استفاده از رابطه شناخته شده بین طیف سیگنال های منفرد و تناوبی، طیف مورد نظر حاصلضرب سیگنال های تناوبی را پیدا کرد.

نامگذاری پذیرفته شده برای پارامترهای پالس در شکل نشان داده شده است.

تصاویر این تک پالس ها به ترتیب خواهد بود

, (4.31)

تصویر حاصل ضرب توابع زمان را با استفاده از فرمول کانولوشن در تعریف می کنیم منطقه خصوصی

(4.32)

توجه داشته باشید که هنگام ادغام (4.32)، نقطه X در محور واقعی و نقطه مختلط P باید آنقدر به سمت راست گرفته شوند که دو شرط برای حرکت نقطه S در امتداد خط انتگرال (از به ) برقرار شود: اول اینکه S در نیم صفحه تصویر همگرایی باقی می ماند و ثانیاً P-S در نیم صفحه تصویر باقی می ماند [Dötsch]

با جایگزینی (4.31) به (4.32) در می یابیم که محاسبه چهار انتگرال ضروری است.

,

, (4.33)

مقادیر این انتگرال ها به علامت توان بستگی دارد. اجازه دهید نشان دهیم که چگونه بر مثال محاسبه تأثیر می گذارد، با استفاده از فرمول بسط، یعنی شمارش آن با باقیمانده ها. مخرج در (4.33) دارای دو ریشه S=0 و S=P است، ریشه دوم را باید در سمت راست خط انتگرال گیری اصلی (در نیم صفحه سمت راست S) در نظر گرفت. هنگامی که، مطابق با لم جردن، می‌توانیم کانتور اصلی را با یک نیم دایره با شعاع بی‌نهایت بزرگ در نیم صفحه سمت چپ ببندیم. در این حالت، در کانتور بسته حاصل تنها یک قطب در نقطه S = 0 وجود خواهد داشت. . چه چیزی می دهد:

اگر، پس لم جردن به ما اجازه می دهد که کانتور اصلی را با یک نیم دایره در نیم صفحه سمت راست ببندیم، اکنون قطب S=P در کانتور بسته ظاهر می شود. با محاسبه این کسر (با در نظر گرفتن علامت (-) به دلیل تغییر جهت پیمایش در امتداد حلقه بسته L)، به دست می آوریم:

انتگرال های باقیمانده (و) به طور مشابه محاسبه می شوند.

نتایج محاسبات در جدول 1 ارائه شده است.

میز 1

بدیهی است که تصویر مورد نظر (4.32) در خروجی ضریب کلید با در نظر گرفتن موقعیت نسبی و زمان به دست می آید. این نتیجه به وضوح در شکل ارائه شده است (در موارد B، C، D، E، شرایط لغو نوشته نشده است).

داده های ارائه شده امکان ساخت یک تابع همبستگی متقابل را در خروجی یک پیوند یکپارچه باند باریک فراهم می کند که (در این مثال) یک جزء ثابت را اختصاص می دهد که مقدار آن به موقعیت نسبی پالس ها در زمان بستگی دارد. با توجه به اینکه زمانی که شیفت-تأخیر سیگنال مرجع در ورودی لینک تغییر می کند، مدت زمان پالس تغییر می کند و با در نظر گرفتن اینکه مولفه ثابت در طیف متناسب است، داریم:

(4.35)

متوجه شدیم که وقتی موقعیت زمانی پالس مرجع نسبت به سیگنال تغییر می کند، تابع همبستگی به شکل ذوزنقه (در ) یا مثلث () خواهد بود (شکل 17 را ببینید). حالا بیایید به تجزیه و تحلیل فرآیندهای موجود در فیلتر توصیف شده هنگام دریافت ترتیبی دوره ای بپردازیم

ستون فقرات تکانه ها اجازه دهید از دیدگاه طیفی در نظر بگیریم. ما از رابطه شناخته شده بین چگالی طیفی یک پالس منفرد و طیف گسسته یک دنباله تناوبی از چنین پالس ها استفاده می کنیم که توسط یک سری فوریه توضیح داده شده است. ارتباط این است:

و (4.36),

که در آن دامنه مختلط هارمونیک نهایی طیف یک دنباله تناوبی است، T دوره تکرار پالس است، .

از فرمول نتیجه می شود که دامنه هارمونیک های یک دنباله تناوبی، ضرب در دوره T، برابر با مقادیر تابع مدول طیف یک پالس منفرد در فرکانس ها است.

فراهم كردن پذیرش بهینهدنباله تناوبی، ما از یک سیگنال مرجع استفاده می کنیم که نشان دهنده یک دنباله تناوبی از پالس ها با همان دوره است. بنابراین، طیف سیگنال مرجع نیز گسسته خواهد بود. هارمونیک های آن فرکانس های مشابهی با هارمونیک های طیف سیگنال ورودی خواهند داشت.

طیف در خروجی ضریب چقدر خواهد بود؟

هر هارمونیک طیف سیگنال مرجع، در نتیجه ضرب، فرکانس کل و اختلاف را با تمام هارمونیک های طیف سیگنال می دهد. اگر یک فیلتر پایین گذر () با باند باریکتر از فاصله بین هارمونیک های طیف () را روشن کنید، مجموع مولفه های ثابت حاصل از ضرب هارمونیک های طیف ها در فرکانس های منطبق خواهد بود. برجسته شده است. تمام فرکانس های ترکیبی دیگر توسط چنین فیلتر باند باریکی عبور داده نمی شوند. در نتیجه، سیگنال کل (به عنوان مجموع مولفه های ثابت) در نتیجه ضرب و فیلتر هارمونیک های یکسان طیف سیگنال های ورودی و مرجع خواهد بود.

با مقایسه (4.37) با (1.14)، می بینیم که این مجموع تابع همبستگی متقابل سیگنال های تناوبی با دوره های T یکسان را توصیف می کند.

توجه داشته باشید که این تابع همبستگی، تکرار دوره ای (با توجه به متغیر t) تابع همبستگی به دست آمده در بالا را برای سیگنال های منفرد (4.34) توصیف می کند.

پاسخ دامنه فرکانس چنین فیلتری چگونه خواهد بود؟

در نتیجه یک آزمایش مدل ساده، ما متقاعد شده‌ایم که فیلتر مورد نظر دارای پاسخ فرکانس دامنه شانه (AFC) خواهد بود. در واقع، بیایید تصور کنیم که برای تعیین پاسخ فرکانس، یک سیگنال هارمونیک آزمایشی با فرکانس به آرامی در طول زمان تغییر می‌کنیم به ورودی اعمال می‌کنیم. آنقدر آهسته تغییر می کند که فرآیند گذرا در تقویت کننده باند باریک زمان برای برقراری دارد. در عین حال، ما مطمئن خواهیم شد که پهنای باند فیلتر پایین گذر بسیار کمتر از فاصله فرکانسی بین هارمونیک ها در طیف سیگنال پالس تناوبی مرجع باشد. بدیهی است که هرگاه اختلاف فرکانس هر هارمونیک طیف سیگنال مرجع و فرکانس تغییر سیگنال تست در باند عبور فیلتر پایین گذر باشد، سیگنالی در خروجی آن ظاهر می شود. تغییر در دامنه این سیگنال در طول زمان تقریباً پاسخ فرکانسی این فیلتر پایین گذر را توصیف می کند. و این اتفاق می افتد هر بار که فرکانس در حال تغییر سیگنال تست از فواصل عبور می کند، که در آن فرکانس هارمونیک های طیف () سیگنال مرجع هستند. بنابراین، به طور کلی، پاسخ فرکانسی حاصل ظاهر یک "شانه" خواهد داشت. حداکثر دندانه های این شانه در فرکانس ها قرار دارد، عرض و شکل هر دندان توسط پاسخ فرکانسی فیلتر باند باریک تعیین می شود، فواصل بین دندانه ها برابر با فواصل بین هارمونیک های سیگنال مرجع است. .

4.5.2 فیلتر بهینه برای توالی دوره ای پالس های رادیویی

مزایای فیلتر همبستگی با استفاده از سیگنال مرجع پالسی به ویژه هنگام دریافت پالس های رادیویی با پر کردن فرکانس بالا آشکار خواهد بود. در این مورد، توصیه می شود از تقویت کننده رزونانس به عنوان یک عنصر باند باریک استفاده کنید که همچنین تقویت سیگنال لازم را فراهم می کند. در این نسخه، فیلتر همبستگی یک گیرنده سوپرهتروداین معروف است، اما با یک نوسان ساز محلی پالس و یک تقویت کننده فرکانس متوسط ​​با باند نسبتاً باریک.

به راحتی می توان تأیید کرد که اگر سیگنال مرجع (هتروداین) یک پالس رادیویی با فرکانس حامل و فرکانس تکرار باشد، این گیرنده فیلتر دارای ویژگی شانه ای خواهد بود.

در واقع، ما پاسخ فرکانس دستگاه را اندازه گیری می کنیم و دوباره یک سیگنال هارمونیک آزمایشی با فرکانس متغیر آهسته به ورودی میکسر اعمال می کنیم. در این مورد، ما از یک نوسان ساز محلی پالس استفاده خواهیم کرد و اطمینان حاصل می کنیم که پهنای باند تقویت کننده رزونانس بسیار کمتر از فاصله فرکانسی بین هارمونیک ها در طیف سیگنال مرجع - نوسانگر محلی است. سپس، هر گاه اختلاف (یا مجموع) فرکانس جریان سیگنال آزمایشی با مقداری هارمونیک نوسانگر محلی برابر باشد (در باند)، سیگنال از تقویت کننده باند باریک عبور می کند. این یک سیگنال هارمونیک فرکانس متوسط ​​با فرکانس خواهد بود . و هر بار که اختلاف یا مجموع فرکانس های سیگنال تست و هر یک از هارمونیک های (n) نوسانگر محلی مساوی باشد، این کار تکرار می شود. بنابراین، بدیهی است که پاسخ دامنه فرکانس فیلتر گیرنده به شکل "شانه" خواهد بود. عرض و شکل "دندان ها" توسط پاسخ فرکانسی تقویت کننده تشدید باند باریک و موقعیت "دندان ها" در مقیاس فرکانس توسط موقعیت هارمونیک های نوسانگر محلی و مقدار اسمی تعیین می شود. حال بیایید فرآیندی را در فیلتر گیرنده در نظر بگیریم که یک توالی دوره ای از پالس های رادیویی در ورودی آن روشن می شود. ما تحلیل را از دو دیدگاه انجام خواهیم داد: زمانی و طیفی.

بیایید با حالت موقت شروع کنیم. فرض کنید که قطار پالس سیگنال نوسان ساز محلی مرجع به آرامی نسبت به دنباله پالس های رادیویی ورودی جابجا می شود. این فرض به این معنی است که نرخ های تکرار پالس در این دنباله ها متفاوت است، اما خب.

شکل 19 سه موقعیت نسبی پالس ها را در طول زمان نشان می دهد.

پالس ها تا حدی در زمان همپوشانی دارند، پالس ها منطبق می شوند، پالس ها از هم جدا می شوند. بدیهی است در حالت دوم، سیگنال فرکانس میانی با فاصله زمانی از یکدیگر دارای حداکثر مقدار خواهد بود و با همپوشانی جزئی (||) سیگنال خروجی دارای مقدار غیر صفر خواهد بود، اما . وابستگی دامنه یک سیگنال هارمونیک فرکانس متوسط ​​به مقدار "تأخیر" آنها - موقعیت نسبی در زمان با یک تابع همبستگی توصیف می شود، همانطور که در بالا برای سیگنال های منفرد نشان داده شد. فقط اکنون این تابع همبستگی یک تابع تناوبی با دوره T خواهد بود.

حال اجازه دهید این فرآیند را از دیدگاه فرکانسی و طیفی در نظر بگیریم. از آنجایی که هر دو سیگنال، سیگنال ورودی و مرجع، پالس های رادیویی با حامل های مختلف (و) هستند، اما با همان فرکانس هاتکرارها، سپس هر کدام مربوط به یک طیف خط (گسسته) با عرض مؤثر مشخص است. طیف آنها در امتداد مقیاس فرکانس با یک فرکانس متوسط ​​اسمی فاصله دارند.

برای قطعیت، فرض می کنیم که . بدیهی است که در نتیجه ضرب ورودی و مرجع، هر یک از هارمونیک ها مجموع سیگنال های هارمونیک در فرکانس ها را به دست می دهند. از آنجایی که باند فیلتر تشدید کمتر از فاصله بین هارمونیک ها () در نظر گرفته می شود، پس از طیف غنی فرکانس های ترکیبی پس از ضریب، تنها سیگنال های هارمونیک با فرکانس های برابر با میانی توسط یک باند باریک فیلتر می شوند. فیلتر، یعنی

سیگنال هارمونیک حاصل از فرکانس میانی در خروجی فیلتر تشدید، مجموع برداری سیگنال های "جزئی" است که از برهم کنش هر هارمونیک طیف با هارمونیک متناظر طیف نوسان ساز محلی مرجع به دست می آید.

فازهای این بردارهای "جزئی" متفاوت خواهند بود و با تغییر موقعیت نسبی سیگنال و پالس های نوسانگر محلی در زمان تغییر می کنند. در اینجا لازم است بین روش های تشکیل یک پالس رادیویی مرجع (هتروداین) تمایز قائل شد.

روش اول تحریک شوک یک پالس رادیویی است: فاز پر کردن RF به طور سفت و سخت به پاکت بسته می شود. هنگامی که تاخیر تغییر می کند، چنین پالسی به طور کلی تغییر می کند. مراحل هارمونیک های طیف آن به صورت زیر تغییر می کند: ، یعنی همه بردارهایی که سیگنال های جزئی را نشان می دهند، اما با "سرعت" متفاوت می چرخند.

مجموع برداری به موقعیت متقابل بردارهای "جزئی"، به اختلاف فاز متقابل آنها بستگی دارد.از نظر کیفی، تصویر به صورت زیر تغییر می کند: وقتی پالس ها به موقع از هم جدا می شوند، این بردارها در یک "فن" مرتب می شوند تا بردار آنها. مجموع برابر با صفر است. با همپوشانی جزئی، "فن" تا حدی "جمع می شود"، که دامنه غیر صفر خاصی از سیگنال کل را می دهد. در نهایت، هنگامی که پالس ها در زمان منطبق می شوند، "فن" جمع می شود، همه بردارهای "جزئی" در فاز هستند، که حداکثر مقدار دامنه حاصل از سیگنال فرکانس متوسط ​​را تضمین می کند.

توجه داشته باشید که فاز سیگنال فرکانس میانی حاصل (موقعیت بردار کل) در کل بازه تغییر تاخیر، از آغاز "همپوشانی" پالس ها () در زمان تا جدا شدن کامل آنها () تغییر می کند.

این به صورت کیفی در شکل نشان داده شده است. 21،22.

بیایید روش دیگری برای تولید پالس های رادیویی مرجع، پالس های نوسانگر محلی را در نظر بگیریم. با این روش، یک دنباله تناوبی از پالس های رادیویی مرجع نیز از یک سیگنال هارمونیک پیوسته در یک فرکانس توسط مدولاسیون دامنه پالس تشکیل می شود. بدیهی است که در این تجسم، فاز و پوشش پالس های مرجع به طور دقیق به هم متصل نمی شوند. اجازه دهید نشان دهیم که در این مورد فاز سیگنال ذره میانی در خروجی فیلتر تشدید باند باریک به موقعیت زمانی نسبی توالی های تناوبی سیگنال های ورودی و مرجع بستگی ندارد. واقعیت این است که هنگام تولید پالس های مرجع توسط مدولاسیون، هنگامی که تاخیر پالس ویدئویی تعدیل کننده تغییر می کند، فاز هارمونیک در فرکانس مرکزی طیف ثابت می ماند. هارمونیک در باندهای بالا و پایین این طیف زمانی به دست می آید که افزایش فاز علائم مختلف تغییر کند. این منجر به این واقعیت می شود که پس از ضرب با سیگنال ورودی و فیلتر کردن سیگنال های "جزئی" در فرکانس با فیلتر تشدید باند باریک، سیگنال حاصل در این فرکانس در هنگام تغییر تاخیر فاز خود را تغییر نمی دهد. این عبارت درست است به شرطی که طیف سیگنال های دریافتی و مرجع (هترودین) با توجه به ذرات حامل پرکننده RF متقارن باشند. همچنین نشان دادن کیفی وابستگی پارامترهای سیگنال خروجی به تاخیر با استفاده از نمودارهای برداری مشابه آنچه در بالا توضیح داده شد، راحت است.

تنها تفاوت این خواهد بود که جهت (برهان) بردار سیگنال جزئی از برهمکنش فرکانس های مرکزی طیف سیگنال های ورودی و مرجع ثابت می ماند هنگامی که تاخیر در بازه تغییر می کند. در حالی که بردارهای "جزئی" مربوط به باندهای بالایی و پایینی طیف ها، هنگام تغییر، اکنون در جهات مختلف می چرخند و دوباره "فن ها" را تشکیل می دهند. واضح است که مجموع برداری به درجه باز شدن چنین "پنکه" بستگی دارد و آرگومان بردار کل مقدار خود را حفظ می کند، زیرا بردارهای "جزئی" مربوط به باندهای بالایی و پایینی طیف دریافت می کنند. افزایش های متقارن، اما با علائم مختلف، "پنکه" با یک بردار مرکزی ثابت متقارن باقی می ماند. ماژول بردار کل با تابع همبستگی و بسته به .

حال بیایید در نظر بگیریم نوع ممکن، هنگامی که فرکانس های پر کردن پالس های رادیویی دریافتی و مرجع مطابقت دارند. در این حالت، پس از ضریب، باید یک فیلتر فرکانس پایین باند باریک قرار داده شود که مؤلفه "ثابت" را جدا می کند که با تغییر موقعیت نسبی پالس های دریافتی و مرجع در زمان، مقدار و علامت آن تغییر می کند. چنین سیگنال خروجی با یک تابع همبستگی توصیف می شود. شکل این تابع (برای مدت زمان پالس برابر) به صورت کیفی در شکل 23 نشان داده شده است و با فرمول (4.34) توضیح داده شده است. سیگنال خروجی در این مورد با یک تابع نوسانی با توجه به آرگومان t - تغییر زمانی نسبی این پالس ها توصیف می شود. واضح است که برای پالس هایی که به صورت دوره ای تکرار می شوند، تابع همبستگی آنها نیز دوره ای خواهد بود تی

در مورد هارمونیک های طیف سیگنال، در بالا نشان داده شد که وقتی پالس های رادیویی ورودی و دنباله های مرجع پالس های رادیویی در زمان ترکیب می شوند، همه هارمونیک های اجزای جزئی طیف در فرکانس هستند. جمع در فاز ("فن" بردارهای جزئی فرو می ریزد). اجزای نویز که از تک تک دندانه های شانه عبور کرده اند نیز جمع می شوند، اما از نظر قدرت! بنابراین، می توان فرض کرد که باند مؤثر برای نویز با مجموع باندهای تک تک باندهای دندانه های شانه تعیین می شود: (4.30).

تعداد اصطلاحات در این مجموع محدود است و با عرض طیف موثر پالس های رادیویی مرجع (پالس های نوسان ساز محلی) تعیین می شود. علاوه بر این، عرض طیف توان نویز توسط فیلتر باند گذر ورودی محدود می شود. بنابراین نسبت سیگنال به نویز مورد نظر در خروجی فیلتر همبستگی بهینه به صورت زیر تعیین می شود:

بر حسب توان: و با دامنه (4.31)

در پایان، اجازه دهید توجه داشته باشیم که در نسخه در نظر گرفته شده، پاسخ فرکانس شانه به دلیل طیف خط (با عرض موثر معین) سیگنال مرجع پالس و یک تقویت کننده رزونانس باند باریک تک فرکانس متوسط ​​اجرا می شود. در این حالت، پهنای باند این تقویت کننده باید بسیار کمتر از فاصله بین فرکانس های هارمونیک سیگنال مرجع (نوسان ساز محلی) باشد.

چنین همبستگی آنالوگ در ایستگاه صدای مورب یونوسفر موج میانی اجرا و عملاً مورد استفاده قرار گرفت. برای اینکه بتوانیم نه تنها دامنه و تاخیر گروه، بلکه فاز پر شدن با فرکانس بالا پالس های رادیویی منعکس شده از یونوسفر را نیز تخمین بزنیم، پس از تقویت کننده باند باریک، یک سیگنال فرکانس متوسط ​​به دو آشکارساز فاز موازی داده شد. سیگنال های مرجع هارمونیک در آشکارسازهای فاز نامی و خارج از فاز بودند. بنابراین، در خروجی آشکارسازهای فاز، اجزای سینوسی و کسینوس پوشش سیگنال کل به دست آمد. این امکان تخمین جابجایی های فاز مربوط به پر شدن فرکانس بالا "زمین" و پالس های رادیویی منعکس شده را فراهم کرد، مشروط بر اینکه این پالس های رادیویی به موقع از هم جدا شوند.

نمونه ای از تصویر مشاهده شده روی صفحه نشانگر ایستگاه در شکل نشان داده شده است. سپس این سیگنال با استفاده از ADC دیجیتالی شد و برای پردازش وارد کامپیوتر شد.

با پارامترهای مورد استفاده برای صدا دادن پالس های رادیویی در محدوده موج متوسط، سیگنال های "زمین" و سیگنال های منعکس شده از یونوسفر به طور قابل اعتماد در زمان جدا شدند. تاخیر سیگنال منعکس شده در آزمایش ارائه شده حدود 220 میکرو ثانیه است.

فرکانس پر شدن HF پالس های رادیویی تقریباً 350 کیلوهرتز بود، دریافت در فاصله 220 کیلومتری انجام شد. تجهیزات دریافت کننده همبسته آنالوگ دارای یک تقویت کننده باند باریک با پهنای باند 5 هرتز با نرخ تکرار پالس های منتشر شده 625 هرتز بود. این امکان شناسایی مطمئن سیگنال‌های مفید را در برابر پس‌زمینه نویز و تداخل در محدوده CB بسیار شلوغ فراهم کرد و افزایش نسبت سیگنال به نویز بیش از 30 را در خروجی همبسته آنالوگ دریافت کننده نسبت به ورودی بدیهی است، داشتن سیگنال در فرم دیجیتالهمچنین امکان افزایش بیشتر نسبت سیگنال به نویز با استفاده از انباشتگی وجود داشت.

4.5.3. تخمین بهره احتمالی در نسبت سیگنال/نویز در هنگام ضبط سیگنال گسسته.

در بالا نشان داده شد که برای یک سیگنال دوره ای، نسبت سیگنال به نویز را می توان با تجمع بهبود بخشید. بردهای احتمالی متناسب هستند ریشه دوماز زمان انباشتگی و با پهنای باند فیلتر آنالوگ نسبت معکوس دارد. در مورد نمونه‌های سیگنال گسسته - مخلوطی از سیگنال + نویز، واضح است که بهره متناسب با n خواهد بود که در آن n تعداد نمونه‌های با فاصله مساوی است. فرآیند انباشت به راحتی با استفاده از یک الگوریتم - یک برنامه کامپیوتری اجرا می شود. در اجرای عملیبا استفاده از این روش، باید در نظر داشت که تعداد نمونه‌های انباشته‌ای که بهره مورد نظر را می‌دهند، با ظرفیت بیت مبدل آنالوگ به دیجیتال (ADC) مورد استفاده محدود می‌شود. اگر بهره S/N مورد نیاز مشخص شده باشد، می توانید در مورد ظرفیت بیت مورد نیاز ADC بپرسید یا اگر ADC قبلاً انتخاب شده باشد، بهره احتمالی را تخمین بزنید. این واقعیت که ADC ها دارای نویز ذاتی هستند در این آموزش مورد بحث قرار نخواهد گرفت. این موضوعات در ادبیات تخصصی پوشش داده شده است. فقط "صدای نمونه گیری" در نظر گرفته خواهد شد.

در این تقریب، ما رابطه بین بهره احتمالی S/N در طول انباشتگی روی یک ADC با عمق بیت معین را در نظر می گیریم.

مقدار لحظه ای کمیت ورودی را در نظر بگیرید:

V = U + z و نسبت S/W،

جایی که U بزرگی سیگنال است و مقدار ریشه میانگین مربع نویز است.

ما علاقه مندیم که a با حداکثر مقدار عدد مطابقت داشته باشد حداقل کد 1 باشد (عدد > 0). ما فرض می کنیم که نویز بر اساس قانون عادی توزیع می شود. اجازه دهید محدوده ADC را سه برابر ریشه میانگین مربع نویز (3) محدود کنیم، که مطابق با حداکثر کد. سطح 3 با قانون توزیع نرمال، مقادیر نویز را فقط در 0.1٪ موارد محدود می کند. با توجه به اینکه محدوده دینامیکیمبدل نصب شده 3 س با معادل سازی این مقادیر، داریم:

یا (4.37).

بنابراین، مقدار واقعی "صدای دیجیتالی شدن" کمتر است.

دخالت- این هر تأثیری است که روی سیگنال مفید قرار می گیرد و دریافت آن را دشوار می کند. تداخل هم از نظر منشأ و هم از نظر خواص فیزیکی بسیار متنوع است.

در کانال های ارتباطی سیمی، نوع اصلی تداخل نویز ضربه ای و ارتباط متناوب است. ظاهر نویز ضربه ایاغلب با سوئیچینگ خودکار و تداخل همراه است. قطع ارتباط پدیده ای است که در آن سیگنال روی خط به طور ناگهانی محو یا به طور کامل ناپدید می شود.

تقریباً در هر محدوده فرکانسی، نویز داخلی تجهیزات رخ می دهد که ناشی از حرکت آشفته حامل های بار در دستگاه های تقویت کننده، مقاومت ها و سایر عناصر تجهیزات است. این نوع تداخل به ویژه در محدوده فوق العاده قابل توجه است. امواج کوتاه. در این محدوده، تداخل کیهانی مرتبط با فرآیندهای الکترومغناطیسی روی خورشید، ستارگان و دیگر اجرام فرازمینی نیز مهم است.

تداخل را می توان بر اساس معیارهای زیر طبقه بندی کرد:

- بر اساس مبدا (محل مبدا)؛

- با خواص فیزیکی؛

- بر اساس ماهیت تأثیر بر سیگنال.

به تداخل اصل و نسبدر درجه اول مربوط می شود نویز تجهیزات داخلی (صدای حرارتی)ناشی از حرکت آشفته حامل های بار در دستگاه های تقویت کننده، مقاومت ها و سایر عناصر تجهیزات است. حرکت حرارتی تصادفی حامل های بار در هر رسانا باعث ایجاد اختلاف پتانسیل تصادفی در انتهای آن می شود. مقدار متوسط ​​ولتاژ صفر است و جزء متغیر به صورت نویز ظاهر می شود. مربع ولتاژ نویز حرارتی موثر با فرمول معروف Nyquist تعیین می شود

جایی که T- دمای مطلق، که مقاومت دارد R;

اف- باند فرکانس؛ ک=1.37*10 (-23) W.sec/deg - ثابت بولتزمن.

به تداخل اصل و نسب،ثانیاً، این شامل تداخل از منابع خارجی واقع در خارج از کانال های ارتباطی است:

- تداخل جوی (تخلیه رعد و برق، شفق قطبی و غیره) ناشی از فرآیندهای الکتریکی در جو؛

- تداخل صنعتی ناشی از مدارهای الکتریکیتاسیسات الکتریکی (وسایل نقلیه الکتریکی، موتورهای الکتریکی، سیستم های احتراق موتور، تاسیسات پزشکی و غیره)؛

- تداخل ایستگاه ها و کانال های خارجی ناشی از نقض های مختلف حالت های عملکرد و ویژگی های کانال.

- تداخل کیهانی مرتبط با فرآیندهای الکترومغناطیسی که روی خورشید، ستارگان، کهکشان‌ها و دیگر اجرام فرازمینی رخ می‌دهند.

توسط مشخصات فیزیکیتداخل ها متمایز می شوند:

- تداخل نوسانات؛

- تداخل متمرکز

نویز نوسان. در میان نویزهای افزودنی، جایگاه ویژه‌ای به نویز نوسانی می‌رسد که فرآیندی تصادفی با توزیع نرمال (فرایند گاوسی) است. این نوع تداخل عملا در تمام کانال های واقعی رخ می دهد.

ساختار الکتریکی نویز نوسان را می توان به صورت دنباله ای از پالس های بی نهایت کوتاه تصور کرد که دامنه تصادفی دارند و در فواصل تصادفی به دنبال یکدیگر می آیند. در این مورد، پالس ها یکی پس از دیگری ظاهر می شوند به طوری که پدیده های گذرا در گیرنده از پالس های فردی با هم همپوشانی دارند و یک فرآیند پیوسته تصادفی را تشکیل می دهند.

بنابراین، منبع نویز در مدارهای الکتریکی می تواند نوسانات جریان ناشی از ماهیت گسسته حامل های بار (الکترون ها، یون ها) باشد. طبیعت گسسته جریان الکتریسیتهخود را در لوله های خلاءو دستگاه های نیمه هادی به صورت افکت شات.

شایع ترین علت نویز نوسانات ناشی از حرکت حرارتی است.

مدت زمان پالس هایی که تداخل نوسانی را تشکیل می دهند بسیار کوتاه است، بنابراین چگالی طیفی تداخل تا فرکانس های بسیار بالا ثابت است.

به تداخل متمرکز در زمان (نبض).شامل تداخل به شکل پالس های منفرد است که یکی پس از دیگری در فواصل زمانی بزرگی دنبال می شوند که پدیده های گذرا در یک گیرنده رادیویی از یک پالس زمان دارند تا عملاً تا زمان رسیدن پالس بعدی محو شوند.

تداخل متمرکز در طیف. این نوع تداخل معمولاً شامل سیگنال‌های ایستگاه‌های رادیویی خارجی، تشعشعات ژنراتورها می‌شود فرکانس بالابرای مقاصد مختلف و غیره. برخلاف نوسانات و تداخل پالس که طیف آن باند فرکانسی گیرنده را پر می کند، پهنای طیف تداخل متمرکز در اکثر موارد کمتر از پهنای باند گیرنده است. در محدوده موج کوتاه، این نوع تداخل اصلی ترین عاملی است که مصونیت نویز ارتباطات را تعیین می کند.

توسط ماهیت تاثیرسیگنال متمایز می شود:

- تداخل افزودنی؛

- تداخل ضربی

افزودنیتداخل نامیده می شود که مقادیر آنی آن به مقادیر لحظه ای سیگنال اضافه می شود. اثر تداخلی نویز افزایشی با جمع کردن با سیگنال مفید تعیین می شود. تداخل افزودنی بدون توجه به سیگنال دستگاه گیرنده را تحت تأثیر قرار می دهد و حتی زمانی که سیگنالی در ورودی گیرنده وجود ندارد رخ می دهد.

ضربیتداخل نامیده می شود که مقادیر آنی آن با مقادیر لحظه ای سیگنال ضرب می شود. اثر تداخلی تداخل ضربی خود را به شکل تغییرات در پارامترهای سیگنال مفید، عمدتاً دامنه، نشان می دهد. در کانال های مخابراتی واقعی، معمولاً نه یک، بلکه ترکیبی از تداخل وجود دارد.

زیر اعوجاجچنین تغییراتی را در شکل سیگنال که توسط ویژگی های شناخته شده مدارها و دستگاه هایی که سیگنال از آنها عبور می کند ایجاد می شود، درک کنید. دلیل اصلی اعوجاج سیگنال، فرآیندهای گذرا در مدارهای خط ارتباطی، فرستنده و گیرنده است. در این مورد، تحریف ها متمایز می شوند: خطیو غیر خطیدر مدارهای خطی و غیر خطی مربوطه بوجود می آیند. به طور کلی، تحریف ها بر کیفیت بازتولید پیام تأثیر منفی می گذارد و نباید از مقادیر تعیین شده (هنجارها) تجاوز کند.

با توجه به ویژگی های شناخته شده کانال ارتباطی، شکل سیگنال در خروجی آن را همیشه می توان با استفاده از روشی که در تئوری مدارهای خطی و غیر خطی بیان شده است، محاسبه کرد. تغییرات بیشتر در شکل سیگنال را می توان با مدارهای تصحیح جبران کرد یا به سادگی در طی پردازش بعدی در گیرنده در نظر گرفت. این در حال حاضر یک موضوع فناوری است.

یک چیز دیگر تداخل است - آنها از قبل شناخته شده نیستند و بنابراین نمی توان آنها را به طور کامل حذف کرد.

ضد تداخل- وظیفه اصلی تئوری و فناوری ارتباطات. هر نظری و راه حل های فنی، در مورد عملکرد رمزگذار یا رمزگشا، فرستنده و گیرنده سیستم ارتباطی باید در نظر گرفته شود که تداخلی در خط ارتباطی وجود دارد. با همه روش های مختلف برای مقابله با تداخل، می توان آنها را به سه حوزه کاهش داد:

- سرکوب تداخل در نقطه وقوع. این یک اقدام نسبتاً مؤثر و پرکاربرد است، اما همیشه قابل قبول نیست. از این گذشته ، منابع تداخلی وجود دارد که نمی توان آنها را تحت تأثیر قرار داد (تخلیه رعد و برق ، نویز خورشیدی و غیره).

- کاهش تداخل در مسیرهای نفوذ به گیرنده.

- تضعیف تأثیر تداخل بر پیام دریافتی در گیرنده، دمدولاتور، رمزگشا. این جهت است که برای ما موضوع مطالعه است.