Në rrjetet e telekomunikacionit, sistemet shumëkanale me frekuencë dhe ndarje kohore të kanaleve kanë gjetur aplikim të gjerë.
5.2.1. Parimet e formimit të sinjaleve grupore në sistemet shumëkanale me ndarja e frekuencës kanalet
Në të gjitha sistemet me shumë kanale me kanale të ndarjes së frekuencës (ISS me FDM), përdoren sinjale AM me një përzgjedhje të një brezi anësor (AM-SSB). Metodat për ndërtimin e një MCS me FDM ndryshojnë në mënyrën e formimit sinjal grupi dhe veçoritë e transmetimit të tij në rrugë lineare. Sipas veçorisë së parë, ekzistojnë opsione:
– me konvertim individual të sinjalit;
– me shndërrim grupor të sinjaleve.
Sipas metodës së përforcimit të sinjalit të grupit (linear) në pikat e ndërmjetme (shenja e dytë), opsionet dallohen me amplifikimin e secilit sinjal individual ose sinjali i linjës përgjithësisht.
Me konvertim individual të sinjalit spektri i frekuencës grupore (lineare) formohet nga një transformim i veçantë i pavarur i secilit prej tyre N sinjale. Në fig. Figura 5.3 tregon një bllok diagram që shpjegon këtë metodë. Çdo kanal përmban një filtër të brezit të kanalit (BPF i), modulator kanali (M i) dhe demodulator (DM i), dhe në stacionet e ndërmjetme (PS) - një pajisje përforcuese individuale (Us i).
virtytet të kësaj metode janë:
– një zgjidhje e thjeshtë për problemin e izolimit (degëzimit) të çdo sinjali në çdo pikë të ndërmjetme;
– nuk ka kërkesa të larta për treguesit e cilësisë për një pajisje amplifikuese individuale: çdo përforcues është relativisht me brez të ngushtë dhe mund të funksionojë me shtrembërime të mëdha jolineare, pasi ato shtypen në dalje nga një filtër brez-kalimi;
– konvertimet minimale të sinjalit në pikat fundore;
- besueshmëri e lartë e komunikimit, pasi dështimi i njërit prej amplifikuesve të pikës së ndërmjetme nuk ndikon në funksionimin e të tjerëve.
Oriz. 5.3. Skema strukturore ISS me FDC me individ
konvertimi i sinjalit
– konsumi i rëndë dhe i lartë i energjisë i pajisjeve të stacionit të ndërmjetëm për shkak të pranisë së amplifikatorëve të kanalit;
- prania e një numri të madh pajisjesh elektorale (PFC) dhe, si rezultat, një rritje në vëllimin dhe koston e pajisjeve;
– përdorimi i dobët i gjerësisë së brezit të rrugës lineare, sepse për shkak të selektivitetit të pamjaftueshëm të CTF, është e nevojshme të rritet hapësira e frekuencës midis sinjaleve të kanaleve ngjitur, gjë që përkeqëson "densitetin e paketimit" të sinjalit linear; si rezultat, frekuenca e sipërme e sinjalit linear rritet dhe gjatësia e lejuar e seksionit të linjës midis pikave ngjitur përforcuese zvogëlohet.
Në zemër të metodës me konvertimin e sinjalit në grup qëndron parimi i formimit të një sinjali linear në pikën fundore të transmetimit (OP td) të sistemit duke përdorur disa faza të konvertimit. Në çdo fazë, kombinohen disa sinjale kanalesh, d.m.th. një sinjal linear është shuma e disa sinjaleve të grupit të ndërmjetëm. Në pikën përfundimtare të marrjes (OP pr), kryhen veprime të kundërta.
avantazh Kjo metodë është për të thjeshtuar pikat e ndërmjetme dhe, si rezultat, për të zvogëluar koston dhe dimensionet e tyre.
Disavantazhet e metodës së përforcimit të grupit përfshijnë:
– Kërkesat e cilësisë së lartë për amplifikatorin linear të stacionit të ndërmjetëm: ai duhet të ketë një përgjigje të frekuencës së fitimit të mirëpërcaktuar në gjerësinë e brezit të spektrit linear dhe shtrembërim jolinear shumë të ulët;
– vështirësi në izolimin e sinjaleve të kanalit.
Është e pamundur që kanalet të vendosen afër në spektrin linear të frekuencës, pasi me një rritje të frekuencës bartëse, vetitë selektive të filtrave brez-pass përkeqësohen (gjerësia e brezit të qarkut rezonant është e barabartë me ∆ f= f 0 /Q k). Prandaj, me frekuencë në rritje fështë e nevojshme të rritet intervali mbrojtës ∆ f zi ndërmjet kanaleve ngjitur. Në MCS moderne me FDM, çdo kanali i ndahet një brez frekuencash prej 4 kHz, megjithëse gjerësia e brezit të FDM është 3.1 kHz. AT këtë rast= 0,9 kHz. Prandaj, FDM MCS në mënyrë efektive përdor afërsisht 80% të gjerësisë së brezit të rrugës së transmetimit. Për më tepër, rruga e grupit duhet të jetë shumë lineare.
Kjo është një nga arsyet kryesore për kalimin në metodën e transformimit të grupit. Në këtë rast, konvertimi i një sinjali individual kryhet në disa hapa. Në çdo fazë, kombinohen disa sinjale të konvertuara të gjeneruara në fazat e mëparshme. Parimi i kësaj metode është ilustruar në Fig. 5.4. Në fazën e parë, kryhet një konvertim individual në spektrin e një sinjali ndihmës grupor, të quajtur primar; në fazën e dytë, një sinjal dytësor merret duke kombinuar disa sinjale të grupit parësor të konvertuar, etj. Hapi i fundit quhet hapi i transformimit të sistemit. Në anën marrëse kryhen veprimet e kundërta.
Në fig. 5.5, a, b të dhënat e transformimit janë paraqitur në rajonin spektral, fig. 5.5, a shpjegon gjenerimin e sinjalit të grupit Primar Standard Group (PSG) duke përdorur frekuenca individuale të transportuesit f h1 – f h12, dhe fig. 5.4 – Grupi Standard Sekondar (SSG) nëpërmjet transportuesve multicast f h1 – f h5.
Oriz. 5.4. Parimi i metodës së konvertimit të sinjalit në grup
Oriz. 5.5. Formimi i spektrave të sinjaleve të grupit
fillore ( a) dhe grupi standard sekondar ( b)
Përparësitë metoda:
- "dendësia e paketimit" e lartë e spektrit të sinjalit linear dhe, në përputhje me rrethanat, një rënie në gjerësinë e brezit të sinjalit linear me të njëjtin numër kanalesh;
- thjeshtimi i stacioneve të ndërmjetme, rritja e distancës midis pikave të ndërmjetme dhe reduktimi i kostos së sistemit në tërësi;
- ulje e numrit lloje të ndryshme transformimet dhe filtrat, duke çuar në pajisje më të lira, duke rritur serializimin dhe unifikimin e tyre;
– zvogëlimi i numrit të frekuencave të ndryshme bartëse të përdorura në konvertimin në grup dhe thjeshtimin e pajisjeve të gjeneratorit;
– thjeshtësohet problemi i përzgjedhjes së grupeve të kanaleve dhe ndërlidhjes së llojeve të ndryshme të pajisjeve ISS.
Disavantazhet e metodës:
- një numër i madh transformimesh mbi secilin sinjal, si rezultat, shtrembërimi i sinjalit rritet dhe, në përputhje me rrethanat, kërkesat për pajisje bëhen më të rrepta;
– rritje e mundshme në madhësi dhe kosto të terminaleve.
Cilësimet kryesore grupet standarde Kanalet ISS me FDM janë dhënë në tabelën 5.1.
Tabela 5.1
Parametrat bazë të grupeve standarde të kanaleve
5.2.2. Parimet e gjenerimit të sinjaleve shumëkanale në MCS me ndarje kohore të kanaleve
Me ndarjen kohore të kanaleve (TDM), një rrugë grupore me ndihmën e ndërprerësve sinkron të transmetuesit dhe marrësit sigurohet në mënyrë alternative për transmetimin e sinjaleve të secilit kanal të ISS. Diagrami strukturor i ISS me VRC është paraqitur në fig. 5.6, ku futen emërtimet e mëposhtme: IP i, PS i – i-burimi dhe marrësi i mesazheve, IM - modulator i pulsit, GTI - gjenerator i pulsit të orës, LS - linja komunikimi, ID i - detektor pulsi i-kanali i saj. Sekuencat e pulseve të moduluara që nuk mbivendosen në kohë përdoren si sinjale kanali në sistemet me TDM. Grupi i sinjaleve të kanalit formon një sinjal grupor.
| ATA |
| LS |
| GTI |
| IC N |
| N |
| ËSHTË 1 |
| ËSHTË 2 |
| K |
| K pr |
| ID N |
| PS N |
| N |
| ID 2 |
| PS 2 |
| ID 1 |
| PS 1 |
| Oriz. 5.6. Diagrami strukturor i ISS me VRC |
Sistemet e transmetimit dixhital (DTS) me TDM të përdorura në rrjetet e telekomunikacionit janë ndërtuar mbi bazën e një hierarkie të caktuar, e cila duhet të plotësojë kërkesat themelore të mëposhtme:
– transmetimi nëpërmjet kanaleve dhe shtigjeve DSP të të gjitha llojeve të sinjaleve analoge, diskrete dhe dixhitale;
– shumëllojshmëria korresponduese e përpunimit të sinjalit dhe shpejtësive të transmetimit në faza të ndryshme të transmetimit;
– mundësinë e një kombinimi mjaft të thjeshtë, ndarje, ndarje dhe kalim të rrymave dixhitale të transmetuara;
- Parametrat e DSP duhet të zgjidhen duke marrë parasysh karakteristikat e sistemeve drejtuese ekzistuese dhe të ardhshme;
– mundësia e ndërveprimit ndërmjet DSP dhe sistemet analoge transfertat dhe sisteme të ndryshme ndërrimi;
– gjatë sinjalizimit të mesazheve gjenerike, gjerësia e brezit të DSP duhet të përdoret në mënyrën më të mirë të mundshme.
Formimi i hierarkisë DSP kryhet në bazë të kombinimit të rrymave dixhitale të rendit të ulët, të quajtura rryma përbërëse, në një rrjedhë të vetme dixhitale, të quajtur rrymë grupore. Formimi i një sinjali dixhital në grup është i mundur në mënyrat e mëposhtme të kombinimit të rrymave dixhitale:
- karakter për karakter (Fig. 5.7, a);
- për kanal (Fig. 5.7, b).
Në të dyja rastet, 4 rrjedha kombinohen.
Oriz. 5.7. Struktura e lakut sistemi dixhital transmetim karakter pas karakteri ( a) dhe për kanal ( b) duke kombinuar transmetimet dixhitale
Në kombinimin karakter për simbol, pulset e sinjaleve dixhitale të rrymave dixhitale të kombinuara shkurtohen dhe shpërndahen në kohë, në mënyrë që impulset e kombinuara të rrymave të tjera të mund të akomodohen në intervalet e lira. Me kombinimin kanal për kanal të transmetimeve dixhitale, intervalet e caktuara për grupet e kodeve. Sinjali i orës është i nevojshëm për shpërndarjen e saktë të rrymave dixhitale në skajin marrës.
Është e mundur të kombinohen rrymat dixhitale në cikle, gjë që është e ngjashme me kombinimin kanal për kanal: përpunohet (kompresohet) në kohë dhe i gjithë cikli i një transmetimi dixhital transmetohet, pastaj tjetri.
Metoda më e thjeshtë dhe më e përdorur është metoda e lidhjes karakter pas karakteri.
Me TDM, ndërlidhja midis kanaleve është e mundur, e cila është kryesisht për shkak të dy arsyeve:
– papërsosmëri e përgjigjes së frekuencës dhe përgjigjes fazore të rrugës së transmetimit;
– Sinkronizimi jo ideal i çelsave në anët e transmetimit dhe marrësit.
Për të zvogëluar nivelin e ndërhyrjes së ndërsjellë në TS, është gjithashtu e nevojshme të futen intervale kohore mbrojtëse, të cilat çojnë në një ulje të kohëzgjatjes së pulsit të secilit kanal dhe, si rezultat, në një zgjerim të spektrit të sinjalit. Në përputhje me teoremën e Kotelnikov për CFC, frekuenca minimale e kampionimit duhet të jetë f d = 2F në = 6,8 kHz. Sidoqoftë, në ISS reale me VRC f q = 8 kHz.
MCS-të reale me TDM janë inferiorë ndaj MCS-ve me FDM për sa i përket efikasitetit të përdorimit të spektrit të frekuencës. Sidoqoftë, sistemet me VRC kanë një numër avantazhesh:
– nuk ka ndërthurje me origjinë jolineare;
– faktori më i ulët i kreshtës;
- pajisja e VRK-së është shumë më e thjeshtë se pajisja e ChRK-së.
TDM gjen aplikimin më të gjerë në sistemet e transmetimit dixhital me PCM.
5.3. Metodat fazore, jolineare, të kombinuara dhe të tjera të ndarjes së kanaleve
5.3.1. Kanalet e ndarjes së fazave
Si bartës në sistemet e transmetimit me ndarje fazore të kanaleve (PDK) përdoren dridhjet harmonike(duke mbajtur) me të njëjtat frekuenca dhe me fazat fillestare, që ndryshojnë nga njëri-tjetri me π/2:
Sinjalet e kanalit në sistem formohen nga modulimi i amplitudës së lëkundjeve të bartësit. Spektri i çdo sinjali kanali përmban dy vija anësore në lidhje me frekuencën bartëse ω n. Me PRK, spektrat e sinjaleve të kanalit mbivendosen njëra-tjetrën. Sidoqoftë, ndarja e sinjaleve në pritje është e mundur për shkak të ortogonalitetit të ndërsjellë të transportuesve dhe . Ndarja e sinjaleve të kanalit dhe nxjerrja e sinjaleve të informacionit kryhen njëkohësisht në ndarjen e sinjaleve ortogonale. Në këtë rast, sinjali i grupit shumëzohet me bartësin e këtij kanali dhe integrohet duke përdorur një filtër me kalim të ulët. . Në pritje, një demodulator përdoret si shumëzues në çdo kanal. , tek i cili aplikohet një formë valore bartëse që është koherente me formën valore përkatëse të transmetimit. Nevoja për pritje koherente ndërlikon pajisjet e ndarjes së fazës, pasi kërkesat për pajisjet e gjeneratorit bëhen më të rrepta.
5.3.2. Ndarja e sinjaleve të transmetuara në frekuenca të shumta bartëse
Në sistemet e transmetimit informacion diskrete gjeni zbatimin praktik të MCS, në të cilin bartësit ortogonalë shprehen nga anëtarët e serisë trigonometrike: Ψ k = k cosω n t, . Diagrami bllok i një sistemi të tillë korrespondon me skemën e ndarjes së sinjaleve ortogonale. Sistemi përdor modulimin e amplitudës.
Zerot e spektrit të një pulsi të vetëm të sinjalit binar të transmetuar janë shumëfisha të frekuencës f 0 = 1/τu, ku τu është kohëzgjatja e pulsit. Nëse i barazojmë frekuencat f 0 dhe f n = ω n /2π, atëherë sistemi i zgjedhur i bartësve do të jetë ortogonal gjatë një intervali të kohëzgjatjes τ dhe. Si k- th sinjali i kanalit është MB(t) =c k(t)cos( kω n t), atëherë spektri i tij përmban dy breza anësor në raport me bartësin f k = kf n. Në f n = f 0 = 1/ τ dhe frekuencat bartëse ( k +1), (k kanalet + 2)-th, etj., si dhe bartësit e mëparshëm ( k – 1), (k– 2)-të etj., kanalet përkojnë me zerot e spektrit k-kanali i saj. Megjithëse spektrat e të gjitha sinjaleve të kanaleve mbivendosen, megjithatë, ndryshimet në formën e bartësve bëjnë të mundur ndarjen e këtyre sinjaleve në pritje duke përdorur metodën e ndarjes së sinjalit ortogonal.
Metoda e transmetimit në transportues të shumtë mund të kombinohet me metodën e ndarjes fazore të sinjaleve: në secilin transportues kω n është e mundur të transmetohen dy sinjale me bartës cos kω n t dhe mëkati kω n t. Në këtë rast, me të njëjtën gjerësi të spektrit të sinjalit të grupit, numri i kanaleve mund të dyfishohet.
Janë të njohura sisteme shumëkanale për transmetimin e informacionit diskrete, në të cilat si bartëse përdoren sisteme të tjera funksionesh ortogonale: polinomet Lezhandre, polinomet Laguerre etj. Të gjitha këto sisteme karakterizohen nga këto:
1) formimi dhe ndarja e sinjaleve të kanalit kryhet duke përdorur integrues të thjeshtë, në vend të filtrave kompleksë të brezit të kanalit;
2) sistemet kanë imunitet të lartë ndaj zhurmës;
3) kalimet ndërmjet kanaleve ndikohen nga shtrembërimet lineare dhe jolineare në rrugën e grupit;
4) kërkesat për pajisje gjeneruese po bëhen më të rrepta për shkak të nevojës për pritje koherente.
5.3.3. Ndarja jolineare e sinjalit
Kur ndërtojmë disa sisteme binar të transmetimit të sinjalit, metodat e mëposhtme Ndarja jolineare e sinjaleve:
- kombinim;
– ndarja e sinjaleve sipas nivelit;
– ndarja e kodeve të sinjaleve.
Metoda e ndarjes së sinjalit të kombinuar. Gjatë transferimit N mesazhe të pavarura diskrete mbi një shteg të përbashkët grupor, nëse elementi i- mesazhi mund të marrë një nga m i vlerat e mundshme ( i = 1, 2, ..., N), numri total vlerat që mund të marrë një element N-burimi i kanalit që kombinon origjinalin N burimet do të jenë të barabarta me . Për të njëjtat vlera m i = m ne kemi M = m N. Pra, duke përdorur bazën e kodit M = m N, mund të transmetoni njëkohësisht informacion nga N burime individuale që punojnë me bazën e kodit t. Në veçanti, kur t= 2 (kodet binare), numri i kanaleve N= 2, mesazh grupi b G mund të marrë katër vlera të mundshme që korrespondojnë me kombinime të ndryshme zero dhe njësh në të dy kanalet, me N= 3 numër kombinime të ndryshme do të jetë e barabartë me M= 8 etj. Detyra tani zbret në kalimin e disa numrave b G, përcaktimi i numrit të kombinimit. Këta numra mund të transmetohen nëpërmjet sinjaleve diskrete të modulimit të çdo lloji. Ndarja e sinjaleve bazuar në ndryshimin në kombinimet e sinjaleve nga kanale të ndryshme quhet kombinim. . Bllok diagrami i MCS me ndarje kombinimi (kodi) është paraqitur në fig. 5.8. Këtu janë postimet origjinale b 1 (t),b 2 (t),..., b N(t) nga N burimet futen në hyrjen e koduesit, i cili vepron si një kombinues kanali (CCU). Mori mesazh në grup b G ( t) konvertohet duke përdorur modulatorin M në një sinjal grupi u G ( t) duke hyrë në rrugën e grupit (linja e komunikimit). Në anën marrëse, pas demodulimit dhe dekodimit në marrësin (R) në ndarësin e kanalit (URD), mesazhet e kanalit formohen që korrespondojnë me N mesazhet kryesore.
Shembuj tipikë të multipleksimit të kombinuar janë sistemet e telegrafisë me frekuencë të dyfishtë (DFT) dhe telegrafisë dyfazore (DFT), në të cilat përdoren katër frekuenca të ndryshme për të transmetuar katër kombinime sinjalesh nga dy burime (kanale). f k, k= 1, 2, 3, 4 dhe katër frekuenca me faza të ndryshme fillestare (Tabela 5.2).
Oriz. 5.8. Diagrami strukturor i një sistemi shumëkanalësh
me vulë kombinimi
Tabela 5.2
Parametrat e sinjalit me 2 kanale
Sistemi i kombinimit është i dobishëm kur numër i vogël kanalet, pasi rritja e numrit të kanaleve (shumëfishimi i sistemit) rrit ndjeshëm numrin e kërkuar të sinjaleve të transmetuara, gjë që çon në ndërlikimin e sistemit. Aktualisht, përdoren sisteme dyfishe me FM dhe AM, sisteme trefishe me FM dhe sisteme të shumëfishta të kombinuara të llojit AFM (modulim amplitudë-fazë).
Ndarja e sinjaleve sipas nivelit. Në sistemin e ndarjes së sinjaleve sipas nivelit sinjalet e së njëjtës formë mund të transmetohen njëkohësisht, dhe sinjali i grupit është shuma e sinjaleve të kanalit. Ndarja e sinjaleve në pritje kryhet duke përdorur pajisje të pragut jolineare. Në rastin më të thjeshtë, kur ndani dy sinjale u 1 (t) dhe u 2 (t) me amplituda A 1 dhe POR 2 pajisja e pragut zgjedh një sinjal me një amplitudë më të madhe duke e kufizuar atë nga lart dhe poshtë (Fig. 5.9, a). Skema e pajisjes marrëse është paraqitur në fig. 5.9, b.
Oriz. 5.9. Diagrami strukturor i marrësit ISS
me ndarje jolineare të sinjalit ( b) dhe diagramet e sinjalit ( a)
Sinjali që korrespondon me sinjalin kalon në daljen e pajisjes së pragut. u 1 (t), por me një amplitudë të reduktuar të barabartë me (A 1 – POR 2). Ky sinjal përforcohet në vlerën nominale të amplitudës ( A 1) dhe hyn në daljen e kanalit të parë. Sinjali u 2 (t) në daljen e kanalit të dytë nxirret duke zbritur u 1 (t) nga sinjali total.
Ndarja kodike e sinjaleve. Parimet ndarja e kodit kanalet bazohen në përdorimin e sinjaleve me brez të gjerë (WBS), gjerësia e brezit të të cilave është shumë më e lartë se gjerësia e brezit të kërkuar për mesazhet konvencionale, për shembull, në sistemet FDM me brez të ngushtë. Karakteristika kryesore e NLS është baza e sinjalit, e përcaktuar si produkt AT = ∆FT gjerësia e spektrit të tij ∆ F për kohëzgjatjen e tij T. Në sistemet e komunikimit dixhital që transmetojnë informacion në formë karaktere binare, kohëzgjatja e NPS T dhe shpejtësia e mesazheve v lidhur me raportin T= 1/v. Prandaj, baza e sinjalit AT = ∆f/v karakterizon zgjerimin e spektrit NLS ( S shps) në lidhje me spektrin e mesazheve.
Zgjerimi i spektrit të frekuencës së mesazheve dixhitale të transmetuara mund të kryhet me dy metoda ose një kombinim të tyre:
– përhapja e drejtpërdrejtë e spektrit të frekuencës;
– kërcimi i frekuencës së bartësit.
Me metodën e parë sinjal me brez të ngushtë shumëzuar me sekuencë pseudo e rastësishme(PSP) me një periudhë përsëritjeje T, duke përfshirë N kohëzgjatja e sekuencës së biteve t 0 secili. Në këtë rast, baza NPS është numerikisht e barabartë me numrin e elementeve PSS: AT = T/t 0 = N.
Ndryshimi i kërcimit në frekuencën e bartësit zakonisht kryhet duke akorduar me shpejtësi frekuencën e daljes së sintetizuesit në përputhje me ligjin e formimit të një sekuence pseudo të rastësishme.
Marrja NLS kryhet nga një marrës optimal, i cili, për një sinjal me parametra plotësisht të njohur, llogarit integralin e korrelacionit
ku x(t) është sinjali hyrës, i cili është shuma e sinjalit të dobishëm u(t) dhe ndërhyrje n(t) (në këtë rast zhurma e bardhë).
Pastaj vlera z krahasuar me pragun Z 0 . Vlera e integralit të korrelacionit gjendet duke përdorur një korrelator ose një filtër të përputhur. Korrelatori "ngjesh" spektrin e sinjalit hyrës me brez të gjerë duke e shumëzuar atë me kopjen e referencës u(t) e ndjekur nga filtrimi në brezin 1/ T, e cila çon në një përmirësim të SNR në daljen e korrelatorit në AT herë në lidhje me hyrjen. Kur ndodh një vonesë midis sinjalit të marrë dhe atij të referencës, amplituda e sinjalit dalës të korrelatorit zvogëlohet dhe i afrohet zeros kur vonesa bëhet e barabartë me kohëzgjatjen e elementit PRS t 0 . Ky ndryshim në amplituda e sinjalit të daljes së korrelatorit përcaktohet nga forma e funksionit të autokorrelacionit (kur PSP-të hyrëse dhe referuese përkojnë) dhe funksioni i ndërlidhjes (kur PSP-të hyrëse dhe referuese ndryshojnë). Duke zgjedhur një grup të caktuar sinjalesh me veti "të mira" të ndërsjella dhe autokorrelative, është e mundur të sigurohet ndarja e sinjaleve në procesin e përpunimit të korrelacionit (konvolucioni NPS). Kjo bazohet në parimin e ndarjes së kodit të kanaleve të komunikimit.
5.3.4. Metodat statistikore të ngjeshjes
Metodat statistikore të multipleksimit përdorin veçoritë statistikore të sinjaleve të kanaleve në sistemet FDM ose TDM. Në sistemet telefonike me shumë linja, kjo metodë ju lejon të organizoni lidhje shtesë në kanalet ekzistuese në pauza sinjalet e të folurit. Në vazhdim bisedë telefonikeçdo drejtim është i zënë për një mesatare prej 25% të kohëzgjatjes së telefonatës. Numri i kanaleve të zëna nga transmetimi i vazhdueshëm i zërit, të ashtuquajturat kanale aktive, në një shumë kanale sistemi telefonik gjithmonë më pak se numri i përgjithshëm i kanaleve N dhe me një numër të madh kanalesh N raporti > 4000 n/N bëhet e barabartë me 0,25 - 0,35. Prania e kanaleve përkohësisht të lira bën të mundur ndërtimin e sistemeve të multipleksimit në të cilat numri i transmetimeve m tejkalon numrin nominal të kanaleve N.B në sisteme të tilla, kanali i jepet pajtimtarit vetëm gjatë transmetimit të vazhdueshëm të zërit, d.m.th., gjatë gjendjes aktive të kanalit. Gjatë pauzave në të folur, kanali shkëputet nga ky abonent dhe lidhet me një tjetër folës. Kur abonenti i parë fillon të flasë përsëri, ai lidhet me çdo kanal falas në sistem.
Një lloj tjetër i sistemeve të multipleksimit statistikor janë sistemet në të cilat pauzat në transmetimin e zërit përmes kanaleve telefonike përdoren për transmetimin e të dhënave.
5.4. Sistemet e transmetimit dhe shpërndarjes së informacionit
Për të organizuar shkëmbimin e informacionit midis shumë burimeve dhe marrësve të informacionit, kanalet dhe sistemet e transmetimit kombinohen në rrjetet e komunikimit - sistemet e transmetimit dhe shpërndarjes së informacionit (ISDP).
i njohur mënyrat e mëposhtme formimi i një sinjali grupor:
Përzgjedhja automatike (shtesë selektive);
Shtimi linear;
Shtesa optimale (e ponderuar);
Metoda e kombinuar.
Imuniteti ndaj zhurmës i këtyre metodave të formimit të një sinjali grupor më së shpeshti vlerësohet nga një kriter energjie, d.m.th., një rritje në raportin e sinjalit ndaj zhurmës me marrjen e diversitetit në krahasim me raportin sinjal-zhurmë me një pritje të vetme. Në rast transferimi sinjale diskreteËshtë e këshillueshme të vlerësohet imuniteti ndaj zhurmës si një kriter probabilist, i cili bën të mundur gjykimin e probabilitetit të gabimeve në rastin e pritjeve të ndara dhe të vetme.
Le të shqyrtojmë parimet themelore të zbatimit të sistemeve të komunikimit me marrjen e diversitetit me metoda të ndryshme të formimit të një sinjali grupor dhe të vlerësojmë imunitetin e tyre ndaj zhurmës.
ZGJEDHJA AUTO
Zgjedhja automatike do të thotë që në çdo moment të caktuar, zgjidhet rruga e marrjes me sinjalin më të madh të daljes. Në të njëjtën kohë, për i-kanali i-të me sinjalin më të madh për momentin koeficienti i peshës C j= 1, dhe për të gjitha kanalet e tjera C j i= 0. d.m.th., sinjali që rezulton sipas shprehjeve (6.2), (6.3). (64) mund të shkruhet si
ku 
.
Kjo është arsyeja pse zgjedhja automatike quhet edhe shtesë selektive (selektive).
Diagrami bllok i marrësit me përzgjedhje automatike optimale për marrjen e dyfishtë është paraqitur në Fig. 6.1. Lëkundjet nga të dy marrësit futen në pajisjen e krahasimit të nivelit. Si rezultat i krahasimit të niveleve të lëkundjeve, gjenerohet një sinjal kontrolli, i cili lidh një marrës me një nivel të lartë sinjali me pajisjen dalëse. Marrësi me nivelin më të dobët të sinjalit fiket gjatë kësaj kohe. Për të reduktuar shtrembërimin e sinjalit, koha e ndërrimit të marrësve duhet të jetë e shkurtër. Një sistem i përzgjedhjes automatike është i përshtatshëm për marrjen e sinjaleve telefonike dhe telegrafike nëse koha e ndërrimit të marrësit nuk i kalon 15-20 µs.
Vendi ku ndizen pajisjet kur marrin sinjale AM nuk ka rëndësi. Ato mund të ndizen ose para detektorëve ose pas tyre.
Gjatë marrjes së sinjaleve FM, pajisja e krahasimit duhet të vendoset përpara kufizuesve, pasi pas kufizuesve nivelet e sinjalit janë të njëjta dhe informacioni se cili sinjal kanali është më i madh humbet. Në rastin e marrjes së sinjaleve me çelës të zhvendosjes së frekuencës, pajisjet e kontrollit duhet të vendosen pas detektorëve të frekuencës. Nëse pajisjet e kontrollit janë të vendosura përpara detektorëve të frekuencës, atëherë kur kaloni shpejt kanalet, një pjesë e pulsit elementar do të kalojë nëpër filtrin e detektorit të frekuencës së marrësit të parë, dhe pjesa tjetër do të kalojë nëpër filtrin e detektorit të frekuencës. të marrësit të dytë. Në këtë rast, për të shmangur shtrembërimet e sinjalit, filtrat e detektorëve të frekuencës duhet të projektohen për të transmetuar impulse më të shkurtra se kohëzgjatja e një impulsi elementar. Kjo do të çonte në një ulje të ndjeshme të imunitetit ndaj zhurmës.
Për të përcaktuar sasinë e imunitetit të zhurmës së një sistemi komunikimi me përzgjedhje automatike optimale sipas kriterit të energjisë, është e nevojshme të përcaktohen dhe krahasohen vlerat mesatare të raportit sinjal-zhurmë për marrjen e vetme dhe zgjedhjen automatike optimale. Vlera mesatare e fuqisë së dobishme të sinjalit mund të gjendet nga formula
, (6.6)
ku T - interval mesatar, shumë më i gjatë se periudha e ndryshimit sinjali i transmetuar A(t).
Në diapazonin e radios, shkalla e ndryshimit A(t) dukshëm më e lartë se shkalla e ndryshimit të fitimit të kanalit a i (t). Zgjedhja e T A<
(6.7)
(6.8)
Vlera RMS e sinjalit të transmetuar.
Vlera rrënjë-mesatare-katrore e ndërhyrjes shtesë për të gjitha degët e marrjes së diversitetit mund të konsiderohet e njëjtë, d.m.th.
(6.9)
Raporti sinjal-zhurmë në i-dega është e barabartë me
, (6.10)
Vlera h i 2 (t) ndryshimet në kohë për shkak të ndryshimit të koeficientit a i (t), si h 0 - vlera është konstante. Mesatarisht gjatë intervalit T1 >> T a vlera e raportit sinjal-ndërhyrje gjatë marrjes së vetme (në i dega e th) përcaktohet nga shprehja
Për proceset e rastësishme stacionare, mesatarja kohore është e barabartë me mesataren e ansamblit, d.m.th.
,
(6.13)
ku W (a 2 i) - dendësia e probabilitetit të fitimit të kanalit në katror.
Para së gjithash, do të gjejmë një shprehje për shpërndarjen e koeficientit të transferimit të kanalit, bazuar në rregullin e njohur për transformimin e ndryshoreve të rastit:
.
(6.14)
Duke marrë parasysh që mbështjellja e amplitudës së sinjalit është proporcionale me fitimin e kanalit, dhe duke zgjedhur për thjeshtësinë e llogaritjeve të mëvonshme koeficientin e proporcionalitetit të barabartë me , marrim
ato. . (6.15)
Në intervalet e vëzhgimit deri në 10 minuta, dendësia e probabilitetit të mbështjelljes së amplitudës së sinjalit W(U), siç u përmend, përcaktohet nga ligji i Rayleigh (1.12). Duke zëvendësuar (6.15) dhe (1.12) në (6.14), marrim
.
(6.16)
Tani, sipas rregullit (6.14), gjejmë densitetin e probabilitetit të fitimit të kanalit në katror
,
(6.17)
ne llogarisim integralin (6.13)
, (6.18)
Dhe marrim shprehjen përfundimtare për vlerën mesatare të raportit sinjal-zhurmë për një pritje të vetme:
Probabiliteti që ndryshorja e rastit h i 2 në kanalin i-të me një pritje të vetme do të jetë më pak se një vlerë e caktuar h 2, përcaktohet nga funksioni integral i shpërndarjes së probabilitetit
. (6.20)
Nga shprehja (6.20) sipas rregullit (6.14) gjejmë
; (6.21)
. (6.22)
Nëse ndryshimet a i., dhe kështu h i konsiderohet i pavarur në kanale të ndryshme, pastaj në n-diversiteti i shumëfishtë, probabiliteti i një uljeje të njëkohshme të raportit sinjal-zhurmë në të gjitha kanalet nën pragun h 2 do të përcaktohet n-fish prodhimi i probabiliteteve të përcaktuara nga shprehjet (6.21) dhe (6.22), d.m.th.
. (6.23)
Nga (6.23) gjejmë densitetin e probabilitetit të raportit sinjal-zhurmë në hapësirën n-fish:
. (6.24)
Për analogji me (6.13), vlera mesatare e raportit sinjal-zhurmë në n-ndarja e palosjes përcaktohet nga integrali
,
(6.25)
Si rezultat i integrimit nga pjesët duke përdorur binomin e Njutonit dhe llogaritjen e integralit (6.25), marrim
nga ku rrjedh se raporti sinjal-zhurmë për zgjedhjen automatike optimale përcaktohet nga raporti sinjal-zhurmë për një marrje të vetme h 0 2 dhe shumësia e ndarjes P. qëndrim
. (6.27)
fitimi i fuqisë së marrjes së diversitetit me përzgjedhje automatike vlerësohet në krahasim me një pritje të vetme. vlerat Në n për raporte të ndryshme ndarjesh janë paraqitur në tabelën 6.1.
Për një vlerësim të përafërt të probabilitetit të gabimeve në marrjen e diversitetit të sinjaleve diskrete, supozojmë se është e mundur të specifikohet një vlerë e caktuar kufitare h 2 gr e cila karakterizohet me faktin se h2 > h 2 gr, pritja ndodh pothuajse pa shtrembërim, dhe kur h2 < h 2 gr probabiliteti i gabimit është afër unitetit. Sipas supozimeve të bëra, funksioni i shpërndarjes integrale (6. 23) për h2 = h 2 gr përcakton probabilitetin e gabimit
. (6.28)
Në rastet e vlerave të vogla të raportit që përfaqëson interesin më të madh praktik, probabiliteti i gabimeve është i barabartë me
d.m.th., zvogëlohet sipas ligjit eksponencial me një rritje në shumësinë e ndarjes P.
Probabiliteti i gabimit për një marrje të vetme të sinjaleve diskrete me një pauzë aktive në mungesë të zbehjes përcaktohet nga shprehja
. (6.30)
Në prani të zbehjes së ngadaltë, probabiliteti i gabimit në një sistem komunikimi me marrje të diversitetit n-fish të të njëjtave sinjale mund të përcaktohet duke matur mesatarisht P 0 në të gjitha aspektet h2 në përputhje me densitetin e shpërndarjes (6.24):
. (6.31)
Duke integruar (6.31) sipas pjesëve, për n=2 marrim
. (6.32)
Siç tregohet në , në hapësirën n-fish
(6.33)
 |
Sipas kësaj formule në Fig. 6.2 janë ndërtuar varësi që tregojnë se rezultati më i prekshëm, në krahasim me një teknikë të vetme, jepet nga një teknikë e dyfishtë.
Prandaj, duke marrë parasysh konsideratat ekonomike, pritja e dyfishtë gjen aplikimin më të gjerë.
Formula (6.27) është marrë me supozimin se nuk ka korrelacion midis sinjaleve të degëve individuale të pritjes. Ulja e fitimit bëhet e rëndësishme kur koeficienti i korrelacionit r>0.6.
Në rastin e marrjes së dyfishtë me një raport të madh sinjal-zhurmë, efekti i korrelacionit midis sinjaleve është afërsisht i barabartë me një ulje të fuqisë së sinjalit në
një herë. Prandaj, probabiliteti i gabimit sipas (6.29) përcaktohet nga shprehja
, (6.34)
SHTIMI I SINJALIT LINEAR
Me mbledhjen lineare, fitimet e sinjaleve të shtuara duhet të jenë të njëjta, d.m.th., koeficientët C d, në shprehjen (6.4) janë të barabartë me një. Zakonisht sigurohet barazia e fitimeve të marrësve skema e përgjithshme ARU. Në këtë rast, madhësia e fitimeve përcaktohet nga më i madhi i sinjaleve të shtuara.
Skema e pajisjes marrëse të marrjes së dyfishtë me shtim linear të sinjaleve është paraqitur në fig. 6.3. Koherenca e sinjaleve të shtuara në frekuencën e ndërmjetme sigurohet nga cikli i bllokuar i fazës (PLL). Jashtëfaza e sinjaleve të shtuara çon në përkeqësimin e raportit sinjal-zhurmë që rezulton, veçanërisht kur nivelet e sinjaleve të shtuara janë të barabarta. Varësia e reduktimit të sinjalit/zhurmës së sinjalit total nga shkalla e jashtëfazës< j для сдвоенного приема приведена на рис. 6.4, из которого видно, что при 38 0 потери в отношении сигнал/помеха составляют около 1 дБ, а при 50° - 2 дБ. Следовательно, фазирование сигналов с saktësi e madhe jo e nevojshme. Sa më shumë të ndryshojnë nivelet e sinjaleve të shtuara, aq më pak efekti i tyre jashtëfazor në raportin sinjal-zhurmë.
Pika e kalimit për totalizatorin S , me mbledhje lineare varet nga lloji i modulimit të sinjalit të marrë. Kur merrni sinjale AM, shtimi mund të kryhet si para dhe pas detektorëve, pasi raporti sinjal-zhurmë në hyrje dhe dalje të detektorit të amplitudës është i njëjtë. Në rastin e marrjes së sinjaleve FM, këshillohet që të mblidhen para detektorëve. Kjo për faktin se në daljen e detektorit të frekuencës, raporti sinjal-zhurmë përkeqësohet nëse është nën një vlerë të caktuar pragu në hyrjen e detektorit. Rrjedhimisht, kur shtohen sinjale pas detektorëve të frekuencës, vlera rezultuese e raportit sinjal-zhurmë gjithashtu zvogëlohet. Përveç kësaj, në rastin e shtimit linear në detektor, zvogëlohet shtrembërimi i sinjalit i shkaktuar nga përhapja në shumë rrugë e valëve të radios.
Në një sistem me kanal N, numri i filtrave dhe llojet e tyre është Nn, ku n është numri i fazave të konvertimit. Numri i filtrave dhe llojet e tyre mund të reduktohet duke shtuar një transformim të shumëfishtë grup, në të cilën sinjali i grupit i nënshtrohet transformimit. Për këtë qëllim, kanalet N ndahen në m grupe të kanaleve K, d.m.th. Km=N. Në secilin grup, sinjali i secilit kanal i nënshtrohet konvertimit individual duke përdorur frekuencat bartëse w H1 , w H2 ,..., w NC (Fig.3.51). Në të gjitha grupet, transformimi është i të njëjtit lloj, kështu që i njëjti spektër frekuencash formohet në daljen e secilit grup. Spektrat e grupit që rezultojnë më pas transformohen në grup me bartësit w GR1 , w GR2 ,..., w GRm , kështu që pas kombinimit të sinjaleve të grupit të konvertuar, formohet një spektër frekuencash i kanaleve N. Në rastin në shqyrtim, numri total i filtrave është i barabartë me N+mn GR dhe numri i llojeve të filtrave reduktohet në K+mn GR, ku n GR është numri i hapave të konvertimit në grup.
Fig.3.51 Konvertimi i frekuencës në grup
Kështu, përdorimi i transformimeve të shumëfishta dhe grupore bën të mundur unifikimin e pajisjeve filtruese të sistemit, d.m.th. zvogëloni shumëllojshmërinë e tij. Një bashkim i tillë rrit prodhueshmërinë e komponentëve të pajisjeve dhe, në fund të fundit, zvogëlon koston e saj.
Multipleksimi është procesi i kombinimit të një sërë sinjalesh që mbartin informacion në një sinjal grupor që do të transmetohet, i përqendruar në një brez frekuence. Detyra zgjidhet ose me mjete ajrore ose tokësore. Pothuajse çdo kombinim mund të përdoret:
Metodat e përdorura për modulimin në pajisjet tokësore;
Vula në pajisjet tokësore;
Modulimi i operatorit aktiv linjë satelitore;
Qasje e shumëfishtë.
Pra, në sistemet INTELSAT, TELESAT, DSCS-1 dhe ²Lightning², modulimi i amplitudës me brez të vetëm përdoret me shumëfishimin e ndarjes së frekuencës dhe ndarjen e kanaleve (NC), modulimi i frekuencës në lidhjen satelitore dhe frekuenca të ndryshme bartëse për çdo ES.
Sistemi WMDV mund të quhet PCM/VU/CHFM/MDVU.
Një sistem SPADE me një kanal për operator është caktuar: PCM/FSK/FDMA.
Në pajisjet tokësore, multipleksimi i ndarjes së frekuencës dhe ndarja e kanaleve (NC) janë më të zakonshmet. Sistemet NC përfshijnë:
a) Sistemet bartëse të shtypur me brez të vetëm (SBC);
b) sistemet me një brez të vetëm me një bartës të transmetuar (OBP-PN);
c) sistemet mbajtëse të shtypura me dy drejtime (SBC);
d) sistemet e dyanshme me një bartës të transmetuar (DBP-PN).
Përdoret kryesisht nga OBP.
Sistemet e ndarjes së kohës përdorin:
Metodat diskrete;
Metodat dixhitale.
Në mënyrë tipike, RT kombinohet me TDMA, dhe NC me MDMA, por sistemet e përziera janë gjithashtu të mundshme.
Transmetimi i sinjaleve dhe sinjaleve televizive shoqërim i zërit.
Sipas planit WARC-77 shpejtesi maksimale transmetimi në kanalin televiziv nuk kalon 20 Mbps. Por për të transferuar një imazh me ngjyra me cilësi të lartë, kërkohet një shpejtësi transferimi prej të paktën 34 Mbps. Prandaj, për gjeneratën e parë sistemet satelitore TV i përdorur analog metodat dixhitale kur një pjesë e informacionit u transmetua në formë analoge, dhe një pjesë - në formë dixhitale.
Një sistem i tillë është sistemi MAC (Multiplexing Analogue Components). Në këtë sistem, sinjali i ndriçimit analog transmetohet në mënyrë alternative (me metodën e ndarjes së kohës) me sinjalet e krominancës të shndërruara në një formë diskrete, gjë që bën të mundur shmangien e shtrembërimeve të kryqëzuara të sinjaleve të ndriçimit dhe krominancës, për të zvogëluar zhurmën në krominancë. kanal për shkak të transferimit të tij në rajonin e frekuencës së ulët. Sinjalet e zërit, sinkronizimit, të dhënave transmetohen së bashku me sinjalet me ngjyra në një rrymë dixhitale të përbashkët.
Në versionin më të thjeshtë, sinjali i ndriçimit transmetohet në kohë reale gjatë pjesës aktive të linjës, dhe rryma dixhitale - në intervalin e pulsit të shuarjes horizontale, dhe sinjali i kromës është para-kompresuar në kohë. Në pritje, rryma totale dixhitale është e demultipleksuar. Rrjedha që korrespondon me sinjalin e krominancës shtrihet dhe zhvendoset në kohë për të rivendosur përmasat origjinale, dhe më pas futet në dekoder.
Në një sistem më kompleks, si sinjali i ndriçimit ashtu edhe ai i krominancës kompresohen në kohë, dhe ndarja kryhet në periudhën jo vetëm të linjës, por edhe të kornizës. Kjo ju lejon të ndryshoni raportin e pamjes së kornizës. Si rezultat i studimeve ECP, u zgjodh një raport kompresimi prej 3/2 për sinjalin e ndriçimit dhe 3 për sinjalet e krominancës. Në anën transmetuese, sinjali i ndriçimit vonohet nga një periudhë kornizë në raport me sinjalin e krominancës, ndërsa në pritje, sinjali i ndriçimit kalon pa ndryshime, dhe sinjali i krominancës zgjatet në kohë dhe vonohet me një periudhë kornizë, në mënyrë që të raporti origjinal është restauruar.
Një nga më probleme të vështira televizion satelitor(STV) është një metodë e transmetimit të sinjaleve audio në një kanal televiziv. Studimet dhe eksperimentet teorike kanë treguar se metoda analoge FM në brezin 12 GHz mund të transmetojë së bashku me një sinjal imazhi jo më shumë se dy programet e zërit me një raport sinjal-zhurmë prej rreth 50-55 dB, dhe frekuenca e nënbartësit të dytë duhet të zgjidhet në mënyrë që të mos ndërhyjë në kanalin e ngjyrave. Për shembull, për TV-SAT, u zgjodhën vlerat e nënbartësve prej 5,5 MHz dhe 5,746128 0,000003 MHz. Është e nevojshme të keni të paktën 4-6 kanale zëri në fuçi.
Metoda e transmetimit të një rryme dixhitale së bashku me sinjalet e imazhit duhet të plotësojë disa kërkesa: cilësia e transmetimit të imazhit nuk duhet të përkeqësohet; probabiliteti i gabimit në transmetimin e sinjaleve audio nuk duhet të kalojë 10 -3 në një raport C/N=8 dB; kërkohet përputhshmëria me marrësit ekzistues televiziv.
Mund të dallohen tre mënyra të transmetimit të sinjaleve të imazhit dhe rrymës dixhitale:
Ndarja e frekuencës (sistemi MAS-A);
Ndarja e kohës në frekuencë video (MAC-B);
Ndarja e kohës së transportuesit (MAC-C).
Sistemi MAC-A. Rrjedha dixhitale transmetohet në një frekuencë nënbartëse që tejkalon frekuencën e sipërme të spektrit të sinjalit video. Frekuenca e nënbartësit zgjidhet nga raporti, ku F B është frekuenca e sipërme e sinjalit video, R është shpejtësia e bitit në Mbit/s.
Ndër metodat modulimi dixhital Preferohet tastimi me ndërrim fazor me dy pozicione me brez anësor të shtypur pjesërisht, i quajtur gjithashtu "MSK i thjeshtuar" (Minimum Shift Keying), për shkak të thjeshtësisë së tij dhe zbatueshmërisë së një demoduluesi koherent në pritje.
Sistemi MAC-B. Kompresimi i një sinjali video nga një rrymë dixhitale në një frekuencë video bazohet në përdorimin e disa tepricave të sinjalit televiziv - prania në secilën rresht të intervaleve për rrugën e kthimit të rrezeve, në të cilën transmetohen vetëm sinjalet e sinkronizimit. Duke futur një sekuencë PCM në intervalet e treguara, dy deri në katër programe audio mund të transmetohen pa rritur gjerësinë totale të brezit të zënë nga sinjali video. Avantazhi i kësaj metode transmetimi është mungesa e një demoduluesi të veçantë për sinjalet audio, pasi sekuenca dixhitale merret në daljen e një detektori të përbashkët të frekuencës.
Shpikja ka të bëjë me inxhinierinë radio, në veçanti me pajisje radiotransmetuese përdoret në linja shumëkanalesh komunikimet dixhitale me kuadraturë amplitude-shift keying, mund të përdoret në terren transmetim dixhital dhe televizioni dixhital. Rezultati teknik i arritshëm - reduktimi i humbjes së imunitetit të zhurmës në një mjedis të keq ndërhyrjeje. Në metodën e gjenerimit të sinjaleve kuadratike modulimi i amplitudës Formimi i frekuencës bartëse kryhet duke moduluar dhe përmbledhur dy sinjale kuadratike: sin(wt) dhe cos(wt) mbi dy kanale paralele, secili prej të cilave është modulim fazor-amplitudë duke përdorur çelsin e menaxhuar dhe ndarësit e tensionit, ndërsa ndarja e tensionit e valës bartëse në secilin nga dy kanalet kuadratike të kondicionerit të sinjalit të modulimit të amplitudës kuadratike kryhet në mënyrë sinkrone me një koeficient të ndryshueshëm në varësi të raportit sinjal-zhurmë në hyrje të demodulatorit marrës. të marra nga kanali i pasëm. 4 i sëmurë, 2 tab.
Vizatimet në patentën RF 2365050
Shpikja ka të bëjë me inxhinierinë e radios, në veçanti me transmetuesit e radios të përdorur në linjat e komunikimit dixhital shumëkanalësh me kyçje të zhvendosjes së amplitudës kuadratike, dhe mund të përdoret gjithashtu në fushën e transmetimit dixhital dhe televizionit dixhital.
Metodat e njohura për gjenerimin e sinjaleve relative dhe kuadratike manipulimi fazor(OPSK, QPSK), në të cilin përdoret një tranzicion i qetë i fazës për të reduktuar spektrin e sinjalit të transmetuar me çelës të zhvendosjes së fazës.
Gjithashtu të njohura janë metodat për gjenerimin e sinjaleve të modulimit të amplitudës kuadratike (QAM, QAM), në të cilat një sinjal heksadecimal QAM (QAM-16) për transmetim gjenerohet në dy degë kuadratike (në fazë ose sinus dhe përbërës kuadratikë ose kosinus), secila e cila përdor një metodë të gjenerimit të sinjalit KFM.
Megjithatë analoge të njohur kanë një imunitet relativisht të ulët të zhurmës për shkak të ndërtimit të rreptë klasik të dizajnit të sinjalit dhe, për rrjedhojë, pamundësisë së ndarjes së rrymës së të gjitha biteve të bartura nga sinjali QAM në nënrryma sipas prioriteteve, të cilat kanë imunitet të ndryshëm ndaj zhurmës, gjë që është shumë e rëndësishme. në një mjedis mjaft të dobët të zhurmës (d.m.th., në vlera të ulëta të raporteve të sinjalit - zhurma në hyrjen e demodulatorit QAM, e cila është veçanërisht e rëndësishme dhe progresive në sistemet moderne ah me kodim turbo).
Zgjidhja teknike më e afërt me këtë shpikje është një metodë e gjenerimit të sinjaleve QAM, në të cilën formimi i bartësit arrihet duke moduluar dhe përmbledhur dy sinjale kuadratike: sin(wt) dhe cos(wt). Metoda e formimit përmban dy kanale paralele, secila prej të cilave është çelësi i amplitudës fazore, një oshilator i zakonshëm kryesor, ndërruesit e fazës dhe çelsat e kontrolluar me ndarës të tensionit për të marrë një sinjal QAM me katër nivele me gjashtëmbëdhjetë pika sinjali (QAM-16)
Me një kombinim të tillë elementësh dhe lidhjesh, arrihet një rritje në frekuencën dhe efikasitetin energjetik të përdorimit të kanaleve diskrete të linjave të telekomunikacionit shumëkanalësh.
E metë mënyrë e njohur gjenerimi i sinjaleve të modulimit të amplitudës kuadratike - humbja e imunitetit të zhurmës së informacionit të transmetuar në kushtet e mjedisit më të keq të ndërhyrjes, si me dhe pa futjen e përparësisë në transmetimin e mesazheve të disa përdoruesve.
Qëllimi i shpikjes është të zvogëlojë humbjen e imunitetit të zhurmës në kushtet e kushteve të dobëta të ndërhyrjes për shkak të ndërtimit optimal të sinjaleve heksadecimal. modulimi kuadratik(QAM-16) si me dhe pa ndarjen e rrymës totale të biteve të transportuara në nënrryma prioritare.
Ky qëllim arrihet nga fakti se ndarja e tensionit të valës bartëse në secilin nga dy kanalet kuadraturore të gjeneratorit të sinjalit të modulimit të amplitudës kuadratike kryhet në mënyrë sinkronike me një koeficient të ndryshueshëm në varësi të raportit sinjal-zhurmë në hyrje të demodulatori i marrësit ka marrë nëpërmjet kanalit të kundërt.
Grupi i ri i listuar i veçorive thelbësore ( shenjë dalluese) për shkak të futjes së një variabli (të njohur më parë dhe të llogaritur me saktësi) gjatë periudhës së situatës më të keqe të ndërhyrjes, koeficienti i ndarjes së tensionit të transportuesve kuadratikë bën të mundur uljen e humbjes së imunitetit ndaj zhurmës të informacionit të disa përdoruesve kur futet prioriteti i mesazheve në kushte të mjaftueshme vlera të ulëta raporti sinjal-zhurmë (sinjal-zhurmë) në hyrjen e demodulatorit.
Analiza e artit të mëparshëm bëri të mundur vërtetimin se analogët, të karakterizuar nga një grup karakteristikash që janë identike me të gjitha tiparet e pretenduara zgjidhje teknike, mungojnë, gjë që tregon përputhshmërinë e shpikjes me kushtin e patentimit "risi".
Rezultatet e kërkimit për zgjidhje të njohura në këtë fushë dhe fusha të tjera të teknologjisë, për të identifikuar tiparet që përputhen me tiparet dalluese të prototipit të objektit të pretenduar, treguan se ato nuk rrjedhin në mënyrë eksplicite nga arti i mëparshëm. Nga arti i mëparshëm, nuk është zbuluar as ndikimi i transformimeve të parashikuara nga tiparet thelbësore të shpikjes së pretenduar në arritjen e rezultatit teknik të specifikuar. Prandaj, shpikja e pretenduar plotëson kushtin e patentimit "hap shpikës".
Metoda e pretenduar ilustrohet me vizatime, grafikë dhe tabela, të cilat tregojnë:
figura 1 është një diagram bllok i një pajisjeje për gjenerimin e sinjaleve të modulimit të amplitudës kuadratike;
figura 2 - hapësira e sinjaleve të KAM-16 klasike:
a) vlera fikse relative të amplitudave të sinjaleve të moduluara në kuadraturë;
b) vlerat fikse relative të amplitudave dhe fazave të bartësit në daljen e modulatorit KAM-16;
figura 3 - sinjale hapësinore hierarkike QAM-16 kur parametri i modulimit =2;
figura 4 - tregon probabilitetin mesatar të gabimit në parametrin e modulimit (raporti i ndarjes së tensionit të bartësve kuadraturë):
a) varësia e probabilitetit të gabimit në marrjen e bitit të parë (të dytë), të tretë (të katërt) dhe probabilitetit mesatar të gabimit për bit për QAM-16 klasik;
b) varësia e probabilitetit të gabimit në marrjen e bitit të parë (të dytë), të tretë (të katërt) dhe probabilitetit mesatar të gabimit për bit me QAM-16 hierarkike optimale;
Figura 5 tregon vlerat e sakta të parametrave të modulimit (raportet e ndarjes së tensionit) për vlerat e ndryshme të sinjalit/zhurmës në hyrjen e marrësit dhe fitimet e energjisë (fitimet në imunitetin ndaj zhurmës) të QAM-16 optimale në krahasim me hierarkinë e njohur dhe sinjale klasike të ngjashme.
Gjeneratori i sinjalit QAM i paraqitur në Fig. 1 funksionon si më poshtë.
Formuesi KAM-16 përbëhet nga dy kanale paralele, në njërin prej të cilëve kryhet kyçja fazore-amplitudore e sinjalit sinwt (kanali I), në të dytin, kyçja fazore-amplitudore e sinjalit coswt (kanali Q). Këto sinjale merren nga një oshilator i zakonshëm kryesor 1, dhe sinjali coswt merret duke zhvendosur fazën e sinjalit sinwt me 90 ° duke përdorur një ndërrues fazor (0 ° / 90 °) 2. Manipulimi i fazave të I dhe Q sinjalet kryhen duke përdorur çelësat 5 dhe 6, në hyrjen e parë ku aplikohet sinjali pa zhvendosje fazore, dhe hyrja e dytë - sinjalet me zhvendosje fazore prej 180° nga daljet e ndërruesve fazor 3 dhe 4. Ndërprerësit 5 dhe 6 kontrollohen nga kombinimet e kodit Ik dhe Qk të aplikuara në hyrjet e informacionit të manipuluesve të amplitudës fazore. Si rezultat i një modulimi të tillë, vektorët e sinjalit I dhe Q do të marrin pozicione fazore fikse, të paraqitura në Fig. 2a.
Modulimi i amplitudës së sinjaleve I dhe Q kryhet duke përdorur çelësat 7 dhe 8 dhe ndarësit e tensionit të kontrolluar 10 dhe 11 me një raport të ndryshueshëm ndarjeje. Ndërprerësit 7 dhe 8 kontrollohen, përkatësisht, nga kombinimet e kodeve Ek dhe Dk të marra në hyrjet e informacionit të modulatorit. Kombinimet e kodeve Ik, Qk, Ek dhe Dk vijnë nga formuesit e pulsit të burimeve të mesazhit.
Pas shtimit të sinjaleve të moduluara I dhe Q në grumbulluesin 9 në sistemin koordinativ I dhe Q, formohen 16 pika fikse - fig. Vektorët që lidhin origjinën dhe pikat fikse do të përcaktojnë amplituda dhe fazën e bartësit QAM në daljen e modulatorit për fjalë të ndryshme kodike.
Kur hyrjet e dyta të ndarësve të tensionit 10 dhe 11 marrin informacion mbi raportin sinjal-zhurmë në hyrjen e demodulatorit KAM nga 10 -11 në 0.1 përmes kanalit të kundërt, modeli klasik i sinjalit të KAM-16 formohet në daljen e pajisjes. Kur situata e ndërhyrjes në linjën e komunikimit ndryshon dhe hyrjet e dyta të ndarësve të tensionit 10 dhe 11 marrin informacion mbi raportin sinjal-zhurmë në hyrjen e demodulatorit QAM nga 0.1 në 0.3 (fusha e aplikimit të kodeve moderne turbo) Nëpërmjet kanalit të kundërt, në daljen e pajisjes -16 (OKAM-16) formohet një strukturë optimale e sinjalit QAM me karakteristika më të mira energjetike në krahasim me sinjalet e njohura klasike dhe hierarkike QAM.
Llogaritjet e sakta të imunitetit të zhurmës së KAM-16 optimale të propozuar me koeficientin optimal të modulimit
krahasuar me imunitetin ndaj zhurmës të sinjaleve të ngjashme të njohura klasike me faktor modulimi =1 (fig.2b) dhe hierarkike me faktor modulimi =2, 4 (fig.3) treguan si më poshtë.
1. Me vlerat e probabilitetit mesatar të gabimit të kërkuar për bit P b në rangun nga 0,3 në 0,1, energjia minimale mesatare për bit h 2 bc (opt) me ndërtimin optimal të QAM-16 është më pak se h 2 bc ( =1/2) e nevojshme për QAM-16 klasike të njohur me një vlerë të rendit prej 0,46 dB deri në 0,17 dB (imuniteti ndaj zhurmës i QAM-16 optimale në një fuqi transmetuesi fiks është më i lartë se imuniteti ndaj zhurmës i klasike QAM-16), dhe energjia minimale e pikut h 2 m (opt) nuk i kalon h 2 m ( =1/2) Në këtë rast parametri optimal modulimi (raporti i normalizuar i ndarësit të tensionit) varion nga 1 në 0.39 (figura 5, tabela 5.1).
2. Fitimi në faktorin e pikut P1 / P2 i KAM-16 optimale në krahasim me KAM-16 klasik ndërsa minimizon energjinë e pikut h 2 m është nga 1,342 për P b = 0,4 në 1,08 për P b = 0,2 (Fig. 5, Tabela 5.2).
3. Për të arritur vlerën e kërkuar të probabilitetit mesatar të gabimit të bitit P tr =0.3 dhe P tr =0.1, vlera e kërkuar e energjisë maksimale minimale h 2 m në opt është shumë më e vogël se h 2 m në =1/2 ( =1), dhe me më tej Duke ulur Р tr nga 10 -2 në 10 -11, vlera opt gradualisht i afrohet 0.5; te konstruksioni i njohur klasik i sinjaleve KAM-16 (Fig. 4a, b).
4. Ndërtimi optimal i propozuar i strukturës së sinjalit QAM-16 (SC) në krahasim me QAM-16 klasike dhe hierarkike të njohur më parë kërkon më pak h 2 m në të gjithë gamën e vlerave të probabilitetit mesatar të gabimit të bitit të kërkuar P b , e cila, nga ana tjetër, çon në fitim në karakteristikat energjetike të të parit në krahasim me të dytin, d.m.th. për të reduktuar humbjen e imunitetit ndaj zhurmës (figv).
5. Me vlerat e P b të kërkuar që variojnë nga 0.1 e lart, QAM-16 hierarkike e njohur me një faktor modulimi =4 tejkalon h 2 m të kërkuar në IKAM-16 me =2 dhe në QAM-16 klasike, por të gjitha këto struktura sinjalizuese, nga ana tjetër, humbasin ndaj SC KAM-16 optimale të propozuar për sa i përket energjisë, d.m.th. mbi imunitetin ndaj zhurmës (Fig.4d).
Kështu, me një grup të tillë karakteristikash thelbësore, kur formohen sinjale heksadecimal të modulimit të amplitudës kuadratike, sigurohet një ulje e humbjeve të imunitetit të zhurmës të shkaktuara nga futja e koeficientit optimal të modulimit (koeficienti i ndarësit të tensionit), në varësi të sinjalit nga zhurma. raporti i marrë nëpërmjet kanalit të kundërt në hyrje të demodulatorit KAM-16 si me ndarje, dhe pa ndarjen e rrymës totale të biteve portative në nënrryma sipas përparësisë.
2. Patenta Federata Ruse Nr 2205518, IPC H04L 27/20, 11.12.2001.
3. Sklyar, Bernë. Komunikimi dixhital. Baza teorike dhe përdorim praktik. Ed. 2, rev. [Tekst] / Per. nga anglishtja. - M.: Radio dhe komunikim, 1986. - 544 f.
4. Sevalnev L.A. Transmetim dixhital programet televizive me ngjeshjen e informacionit të të dhënave në kanalet satelitore komunikimet // Tele-Sputnik, Nr. 7, 1997. - F. 64-69.
5. Sevalnev L.A. Transmetimi i sinjaleve televizive dixhitale me kompresim të të dhënave të informacionit mbi linjat e komunikimit kabllor // Tele-Sputnik, Nr. 1 (27), 1998. - F. 54-67.
6. Burachenko D.L. Optimizimi i dizajnit hierarkik të sinjalit 16 QAM me dy algoritme pritje optimale dhe dy kode manipulimi. [Teksti]: artikull / D.L. Burachenko, V.I. Bobrovsky, I.V. Timoshin // Procedurat e kompleksit të 8-të ndërkombëtar shkencor dhe teknik. - Shën Petersburg: GUT im. prof. M.A. Bonch-Bruevich, 2002. - S.17-19.
7. Frisk V.V. Bazat e teorisë së qarqeve. [Tekst] - M.: IP RadioSoft, 2002. - S.34-36.
KERKESE
Një metodë për gjenerimin e sinjaleve të modulimit të amplitudës kuadratike me formimin e një frekuence bartëse duke moduluar dhe përmbledhur dy sinjale kuadratike: sin (wt) dhe cos (wt) mbi dy kanale funksionimi paralel, në secilën prej të cilave modulimi i amplitudës fazore kryhet duke përdorur të kontrolluar çelësat dhe ndarësit e tensionit, të karakterizuar në atë që ndarja e tensionit të valës bartëse në secilin prej dy kanaleve kuadratike kryhet në mënyrë sinkronike me një koeficient të ndryshueshëm në varësi të raportit sinjal-zhurmë në hyrje të demodulatorit të marrësit; marrë në kanalin e kundërt në kushtet më të këqija të ndërhyrjes.
Një sinjal përkufizohet si një tension ose rrymë që mund të transmetohet si mesazh ose si informacion. Nga natyra e tyre, të gjitha sinjalet janë analoge, qofshin ato DC ose AC, dixhitale ose pulsuese. Sidoqoftë, është zakon të bëhet dallimi midis sinjaleve analoge dhe dixhitale.
Një sinjal dixhital është një sinjal që është përpunuar në një mënyrë të caktuar dhe është shndërruar në numra. Zakonisht këto sinjale dixhitale janë të lidhura me sinjale reale analoge, por ndonjëherë nuk ka asnjë lidhje mes tyre. Një shembull është transmetimi i të dhënave në rrjetet lokale (LAN) ose rrjete të tjera me shpejtësi të lartë.
Në rastin e përpunimit të sinjalit dixhital (DSP), një sinjal analog konvertohet në formë binare nga një pajisje e quajtur një konvertues analog në dixhital (ADC). Dalja e ADC është një paraqitje binar e sinjalit analog, i cili më pas përpunohet nga një procesor aritmetik i sinjalit dixhital (DSP). Pas përpunimit, informacioni i përfshirë në sinjal mund të kthehet përsëri në formë analoge duke përdorur një konvertues dixhital në analog (DAC).
Një koncept tjetër kyç në përcaktimin e një sinjali është fakti që një sinjal gjithmonë mbart disa informacione. Kjo na sjell te problemi kryesor i përpunimit të sinjaleve fizike analoge - problemi i nxjerrjes së informacionit.
Qëllimet e përpunimit të sinjalit.
Qëllimi kryesor i përpunimit të sinjalit është nevoja për të marrë informacionin që përmbahet në to. Ky informacion është zakonisht i pranishëm në amplituda e një sinjali (absolute ose relative), në frekuencë ose përmbajtje spektrale, në fazë ose në varësinë kohore relative të disa sinjaleve.
Pasi informacioni i dëshiruar të jetë nxjerrë nga sinjali, ai mund të përdoret në mënyra të ndryshme. Në disa raste, është e dëshirueshme të riformatoni informacionin që përmban sinjali.
Në veçanti, një ndryshim në formatin e sinjalit ndodh kur transmetohet sinjal zanor në një sistem telefonik me akses të shumëfishtë të ndarjes së frekuencave (FDMA). Në këtë rast, përdoren metoda analoge për vendosjen e kanaleve të shumëfishta zanore në spektrin e frekuencës për transmetim nëpërmjet rele radio me mikrovalë, kabllo koaksiale ose me fibër optike.
Në rastin e komunikimit dixhital, informacioni audio analog fillimisht konvertohet në dixhital duke përdorur një ADC. Informacioni dixhital që përfaqëson kanalet individuale të audios shumëfishohet në kohë (Time Division Multiple Access, TDMA) dhe transmetohet përmes një lidhje dixhitale serike (si në një sistem PCM).
Një arsye tjetër për përpunimin e sinjalit është ngjeshja e gjerësisë së brezit të sinjalit (pa humbje të konsiderueshme të informacionit), e ndjekur nga formatimi dhe transmetimi i informacionit me shpejtësi të reduktuar, gjë që mund të ngushtojë gjerësinë e brezit të kërkuar të kanalit. Modemët me shpejtësi të lartë dhe sistemet adaptive të modulimit të kodit të pulsit (ADPCM) përdorin gjerësisht algoritmet e heqjes së tepricës (kompresimit) të të dhënave, siç bëjnë sistemet dixhitale të komunikimit celular, sistemet e regjistrimit audio MPEG dhe televizioni me definicion të lartë (HDTV).
Sistemet e marrjes dhe kontrollit të të dhënave industriale përdorin informacionin e marrë nga sensorët për të gjeneruar sinjale të përshtatshme reagimi, të cilat nga ana tjetër kontrollojnë drejtpërdrejt procesin. Vini re se këto sisteme kërkojnë si ADC ashtu edhe DAC, si dhe sensorë, kondicionerë sinjalesh dhe DSP (ose mikrokontrollues).
Në disa raste, ka zhurmë në sinjalin që përmban informacion, dhe qëllimi kryesor është rikthimi i sinjalit. Teknika të tilla si filtrimi, autokorrelacioni, konvolucioni, etj. përdoren shpesh për të përmbushur këtë detyrë si në domenin analog ashtu edhe në atë dixhital.
QËLLIMI I PËRPUNIMIT TË SINJALIT- Nxjerrja e informacionit të sinjalit (amplituda, faza, frekuenca, komponentët spektralë, koha)
- Konvertimi i formatit të sinjalit (telefonia me ndarje kanalesh FDMA, TDMA, CDMA)
- Kompresimi i të dhënave (modemët, Telefonat celularë, TV HDTV, kompresim MPEG)
- Formimi i sinjaleve kthyese (kontrolli i proceseve industriale)
- Nxjerrja e sinjalit nga zhurma (filtrim, autokorrelacion, konvolucion)
- Nxjerrja dhe ruajtja e një sinjali në formë dixhitale për përpunim të mëtejshëm (FFT)
Kushtëzimi i sinjalit
Në shumicën e situatave të mësipërme (të lidhura me përdorimin e teknologjive DSP), nevojiten si një ADC ashtu edhe një DAC. Megjithatë, në disa raste, kërkohet vetëm një DAC, kur sinjalet analoge mund të gjenerohen drejtpërdrejt bazuar në DSP dhe DAC. Një shembull i mirë janë ekranet e skanuara me video, në të cilat gjenerohen formë dixhitale sinjali kontrollon imazhin e videos ose bllokun RAMDAC (konvertuesi i grupit pixel dixhital në analog).
Një shembull tjetër është muzika dhe fjalimi i sintetizuar artificialisht. Në fakt, kur gjenerojnë sinjale fizike analoge duke përdorur vetëm metoda dixhitale, ato mbështeten në informacionin e marrë më parë nga burime të sinjaleve të ngjashme fizike analoge. Në sistemet e ekranit, të dhënat në ekran duhet t'i përcjellin operatorit informacionin përkatës. Gjatë zhvillimit sistemet e zërit jepen nga vetitë statistikore të tingujve të gjeneruar, të cilat janë përcaktuar më parë duke përdorur përdorimin e gjerë të metodave DSP (burimi i zërit, mikrofoni, parapërforcuesi, ADC, etj.).
Metodat dhe teknologjitë e përpunimit të sinjalit
Sinjalet mund të përpunohen duke përdorur teknika analoge (përpunimi i sinjalit analog, ose ASP), teknikat dixhitale (përpunimi i sinjalit dixhital, ose DSP), ose një kombinim i teknikave analoge dhe dixhitale (përpunimi i kombinuar i sinjalit, ose MSP). Në disa raste zgjedhja e metodave është e qartë, në raste të tjera nuk ka qartësi në zgjedhje dhe vendimi përfundimtar bazohet në disa konsiderata.
Sa i përket DSP, ndryshimi kryesor i tij nga analiza tradicionale e të dhënave kompjuterike është shpejtësi e lartë dhe efikasitetin e funksioneve komplekse të përpunimit dixhital si filtrimi, analiza e të dhënave në kohë reale dhe kompresimi.
Termi "përpunim i kombinuar i sinjalit" nënkupton që sistemi kryen përpunim analog dhe dixhital. Një sistem i tillë mund të zbatohet si një bord qark i printuar, një qark i integruar hibrid (IC), ose një çip i vetëm me elementë të integruar. ADC-të dhe DAC-të konsiderohen si pajisje të kombinuara të përpunimit të sinjalit, pasi funksionet analoge dhe dixhitale zbatohen në secilën prej tyre.
Përparimet e fundit në teknologjinë e çipave me integrim shumë të lartë (VLSI) mundësojnë përpunim kompleks (dixhital dhe analog) në një çip të vetëm. Vetë natyra e DSP nënkupton që këto funksione mund të kryhen në kohë reale.
Krahasimi i përpunimit të sinjalit analog dhe dixhital
Inxhinieri i sotëm përballet me zgjedhjen e kombinimit të duhur të metodave analoge dhe dixhitale për të zgjidhur një problem të përpunimit të sinjalit. Nuk është e mundur të përpunohen sinjalet fizike analoge duke përdorur vetëm metoda dixhitale, pasi të gjithë sensorët (mikrofonët, termoçiftet, kristalet piezoelektrike, kokat e disqeve magnetike, etj.) janë pajisje analoge.
Disa lloje sinjalesh kërkojnë praninë e qarqeve të normalizimit për përpunimin e mëtejshëm të sinjaleve si në metodat analoge ashtu edhe ato dixhitale. Qarqet e kondicionimit të sinjalit janë procesorë analogë që kryejnë funksione të tilla si amplifikimi, akumulimi (në instrumente dhe amplifikatorët parapërforcues (bufer)), zbulimi i sinjalit kundrejt zhurmës së sfondit (nga amplifikuesit me precizion të lartë të modalitetit të zakonshëm, barazuesit dhe marrës linearë), dinamikë ngjeshja e diapazonit (nga amplifikuesit logaritmikë, DAC-të logaritmike dhe PGA-të) dhe filtrimi (pasiv ose aktiv).
Disa metoda për zbatimin e procesit të përpunimit të sinjalit janë paraqitur në Figurën 1. Zona e sipërme e figurës përshkruan një qasje thjesht analoge. Pjesa tjetër e zonave tregojnë zbatimin e DSP. Vini re se pasi të zgjidhet një teknologji DSP, vendimi tjetër duhet të jetë vendosja e ADC në rrugën e përpunimit të sinjalit.
PËRPUNIMI ANALOG DHE DIGJITAL I SINJALIT
Figura 1. Metodat e përpunimit të sinjalit
Në përgjithësi, meqenëse ADC është zhvendosur më afër sensorit, shumica e përpunimit të sinjalit analog tani bëhet nga ADC. Një rritje në aftësitë e ADC mund të shprehet në një rritje të frekuencës së kampionimit, zgjerimit diapazoni dinamik, rritja e rezolucionit, ndërprerja e zhurmës së hyrjes, përdorimi i filtrimit të hyrjes dhe amplifikatorëve të programueshëm (PGA), prania e referencave të tensionit në çip, etj. Të gjitha shtesat e përmendura rrisin nivelin funksional dhe thjeshtojnë sistemin.
Në prani të teknologjive moderne prodhuar nga DAC dhe ADC me frekuencave të larta kampionimi dhe zgjidhja, është bërë përparim i rëndësishëm në integrimin e gjithnjë e më shumë qarqeve drejtpërdrejt në ADC/DAC.
Në fushën e matjes, për shembull, ka ADC 24-bit me amplifikues të programueshëm të integruar (PGA) që ju lejojnë të dixhitalizoni sinjalet e urës në shkallë të plotë 10 mV drejtpërdrejt pa pas-normalizim (p.sh. seria AD773x).
Në frekuencat zanore dhe audio, pajisjet komplekse të kodimit-dekodimit janë të zakonshme - kodekët (Analog Front End, AFE), të cilët kanë një qark analog të integruar në çip që plotëson kërkesat minimale për komponentët e normalizimit të jashtëm (AD1819B dhe AD73322).
Ekzistojnë gjithashtu kodekë video (AFE) për aplikacione të tilla si përpunimi i imazhit CCD (CCD) dhe të tjerë (të tillë si seritë AD9814, AD9816 dhe AD984X).
Shembull zbatimi
Si shembull i përdorimit të DSP, le të krahasojmë filtrat me kalim të ulët analog dhe dixhital (LPF), secili me një frekuencë ndërprerjeje prej 1 kHz.
Filtri dixhital zbatohet si sistemi tipik dixhital i paraqitur në Figurën 2. Vini re se diagrami bën disa supozime të nënkuptuara. Së pari, për të përpunuar me saktësi sinjalin, supozohet se shtegu ADC/DAC ka shpejtësi të mjaftueshme të kampionit, rezolucion dhe gamë dinamike. Së dyti, për të përfunduar të gjitha llogaritjet e saj brenda intervalit të marrjes së mostrave (1/f s), pajisja DSP duhet të jetë mjaft e shpejtë. Së treti, në hyrjen e ADC dhe daljen e DAC, ekziston ende nevoja për filtra analogë për kufizimin dhe rivendosjen e spektrit të sinjalit (filtri anti-aliasing dhe filtri kundër imazhit), megjithëse kërkesat për performancën e tyre janë të ulëta. . Me këto supozime në mendje, filtrat dixhitalë dhe analogë mund të krahasohen.
Figura 2. Blloku i një filtri dixhital
Frekuenca e kërkuar e ndërprerjes për të dy filtrat është 1 kHz. Konvertimi analog zbatohet i llojit të parë të rendit të gjashtë (karakterizohet nga prania e valëzimit të fitimit në brezin e kalimit dhe mungesa e valëzimit jashtë brezit të kalimit). Karakteristikat e tij janë paraqitur në figurën 2. Në praktikë, ky filtër mund të përfaqësohet nga tre filtra të rendit të dytë, secili prej të cilëve është ndërtuar mbi një përforcues operacional dhe disa kondensatorë. Përdorimi i sistemeve moderne të dizajnit me ndihmën e kompjuterit (CAD) për filtrat, krijimi i një filtri të rendit të gjashtë është mjaft i thjeshtë, por kërkohet një përzgjedhje e saktë e komponentëve për të përmbushur specifikimin e rrafshësisë 0,5 dB.
Filtri dixhital FIR me 129 koeficientë i paraqitur në Figurën 2 ka një valëzim prej vetëm 0,002 dB në brezin e kalimit, një përgjigje fazore lineare dhe një rrotullim shumë më të pjerrët. Në praktikë, karakteristika të tilla nuk mund të realizohen duke përdorur metoda analoge. Të tjera avantazh i dukshëm Skema është që filtri dixhital nuk kërkon zgjedhjen e komponentëve dhe nuk i nënshtrohet zhvendosjes së parametrave, pasi frekuenca e orës së filtrit stabilizohet nga një rezonator kuarci. Një filtër me 129 koeficientë kërkon 129 operacione multiply-akumulate (MAC) për të llogaritur kampionin e daljes. Këto llogaritje duhet të plotësohen brenda intervalit të marrjes së mostrave 1/fs për të siguruar funksionimin në kohë reale. Në këtë shembull, shpejtësia e mostrës është 10 kHz, kështu që 100 µs janë të mjaftueshme për përpunim nëse nuk kërkohen llogaritje të rëndësishme shtesë. Familja ADSP-21xx e DSP-ve mund të përfundojë të gjithë procesin e akumulimit të shumëzimit (dhe funksionet e tjera të nevojshme për të zbatuar një filtër) në një cikël të vetëm udhëzimi. Prandaj, një filtër me 129 koeficientë kërkon një shpejtësi prej më shumë se 129/100 µs = 1.3 milion operacione në sekondë (MIPS). DSP-të ekzistuese janë shumë më të shpejta dhe për këtë arsye nuk janë një faktor kufizues për këto aplikacione. Seria 16-bit ADSP-218x me pikë fikse arrin performancë deri në 75MIPS. Lista 1 tregon kodin e asemblerit që zbaton filtrin në procesorët DSP të familjes ADSP-21xx. Vini re se linjat aktuale të kodit të ekzekutueshëm janë shënuar me shigjeta; pjesa tjetër janë komente.
Figura 3. Filtrat analog dhe dixhital
Sigurisht, në praktikë ka shumë faktorë të tjerë që merren parasysh kur krahasohen filtrat analogë dhe dixhitalë ose metodat e përpunimit të sinjalit analog dhe dixhital në përgjithësi. Sistemet moderne të përpunimit të sinjalit kombinojnë metodat analoge dhe dixhitale për të arritur funksionin e dëshiruar dhe për të përfituar nga metodat më të mira, si analoge ashtu edhe dixhitale.
PROGRAMI I KUVENDIMIT:
FILTER FIR PER ADSP-21XX (ME SAKTËSI TË VETËM)
MODULI fir_sub; ( Nënprogrami i filtrit FIR Parametrat e thirrjes së nënprogramit I0 --> Të dhënat më të vjetra në linjën e vonesës I4 --> Tabela e fillimit të koeficientit të filtrit L0 = Gjatësia e filtrit (N) L4 = Gjatësia e filtrit (N) M1,M5 = 1 CNTR = Gjatësia e filtrit - 1 (N-1) Vlerat e kthimit MR1 = Rezultati i përmbledhjes (i rrumbullakosur dhe i kufizuar) I0 --> Të dhënat më të vjetra në rreshtin e vonesës I4 --> Fillimi i tabelës së koeficientit të filtrit Ndryshimi i regjistrave MX0,MY0,MR Koha e ekzekutimit (N - 1) + 6 cikle = N + 5 cikle Të gjithë koeficientët janë në formatin 1.15 ) .HYRJA bredh; bredhi: MR=0, MX0=DM(I0,M1), MY0=PM(I4,M5) CNTR=N-1; BËJ konvolucionin DERI CE; konvolucioni: MR=MR+MX0*MY0(SS), MX0=DM(I0,M1), MY0=PM(I4,M5); MR=MR+MX0*MY0(RND); NESE MV SAT MR; RTS; .ENDMOD; PËRPUNIMI I SINJALIT KOHË REAL
Literatura:
Së bashku me artikullin "Llojet e sinjaleve" lexojnë:
