Semnale în bandă îngustă și bandă largă. Semnale de bandă largă

11.05.2019 In contact cu

Pentru a clarifica prezentarea ulterioară, vom face aici o digresiune tehnică despre caracteristicile diferitelor game de frecvență și principiile construirii rețelelor radio asociate acestora.

Comunicațiile radio moderne operează la frecvențe de sute de megaherți, mii de megaherți (adică, gigaherți) și chiar zeci de gigaherți. Spectrul radio este împărțit în secțiuni dedicate unei game largi de aplicații; comunicarea radio este doar una dintre ele. Alocarea spectrului la scară internațională este reglementată de comitetul internațional relevant, care include Rusia. În Rusia, este reglementat de Comitetul de stat interdepartamental pentru frecvențe radio (SCRF). Vom reveni la asta mai târziu.

Fiecare secțiune a spectrului radio este tăiată în felii canale aceeași „lățime” (de exemplu, 25 kiloherți pentru telefonia celulară). Viteza maxima transmisia de date într-un anumit canal depinde numai de lățimea canalului, și nu de partea din spectru în care se află. Este clar că în intervalul de frecvență, să zicem, de la 8 gigaherți la 9 gigaherți, se vor potrivi de 10 ori mai multe canale cu o anumită lățime decât în intervalul de la 800 megaherți la 900 megaherți. Astfel, cu cât frecvențele sunt mai mari, cu atât „capacitatea” totală a gamei din punct de vedere al posibilității este mai mare transmisii simultane: Dacă vă imaginați banda de 800 MHz ca un cablu cu o mie de nuclee, atunci banda de 8 GHz va fi deja un cablu cu zece mii de nuclee.

Linia vizuală și principiul rețelei celulare

S-ar putea presupune că capacitatea colosală a părții de ultra-înaltă frecvență (UHF) a spectrului radio poate rezolva toate problemele comunicațiilor radio. Acesta este aproape cazul, dar există o trăsătură pur fizică a undelor radio: cu cât frecvența undei este mai mare (adică, cu cât lungimea acesteia este mai mică), cu atât obstacolele mai mici este capabil să se îndoaie. Prin urmare, să spunem mobil celular poate funcționa la frecvențe nu mai mari de 2 gigaherți: la frecvențe mai mari, comunicarea este deja strict limitată de linia vizuală (aproape ca pentru un fascicul de lumină), deci comunicarea cu telefon mobil va fi întrerupt ca lumina unui felinar când mergi în fața unei palisade.

La frecvențe sub 2 GHz, cerința pentru linia vizuală nu este atât de strictă: unda radio se poate îndoi chiar în jurul clădirilor - dar nu și grosimea pământului, de exemplu. nu poate trece dincolo de orizont. Gama limitată a emițătorului de orizontul vizibil de la înălțimea antenei face posibilă organizarea retea celulara , adică o rețea în care aceleași canale de frecvență pot fi utilizate de mai multe ori în zone necontigue ("celule celulare").

Nota 1: Când oamenii vorbesc despre „telefon mobil” sau „rețea celulară”, de obicei se referă celular mobil reteaua telefonica ... Astfel de rețele sunt de obicei implementate în conformitate cu standardele internaționale recunoscute; acestea acoperă o parte din benzile de aproximativ 450 MHz, 800 MHz și 900 MHz, iar cel mai recent standard sugerează frecvențe în jur de 1800 MHz (adică 1,8 GHz). Telefonia mobilă celulară este un tip de activitate de telecomunicații separat, reglementat în mod specific și nu ne vom mai referi aici. Se principiul fagurelor crearea de rețele nu este direct legată de mobilitate este pur și simplu o modalitate de a folosi aceleași frecvențe din nou și din nou, chiar și într-o zonă limitată.

Nota 2: Poza va fi incompletă fără mențiune comunicații prin satelit ... Toate argumentele despre capacitatea diferitelor game de frecvență rămân valabile aici, doar conceptul de „orizont” aproape dispare, deoarece chiar și un satelit care atârnă deasupra ecuatorului la o longitudine adecvată (nu în emisfera opusă) este vizibil din regiunile polare. Este clar că chiar și o antenă îngust direcționată pe un satelit oferă o „pătă” pe suprafața pământului de sute sau mii de kilometri. Prin urmare, în comparație cu rețelele radio terestre, sateliții folosesc aerul în mod foarte neeconomic, neputând reutiliza aceleași frecvențe, așa cum se face în rețelele celulare. Comunicarea prin satelit este, de asemenea, un subiect separat de luat în considerare și nu ne vom ocupa aici. Trebuie doar să ții cont de asta o parte foarte semnificativă a spectrului de frecvență este ocupată de cele existente comunicații prin satelit sau rezervat pentru viitor.

Directivitatea antenei

În rețelele de transmisie radio, acestea sunt utilizate ca îngust focalizat antene și antene cu un sector de acoperire mai larg, până la omnidirectional (circular). Pentru tipul de conexiune punct la punct se folosesc două antene ascuțite (înguste); asa, de exemplu, linii de transmisie cu microunde , în care distanța dintre turnurile de releu adiacente poate fi de zeci de kilometri. Antenă cu fascicul îngust concentrează fasciculul radio, crescându-i densitatea de energie; astfel, un transmițător de o putere dată „trage” la o distanță mai mare.

Un alt tip de comunicare se va obține folosind doar antene omnidirecționale. În acest caz, conectivitatea va fi realizată toata lumea cu toata lumea ... Această topologie se găsește de obicei în rețelele de birouri mici implementate într-o zonă limitată.

În cele din urmă, dacă plasați în centrul „celulei” stație de bază cu o antenă omnidirecțională și echipați toți abonații deserviți de aceasta cu antene direcționale concentrate pe ea, apoi obținem topologia punct-la-mai multe puncte ... Dacă interconectați și stații de bază într-o anumită ierarhie (sau linii de releu radio sau pur și simplu conexiuni radio punct la punct, sau canale prin cablu), apoi obținem o întreagă rețea celulară. În acest caz, va fi o soluție fixă retea celularaîntrucât abonatul mobil nu poate avea o antenă direcţională.

Cometariu: Rețeaua mobilă celulară este construită pe același principiu, dar folosind și antene omnidirecționale abonații de telefonie mobilă, care nu interferează între ele, atât pentru că vorbesc mereu pe canale diferite (sau alternând pe același canal), cât și pentru că semnalul de la dispozitiv mobil mult semnal mai slab de la stația de bază și pot fi recepționate numai corect stație de bază dar nu cu orice alt dispozitiv mobil.

Tehnologia semnalelor în bandă largă (BSS)

Pentru a trimite un semnal radio de mare putereîn domeniul microundelor, este nevoie de un transmițător scump cu un amplificator și o antenă scumpă cu diametru mare. Pentru a primi un semnal de putere redusă fără interferențe, sunt necesare și o antenă mare scumpă și un receptor scump cu un amplificator.

Acesta este cazul când se utilizează un semnal radio convențional de „bandă îngustă”, când transmisia are loc la o anumită frecvență sau, mai degrabă, într-o bandă îngustă a spectrului radio care înconjoară această frecvență (canal de frecvență). Imaginea este și mai complicată de diferitele interferențe reciproce dintre semnalele de mare putere în bandă îngustă transmise aproape unele de altele sau la frecvențe apropiate. În special, un semnal în bandă îngustă poate fi pur și simplu blocat (accidental sau intenționat) de un transmițător de putere suficientă reglat la aceeași frecvență.

Această vulnerabilitate la interferența cu semnalele radio convenționale a dat naștere dezvoltării, mai întâi pentru aplicații militare, a unui principiu complet diferit de transmisie radio, numit tehnologie. semnal în bandă largă, sau semnal asemănător zgomotului(ambele variante ale termenului corespund abrevierei SHPS ). După mulți ani de utilizare cu succes în apărare, această tehnologie și-a găsit uz civil și tocmai în această calitate va fi discutată aici.

S-a constatat că, pe lângă proprietățile lor caracteristice (imunitate la zgomot intrinsec și nivel scăzut interferența generată), această tehnologie s-a adeverit relativ ieftin pentru producția de masă... Economia provine din faptul că toată complexitatea tehnologiei de bandă largă este programată în mai multe componente microelectronice ("cipuri"), iar costul microelectronicii în producția de masă este foarte scăzut. În ceea ce privește restul componentelor dispozitivelor de bandă largă - electronice cu microunde, antene - acestea sunt mai ieftine și mai simple decât în cazul obișnuit de „bandă îngustă”, datorită puterii extrem de scăzute a semnalelor radio utilizate.

Ideea NLS este că pentru transmiterea de informații este folosită lățime de bandă mult mai largă decât este necesar pentru transmisia normală (într-un canal de frecvență îngustă). Au fost dezvoltate două metode fundamental diferite de utilizare a unei benzi de frecvență atât de largi - metoda Direct Sequence Spread Spectrum (DSSS) și metoda Frequency Hopping Spread Spectrum (FHSS). Ambele metode sunt incluse în standardul 802.11 (Radio-Ethernet).

Metoda secvenței directe (DSSS)

Fără a intra în detalii tehnice, metoda secvenței directe (DSSS) poate fi gândită după cum urmează. Întreaga bandă de frecvență „largă” utilizată este împărțită într-un anumit număr de subcanale - conform standardului 802.11, aceste canale sunt 11 și vom lua în considerare acest lucru în descrierea următoare. Fiecare bit de informație transmis se transformă, conform unui algoritm predeterminat, într-o secvență de 11 biți, iar acești 11 biți sunt transmiși simultan și în paralel, folosind toate cele 11 subcanale. La primire, secvența de biți recepționată este decodificată folosind același algoritm ca și atunci când o codifică. O altă pereche de receptor-transmițător poate folosi un alt algoritm de codificare-decodare și pot exista mulți astfel de algoritmi diferiți.

Primul rezultat evident al utilizării acestei metode este protecția informațiilor transmise împotriva interceptării (un receptor DSSS „străin” folosește un alt algoritm și nu va putea decoda informațiile de la un alt transmițător decât al său). Dar o altă proprietate a metodei descrise s-a dovedit a fi mai importantă. Constă în faptul că, datorită celui de 11 ori concedieri transferul poate fi dispensat semnal de putere foarte scăzută (comparativ cu nivelul de putere a semnalului atunci când se utilizează tehnologia convențională în bandă îngustă), fără a mări dimensiunea antenelor .

În același timp, raportul dintre nivelul semnalului transmis și nivelul este mult redus. zgomot, (adică interferență accidentală sau deliberată), astfel încât semnal transmis deja, parcă nu se distinge în zgomotul general. Dar datorită redundanței sale de 11 ori, dispozitivul de recepție îl va putea recunoaște în continuare. Parcă ni s-ar fi scris același cuvânt de 11 ori, iar unele copii ar fi fost scrise cu o scriere ilizibilă de mână, altele sunt șterse pe jumătate sau pe o bucată de hârtie arsă - dar totuși, în majoritatea cazurilor, vom putea determina ce este acest cuvânt comparând toate cele 11 copii...

Altul extrem de proprietate utilă Dispozitivele DSSS este că datorită foarte nivel scăzut putere a lui semnal, practic nu interferează cu dispozitivele radio convenționale (putere mare în bandă îngustă), deoarece acestea din urmă preiau semnalul în bandă largă pentru zgomot în intervalul acceptabil. Pe de alta parte - dispozitive convenționale nu interferează cu semnalele în bandă largă, deoarece semnalele lor de mare putere „zgomot” fiecare numai în propriul său canal îngust și nu pot îneca complet semnalul în bandă largă. Este ca și cum ar fi cu un creion subțire, dar o scrisoare mare scrisă ar fi umbrită cu un creion îndrăzneț - dacă liniile nu sunt la rând, vom putea citi scrisoarea.

Ca urmare, putem spune că utilizarea tehnologiilor de bandă largă face posibilă utilizarea aceleiași părți a spectrului radio. de două ori- dispozitive convenționale de bandă îngustă și „pe deasupra lor” - dispozitive de bandă largă.

Rezumând, putem distinge următoarele proprietăți ale tehnologiei NLS, conform macar pentru metoda secvenței directe:

- Imunitate la interferențe.

- Fără interferențe cu alte dispozitive.

- Confidențialitatea transmisiilor.

- Cost eficient în producția de masă.

- Posibilitatea utilizării repetate a aceleiași părți a spectrului.

Metoda saltului de frecvență (FHSS)

În codificarea cu salt de frecvență (FHSS), întreaga lățime de bandă alocată pentru transmisii este subdivizată într-un număr de subcanale (conform standardului 802.11, aceste canale sunt 79). Fiecare transmițător către fiecare acest moment folosește doar unul dintre aceste subcanale, saltând regulat de la un subcanal la altul. Standardul 802.11 nu fixează frecvența unor astfel de sărituri - poate fi setat diferit în fiecare țară. Aceste sărituri apar sincron la emițător și receptor într-o secvență pseudo-aleatorie predeterminată cunoscută de ambii; este clar că, fără a cunoaște secvența comutării, este imposibil să primiți o treaptă de viteză.

Cealaltă pereche emițător-receptor va folosi, de asemenea, o secvență diferită de salt de frecvență setată independent de prima. Pot exista multe astfel de secvențe într-o bandă de frecvență și într-un singur teritoriu de vizibilitate (într-o „celulă”). Este clar că, odată cu creșterea numărului de transmisii simultane, și probabilitatea de coliziuni crește, atunci când, de exemplu, două transmițătoare au sărit simultan la frecvența 45, fiecare în conformitate cu propria sa secvență, și s-au înecat unul pe celălalt.

Metoda saltului de frecvență, ca și metoda secvenței directe descrisă mai sus, oferă confidențialitatea și o anumită imunitate la interferență a transmisiilor. Imunitatea la interferență este asigurată de faptul că dacă pachetul transmis nu a putut fi recepționat pe niciunul dintre cele 79 de subcanale, receptorul raportează acest lucru, iar transmisia acestui pachet se repetă pe unul dintre următoarele (în secvența hop) subcanale.

Care este comparabil cu frecvența centrală. Uneori se folosește un factor de 1/10, de ex. dacă lățimea spectrului este de aproximativ 1/10 din frecvența la care este transmis semnalul, atunci semnalul este considerat bandă largă. Cu un spectru mai îngust, semnalul va fi de bandă îngustă, cu un spectru mai larg, va fi de bandă ultra-largă.

Discret semnale de frecventa, DS
Semnale de comutare de fază, PM
Semnale modulate în frecvență, FMS
Spectrul de răspândire a secvenței directe (DSSS)

Fundația Wikimedia. 2010.

Vedeți ce înseamnă „Semnale de bandă largă” în alte dicționare:

GOST R ISO 12124-2009: Acustica. Metode de măsurare a caracteristicilor acustice ale aparatelor auditive pe urechea umană- Terminologie GOST R ISO 12124 2009: Acustica. Metode de măsurare caracteristici acustice aparate auditive pe urechea umană document original: 3.18 unghiul azimut al incidenței sunetului: unghiul dintre planul de simetrie ... ...

Efectul multipath este efectul observat atunci când semnalele se propagă. Ea apare sub condiția existenței în punctul de recepție a unui semnal radio nu numai direct, ci și una sau o serie întreagă de raze reflectate. Pentru a spune simplu, la antenă ...... Wikipedia

- (din Radio ... și Lat. locatio placement, location) un domeniu al științei și tehnologiei, al cărui subiect este observarea prin metode radiotehnice (observarea radar) a diferitelor obiecte (ținte), detectarea, recunoașterea lor, ... ... Marea Enciclopedie Sovietică

Modificarea semnalului într-o cantitate fizică, purtând informații codificate într-un anumit fel, sau sincronizat (acordat în prealabil cu destinatarul) absența unei modificări a cantității fizice. Unul dintre conceptele fundamentale ale ciberneticii. În ...... Wikipedia

Spectru de frecvență 1 2 GHz Spectru de lungime de undă de la 30 la 15 cm Clasificare ITU (rus.) ELF ELF NPV VHF LF MF HF VHF ... Wikipedia

COMUNICARE HIDROACUSTICĂ- schimbul de informaţii prin mediul acvatic, prin care semnalele hidroacustice se propagă între nave de suprafaţă, submarine, scafandri etc. Informații transmise semnale de vorbireși mesaje codificate. Comunicare hidroacustică ...... Referință enciclopedică marine

A nu se confunda cu stenografia. Solicitarea „criptografică” este redirecționată aici; despre criptografia în Rusia antică, vezi Criptografia rusă veche. Steganografia (din grecescul στεγανός ascuns + γράφω scriu; literalmente „criptografia”) este știința ... ... Wikipedia

comparatie diferentiala- 3.27 măsurare comparativă diferențială în care nivelul semnalului de testare este scăzut din SPL la punctul de măsurare Notă Dacă este utilizat semnale în bandă largă, atunci nivelurile de sunet ar trebui măsurate ...... Dicționar-carte de referință de termeni ai documentației normative și tehnice

coeficient de transmisie a sunetului urechii deschise- 3,29 câștig real al urechii REUGdiferență între nivelul presiunii acustice la punctul de măsurare și nivelul semnalului de testare în funcție de frecvența semnalului de testare cu canalul urechii deschis ... ... Dicționar-carte de referință de termeni ai documentației normative și tehnice

coeficientul de transmisie a sunetului urechii acoperite cu un aparat auditiv pornit- 3.33 câștig real asistat de ureche REAGdiferență între nivelul presiunii sonore la punctul de măsurare și nivelul semnalului de testare în funcție de frecvența semnalului de testare ... ... Dicționar-carte de referință de termeni ai documentației normative și tehnice

Introducere

Sisteme de comunicații în bandă largă. Scopul și caracteristicile lor

Bazele utilizării semnalelor asemănătoare zgomotului în sistemele de comunicații

Sisteme cu semnale pseudoaleatoare

Secvențe de lungime maximă

Diagrame structurale generatoare de secvenţe de cod liniar

Rata simbolurilor și lungimea codului

7. Generarea codurilor din viteza mare

Introducere

Metodele de transmisie în bandă largă au fost utilizate pentru prima dată la sfârșitul celui de-al Doilea Război Mondial în sistemele radio-tehnice militare pentru a asigura extinderea razei mari și a combate interferența deliberată a inamicului. În acest moment, aceste metode au fost îmbunătățite, iar multe dintre deficiențele au fost eliminate. Sistemele cu NLS (semnale asemănătoare zgomotului) devin din ce în ce mai răspândite datorită calităților lor, cum ar fi: imunitate la zgomot sub acțiunea interferențelor puternice și adresarea codului un numar mare abonații și lor împărțirea codurilor atunci când lucrați într-o bandă de frecvență comună în același timp.

1.Sisteme de comunicații în bandă largă. Scopul și caracteristicile lor

Sistem de bandă largă - un sistem al cărui semnal transmis ocupă o lățime de bandă foarte largă, depășind semnificativ lățimea de bandă minimă efectiv necesară pentru transmiterea informațiilor. De fapt, un simbol este reprezentat de o secvență de cod lungă, ceea ce face posibilă lucrarea cu un nivel ridicat de zgomot, deoarece chiar dacă o parte a acestei secvențe este distorsionată de zgomot, aceasta poate fi restabilită pe partea de recepție.

Cel mai exemplu celebru Modulația în bandă largă este o modulație convențională a frecvenței cu un indice de modulație mai mare de unu. Lățimea de bandă FM nu este doar o funcție a lățimii de bandă semnal informativ, dar și „adâncimea” modulației. In toate sisteme de bandă largă câștigul în valoarea raportului dintre puterea semnalului și puterea zgomotului se realizează în procesul de modulare a demodulării. Cu semnale FM, SNR la ieșirea demodulatorului este:

Unde - valoare maximă indicele de modulație a frecvenței;

SNR în banda de bază sau în banda de semnal de informare, unde S este puterea semnalului; N este puterea de zgomot.

FM în bandă largă poate fi considerată o metodă de transmisie în bandă largă, deoarece spectrul de frecvență înaltă recepționat (spectrul de frecvență radio) are o lățime care este semnificativ mai mare decât lățimea spectrului de frecvență ocupat de semnalul informațional.

Dintre toate tipurile posibile de modulație în bandă largă, se pot distinge următoarele trei tipuri principale:

.Modularea unei purtătoare cu o secvență de cod digital cu o rată de repetare a simbolului de multe ori mai mare decât lățimea de bandă a semnalului de informații. Astfel de sisteme sunt denumite sisteme de semnal pseudo-aleatoriu cu o singură frecvență.

.Modulare prin schimbarea (deplasarea) frecvenței purtătoare la momente discrete cu o anumită valoare, a cărei valoare este specificată de secvența de cod. Aceste modificări de frecvență sunt numite „sărituri de frecvență”. În acest caz, în transmițător au loc tranziții instantanee de la o frecvență la alta, fiecare dintre acestea fiind selectată dintr-un set predeterminat, iar ordinea de utilizare a frecvențelor este determinată de secvența de cod.

.Impulsuri FM liniare, în urma cărora frecvența purtătoare se schimbă pe o bandă largă de frecvență într-un timp egal cu durata impulsului.

Metoda de transmisie în bandă largă a fost descoperită de K.E.Shannon, care a fost primul care a introdus în considerare conceptul de capacitate a canalului:

unde C - debitului, bit/s; W este lățimea de bandă, Hz; S este puterea semnalului; N este puterea de zgomot.

Această ecuație stabilește o relație între posibilitatea transmiterii fără erori a informațiilor pe un canal cu un SNR dat și lățimea de bandă alocată pentru transmiterea informațiilor.

Pentru orice SNR dat, se obține o rată scăzută de eroare de transmisie prin creșterea lățimii de bandă alocată pentru transmiterea informațiilor.

Trebuie remarcat faptul că informația în sine poate fi introdusă în semnalul de bandă largă în mai multe moduri. Cea mai cunoscută metodă constă în suprapunerea informaţiei pe una modulantă în bandă largă (Fig. 1).

Fig. 1 Diagrama bloc a unui sistem cu semnale pseudo-aleatoare de o singură frecvență și forme de undă în diferitele sale puncte.

Secvență de cod înainte de modularea purtătorului pentru a obține un semnal de bandă largă. Această metodă este potrivită pentru orice sistem de bandă largă care utilizează o secvență de cod pentru a răspândi spectrul unui semnal de înaltă frecvență (sisteme de semnal pseudo-aleatoriu cu o singură frecvență și cu mai multe frecvențe). Evident, informațiile transmise în acest caz trebuie prezentate într-o formă digitală, deoarece impunerea de informații pe secvența codului binar este de obicei efectuată ca o adăugare modulo 2. Într-o altă variantă de realizare, informația nu poate fi utilizată pentru modularea directă a " purtător" înainte de a extinde spectrul... În acest caz, se utilizează de obicei unul dintre tipuri modulația unghiulară deoarece în sistemele de bandă largă este în general de dorit ca anvelopa de ieșire RF să fie constantă.

Trebuie remarcate unele proprietăți ale sistemelor de bandă largă:

Abilitatea de adresare selectivă; posibilitatea de multiplexare pe baza diviziunii de cod pentru sisteme de acces multiplu; asigurarea transmisiei sub acoperire prin utilizarea semnalelor cu densitate de putere spectrală scăzută; dificultate în decodarea mesajelor în timpul ascultării; măsurători de înaltă rezoluție în interval; imunitate la zgomot.

Cu toate acestea, este imposibil ca un sistem să posede simultan toate proprietățile de mai sus. De exemplu, este greu de așteptat ca un semnal cu o bună stealth poate fi recepționat simultan pe un fundal de interferență intensă. Cu toate acestea, sistemul ar putea satisface ambele cerințe prin utilizarea unui mod de transmisie cu putere redusă atunci când este necesar ca ascuns și un mod de transmisie cu putere crescută pentru a suprima interferența.

.Bazele utilizării semnalelor asemănătoare zgomotului în sistemele de comunicații

Semnalele asemănătoare zgomotului (NLS) sunt acele semnale pentru care produsul lățimii spectrului F cu durata T este mult mai mare decât unitatea. Acest produs se numește baza semnalului și este notat cu B, adică:

ShPS are B >> 1. Semnalele asemănătoare zgomotului sunt uneori numite complexe, spre deosebire de semnalele simple B = 1.

În sistemele de comunicație cu NLS, lățimea spectrului NLS F este întotdeauna mult mai mare decât lățimea spectrului mesajului transmis. V sisteme digitale comunicatii care transmit informatii in forma caractere binare, durata NLS și rata de transfer de informații R sunt legate de raportul T = 1 / R Prin urmare, baza NLS:

Se caracterizează prin răspândirea spectrului NLS în raport cu spectrul mesajelor. V sisteme analogice comunicații pentru care frecvența superioară a mesajului este W și frecvența de eșantionare este 2W,

Și dacă B >> 1, atunci F >> R și F >> 2W

Din luarea în considerare a principalelor proprietăți ale NLS, rezultă că utilizarea NLS în sistemele de comunicație face posibilă asigurarea unei imunitate ridicate la zgomot împotriva interferențelor puternice, secret, direcționare, operabilitate într-o bandă de frecvență comună, combaterea căilor multiple, precizie și rezoluție ridicată a măsurătorilor. , EMC bun cu multe sisteme de inginerie radio.

3.Sisteme cu semnale pseudoaleatoare

Sistemele de semnalizare pseudo-aleatorie sunt cele mai cunoscute și răspândite printre sistemele de bandă largă. Astfel, metoda de determinare a intervalului, dezvoltată în laboratorul de propulsie cu reacție, este utilizată cu succes în sistemul RANGER și în alte programe spațiale, bazate pe utilizarea secvențelor pseudoaleatoare.

În sistemele de comunicații radio digitale sau personale care utilizează CDMA (Division Multiple Access with Spread Spectrum) și spectru răspândit, folosind secvențe pseudoaleatoare sunt rezolvate următoarele sarcini principale:

.Răspândirea spectrului unui semnal modulat pentru a crește lățimea de bandă de transmisie.

.Separarea semnalelor utilizatori diferiți transmiterea aceleiași benzi de frecvență în modul de acces multiplu.

V sisteme cunoscute PRS-urile digitale binare sunt utilizate ca semnale de răspândire în comunicațiile radio. Funcțiile de auto- și corelație încrucișată ale acestor secvențe la deplasări discrete care sunt multipli ai duratei simbolului în regiunea de interes sunt calculate prin numărarea numărului de potriviri și nepotriviri într-o comparație caracter cu caracter (pe bit).

Pentru a extinde spectrul și a încărca uniform lățimea de bandă de transmisie, densitatea spectrală a unei singure secvențe trebuie să fie uniformă, ca și cea a ABGN.

A doua și cea mai dificilă sarcină cu PRP într-un sistem CDMA multi-utilizator este separarea semnalelor de la diferiți utilizatori folosind aceeași bandă de transmisie. Semnalul PSP servește drept „cheie” pentru fiecare utilizator și permite receptorului să selecteze semnalul destinat acestuia. Prin urmare, ansamblul complet al PRP ar trebui ales astfel încât corelația încrucișată între orice pereche de secvențe să fie suficient de mică. Acest lucru minimizează nivelul de interferență pe canalele adiacente. Teoretic valoare zero ansambluri de semnale de răspândire ortogonale (de exemplu, funcții de bază seria Fourier și funcțiile Walsh).

Cu toate acestea, în sistemele de comunicații radio reale, se cere să se asigure simplitatea formării coerente a lățimii de bandă pe părțile de emisie și de recepție. Printre cele mai faimoase și bine studiate PRP se numără secvențele de lungime maximă (M-secvențe). Ele sunt foarte atractive pentru sistemele cu spectru extins pentru un singur utilizator și au fost utilizate pe scară largă în aplicații militare. Din punctul de vedere al cerințelor pentru proprietățile de intercorelare prezentate în sistemele de comunicații celulare sau personale CDMA, secvențele Gold, Kasami și Walsh sunt mai interesante. În unele cazuri, acestea sunt combinate cu secvențe M.

Proprietăți ale secvențelor pseudoaleatoare

Există trei proprietăți principale ale oricăruia succesiune periodică care poate fi folosit ca verificare aleatorie.

.Echilibru.Pentru fiecare interval al secvenței, numărul de unități binare trebuie să difere de numărul de zerouri binare cu cel mult un element.

.Ciclicitate. Un ciclu este o succesiune continuă de identice numere binare... Aspectul altuia Cifră binară pornește automat ciclu nou... Lungimea ciclului este egală cu numărul de cifre din acesta. De dorit, în fiecare fragment de secvență, aproximativ jumătate din ambele tipuri de cicluri de lungime 1, aproximativ un sfert din lungimea 2, aproximativ o optime din lungimea 3 etc.

.Corelație. Dacă o parte a unei secvențe și copia sa deplasată ciclic sunt comparate în funcție de elemente, este de dorit ca numărul de potriviri să difere de numărul de nepotriviri cu cel mult unul.

Caracteristicile semnalelor pseudoaleatoare

Semnalele utilizate în sistemele de bandă largă pot fi obținute într-o varietate de moduri. Într-un sistem cu un semnal pseudo-aleatoriu pseudo-aleatoriu cu o singură frecvență, modulația „purtătoarea” este realizată printr-o secvență de cod, în acest caz, se folosește codificarea cu schimbare de fază a „purtătorului” și frecvența de introducere este determinată de frecvența simbolurilor secvenței de cod, adică, o valoare de fază este utilizată pentru a transmite un purtător de simbol al secvenței de cod „unic” și pentru transmiterea unui caracter „zero” este diferit. Sunt folosite și tipuri mai complexe. tastare cu schimbare de fază(de exemplu, codificare în patru faze), totuși, pentru fiecare dintre ele, există o corespondență unu-la-unu între faza purtătoarei transmisă și secvența de cod de referință sau secvențele de cod. Trebuie remarcat faptul că cel mai des folosit modulație echilibrată... Există mai multe motive pentru aceasta din urmă.

În primul rând, absența unui „purtător” face dificilă detectarea semnalului și necesită metode de procesare foarte sofisticate. Evident, nu are sens în acest caz să folosiți un receptor convențional pentru a aloca „purtătorului”, deoarece nivelul acestuia din urmă este semnificativ mai mic decât nivelul „zgomotului” generat de modularea codului.

În al doilea rând, un avantaj al metodei de transmisie „purtător” suprimată este că mai multă putere este deviată pentru a transmite sarcina utilă, deoarece toată puterea emițătorului este utilizată numai pentru transmiterea semnalului pseudo-aleatoriu.

În al treilea rând, anvelopa semnalului are un nivel constant, astfel încât eficiența utilizării puterii transmise în lățimea de bandă alocată este maximizată. AIM poate fi folosit și pentru transmisie, în care „purtatorul” este modulat cu o secvență de cod. Vă permite să obțineți un spectru de putere apropiat de , dar putere efectivă pe partea de primire este deja mai puțin. Astfel, va fi necesară o putere de vârf mai mare pentru a oferi același interval pentru sistem.

În al patrulea rând, modulatorul în două faze este un dispozitiv destul de simplu. Este nevoie doar de două transformatoare și câteva diode pentru ao crea. FSK-urile mai complexe necesită cel puțin un astfel de oscilator a cărui frecvență se modifică la comandă. Asigurarea unei astfel de tranziții flexibile de la o frecvență la alta este dificil de menținut. Stabilitatea frecvenței generate.

4. Secvențe lungime maxima

Prin definiție, codurile de lungime maximă sunt coduri care pot fi obținute cu un registru de deplasare sau o unitate de întârziere de o lungime dată. Lungimea unei secvențe binare de lungimea maximă care poate fi obținută folosind un generator construit pe baza unui registru de deplasare este , unde n este numărul de biți ai registrului de deplasare. Generatorul de secvențe este format dintr-un registru de deplasare și un registru corespunzător diagrama logica, de la ieșirea căruia de-a lungul lanțului părere informații despre combinația logică a stării a doi sau mai mulți biți ai săi sunt introduse la intrarea registrului de deplasare. Semnalul de la ieșirea generatorului de secvențe și starea n-biților săi la orice interval de ceas fix este o funcție a stărilor biților săi incluși în bucla de feedback în intervalele de ceas anterioare.

Toate secvențele de cod de lungime maximă au următoarele proprietăți:

.Există încă unul în succesiune decât zerouri.

.Pentru distribuția secvențelor, este ușor să se calculeze distribuția lungimii de rulare din „zerouri” și „unuri”, care sunt aceleași pentru același cod. Locația relativă a acestor rulări variază de la o secvență la alta, dar numărul de rulări de aceeași lungime rămâne neschimbat.

.Funcția de autocorelare a lungimii maxime a codului este astfel încât pentru toate valorile de întârziere să fie egală cu -1, cu excepția regiunii 0 ± 1, unde valorile funcției de autocorelare variază de la -1 la (lungimea secvenței)

.Modulul 2 adăugarea oricărei secvențe de lungime maximă cu o secvență obținută prin orice deplasare ciclică a aceleiași secvențe cu un anumit număr de poziții are ca rezultat o nouă secvență, care reprezintă o deplasare ciclică a aceleiași secvențe cu un număr diferit de poziții.

.Fiecare stare posibilă, sau combinație de n-biți a unui generator de n-biți dat, în timpul formării întregii perioade a codului apare la un moment dat în timp doar o dată. Fiecare stare există doar pentru un interval de ceas. O excepție este o combinație de numai zerouri, în Mod normal munca, nu apare și nu ar trebui să apară.

5. Secvențe Gould

În comparație cu secvențele M convenționale, secvențele Gould sunt mai atractive pentru sistemele CDMA multi-utilizator. Aceste sisteme necesită semnificative Mai mult secvenţe cu reciprocă bună proprietăți de corelațieîntre ele. Metoda de construire a unor astfel de secvențe a fost descrisă de Gould.

Această metodă constă în adăugarea modului 2 a două secvențe M diferite tactate de un singur generator de ceas (Fig. 2).

Fig. 2 Un exemplu de formare a secvenței de cod Gould folosind generatoare și.

Cel mai esențial punct în formarea unei secvențe de aur cu proprietăți de corelație „bune” este acela că pot fi utilizate numai perechi speciale de secvențe M, numite preferate.

Deoarece ambele secvențe M au aceeași lungime L și sunt tactate de un singur generator, secvența de aur generată are o lungime L, dar nu este o secvență de lungime maximă. Fie n numărul de biți ai registrului de deplasare din generatorul de secvențe M, apoi lungimea secvențelor Gould ... Alegând perechea adecvată de secvențe M, se poate obține un ansamblu de secvențe Gould cu proprietăți de corelație „bune”.

Generatoare de coduri Gould

Valoarea generatoarelor de secvențe de cod Gould constă în faptul că vă permit să obțineți un număr mare de secvențe de cod. Și necesită doar două combinații de atingeri pentru bucla de feedback. Principalul avantaj al acestor secvențe de cod este că sunt necesare un număr mic de atingeri în bucla de feedback pentru a le forma. Astfel, generatoarele simple de secvențe de registru cu deplasare unică (HRC) pot fi utilizate, menținând în același timp capacitatea de a genera un număr mare de secvențe de cod. Un HRM simplu cu o singură atingere în bucla de feedback este cel mai rapid dintre toți generatorii posibili de secvențe de cod, adică există o posibilitate potențială de a genera secvențe de cod Gould cu o rată de repetare a simbolului binar corespunzătoare frecvenței maxime a celui mai simplu HRM.

Formarea secvențelor de cod ale lui Gould se bazează pe operația de adăugare modulo 2 a unei perechi de secvențe liniare de lungime maximă (Fig. 3)

Fig. 3. Structura generatorului de secvențe de cod Gould

Adăugarea secvențelor de cod formate folosind un generator de ceas este efectuată caracter cu caracter. Se mențin aceleași relații de fază între cele două generatoare de secvențe, iar secvențele de cod generate au aceeași lungime ca cele două secvențe de cod originale cărora li se aplică operația de adăugare, dar secvențele de cod rezultate nu mai sunt maxime.

Pe lângă faptul că schema lui Gould permite formarea unui număr mare de secvențe de cod, are un alt avantaj. Codurile Gould pot fi alese astfel încât funcția de corelare încrucișată pentru toate secvențele de cod primite de la un generator dat să fie aceeași, iar magnitudinea vârfurilor sale laterale să fie limitată. Astfel, este oportun să se utilizeze secvențele de cod ale lui Gould în cazul în care este necesar un număr mare de semnale pentru a crea un sistem de multiplexare a diviziunii de cod. Pentru secvențe maxime de aceeași lungime, nu se poate garanta în prealabil că vârfurile laterale ale CCF nu vor depăși o valoare predeterminată.

6.Ratele simbolurilor și lungimea codului

Alegerea ratei de repetiție a simbolurilor secvenței de cod afectează o serie de parametri ai sistemelor de bandă largă. Acest lucru este cel mai evident într-un sistem cu semnale pseudo-aleatoare cu o singură frecvență, în care banda de frecvență transmisă este determinată direct de frecvența simbolurilor secvenței de cod, adică. lățimea lobului principal al spectrului de frecvență al semnalului radio este egală cu rata de simbol dublată a secvenței de cod. Rata de repetiție a secvenței de cod depinde și de rata de repetiție a simbolurilor secvenței de cod (frecvența ceasului), adică. rata de repetare a secvenței de cod este = .

Rata de repetiție a secvenței de cod determină distanța dintre liniile spectrale adiacente cele mai apropiate din spectrul de frecvență al semnalului radio de ieșire și este una dintre cantitățile care trebuie luate în considerare în timpul procesului de proiectare a sistemului.

Atunci când alegeți rata de repetare a secvenței de cod, este necesar ca perioada secvenței de cod să depășească timp maxim funcționarea sistemelor.

Tabelul 1 prezintă diverse date despre secvențe de cod de lungime maximă cu o rată de repetare a simbolului egală cu două. char / s .

Tabelul 1 Perioadele secvențelor de cod pentru M

secvențe de lungimi diferite cu o rată de repetare dv. char / s .

Un alt factor care trebuie luat în considerare la alegerea ratei de repetare a simbolului secvenței de cod și a lungimii acesteia este relația dintre rata de repetiție a secvenței de cod și lățimea de bandă a informațiilor, precum și scopul sistemului de ranging.

Este recomandabil să setați rata de repetiție a secvenței de cod într-un sistem cu un semnal pseudo-aleatoriu cu o singură frecvență, alegând lungimea secvenței de cod, astfel încât această frecvență să nu se încadreze în banda de frecvență informațională. În caz contrar, zgomotul suplimentar va trece către intrările demodulatoarelor de joasă frecvență, în special atunci când sunt expuse la zgomot artificial.

În cazul în care cel mai important este intervalul, atunci alegerea adecvată a frecvenței simbolurilor secvenței de cod poate îmbunătăți acuratețea măsurării și, uneori, chiar poate crește rezoluția. Dacă rata de repetare a simbolurilor binare este aleasă astfel încât să existe un număr întreg de simboluri binare pentru fiecare milă de întârziere (timp de propagare), atunci pentru a măsura intervalul este suficient să se calculeze valoarea deplasării codului fără a aplica o corecție suplimentară. .

7.Generare de cod de mare viteză

În practică, este de dorit să se genereze secvențe de cod binar cu o rată mare de simboluri. Ratele ridicate de repetare a simbolurilor secvenței de cod fac posibilă generarea unui semnal cu o gamă largă frecvente. Acest lucru este deosebit de important atunci când este necesară extinderea spectrului semnalului de informații de mare viteză (cu o frecvență largă în bandă de bază) sau atunci când este necesar să se asigure o bună imunitate la zgomot a sistemului. Rata de transfer de informații poate ajunge la câțiva megabiți și, evident, rezultatul dorit poate fi obținut folosind secvențe de coduri cu o rată a simbolurilor de până la sute de milioane pe secundă.

Alegerea numerelor de biți pentru conexiunea de feedback nu este o sarcină ușoară, dar există tabele de căutare în care sunt listate. În orice caz, unul dintre punctele de conectare este ieșirea de ordin înalt. Tabelul 2 prezintă punctele de conectare de feedback pentru registrele de deplasare cu sume diferite cifre N (numerele de biți sunt numărate de la zero).

Tabelul 2 Puncte de conectare de feedback

N7815162431Ieșiri6,57,6,4,214,1315,13,12,1023,22,21,1630,17

Tabelul arată că este mai avantajos să se ia numărul de cifre care nu este un multiplu de 8, de exemplu, 7,15 sau 31. În acest caz, doar două ieșiri sunt folosite pentru feedback, adică o singură intrare „exclusivă” elementul SAU este suficient. Perioada secvenței de ieșire a generatorului este (2N-1) cicluri de ceas, N- numărul de biți de cod de ieșire (cu excepția unuia) apare o dată. Numărul de unități din semnalul de ieșire este mai mare decât numărul de zerouri cu unu. Frecvența maximă de formare a simbolurilor secvenței de cod este determinată nu numai de viteza elementelor registrului de deplasare utilizate în generator, ci și de orice întârziere a semnalelor din circuitul de reacție. Deoarece semnalul de la ieșirea buclei de feedback conține informații despre starea unor biți ai registrului de deplasare pentru următorul moment al funcționării sale, toate procesele din flip-flops utilizate ca puncte de robinete de feedback și toți sumatorii modulo 2 trebuie complet se încheie înainte de următorul momentul ceasului, frecventa maxima generarea de simboluri ale secvenței de cod de către generator sub forma unui registru de deplasare

Unde - timpul necesar pentru deplasarea bitului registrului de deplasare de la o stare la alta; timpul de propagare a semnalului de-a lungul circuitului de feedback; durata impulsurilor ceasului.

Viteza unui GDS simplu poate fi mărită prin ordonarea corespunzătoare a circuitului de feedback, adică folosind însumarea paralel-serială, așa cum se arată în Fig. 4, unde structura (a) a circuitului de feedback este echivalentă cu structura (b), dar pentru a doua secvență, doar două porți logice de același nivel

Fig.4 Comparația vitezei de funcționare a două structuri ale GDS.

În prezent, nu există structuri GDS cu un circuit de feedback paralel-serial, prin urmare, este întotdeauna necesar un adunator modulo 2 pentru fiecare robinet de feedback.Totuși, un GDS modular are o rată de răspuns ridicată cu un număr mare de atingeri.

Datorită stabilității scăzute a funcționării generatoarelor directe pentru formarea secvențelor de cod cu o rată mare de repetare a simbolurilor, au fost dezvoltate mai multe metode pentru formarea secvențelor de cod compozit folosind un GDS cu o structură mai puțin complexă. Astfel de generatoare care generează secvențe de cod compozit care au o serie de avantaje la o rată mare de simboluri includ generatoarele Gould și generatoarele în cascadă.

Concluzie

bandă largă codul semnalului

Sistemele de bandă largă au un numar mare de avantaje față de alte sisteme de transmisie a datelor. Datorită câștigului mare în relație (aproximativ 30 dB) a devenit posibila implementare sisteme de comunicații prin satelit.

În acest domeniu, există un potențial mare pentru implementarea de noi sisteme, cu o viteză mai mare, și deci cu cantitate mare abonați, imunitate mai bună la stealth și la zgomot.

Îndrumare

Ai nevoie de ajutor pentru a explora un subiect?

Experții noștri vă vor consilia sau vă vor oferi servicii de îndrumare pe subiecte care vă interesează.
Trimite o cerere cu indicarea temei chiar acum pentru a afla despre posibilitatea de a obtine o consultatie.

Trimiteți-vă munca bună în baza de cunoștințe este simplu. Utilizați formularul de mai jos

Studenții, studenții absolvenți, tinerii oameni de știință care folosesc baza de cunoștințe în studiile și munca lor vă vor fi foarte recunoscători.

postat pe http://www.allbest.ru//

Introducere

Sistemele de comunicații cu ShPS ocupă un loc special printre sisteme diferite conexiune, care se explică prin proprietățile lor. În primul rând, au imunitate ridicată la zgomot atunci când sunt expuși la interferențe puternice. În al doilea rând, ele oferă adresarea codului unui număr mare de abonați și divizarea codului acestora atunci când operează într-o bandă de frecvență comună. În al treilea rând, acestea asigură compatibilitatea recepției-informații cu o mare fiabilitate a măsurării parametrilor mișcării obiectului cu precizie ridicatași abilități de rezolvare. Toate aceste proprietăți ale sistemelor de comunicație cu NLS erau cunoscute de mult timp, dar deoarece puterea de interferență a fost relativ scăzută, iar baza elementului nu a permis implementarea dispozitivelor de formare și procesare în dimensiuni acceptabile, atunci pentru mult timp sistemele de comunicații cu ShPS nu au primit o dezvoltare largă. Până acum, situația s-a schimbat dramatic. Puterea de interferență la intrarea receptorului poate depăși puterea semnalului util cu câteva ordine de mărime. Pentru a asigura o imunitate ridicată la zgomot împotriva unor astfel de interferențe, este necesar să se utilizeze NLS cu baze super-mari (zeci-sute de mii), ansamblurile (sistemele) de semnale ar trebui să fie formate din zeci - sute de milioane de NLS-uri cu baze super-mari. Trebuie remarcat faptul că bazele teoriei NLS cu baze ultra-mari s-au format numai în În ultima vreme... La rândul său, implementarea dispozitivelor pentru formarea și procesarea unor astfel de semnale devine posibilă în viitorul apropiat datorită dezvoltării rapide a circuitelor integrate foarte mari (VLSI), microprocesoarelor specializate (SMP), dispozitivelor cu suprafață. unde acustice(SAW), dispozitive cuplate cu încărcare (CCD). Toate aceste motive au provocat o nouă perioadă de prosperitate a sistemelor de comunicații cu rețea de bandă largă, în urma căreia astfel de sisteme de a doua generație vor apărea după un timp.

Scopul cuprinzător al acestui manual de instruire este de a consolida și crește cunoștințele legate de cursul teoretic al prelegerilor - " Tehnici digitale procesare semnal ". Acest manual are scopul de a sprijini cursul teoretic astfel încât studenții să practice cu ajutorul calculator personal a studiat semnalele în bandă largă și sistemele de comunicații.

Obiectivele manualului de instruire sunt:

Cunoașterea principalelor tipuri de ShPS;

Studierea metodelor de prelucrare a NLS;

Studiul semnalelor cu deplasare de fază folosind exemple de cod Barker și secvențe M;

Investigarea proprietăților NLS folosind un program special de calculator

Modul: „Sisteme de comunicații în bandă largă”

Înțelegerea semnalelor de bandă largă

Definiţia NLS. Utilizarea ShPS în sistemele de comunicații.

Semnalele de bandă largă (complexe, asemănătoare zgomotului) (NLS) sunt acele semnale în care produsele lățimii spectrului activ F cu durata T sunt mult mai mari decât unitatea. Acest produs se numește baza semnalului B. Pentru NLS

B = FT >> 1 (1)

Semnalele de bandă largă sunt uneori denumite semnale complexe, spre deosebire de semnalele simple (de exemplu, dreptunghiular, triunghiular etc.) cu B = 1. Deoarece semnalele cu o durată limitată au un spectru nelimitat, pentru a determina lățimea spectrului, utilizați metode diferite si trucuri.

Ridicarea bazei în NLS se realizează prin modulare suplimentară (sau keying) în frecvență sau fază pe durata semnalului. Ca urmare, spectrul semnalului F (în timp ce își menține durata T) se extinde semnificativ. Modularea suplimentară a amplitudinii intrasemnal este rar utilizată.

În sistemele de comunicație cu NLS, lățimea spectrului semnalului emis F este întotdeauna mult mai mare decât lățimea spectrului mesajului informațional.

ShPS au fost utilizate în sistemele de comunicații în bandă largă (BSS), ca:

vă permit să realizați pe deplin beneficiile cele mai bune practici procesare semnal;

asigură o imunitate ridicată la zgomot la comunicare;

vă permit să combateți cu succes propagarea pe mai multe căi a undelor radio prin divizarea fasciculelor;

admite munca simultana mulți abonați într-o bandă de frecvență comună;

vă permit să creați sisteme de comunicare cu secretizare sporită;

asigura compatibilitatea electromagnetică (EMC) a ShPSS cu sisteme de comunicații radio în bandă îngustă și de emisie radio, sisteme de difuzare de televiziune;

oferi cea mai bună utilizare spectrul de frecvențe într-o zonă limitată în comparație cu sistemele de comunicații în bandă îngustă.

Imunitatea la zgomot a ShPSS.

Este determinată de relația binecunoscută care conectează raportul semnal-zgomot la ieșirea receptorului q2 cu raportul semnal-zgomot la intrarea receptorului c2:

unde c2 = Рс / Рп (Рс, Рп - puterea NLS și interferența);

q2 = 2E / Np, E este energia NLS, Np este densitatea de putere spectrală a interferenței în banda NLS. În consecință, E = PcT, a Np = Pp / F;

B - baza SHPS.

Raportul semnal-zgomot la ieșirea q2 determină caracteristicile de funcționare ale recepției NLS, iar raportul semnal-zgomot la intrarea c2 determină semnalul și energia de zgomot. Valoarea q2 poate fi obținută conform cerințelor sistemului (10 ... 30 dB) chiar dacă c2<<1. Для этого достаточно выбрать ШПС с необходимой базой В, удовлетворяющей (2). Как видно из соотношения (2), прием ШПС согласованным фильтром или коррелятором сопровождается усилением сигнала (или подавлением помехи) в 2В раз. Именно поэтому величину

KShPS = q2 / s2 (3)

se numește câștig NLS în timpul procesării sau pur și simplu câștig de procesare. Din (2), (3) rezultă că amplificarea procesării KShPS = 2V. În NSS, recepția informațiilor este caracterizată de raportul semnal-zgomot h2 = q2 / 2, adică.

Relațiile (2), (4) sunt fundamentale în teoria sistemelor de comunicații cu NLS. Ele sunt obținute pentru interferență sub formă de zgomot alb cu o densitate de putere spectrală uniformă în banda de frecvență, a cărei lățime este egală cu lățimea spectrului NLS. În același timp, aceste relații sunt valabile pentru o gamă largă de interferențe (de bandă îngustă, de impuls, structurale), ceea ce determină importanța lor fundamentală.

Astfel, unul dintre principalele scopuri ale sistemelor de comunicație cu NLS este acela de a asigura recepția fiabilă a informațiilor atunci când sunt expuse la interferențe puternice, când raportul semnal-zgomot la intrarea receptorului c2 poate fi mult mai mic decât unu. Trebuie remarcat încă o dată că relațiile de mai sus sunt strict valabile pentru interferența sub forma unui proces aleator gaussian cu o densitate de putere spectrală uniformă (zgomot „alb”).

Principalele tipuri de ShPS

Sunt cunoscute un număr mare de NLS diferite, ale căror proprietăți sunt reflectate în multe cărți și articole de jurnal. ShPS sunt împărțite în următoarele tipuri:

semnale cu frecvență modulată (FM);

semnale multifrecventa (MF);

semnale cu deplasare de fază (PM) (semnale cu modulație de fază de cod - semnale QPSK);

semnale de frecvență discretă (DF) (semnale cu modulație de frecvență cod - semnale KFM, semnale cu deplasare de frecvență (FM));

discrete composite frequency (DFS) (semnale compozite cu modulație de frecvență de cod - semnale SCCHM).

Semnalele cu modul în frecvență (FM) sunt semnale continue, a căror frecvență se modifică conform unei legi date. Figura 1a prezintă semnalul FM, a cărui frecvență se modifică conform legii în formă de V de la f0-F / 2 la f0 + F / 2, unde f0 este frecvența purtătoare centrală a semnalului, F este lățimea spectrului, în rotație, egală cu abaterea de frecvență F =?fä. Durata semnalului este T.

Figura 1b prezintă planul timp-frecvență (f, t), pe care umbrirea arată aproximativ distribuția de frecvență și timp a energiei semnalului FM. Baza semnalului FM prin definiție (1) este egală cu:

B = FT =? FdT (5)

postat pe http://www.allbest.ru//

Figura 1 - Semnal modulat în frecvență și plan timp-frecvență

Semnalele cu frecvență modulată sunt utilizate pe scară largă în sistemele radar, deoarece pentru un anumit semnal FM, puteți crea un filtru potrivit pe dispozitivele cu unde acustice de suprafață (SAW). În sistemele de comunicații, este necesar să existe mai multe semnale. În acest caz, necesitatea unei schimbări rapide a semnalelor și a comutării echipamentelor de formare și procesare duce la faptul că legea modificării frecvenței devine discretă. În acest caz, semnalele FM sunt transferate la semnalele DF.

Semnalele multifrecvență (MF) (Figura 2a) sunt suma N armonici u (t) ... uN (t), ale căror amplitudini și faze sunt determinate în conformitate cu legile formării semnalului. Pe planul timp-frecvență (Figura 2b), umbrirea marchează distribuția de energie a unui element (armonic) al semnalului FM la frecvența fk. Toate elementele (toate armonicele) se suprapun complet pătratului selectat cu laturile F și T. Baza semnalului B este egală cu aria pătratului. Lățimea spectrală a elementului este F0 × 1 / T. Prin urmare, baza semnalului MF

adică coincide cu numărul de armonici. Semnalele MF sunt continue și este dificil să se adapteze tehnicile digitale pentru formarea și procesarea lor. Pe lângă acest dezavantaj, au și următoarele:

a) au un factor de creastă slab (vezi Figura 2a);

b) pentru a obține o bază mare B, este necesar să existe un număr mare de canale de frecvență N. Prin urmare, semnalele MF nu sunt luate în considerare în continuare.

Semnalele de schimbare de fază (PM) reprezintă o secvență de impulsuri radio, ale căror faze se modifică conform unei legi date. De obicei, faza ia două valori (0 sau p). În acest caz, semnalul RF FM corespunde semnalului video FM (Figura 3a), constând din impulsuri pozitive și negative. Dacă numărul de impulsuri este N, atunci durata unui impuls este egală cu φ0 = T / N, iar lățimea spectrului său este aproximativ egală cu lățimea spectrului semnalului F0 = 1 / φ0 = N / T. Pe planul timp-frecvență (Figura 3b)

postat pe http://www.allbest.ru//

Figura 2 - Semnal multifrecventa si plan timp-frecventa

postat pe http://www.allbest.ru//

Figura 3 - Semnal de schimbare de fază și plan timp-frecvență

Distribuția energiei unui element (impuls) al semnalului FM este evidențiată prin umbrire. Toate elementele se suprapun pătratului selectat cu laturile F și T. Baza semnalului PM

B = FT = F / ф0 = N, (7)

acestea. B este egal cu numărul de impulsuri din semnal.

Posibilitatea de a utiliza semnale PM ca NLS cu baze B = 104 ... 106 este limitată în principal de echipamentul de procesare. Când se utilizează filtre potrivite sub formă de dispozitive SAW, este posibilă recepția optimă a semnalelor FM cu baze maxime Bmax = 1000 ... 2000. Semnalele FM procesate de astfel de filtre au spectre largi (aproximativ 10 ... 20 MHz) și relativ scurte durate (60 ... 100 μs). Procesarea semnalelor FM folosind linii de întârziere de frecvență video la transferul spectrului de semnal în regiunea de frecvență video permite obținerea liniilor de bază B = 100 la F ≤ 1 MHz, T 100 μs.

Filtrele potrivite pentru dispozitive cuplate încărcate (CCD) sunt foarte promițătoare. Conform datelor publicate, folosind filtre CCD potrivite, este posibil să se proceseze semnale PM cu baze 102 ... 103 la durate de semnal de 10-4 ... 10-1 s. Corelatorul digital de pe CCD este capabil să proceseze semnale până la baza 4 104.

Trebuie remarcat faptul că este recomandabil să procesați semnalele PM cu baze mari folosind corelatoare (pe un LSI sau pe un CCD). În acest caz, B = 4 104 pare să fie cel limitativ. Dar atunci când se utilizează corelatori, este în primul rând necesar să se rezolve problema achiziției accelerate a sincronismului. Deoarece semnalele PM fac posibilă utilizarea pe scară largă a metodelor și tehnicilor digitale de formare și procesare și este posibil să se realizeze astfel de semnale cu baze relativ mari, semnalele PM sunt, prin urmare, unul dintre tipurile promițătoare de NLS.

Semnalele de frecvență discretă (DF) reprezintă o secvență de impulsuri radio (Figura 4a), ale căror frecvențe purtătoare se modifică conform unei legi date. Fie numărul de impulsuri din semnalul DF M, durata impulsului este T0 = T / M, lățimea sa spectrului este F0 = 1 / T0 = M / T. Deasupra fiecărui impuls (Figura 4a), este indicată frecvența purtătoare a acestuia. Pe planul timp-frecvență (Figura 4b), umbrirea marchează pătratele în care este distribuită energia impulsului semnalului DF.

După cum se poate observa din Figura 4b, energia semnalului DF este distribuită inegal pe planul timp-frecvență. Baza semnalului DF

B = FT = MF0MT0 = M2F0T0 = M2 (8)

deoarece baza pulsului este F0T0 = l. Din (8) rezultă principalul avantaj al semnalelor DF: pentru a obține baza necesară B, numărul de canale M =, adică semnificativ mai mic decât pentru semnalele MF. Această împrejurare a atras atenția asupra unor astfel de semnale și a aplicării lor în sistemele de comunicații. În același timp, pentru baze mari B = 104 ... 106, nu este practic să se utilizeze numai semnale DF, deoarece numărul de canale de frecvență este M = 102 ... 103, ceea ce pare a fi excesiv de mare.

Semnalele de frecvență compusă discretă (DFS) sunt semnale DF în care fiecare impuls este înlocuit cu un semnal asemănător zgomotului. Figura 5a prezintă un semnal PM de frecvență video, din care părți sunt transmise la frecvențe purtătoare diferite. Numerele de frecvență sunt indicate deasupra semnalului FM. Figura 5b prezintă planul timp-frecvență, pe care distribuția energiei semnalului DFS este evidențiată prin umbrire. Figura 5b nu diferă ca structură de Figura 4b, dar pentru Figura 5b aria F0T0 = N0 este egală cu numărul de impulsuri de semnal FM dintr-un element de frecvență al semnalului DFS. Baza semnalului DFS

B = FT = М2F0Т0 = N0М2 (9)

Numărul de impulsuri ale semnalului FM complet N = N0М

Semnalul DFS prezentat în Figura 5 conține semnale PM ca elemente. Prin urmare, un astfel de semnal va fi abreviat ca semnal DFS-FM. Ca elemente ale semnalului DFS, se pot lua semnale DF. Dacă baza elementului de semnal DF este B = F0T0 = M02, atunci baza întregului semnal este B = M02M2

Un astfel de semnal poate fi abreviat ca DSCH-FM. Numărul de canale de frecvență din semnalul DSC-FM este egal cu M0M. Dacă semnalul DF (vezi Figura 4) și semnalul DF-FM au baze egale, atunci au și ele același număr de canale de frecvență. Prin urmare, semnalul DFS-FM nu are avantaje deosebite față de semnalul DF. Dar principiile construcției semnalului DFS-FM pot fi utile atunci când se construiesc sisteme mari de semnale DF. Astfel, cele mai promițătoare NLS pentru sistemele de comunicații sunt semnalele FM, DCH, DSCh-FM.

postat pe http://www.allbest.ru//

Figura 4 - Semnal de frecvență discretă și plan timp-frecvență

postat pe http://www.allbest.ru//

Figura 5 - Semnal de frecvență compus discret cu defazare DFSH-PM și plan timp-frecvență.

Principii optime de filtrare. Filtru optim ShPS

Recepția și procesarea semnalelor de către diferite dispozitive de inginerie radio, de regulă, se realizează pe un fundal de interferențe mai mult sau mai puțin intense. Alegerea sistemului de dispozitiv depinde de care dintre următoarele sarcini trebuie rezolvată în acest caz:

unu . Detectarea semnalului, atunci când trebuie doar să dai un răspuns, dacă există un semnal util în forma de undă recepționată sau este format doar din zgomot.

2. Estimarea parametrilor, când se impune determinarea valorii unuia sau mai multor parametri ai semnalului util (amplitudine, frecvență, poziție în timp etc.) cu cea mai mare acuratețe. Pentru teoria circuitelor și semnalelor radio, de cel mai mare interes este studiul posibilităților de slăbire a efectului nociv al interferenței pentru un semnal dat și o interferență dată prin alegerea corectă a funcției de transfer a receptorului. Prin urmare, în viitor, vor fi determinate caracteristicile receptorilor care se potrivesc optim cu semnalul și interferența. În funcție de care dintre problemele de mai sus este rezolvată, criteriile de optimitate a filtrului pentru un semnal dat în prezența interferenței cu caracteristici statistice date pot fi diferite. Pentru problema detectării semnalului în zgomot, cel mai răspândit criteriu este raportul maxim semnal-zgomot la ieșirea filtrului.

Cerințele pentru un filtru care maximizează raportul semnal-zgomot sunt formulate după cum urmează. Un amestec aditiv de semnal S (t) și zgomot n (t) este alimentat la intrarea unei rețele liniare cu patru porturi cu parametri constanți și o funcție de transfer (Figura 6).

postat pe http://www.allbest.ru//

Figura 6

Semnalul este pe deplin cunoscut, ceea ce înseamnă că forma și poziția lui pe axa timpului sunt specificate. Zgomotul este un proces probabilistic cu caracteristici statistice specificate. Este necesar să se sintetizeze un filtru care să ofere cel mai mare raport posibil dintre valoarea de vârf a semnalului și valoarea rms a zgomotului la ieșire, cu alte cuvinte, pentru a determina funcția de transfer. În acest caz, condiția pentru menținerea formei semnalului la ieșirea filtrului nu este setată, deoarece forma nu contează pentru detectarea acestuia în zgomot.

Să prezentăm rezultatele rezolvării problemei pentru un zgomot „standard” precum zgomotul alb. Amintiți-vă că zgomotul alb este un proces aleatoriu cu o distribuție uniformă a energiei pe spectrul de frecvență, de exemplu. W (u) = W0 = const și 0<щ

Aici A este un coeficient constant arbitrar, este o funcție complexă - conjugată cu funcția spectrală a semnalului.

Relația (10) implică două condiții pentru caracteristicile fază-frecvență (PFC) și amplitudine-frecvență (AFC) ale filtrului potrivit:

1) K (u) = AS (u) (11)

acestea. modulul funcției de transfer, până la un coeficient A constant, coincide cu spectrul de amplitudine a semnalului și

2) ck = - [cs (u) + ut0] (12)

cs (u) - spectrul de fază al semnalului.

Semnificația fizică a expresiilor obținute pentru răspunsul în frecvență (11) și răspunsul în frecvență de fază (12) al filtrului optim este clar din următoarele considerații. Când relația (11) este îndeplinită, energia zgomotului care ocupă o lățime de bandă infinită la intrarea filtrului este atenuată la ieșire mult mai puternic decât energia unui semnal având aceeași lățime spectrală ca și lățimea de bandă a receptorului.

Primul termen din expresia pentru caracteristica fază-frecvență -ts (w) compensează caracteristica de fază a semnalului de intrare qs (w), ca urmare a trecerii prin filtru la momentul t0, toate armonicile semnalului sunt adăugate în fază. , formând un vârf al semnalului de ieșire. În același timp, aceasta duce la o modificare a formei de undă la ieșirea filtrului. Al doilea termen ut0 înseamnă întârzierea tuturor componentelor semnalului în același timp t0> Tc, unde Tc este durata semnalului. Din punct de vedere fizic, aceasta înseamnă că pentru utilizarea completă a energiei semnalului de intrare, întârzierea răspunsului filtrului nu trebuie să fie mai mică decât durata semnalului.

Utilizarea expresiei (10) reduce problema sintetizării unui filtru adaptat la problema construirii unui circuit electric folosind un coeficient de transmisie cunoscut.

O altă modalitate este de a determina răspunsul la impuls al circuitului și apoi de a proiecta o rețea bipolară cu o astfel de caracteristică.

Prin definiție, răspunsul la impuls al unui circuit g (t) este un semnal la ieșire ca răspuns la o acțiune sub forma unei funcții q -, adică. având o densitate spectrală uniformă pentru toate frecvențele. În acest caz, densitatea spectrală a semnalului la ieșire și forma semnalului la ieșire, conform transformării Fourier și ținând cont de relația (10),

Răspunsul la impuls al filtrului optim, adică răspunsul la impulsul q este astfel o imagine în oglindă a semnalului cu care se potrivește acest filtru. Axa de simetrie trece prin punctul t0 / 2 de pe abscisă (Figura 7).

postat pe http://www.allbest.ru//

Figura 7

Forma semnalului de ieșire al filtrului optim poate fi determinată folosind relația generală

Prin definiție, semnalul la ieșirea filtrului optim,

unde Bs (t-t0) este funcția de autocorelare a semnalului (ACF).

Deci, semnalul de la ieșirea filtrului adaptat la un coeficient constant A coincide cu funcția de autocorelare a semnalului de intrare. Raportul semnal-zgomot la ieșire este principala măsură a eficienței unui filtru optim (OF). Prezentăm doar rezultatul calculelor, conform cărora

unde este valoarea efectivă a zgomotului la ieșirea filtrului, valoarea de vârf a semnalului la ieșire;

E este energia semnalului la intrarea filtrului;

W0 este densitatea spectrală de putere a zgomotului alb.

Expresia (16), care face posibilă determinarea eficienței filtrului potrivit, arată că, în cazul zgomotului alb, raportul semnal-zgomot la ieșire depinde numai de energia semnalului și de spectrul energetic al zgomotului. W0. În cazul SHPS:

E = NE0 este energia semnalului, E0 este energia mesajului elementar, N este numărul de mesaje din semnal, c este raportul semnal-zgomot la intrarea OF.

Din expresiile (15.17) rezultă: în primul rând, OF mărește raportul semnal-zgomot în ceea ce privește puterea de ieșire cu un factor de N, iar în al doilea rând, una dintre posibilele implementări ale filtrului optim este un corelator sau un program care calculează ACF-ul semnalului.

Semnale cu taste de schimbare de fază

Schimbarea de fază este adesea folosită ca modulare intrasemnal. Semnalele de schimbare de fază (PM) sunt o secvență de impulsuri radio de amplitudine egală, ale căror faze inițiale se modifică conform unei legi date. În cele mai multe cazuri, semnalul FM constă din impulsuri radio cu două valori ale fazelor inițiale: 0 și.

Figura 8a prezintă un exemplu de semnal FM constând din 7 impulsuri radio. Figura 8b prezintă anvelopa (în general complexă) a aceluiași semnal. În acest exemplu, plicul este o secvență de impulsuri video dreptunghiulare pozitive și negative. Această ipoteză cu privire la pătratitatea impulsurilor care formează semnalul FM este valabilă pentru studii teoretice. Cu toate acestea, în timpul formării semnalelor PM și transmiterii lor prin canale de comunicație cu lățime de bandă limitată, impulsurile sunt distorsionate, iar semnalul PM încetează să fie la fel de ideal ca în Figura 8a. Plicul caracterizează pe deplin semnalul FM. Prin urmare, studiul investighează proprietățile anvelopei semnalului FM.

Un impuls dreptunghiular u (t) cu unitatea de amplitudine și durată 0, care formează baza FM, se scrie ca u (t) = 1 la 0 t 0.

Un plic format din N impulsuri video individuale poate fi reprezentat astfel:

U (t) = un u

unde amplitudinea an ia valorile +1 sau -1. Durata totală a semnalului PM este T = N0.

Secvența de simboluri (amplitudini ale pulsului) A = (a1, a2... an... aN) se numește secvență de cod. Sunt posibile următoarele denumiri echivalente de secvențe de cod:

A = (111-1-11-1) = (1110010) = (+ + + - - + -), aici N = 7.

postat pe http://www.allbest.ru//

Figura 8 - Semnal FM, anvelopa sa complexă

Spectrul de semnale FM

Proprietățile spectrale ale semnalelor PM sunt determinate de spectrele impulsului u (t) și de secvența de cod A. Spectrul unui impuls video dreptunghiular S ():

S () = 0 exp (- i0 / 2)

Spectrul unui semnal dreptunghiular este format din trei factori. Primul - egal cu φ0 este aria pulsului 1ph0. Al doilea factor sin (0/2) / (0/2) sub forma unei funcții de referință sin (x) / x caracterizează distribuția de frecvență a spectrului. Al treilea factor este o consecință a deplasării centrului pulsului față de originea coordonatelor cu jumătate din durata pulsului 0/2.

Spectrul semnalului PM G(), mai precis, spectrul anvelopei, ținând cont de teorema deplasării, are următoarea formă:

G () = S () an exp [-i (n-1) 0]

Suma din dreapta este spectrul secvenței de cod A și este notat în continuare H (). Asa de,

u (t) S (), A H (), U (t) G (),

Este convenabil să reprezentați spectrul semnalului FM sub formă de produs deoarece mai întâi puteți găsi separat spectrele S () și H (), iar apoi, înmulțindu-le, obțineți spectrul semnalului FM. Proprietățile spectrului unui impuls dreptunghiular sunt binecunoscute: are o structură de lobi cu zerouri în punctele /, 2 / etc. Spectrul de amplitudine al secvenței de cod, în medie, se apropie de spectrul zgomotului alb și diferă în fluctuații semnificative în jurul mediei egale cu

Spectrul de fază al secvenței de cod este, de asemenea, caracterizat de nereguli semnificative.

Funcția de autocorelare (ACF).

ACF de semnale FM are forma tipică pentru toate tipurile de NLS. ACF normalizat constă dintr-un tip central (principal) cu o amplitudine de 1, situat pe maximele intervalului (-,) și lateral (fond), distribuite pe intervalul (-,) și (,).

Amplitudinile tipurilor laterale iau valori diferite, dar sunt mici pentru semnalele cu corelație „bună”; mult mai mică decât amplitudinea vârfului central. Raportul dintre amplitudinea vârfului central (în acest caz, 1) și amplitudinea maximă a maximelor laterale se numește coeficient de suprimare K. Pentru NLS arbitrar cu baza B

Pentru FM ShPS K1. Un exemplu de ACF NLS este dat în Figura 9. Valoarea lui K depinde în mod semnificativ de tipul secvenței de cod A. Prin alegerea corectă a legii de formare a lui A, este posibil să se obțină o suprimare maximă, iar în unele cazuri - egalitatea amplitudinilor tuturor maximelor laterale.

Semnalele lui Barker

Secvența de cod a semnalului Barker constă din simbolurile 1 și este caracterizată printr-un ACF normalizat de forma:

unde l = 0, 1, ... (N-1) / 2.

Semnul din ultima linie depinde de valoarea lui N. Figurile 8-9 prezintă semnalul PM, anvelopa sa complexă și ACF-ul codului Barker de șapte cifre.

Din (18) rezultă că una dintre caracteristicile semnalului Barker este egalitatea amplitudinilor tuturor maximelor laterale (N-1) ale ACF și toate au nivelul minim posibil care nu depășește 1 / N. Tabelul 1 prezintă secvențele cunoscute de coduri Barker și nivelurile acestora de tipuri laterale de ACF. Secvențele de cod cu proprietăți (18) nu au fost găsite pentru N 13.

postat pe http://www.allbest.ru//

Figura 9 - ACF al codului Barker format din șapte cifre

Tabelul 1 Secvențe de coduri Barker

	Secvență de cod	Nivelul lobului lateral



	1 1 1 -1 -1 1 -1
	1 1 1 -1 -1 -1 1 -1 -1 1
	1 1 1 1 1 -1 -1 1 1 -1 1 -1 1

Formarea și procesarea semnalelor Barker. Formarea semnalelor Barker poate fi efectuată în mai multe moduri, precum și un semnal PM arbitrar. Deoarece semnalele Barker au fost primele PNM-uri și cu cele mai bune ACF-uri, să luăm în considerare pe scurt una dintre modalitățile posibile de generare și procesare a semnalelor Barker.

Figura 10 prezintă un generator de semnal Barker cu N = 7. Generatorul de impulsuri de sincronizare (GSG) generează impulsuri de sincronizare dreptunghiulare înguste, a căror perioadă de repetare este egală cu durata semnalului Barker T = 7ph0, iar ph0 este durata unui singur impuls dreptunghiular (unic). Generatorul de impulsuri de sincronizare pornește un generator de impuls unic (SOI), care, la rândul său, generează impulsuri dreptunghiulare individuale cu o durată de φ0 și o perioadă de T. egală cu φ0. Numărul de atingeri, inclusiv începutul liniei, este 7. Deoarece secvența de cod Barker cu N = 7 are forma 111-1 -11 -1, impulsurile de la prima, a doua, a treia și a șasea atingere (numărând de la începutul liniei) ajung direct la sumatorul de intrare (+), iar impulsurile de la a patra, a cincea și a șaptea priză sunt alimentate la intrarea sumatorului prin invertoare (IN), care convertesc impulsurile individuale pozitive în impulsuri negative, adică , schimbă faza la p. Prin urmare, invertoarele sunt numite și defazatoare. La ieșirea sumatorului, există un semnal video Barker (Figura 8b), care este apoi alimentat la o intrare a modulatorului echilibrat (BM), la cealaltă intrare o oscilație a frecvenței radio la frecvența purtătoare, generată de generatorul de frecvență purtătoare (LFO), este alimentat. Modulatorul echilibrat efectuează modificarea de fază a oscilației de frecvență radio a LFO în conformitate cu secvența codului Barker: un impuls video cu o amplitudine de 1 corespunde unui impuls radio cu o fază 0 și unui impuls video cu o amplitudine de 1. -1 corespunde unui impuls radio cu o fază p. Astfel, un semnal RF Barker este prezent la ieșirea modulatorului echilibrat (Figura 8a).

postat pe http://www.allbest.ru//

Figura 10 - Generator de semnal Barker cu N = 7

Prelucrarea optimă a semnalelor Barker, ca și alte NLS, se realizează fie folosind filtre potrivite, fie folosind corelatori. Există mai multe moduri de a construi filtre și corelatori potrivite, care diferă unele de altele în implementarea tehnică, dar oferind același raport maxim semnal-zgomot la ieșire. Figura 11 prezintă o diagramă a unui filtru de potrivire pentru un semnal Barker cu N = 7. De la ieșirea amplificatorului de frecvență intermediară al receptorului, semnalul este alimentat la un singur filtru de potrivire a impulsurilor (SFOI), care realizează procesarea (filtrarea) optimă a un singur impuls radio dreptunghiular cu o frecvență centrală egală cu frecvența intermediară a receptorului... La ieșirea SFOI, impulsul radio are o anvelopă triunghiulară. Pulsurile radio triunghiulare cu o durată de bază de 2 f0 ajung la MLZ, care are 6 secțiuni și 7 robinete (inclusiv începutul liniei). Robinetele urmează până la φ0. Deoarece răspunsul la impuls al filtrului potrivit este același cu semnalul specular, răspunsul la impuls codat al filtrului pentru semnalul Barker cu N = 7 ar trebui setat conform secvenței -11-1-1111. Prin urmare, impulsurile radio de la a doua, a cincea, a șasea și a șaptea atingere a MLZ intră direct în sumatorul (+), iar impulsurile radio de la prima, a treia și a patra atingere trec prin invertoare (IN), care schimbă faza la p. La ieșirea sumatorului, există un ACF al semnalului Barker, al cărui anvelopă este prezentat în Figura 9.

postat pe http://www.allbest.ru//

Figura 11 - Filtru de semnal Barker potrivit cu N = 7

M - secvențe

Printre semnalele cu deplasare de fază, semnalele ale căror secvențe de cod sunt secvențe de lungime maximă sau secvențe M sunt de o importanță deosebită.

M - secvențele aparțin categoriei de secvențe binare liniare recurente și reprezintă un set de N simboluri binare care se repetă periodic. Mai mult, fiecare simbol curent dj este format ca urmare a adunării modulo 2 a unui anumit număr m de simboluri anterioare, dintre care unele sunt înmulțite cu 1, iar altele cu 0.

Pentru caracterul j-lea avem:

d j = a i d j - i = a 1 d j -1. ... ... a m d j -m (4)

Unde а1 ... аm - numerele 0 sau 1.

Din punct de vedere tehnic, generatorul de secvențe M este construit sub forma unui registru (flip-flops conectate în serie) cu robinete, cu un circuit de feedback și cu un sumator modulo 2. Un exemplu de astfel de generator este prezentat în Figura 12. Înmulțirea prin a1 ... sunt în (4) înseamnă pur și simplu robinetul de prezență sau absență, i.e. conectarea declanșatorului corespunzător (bitul de înregistrare) cu sumatorul. Într-un registru de m-biți, perioada maximă este: Nm - 1. Valoarea m se numește memorie de secvență. Dacă robinetele sunt selectate aleatoriu, atunci secvența de lungime maximă nu va fi întotdeauna respectată la ieșirea generatorului. Regula de selectare a robinetelor, care vă permite să obțineți o succesiune cu o perioadă de Nm-1, presupune găsirea de polinoame primitive ireductibile de gradul m cu coeficienți egali cu 0 și 1. Coeficienții nenuli din polinoame determină numerele robineților. în registru.

Deci, pentru m = 6, există 3 polinoame primitive:

a6 a5 a4 a3 a2 a1 a0

p1 (x) = x 6 + x + 1 1 0 0 0 0 1 1

p2 (x) = x 6 + x 5 + x 2 + x + 1 1 1 0 0 1 1 1

p3 (x) = x 6 + x 5 + x 3 + x 2 + 1 1 1 0 1 1 0 1

Figura 12 implementează prima opțiune.

Figura 12 - Generator de secvențe M cu o perioadă N = 26 - 1 = 63

Caracteristici ale funcției de autocorelare a secvenței M. Cea mai interesantă este funcția de autocorelare normalizată (ACF). Există două cazuri de obținere a unei astfel de funcții: în moduri periodice (PACF) și aperiodice. ACF periodic are un vârf principal egal cu unul și un număr de ejecții laterale, ale căror amplitudini sunt 1 / N. Cu o creștere a N, PACF se apropie de ideal, când vârfurile laterale devin neglijabile în comparație cu cea principală.

Vârfurile laterale ale ACF în regim aperiodic sunt semnificativ mai mari decât vârfurile laterale ale ACF. Valoarea efectivă a vârfurilor laterale (calculată prin varianță) este

Secvențe M trunchiate

Împărțind secvența M (perioada completă N) în segmente de durată Nc, se poate obține un număr mare de NLS, considerând fiecare dintre segmente ca un semnal independent. Dacă segmentele nu se suprapun, atunci numărul lor este n = N / (Nc-1). Astfel, se poate obține un număr mare de secvențe pseudoaleatoare. Proprietățile de autocorelare ale unor astfel de secvențe sunt mult mai rele decât cele ale unei secvențe M de aceeași durată și depind de Nc. S-a constatat că în 90% din segmente ub 3 /, iar în 50% - 2 /.

secvența de filtrare a frecvenței semnalului

Literatură

1. Semnale asemănătoare zgomotului în sistemele de transmisie a informațiilor. Ed. V.B. Pestriakov. - M., „Bufnițe. radio ”, 1973, -424c.

2. Yu.S. Lezine. Introducere în teoria sistemelor de inginerie radio. - M .: Radio şi comunicare, 1985, -384c.

3. L.E. Varakin. Sisteme de comunicații cu semnale asemănătoare zgomotului. - M .: Radio şi comunicare, 1985, -384c.

Postat pe Allbest.ru

...

Documente similare

Răspuns optim la impulsul filtrului. Răspuns optim al filtrului la semnalul primit. Comprimarea semnalului în timp. Răspunsul în frecvență al filtrului optim. Echivalența caracteristicilor de detecție pentru corelarea și prelucrarea filtrului.

rezumat, adăugat 21.01.2009

Algoritm pentru calcularea unui filtru în domeniile timp și frecvență folosind transformarea Fourier rapidă discretă (FFT) și transformarea Fourier rapidă inversă (IFFT). Calculul semnalului de ieșire și al puterii zgomotului intrinsec al filtrului sintetizat.

lucrare de termen, adăugată 26.12.2011

Principii de codificare sursă la transmiterea mesajelor discrete. Procesul de luare a unei decizii de către receptor atunci când primește un semnal. Calculul filtrului potrivit. Construirea unui cod de corectare a erorilor. Decodificarea unei secvențe care conține o eroare dublă.

lucrare de termen, adăugată 18.10.2014

Dezvoltarea unui model de sistem de transmisie de mesaje discrete. Principii de codificare sursă la transferul de informații. Calculul probabilităților simbolurilor binare; entropia și redundanța codului. Răspunsul de impuls și de frecvență complex al filtrului potrivit.

lucrare de termen adăugată 27.03.2016

Scopul și caracteristicile sistemelor de comunicații în bandă largă. Bazele utilizării semnalelor asemănătoare zgomotului. Sisteme de secvențe pseudoaleatoare. Diagrame bloc ale generatoarelor de secvențe de cod liniare. Generare de cod de mare viteză.

lucrare de termen adăugată la 05.04.2015

Sisteme de comunicații discrete. Modularea codului de impuls diferențial. Cuantificarea nivelului și codificarea semnalului. Imunitatea sistemelor de comunicație cu modulare impuls-cod. Rata de biți. Semnal de impuls la intrarea integratorului.

rezumat, adăugat 03.12.2011

Găsirea funcției de corelare a semnalului de intrare. Analiza spectrală și de frecvență a semnalului de intrare, caracteristicile amplitudine-frecvență și fază-frecvență. Răspunsul tranzitoriu și la impuls al circuitului. Determinarea densității spectrale a semnalului de ieșire.

lucrare de termen, adăugată 27.04.2012

Funcții de timp, caracteristici de frecvență și reprezentare spectrală a semnalului. Frecvențele limită ale spectrelor de semnal. Determinarea bitness-ului codului. Interval de prelevare a semnalului. Determinarea secvenței de cod. Construcția funcției de autocorelare.

lucrare de termen, adăugată 02.09.2013

Problema imunității la zgomot de comunicare, utilizarea filtrelor pentru a o rezolva. Valoarea capacității și inductanței filtrului de linie, parametrii și caracteristicile acestuia. Modelarea filtrului și a semnalelor în mediul Electronics Workbench. Trecerea semnalului prin filtru.

lucrare de termen, adăugată 20.12.2012

Calculul transformării Z a unei secvențe discrete de mostre de semnal. Definiţia discrete convolution. Ordinea construcției circuitului unui filtru nerecursiv căruia îi corespunde funcția sistemului. Eșantioane de semnal discret conform parametrilor specificați.

Semnale în bandă îngustă și bandă largă

1.Semnal în bandă îngustă

Un semnal se numește bandă îngustă (UPS) dacă lățimea spectrului său este mult mai mică decât frecvența medie (Figura 1.1):

Orez. 1.1

Semnalele radio modulate sunt reprezentanți tipici ai UPS-ului. UPS-ul poate include și mai multe semnale radio cu purtătorii lor, ocupând împreună o bandă de frecvență destul de îngustă.

In prima aproximare, pentru analiza trecerii UPS-ului prin circuite electronice, un astfel de semnal poate fi reprezentat ca armonic la frecventa medie. O mai bună aproximare este dată de reprezentarea UPS-ului sub forma unei vibrații cvasi-armonice, în care este lentă (în comparație cu) modificarea instantanee a amplitudinii și frecvenței. În acest caz, se presupune că într-un timp suficient de scurt (mai puțin decât variațiile de amplitudine și frecvență), semnalul poate fi considerat armonic.

În cazul general, UPS-ul poate fi reprezentat în formular

unde si -funcțiile timpului în schimbare lent.

Pentru oscilațiile AM și FM clasice, frecvența centrală coincide cu frecvența purtătoare a semnalului. Pentru o alegere clară și optimăse aplică aparatul transformării Hilbert, conform căruia pentru un UPS datgăsiți funcția conjugatădefinit ca

în care

Anvelopa definită în acest fel se potrivește cu semnaluluneori unde,acestea. au tangente comune, iar în punctele de tangență funcțiaeste aproape de maxime (Fig. 1.2):

Orez. 1.2

Pentru un semnal al formeifuncția conjugată Hilbert este si pentru .

Pe baza acestor rapoarte pentru un semnal armonicplicul și frecvența sunt, respectiv, egale:

cum era de așteptat. Dacă alegeți frecvența de mijloc într-un mod arbitrar, atunci chiar și pentru un semnal armonic, puteți obține un plic destul de complex care nu corespunde realității.

Luați în considerare, ca exemplu, un UPS, constând din suma componentelor armonice:

Pentru un asemenea semnal

Unde

După transformări, puteți obține următoarea expresie pentru frecvența instantanee

Pentru un semnal cu două frecvențe (N = 2) avem

Astfel, suma a două frecvențe apropiate () semnalele pot fi scrise sub forma unei oscilații cvasiarmonice:

Figura 1.3 ilustrează un exemplu de semnal format din două semnale armonice cu amplitudini egale (= = ).

Orez. 1.3

Mai jos în fig. 1.4 și Fig. 1.5 prezintă grafice normalizate ale unei perioade de plic și frecvență instantanee: semnal biharmonic pentru, 0,5 și 0,1.

Figura 1.4

Odată cu scăderea amplitudinii unuia dintre semnale, frecvența instantanee (Fig. 5) se modifică continuu și la un mic k frecvența medie este aproape de frecvența semnalului mai mare. Din graficele din Fig. 3, fig. 4, fig. 5 se poate observa că atunci când două semnale cu amplitudini egale interacționează, anvelopa de amplitudine se modifică de la dublul amplitudinii fiecăruia la zero. Mai mult, la zero a fazei de plic se schimbă brusc în , care înseamnă în mod formal trecerea prin infinit (discontinuitate) a frecvenței instantanee, iar restul timpului

Odată cu scăderea amplitudinii unuia dintre semnale, frecvența instantanee (Fig. 1.5) se modifică continuu și la un mic k frecvența medie este aproape de frecvența semnalului mai mare.

Orez. 1.5

Pentru mici k plicul poate fi aproximativ

de unde se vede ca anvelopa in acest caz depinde liniar de amplitudinea semnalului mic la o amplitudine constanta a celui mare. Dacă semnalul mic, la rândul său, este cvasiarmonic

acestea.

atunci

Astfel, anvelopa rezultată conține informații liniare despre modificarea amplitudinii și fazei semnalului mic, ceea ce face posibilă extragerea acestor informații în receptor fără distorsiuni neliniare.

2 . Semnal în bandă largă

Definiţia NLS. Utilizarea ShPS în sistemele de comunicații

Semnalele de bandă largă (complexe, asemănătoare zgomotului) (NLS) sunt acele semnale în care produsele lățimii spectrului activ F pe durata T mult mai mult de unul. Acest produs se numește baza semnalului. B. Pentru SHPS

B = FT >> 1 (1)

În bandă largăsemnalele sunt uneori numite complexe, spre deosebire de semnalele simple(de exemplu, dreptunghiular, triunghiular etc.) cu B = 1. Deoarece semnalele cu o durată limitată au un spectru nelimitat, se folosesc diverse metode și tehnici pentru a determina lățimea spectrului.

Ridicarea bazei în NLS se realizează prin modulare suplimentară (sau keying) în frecvență sau fază pe durata semnalului. Ca rezultat, spectrul semnalului F (în același timp menținându-și durata T ) se extinde semnificativ.

În sistemele de comunicație cu NLS, lățimea spectrului semnalului emis F este întotdeauna mult mai mare decât lățimea de bandă a informațiilor mesaje.

ShPS au fost utilizate în sistemele de comunicații în bandă largă (BSS), ca:

asigură o imunitate ridicată la zgomot la comunicare;
vă permit să combateți cu succes propagarea pe mai multe căi a undelor radio prin divizarea fasciculelor;
permite operarea simultană a mai multor abonați într-o bandă de frecvență comună;
vă permit să creați sisteme de comunicare cu secretizare sporită;
să ofere o mai bună utilizare a spectrului de frecvență într-o zonă limitată în comparație cu sistemele de comunicații în bandă îngustă.
1. Imunitate la zgomot ShPSS

Este determinată de relația binecunoscută dintre raportul semnal-zgomot la ieșirea receptorului q 2 cu raportul semnal-zgomot la intrarea receptorului ρ 2 :

q 2 = 2Вρ 2 (2)

unde ρ 2 = P s / P p (P s, P p - Putere și interferențe ShPS);

B - baza SHPS.

Cantitatea q 2 poate fi obținut conform cerințelor sistemului (10 ... 30 dB) chiar dacă ρ 2 <<1. Для этого достаточно выбрать ШПС с необходимой базой В , satisfăcător (2). După cum se poate observa din relația (2), recepția NLS de către un filtru sau un corelator potrivit este însoțită de amplificarea semnalului (sau suprimarea interferenței) la 2V.o singura data. De aceea cantitatea

K SHPS = q 2 / ρ 2 (3)

se numește câștig NLS în timpul procesării sau pur și simplu câștig de procesare. Din (2), (3) rezultă că îmbunătățirea prelucrării K SHPS = 2V. V Recepția informațiilor ShPSS se caracterizează prinraportul de interferență a semnalului h 2 = q 2/2, adică.

h 2 = Вρ 2 (4)

T Astfel, unul dintre scopurile principale ale sistemelor de comunicație cu NLS este de a asigura recepția fiabilă a informațiilor atunci când sunt expuse la interferențe puternice, când raportul semnal-zgomot la intrarea receptorului ρ 2 poate fi mult mai mic decât unul.Trebuie remarcat încă o dată că relațiile de mai sus sunt strict valabile pentru interferența sub forma unui proces aleator gaussian cu o densitate de putere spectrală uniformă (zgomot „alb”).

Principalele tipuri de ShPS

Sunt cunoscute un număr mare de NLS diferite, care sunt subdivizate în următoarele tipuri:

semnale cu frecvență modulată (FM);
semnale multifrecventa (MF);
semnale cu deplasare de fază (PM) (semnale cu modulație de fază de cod - semnale QPSK);
semnale de frecvență discretă (DF) (semnale cu modulație de frecvență cod - semnale KFM, semnale cu deplasare de frecvență (FM));
Frecvență compusă discretă (DFS) (semnale compozite cu modulație de frecvență de cod - C semnale K × M).

Frecvență modulată (FM)semnalele sunt semnale continue, a căror frecvență se modifică conform unei legi date. În fig. 2.1a, este afișat semnalul FM, a cărui frecvență se modifică în funcție de V -lege în formă de la f 0 - F / 2 până la f 0 + F / 2, unde f 0 - frecvența purtătoare centrală a semnalului, F - lăţimea spectrului, la rândul său, egală cu abaterea de frecvenţă F = ∆ f d. Durata semnalului este T.

Pe orez. 2.1b arată frecvența timp ( f, t) - avion pe care umbrire arată aproximativ distribuţia energiei semnalului FM în frecvenţă şi în timp.

Baza semnalului FM prin definiție (1) este egală cu:

B = FT = ∆ f d T (5)

Multifrecventa (MF)semnalele (Fig.2.2a) sunt suma N armonice u (t) ... u N (t), ale căror amplitudini și faze sunt determinate în conformitate cu legile formării semnalului. Peplan timp-frecvență (Fig. 2.2b), umbrirea marchează distribuția de energie a unui element (armonic) al semnalului FM la frecvență f k ... Toate elementele (toate armonicele) se suprapun complet pătratului selectat cu laturile F și T. Baza semnalului B este egală cu aria pătratului. Lățimea spectrului de elemente F 0 ≈1 / T. Prin urmare, baza semnalului MF

B = F / F 0 = N (6)

Orez. 2.1 - Frecvență modulată

a) au un factor de creastă slab (vezi Fig. 2.2a);

b) pentru a obține o bază mare V este necesar să existe un număr mare de canale de frecvență N. Prin urmare, semnalele MF nu sunt luate în considerare în continuare.

Manipulat pe fază (FM)semnalele reprezintă o succesiune de impulsuri radio ale căror faze se modifică conform unei legi date. De obicei, faza ia două valori (0 sau π). În acest caz, semnalul RF FM corespunde semnalului video FM (Fig. 2.3a), format din impulsuri pozitive și negative. Dacă numărul de impulsuri N, atunci durata unui impuls este τ 0 = T / N, iar lățimea spectrului său este aproximativ egală cu lățimea spectrului semnalului F 0 = 1 / τ 0 = N / T. Pe planul timp-frecvență (Figura 3b)umbrirea marchează distribuția de energie a unui element (impuls) al semnalului FM. Toate elementele se suprapun pătratului selectat cu laturile F şi T. Baza semnalului FM

B = FT = F / τ 0 = N, (7)

acestea. B este egal cu numărul de impulsuri din semnal.

Posibilitatea de a utiliza semnale FM ca NLS cu baze B = 10 4 ...10 6 limitată în principal de echipamente de prelucrare. Când se utilizează filtre potrivite sub formă de dispozitive SAW, este posibilă recepția optimă a semnalelor FM cu baze maxime Bmax = 1000 ... 2000. Semnalele FM procesate de astfel de filtre au spectre largi (aproximativ 10 ... 20 MHz) și relativ scurte durate (60 ... 100 μs). Procesarea semnalelor FM folosind linii de întârziere de frecvență video la transferul spectrului de semnal în regiunea de frecvență video face posibilă obținerea bazei B= 100 la F ≈ 1 MHz, Т ≈ 100 μs.

Filtrele potrivite pentru dispozitive cuplate încărcate (CCD) sunt foarte promițătoare. Conform datelor publicate, folosind filtre CCD potrivite, este posibilă procesarea semnalelor PM cu baze de 10 2 ... 10 3 cu durate de semnal 10-4 ... 10 -1 Cu. Corelatorul digital de pe CCD este capabil să proceseze semnale până la o bază de 4 ∙ 10 4 .

Fig 2.2 - Multifrecventasemnal şi plan timp-frecvenţă

Figura 2.3 - Manipulat în fazăsemnal şi plan timp-frecvenţă

Trebuie remarcat faptul că este recomandabil să procesați semnalele PM cu baze mari folosind corelatoare (pe un LSI sau pe un CCD). Mai mult, B = 4 ∙ 10 4 pare a fi supremul. Dar atunci când se utilizează corelatori, este în primul rând necesar să se rezolve problema achiziției accelerate a sincronismului.Deoarece semnalele PM fac posibilă utilizarea pe scară largă a metodelor și tehnicilor digitale de formare și procesare și este posibilă implementarea unor astfel de semnale cu baze relativ mari, atunci y Semnalele FM sunt unul dintre tipurile promițătoare de NLS.

Frecvență discretă (DF)semnalele reprezintă o secvență de impulsuri radio (Figura 4a), ale căror frecvențe purtătoare se modifică conform unei legi date. Fie numărul de impulsuri din semnalul DF să fie egal cu M, durata pulsului este T 0 = T / M, lățimea sa de spectru F 0 = 1 / T 0 = M/T. Deasupra fiecărui impuls (Figura 4a), este indicată frecvența purtătoare a acestuia. Pe planul timp-frecvență (Figura 4b), umbrirea marchează pătratele în care este distribuită energia impulsului semnalului DF.

După cum se poate observa din Figura 4b, energia semnalului DF este distribuită inegal pe planul timp-frecvență.Baza semnalului DF

B = FT = M F 0 MT 0 = M 2 F 0 T 0 = M 2 (8)

de la baza impulsului F 0 T 0 = l ... Din (8) rezultă principalul avantaj al semnalelor DF: obținerea bazei necesare V numărul de canale M =, adică mult mai puțin decât pentru semnalele MF. Această împrejurare a atras atenția asupra unor astfel de semnale și a aplicării lor în sistemele de comunicații. În același timp, pentru baze mari B = 10 4 ... 10 6 nu este practic să folosiți numai semnale DF, deoarece numărul de canale de frecvență este M = 10 2 ... 10 3 care pare exagerat de mare.

Frecvență compusă discretă (DFS)semnalele sunt semnale DF în care fiecare impuls este înlocuit cu un semnal asemănător zgomotului. În fig. 2.5a prezintă un semnal PM cu frecvență video, ale cărui părți individuale sunt transmise la frecvențe purtătoare diferite. Numerele de frecvență sunt indicate deasupra semnalului FM. Figura 2.5b prezintă planul timp-frecvență, pe care distribuția energiei semnalului DFS este evidențiată prin umbrire. Figura 2.5b nu diferă ca structură de Fig. 2.4b, dar pentru Fig. 2.5b este plat zona F 0 T 0 = N 0 -egal cu numărul de impulsuri ale semnalului FM într-un element de frecvență al semnalului DFSH. Baza semnalului DFS

B = FT = M 2 F 0 T 0 = N 0 M 2 (9)

Numărul de impulsuri ale semnalului FM complet N = N 0 M

Orez. 2.4 - Frecvență discretăsemnal şi plan timp-frecvenţă

Prezentat în fig. 2.5 Semnalul DFS conține semnale PM ca elemente. Prin urmare, un astfel de semnal va fi abreviat ca semnal DFS-FM. Ca elemente ale semnalului DFS, se pot lua semnale DF. Dacă baza elementului de semnal DF B = F 0 T 0 = M 0 2 apoi baza întregului semnal B = M 0 2 M 2

Figura 2.5 - Frecvență compusă discretăsemnal cu schimbare de fază DFSH-PM și plan timp-frecvență.

Un astfel de semnal poate fi abreviat ca DSCH-FM. Numărul de canale de frecvență din semnalul DFSH-FM este egal cu M 0 M. Dacă semnalul DF (vezi Figura 2.4) și semnalul DF-FM au baze egale, atunci au același număr de canale de frecvență. Prin urmare, semnalul DFS-FM nu are avantaje deosebite față de semnalul DF. Dar principiile construcției semnalului DFS-FM pot fi utile atunci când se construiesc sisteme mari de semnale DF. Astfel, cele mai promițătoare NLS pentru sistemele de comunicații sunt semnalele FM, DCH, DSCh-FM.

U (t)

f 0 + F / 2

f 0 -F / 2

U 1 (t)

f 0 + F / 2

f 0 -F / 2

U N (t)

U (t)

f 0 + F / 2

f 0 -F / 2

∙ ∙ ∙

∙ ∙ ∙ N

τ 0

U (t)

f 0 + F / 2

f 0 = f 3

f 0 -F / 2

U (t)

f 0 + F / 2

f 0 = f 3

f 0 -F / 2

Semnale în bandă îngustă și bandă largă. Semnale de bandă largă

Linia vizuală și principiul rețelei celulare

Directivitatea antenei

Tehnologia semnalelor în bandă largă (BSS)

Metoda secvenței directe (DSSS)

Metoda saltului de frecvență (FHSS)

Vedeți ce înseamnă „Semnale de bandă largă” în alte dicționare:

Îndrumare

Trimiteți-vă munca bună în baza de cunoștințe este simplu. Utilizați formularul de mai jos

Documente similare

Top articole similare