Za povećanje brzine prenosa podataka koristi se takozvana kvadraturna amplitudna modulacija QAM, amplitudno-fazni pogled modulacija. QAM se koristi u kablovskim modemima, u standardu digitalna televizija DVB-C kao i digitalno emitovanje mikrotalasni opseg.
Slika 1. Vektorski dijagram 16-QAM signala (lijevo) i signalna konstelacija 32-QAM signala (desno)
U 16-pozicijskom QAM-u (16-QAM) postoje četiri vrijednosti signala za svaku od I i Q kvadraturnih komponenti. Time se postiže 16 ukupnih vrijednosti signala.
Znajući da je 16=2 4 , dobijamo da se četiri bita mogu prenijeti u 16-QAM u jednom simbolu. To znači da brzina simbola kod ove vrste modulacije dobija se četiri puta manja modulacija bita, tj. jednako 1/4 bit rate. Na ovaj način, dati tip modulacija omogućava organizovanje spektralno efikasnijeg prenosa podataka. Što se tiče brzine prijenosa, ova vrsta modulacije je mnogo efikasnija od binarne (BPSK), četveropozicijske (QPSK) ili osmopozicijske (8 PSK) fazne modulacije. Odmah treba napomenuti da su QPSK i 4-QAM zapravo isti tip modulacije.
Druga varijacija QAM-a je 32-QAM. Njegove karakteristike su sljedeće: šest vrijednosti signala za I i za Q, što u konačnici daje 6 × 6 = 36 konstelacijskih točaka za ukupan signal. Ova vrsta modulacije je obdarena osobinom.
Kao rezultat toga, broj vrijednosti 36 ne odgovara originalnim podacima, jer prevelika, (36>32). Stoga su četiri "ugaone" vrijednosti signala (koji čine većinu snage predajnika) izostavljene.
Ovo smanjuje vrijednost izlazne snage koju predajnik mora proizvesti. Na osnovu činjenice da je 32 = 2 5, dobijamo brzinu prijenosa jednaku 5 bps i brzinu simbola jednaku 1/5.
književnost:
- Steve C. Cripps RF pojačala snage za bežične komunikacije - ARTECH HOUSE, INC., 2006.
- Marian K. Kazimierczuk RF pojačala snage - John Wiley & Sons, Ltd 2008
- Radio predajnici: udžbenik za univerzitete; ed. V. V. Shakhgildyan. - 3. izd., revidirano. i dodatne - M.: Radio i komunikacija, 2003.
Zajedno sa člankom "Kvadraturna modulacija (QAM)" pročitajte:
Opis
Radio signal je predstavljen kao dvodimenzionalni dijagram rasipanja na kompleksnoj ravni, tačke na kojima su sve mogući simboli predstavljen u geometrijskom obliku. Apstraktnije, dijagram označava sve vrijednosti koje se mogu odabrati datom šemom manipulacije kao tačke na kompleksnoj ravni. Signalne konstelacije dobijene kao rezultat mjerenja radio signala mogu se koristiti za određivanje vrste manipulacije, vrste smetnji i nivoa izobličenja.
Prilikom predstavljanja prenesenog simbola kao kompleksnog broja i modulacije sinusnog i kosinusnog signala noseće frekvencije sa realnim i imaginarnim dijelovima, respektivno, simbol se može prenijeti sa dva nosioca sa istom frekvencijom. Ovi nosioci se često nazivaju kvadratura. Koherentni detektor ( ) može nezavisno demodulirati oba nosioca. Princip korištenja dva nezavisno modulirana nosioca je u srcu kvadraturne modulacije. Kod jednostavnog faznog pomaka, faza modulirajućeg simbola postaje faza signala nosioca.
Ako su znakovi u formi kompleksni brojevi, mogu se predstaviti kao tačke na kompleksnoj ravni. Često se nazivaju prave i imaginarne osi u fazi ili I-osa i kvadratura(kvadratura) ili Q-osa. Kada crtate tačke na grafikonu iz nekoliko simbola, možete dobiti signalnu konstelaciju. Tačke na dijagramu se često nazivaju signalne tačke(ili tačke sazvežđa). Oni predstavljaju mnoge modulirajući simboli, tj modulirajuća abeceda.
modulacija kodirana rešetkom
Kada se koristi blokovno ili konvoluciono kodiranje, otpornost na buku radio komunikacija se povećava proširenjem frekvencijskog pojasa i komplikovanjem radio opreme bez povećanja omjera signal-šum (SNR). Da bi se održala otpornost na buku na istom SNR-u, korisna širina pojasa se može smanjiti, a radio oprema se može pojednostaviti korištenjem modulacije kodirane rešetkom (TCM), koju je 1982. godine prvi razvio Ungerbock. U srcu TCM-a je zajednički proces kodiranja i modulacije.
Ako se koristi kombinirani enkoder/modulator, čija je opća struktura prikazana na slici, tada bit b0 omogućava odabir jedne od dvije konstelacije koje su rezultat prve podjele. Nadalje, izbor se određuje ovisno o bitovima b1 i b2.
Aplikacija
Razmotrite otkrivanje zasnovano na metodi maksimalne vjerovatnoće. Kada se u demodulatoru primi radio signal, procjenjuje se primljeni simbol, koji je izobličen tokom prijenosa ili tokom prijema (na primjer, zbog aditivnog bijelog Gaussovog šuma, bledenja, višestanja, slabljenja, smetnji i nesavršenosti radio opreme). Demodulator bira najbolju aproksimaciju prenesenom signalu, tj. najbliža tačka signalne konstelacije u smislu euklidske metrike). Dakle, ako je izobličenje signala dovoljno jako, može se izabrati druga tačka od one koja se prenosi, a demodulator će dati pogrešan rezultat. Dakle, udaljenost između dvije najbliže točke konstelacije određuje otpornost manipulacije na buku.
Za potrebe analize primljenih signala, konstelacija olakšava otkrivanje određenih vrsta izobličenja signala. Na primjer
- Gausov šum je predstavljen kao mutne tačke sazvežđa
- Nekoherentne jednofrekventne smetnje izgledaju kao krugovi umjesto tačke sazviježđa
- Fazno izobličenje je vidljivo kao signalne tačke raspoređene u krug
- Slabljenje signala uzrokuje da kutne tačke budu bliže centru nego što bi trebale biti.
Signalne konstelacije daju sliku sličnu dijagram oka za jednodimenzionalne signale. Očni dijagrami se koriste za određivanje podrhtavanja u jednom mjerenju modulacije.
vidi takođe
- Očni dijagram ( engleski)
Književnost
- Prokis J. Digitalna komunikacija. - Per. sa engleskog. // Ed. D. D. Klovsky. - M.: Radio i komunikacija, 2000. - 800 str. - ISBN 5-256-01434-X
- Sklyar B. Digitalna komunikacija. Teorijska osnova I praktična upotreba. - Per. sa engleskog. - M.: Izdavačka kuća"Williams", 2003. - 1104 str. -
Metode modulacije u digitalnim TV sistemima.
U inženjerstvu digitalne komunikacije metode modulacije igraju veoma značajnu ulogu. Pored svoje glavne funkcije - transformacije simbola-signala - proces modulacije je sastavni dio cjelokupni proces usklađivanje signala sa karakteristikama kanala. Moderne metode višepozicijske modulacije, u potpunosti u skladu sa Šenonovom teoremom, takođe se mogu smatrati načinom za kodiranje podataka poruke u simbole kanala.
Specifičnost izbora pojedinih metoda modulacije u digitalnim televizijskim sistemima je zbog date mreže kanala emitovanja u eteru, tj. koristeći već postojeće frekventne planove. IN različite zemlje Na raspolaganju su radio kanali sa frekvencijskim opsezima od 6, 7 ili 8 MHz. Digitalni tok razne usluge koji će se prenositi u ovim opsezima u normalnim uslovima iznosi različiti sistemi emitovanja od oko 20 Mbps i više. Prema tome, specifična brzina prijenosa bi trebala biti približno 4 bita/(s·Hz) u opsegu od 6 MHz i 3 bita/(s·Hz) u opsegu od 7 ili 8 MHz. Ali uključivanje filtara u put prijenosa koji postavljaju faktor zaokruživanja spektra od 25-35%, kao i potreba da se poveća brzina prijenosa podataka uvođenjem simbola za zaštitu od greške koda, dovodi do dodatnog povećanja specifične brzine u višku. od datih teorijskih vrijednosti.
Teoretski, spektralna efikasnost do 4 bita/(s·Hz) može biti obezbeđena takvim tipovima modulacije kao što su 16 QAM, 4 VSB ili 16 PSK. Ali iz ovih razloga, potrebno je povećati multiplicitet modulacije i primijeniti modulaciju višeg reda, kao što su 64 QAM i 8 VSP. U distributivnim sistemima kablovske televizije, gde je nivo smetnji znatno niži nego kod zemaljskog emitovanja, moguće je dodatno povećati modulacioni odnos i koristiti 256 QAM i 16 VSB.
Posebno napominjemo da se za označavanje tipova modulacije obično koriste skraćenice, za koje postoje latinski i djelomično ruski ekvivalenti. Međutim, neke napredne modulacijske šeme još nisu dobile terminološki tačna ruska imena. Kako bi se izbjegla zabuna, koristit će se pretežno latinske skraćenice, a gdje je prikladno, ruski izrazi i skraćenice.
Signalne konstelacije
a) Polarni dijagrami
Zgodan alat za analizu karakteristika moduliranih signala je njihovo prikazivanje pomoću polarnih i kvadraturnih dijagrama u obliku signalna sazvežđa.
Tokom modulacije nosećeg talasa, parametri kao što su amplituda, faza i frekvencija mogu se menjati. At jednostavni tipovi modulacija modulirajuća poruka mijenja samo jedan parametar. Kod kombinovanih tipova modulacije, amplituda i faza nosioca mogu se istovremeno menjati. IN poznatim sistemima digitalna televizija koristi višeslojnu amplitudnu modulaciju sa djelimično potisnutim donjim bočnim pojasom (8-, 16-VSB), četveropozicionom kvadraturnom faznom modulacijom (QPSK) i kvadraturnom amplitudno-faznom modulacijom (16-, 64-, 256 QAM).
Najjednostavniji način za prikaz odnosa amplituda-faza moduliranog signala je polarna karta. Prilikom konstruisanja polarnog dijagrama, nosilac je referentni element, u odnosu na koji se meri ugao faznog pomaka i promena nivoa modulisanog signala. Modul radijus vektora koji izlazi iz središta kruga (početka) karakteriše relativni nivo elementarnog signala, a ugao nagiba između radijus vektora i nekog početnog radijusa karakteriše trenutni fazni pomak.
Prikaz signala s(t) na polarnom dijagramu odgovara njegovom "zamrzovanju" u vremenu, kada je fiksna samo amplituda signala ALI i njegov početni fazni pomak θ .
b ) Kvadraturni dijagrami
Moderni modulatori za digitalni sistemi prijenosi se grade, u pravilu, prema kvadraturnoj shemi. U takvim 
U modulatoru, izlazni signal se formira zbrajanjem dva različita modulirana signala čiji nosioci imaju fazni pomak od 90° između sebe. Ulazi dva signala osnovnog pojasa kvadraturnog modulatora su označeni I I P: Ja(infaza) se odnosi na kanal u kojem se pretpostavlja da je početni fazni pomak nosioca 0° , Q- do kanala čiji je nosač pomaknut za 90°. Za adekvatan prikaz prostora signala na izlazu kvadraturnog modulatora, polarni dijagrami se pretvaraju u pravougaoni koordinatni sistem, u kojem je horizontalna os I odgoditi nivo signala u infaznom kanalu, i 
vertikalna osa Q- nivo signala u kvadraturnom kanalu. Sve ostale konstrukcije odgovaraju polarnom dijagramu, uzimajući u obzir da je os I simbolizira nulti fazni pomak, a Q-osa simbolizira pomak od 90°. Projekcije vektora signala na ose I I Q smatra se njegovim kvadraturnim komponentama. Rice. Slika 2 objašnjava prijelaz iz polarnog u kvadraturnu, a puni kvadraturni dijagrami za 4-PM i 8-PM su prikazani na slici 2. 3.
Da bi se pojednostavilo crtanje kvadraturnog dijagrama, posebno kada se prikazuju signali modernih tipova višepozicijske modulacije, obično se prikazuje samo krajnje tačke vektori koji potiču iz ishodišta, i sami vektori, kao 
obično se izostavlja. Same osovine su često spuštene I I Q ,što znači da prolaze kroz centar simetrije figure. Zove se kompletan skup moduliranih signala prikazanih kao tačke na kvadraturnom dijagramu signalna konstelacija, i sami signali tačke sazvežđa. Oblik signalne konstelacije odgovara vrsti modulacije, a udaljenosti između tačaka konstelacije karakteriziraju otpornost na buku prilikom prijema signala.
Kao primjer, na sl. 4 prikazuje nekoliko jednostavnih sazviježđa: jednodimenzionalni za amplitudna modulacija(AM) i dvodimenzionalni za faznu modulaciju (PM), čiji su lokus tačaka prava linija i kružnica. Ovdje treba napomenuti da su prikazane AM konstelacije dobivene korištenjem bipolarnih impulsa kao modulirajućeg signala, značajni nivoi koje su simetrične oko nultog nivoa. Kada se modulira negativnim impulsima, faza signala se istovremeno obrće. Stoga se takav AM može smatrati i vrstom FM.
Principi kvadraturne modulacije
U većini digitalnih televizijskih sistema modulatori i demodulatori su izgrađeni prema kvadraturnim šemama. Kvadraturni modulator je univerzalni uređaj, koji se može koristiti 
za dobijanje linearno modulisanog signala nosioca sa dva bočna pojasa, uključujući tipove fazne i amplitudno-fazne modulacije.
Blok dijagram kvadraturnog modulatora prikazan je na sl. 5. Modulator je baziran na dva balansirana modulatora i sabiraču RF signala na čijem se izlazu formira kvadraturno modulirani signal s(t). Nosači koji dolaze na referentne ulaze balansiranih modulatora imaju međusobni fazni pomak od 90°, tj. su u kvadratu. Ulazni modulirajući signali x j (t) I y 0 (t) su kvantizovani na nivou i diskretni u vremenu. Trajanje njihovog taktnog intervala je određeno frekvencijom takta. Dakle, ulazni signali su signali sa amplitudno-pulsnom modulacijom (PAM) u osnovnom opsegu.
Potvrda razne vrste modulacija pomoću kvadraturnog modulatora je obezbeđena primenom bipolarnih AIM signala na njegove ulaze x j (t) I yQ(t), kvantizirano na različit broj nivoa i simetrično u odnosu na nulu. U "degenerisanom" slučaju, tj. kada se na jedan od ulaza primeni nulti napon, a na drugi se primeni binarna sekvenca sa relativnim nivoima od ±1, radi samo jedan kanal, a modulator prelazi iz kvadraturnog u normalno balansiran. Izlaz je jednodimenzionalni signal fazne modulacije sa promjenom faze od 180°, koji nosi 1 bit/simbol. Kada se binarni AIM signali primjenjuju na oba kanala modulatora, 1 bit/simbol se prenosi na svaki od kanala, a ukupna brzina prijenosa je 2 bita/simbol. Rezultat je 4-PSK signal, koji se obično naziva kvadraturni PM (QPSK), ali se formalno naziva široka klasa kvadrature amplitudno-fazna modulacija(KAFM).
At fino podešavanje(balansiranje) kvadraturnog modulatora i uz tačnu restauraciju noseće i taktne frekvencije u demodulatoru, informacioni signali oba kanala su potpuno nezavisni i ni na koji način ne utiču jedni na druge. U ovom slučaju, model kanala prenosa poprima oblik prikazan na slici 6. Pošto se par ortogonalnih signala istovremeno emituje preko radio kanala (x(t), y(t)), onda se takav kanal i odgovarajuća signalna konstelacija nazivaju dvodimenzionalnim. Par signala (x t , y t ), koji odgovara određenom intervalu sata naziva se modulirani signalni simbol ili tačka signalne konstelacije. 2D QAPSK modulacija sa mrežastim konstelacijama se često smatra operacijom četvorostručenja koja se primjenjuje na dvije 1D AIM konstelacije. Iz ovog razloga ovu vrstu modulacija se obično naziva Quadrature Amplitude Modulation - QAM (Quadrature Amplitude Modulation - QAM). Dakle, 4-QPSK (QPSK) i 4-QAM (4 QAM) modulacija su ekvivalentni koncepti.
Kada se naruši simetrija krakova balansiranih modulatora, kada fazni pomak između nosača odstupi od 90°, dolazi do preslušavanja između kvadraturnih kanala. U ovom slučaju, signalna konstelacija je zamućena; u svakom ciklusu, tačka sazvežđa ima nasumične koordinate u zoni, čiji centar odgovara nominalnim koordinatama tačke. Kada se slijed "slika" privremeno nadgradi, formira se konstelacija 
kvadraturni dijagram sa zamagljenim tačkama na pozicijama mreže. Isti vanjski efekat je uzrokovan smetnjama i šumom kanala. Sve to dovodi do grešaka u demodulaciji i dekodiranju signala. Primjeri izobličenja u obliku konstelacije 16-QAM modulacionog signala (vidi sliku 7, a), uzrokovanih različitim razlozima, prikazani su na sl. 7, b-f (b - smetnje šuma, c - harmonijske smetnje, d - ograničenje amplitude u pojačalu, e - nesinhrona frekvencija takta, f - kršenje simetrije ramena balansiranih modulatora).
Problem usklađivanja moduliranog signala sa radio kanalom rješava se, posebno, optimizacijom oblika i broja tačaka dvodimenzionalne signalne konstelacije. Prenošenje QAM signala n bit/karakter, tj. vlasništvo 2n tačke signalne konstelacije ima sljedeće interesantno svojstvo. Ako n je paran cijeli broj, tada je signalna konstelacija jednostavno preslikavanje dva nezavisna kvadraturna kanala i kvadratnog je oblika, a tačke konstelacije imaju koordinate u obliku neparnih brojeva. Ako broj n- neparno, tada sazviježđe ima oblik krsta kada se tačke nalaze na čvorovima iste pravokutne koordinatne mreže kao i za par n. Minimalna relativna udaljenost između bilo koje dvije konstelacijske tačke je 2. Kada se redoslijed konstelacije (broj bitova po simbolu) poveća za jedan, potrebno je povećati snagu predajnika za 3 dB.
Jednofrekventne modulacijske sheme
a) Relativni fazna modulacija
Relativna faza(ili fazna razlika) modulacija(MPK ili PPM) je praktičan metod za realizaciju prijema signala fazne modulacije. Rekodiranje modulirajućeg signala podataka iz apsolutnog u relativni kod omogućava da se prilikom dekodiranja uzmu u obzir ne apsolutne vrijednosti faze signala, već njegove relativne pomake, što eliminira nesigurnost odluke o značenju simbol.
Zbog svoje jednostavnosti i efikasnosti, DPS se široko koristi u sistemima digitalnog prenosa. Tome su doprinijela njegova svojstva, npr. 4 puta više velika brzina u poređenju sa FM sa jednakom otpornošću na buku u kanalu sa belim šumom, i pri jednakoj brzini prenosa informacija, dvostruko većom otpornošću na šum od one kod FM i četiri puta većom od one kod AM.
Relativna fazna modulacija je binarna ili on-off modulacija koja koristi dvije vrijednosti pomaka faze koje se razlikuju za 180°. 2-OPM modulacija je identična balansiranoj 2-AM i ima istu signalnu konstelaciju, sa kojom se poklapa i dijagram stanja (vidi sliku 4, a). U savremenim digitalnim prenosnim sistemima koriste se višepozicijski M-OPM signali, tj. modulacija sa povećanom multiplicitetom K (M= 2do) u odnosu na OFM, čija se višestrukost uzima kao jedinica. Obično se koriste 4-, 8-, 16-OPM skupovi signala, čije su konstelacije prikazane na Sl. 4, b . Ali 8- i 16-OPM gube od 2-OPM i 4-OPM u pogledu energetske efikasnosti, zahtijevajući mnogo više velike snage predajnika za postizanje istih performansi.
U digitalnoj televiziji za prenos preko satelitskih puteva iu zemaljskom emitovanju u teškim uslovima prijema, koristi se dvokratna ili četvorofazna 4-DPM modulacija, pružajući najbolji kompromis u pogledu snage i propusnog opsega. Drugi naziv za ovu vrstu modulacije, povezan sa metodom dobijanja modulisane oscilacije, je kvadraturna relativna fazna modulacija(KOFM). U engleskoj literaturi, QPSK se naziva QPSK (kvadraturno ili kvaternarno fazno pomakanje).
QPSK modulacija obezbeđuje neophodan kompromis između brzine prenosa i otpornosti na buku i koristi se samostalno ili u kombinaciji sa drugim metodama. Prikazani su dijagrami stanja QPSK modulacije i pomaka diferencijalnog QPSK (S - DQPSK) 
na sl. 8. Prilikom implementacije diferencijalnog kodiranja u kombinaciji sa pomakom nosioca π
/4 Signalna konstelacija formirana je od dvije QPSK konstelacije sa četiri tačke koje su postavljene iznad sa pomakom od 45°. Kao rezultat, postoji osam faznih pomaka u signalu, a faze simbola se biraju naizmjenično iz jedne QPSK konstelacije, zatim iz druge.
Blok dijagram QPSK modulatora prikazan je na sl. devet.
Ulazni tok podataka D deli na dva paralelna toka A i B koji se zatim u kodnom pretvaraču (PC) prekodiraju u relativne 
kod dva kanala (komponente) ja I Q'. Digitalni tokovi I′ i Q′ su uglađeni u filterima za oblikovanje (FF), čiji izlazni signali I I Q direktno kontroliraju rad četverofaznog modulatora, koji se sastoji od dva balansirana modulatora i sabirača.
Fazni pomak nosilaca u kanalima I I Q jednako 90°. Pravilo za kodiranje faznih pomaka je prikazano u tabeli. jedan.
b ) Kvadraturna amplitudna modulacija
Zahtjevi za tačnost karakteristika oblikovanja i propusnih filtara su što veći, to viši više broja pozicije u moduliranom signalu.
Signali kvadraturna amplitudna modulacija M-QAM se široko koristi u prenosu televizijskih signala preko radio relejnih i kablovskih linija, u nekim digitalnim televizijskim zemaljskim sistemima emitovanja. Najčešći format modulacije je 16 QAM (vidi sliku 10).
Strukturni dijagrami 16 QAM modulatora i 16 QAM demodulatora prikazani su na sl. 11. Ulazni tok podataka se prvo podvrgava potrebnoj digitalnoj obradi u procesoru podataka: odabiru frekvencija sata, šifriranje, diferencijalno kodiranje, serijsko-paralelna konverzija. Pošto 16 QAM modulacija obezbeđuje specifičnu brzinu prenosa od 4 bita/(s Hz), za naknadnu modulaciju, tok podataka tokom svog digitalna obrada podijeljen je u 4 podtoka s odgovarajućim smanjenim brzinama. Zatim proizveden digitalna u analogna konverzija dva binarna podtoka u jedan četverostepeni uz istovremeno formiranje njihovog spektra u CTF-u, gdje se impulsima daje izglađen oblik. Četiri nivoa signala u kanalima I I Q upravljati ravnotežom 
modulatori čiji se izlazni signali dodaju da formiraju 16 QAM signal sa dva opsega i potisnutim nosiocem. Nosač dolazi do balansiranih modulatora sa pomakom π
/2, tj. na trgu. Izlazni signal modulatora na međufrekvenciji nosioca prolazi kroz band-pass filter koji ograničava emisije izvan opsega i može se konvertovati u opseg bilo kojeg kanala za emitovanje.
Demodulator ima sličan par balansiranih modulatora i blokova inverzna transformacija od četiri nivoa do binarni signali nakon čega slijedi obrada podataka. Fundamentalno složeni čvorovi su kola za obnavljanje potisnutog nosioca i kola za sinhronizaciju takta. Obje ove operacije se izvode na osnovu analize strukture primljenog signala u sinfaznom i kvadraturnom kanalu. Formiranje niskopropusnih filtera na izlazima balansiranih modulatora dovodi spektar signala do potrebnog Nyquist-a i ublažava šum i smetnje.
c) SAM
Jedna od metoda modulacije u sistemima digitalnog TV emitovanja je višestepena amplituda modulacija sa delimično potisnutim donjim bočnim pojasom (AM-LSB, poznatiji kao 8- i 16-VSB). Modulirajući signal je impuls od 8 ili 16 nivoa koji je uglađen filterom za oblikovanje. Dužina donjeg i gornjeg preseka spektra je 620 kHz sa ukupnom širinom spektra od 6 MHz.
8-VSB modulacija je namijenjena za korištenje u digitalnom zemaljskom emitiranju, a 16-VSB za kablovsku distributivne mreže. Oba tipa VSB modulacije imaju jednodimenzionalne konstelacije sa različitim brojem tačaka, od kojih se samo polovina koristi za prijenos korisne informacije, a druga polovina je za korektivno kodiranje. Stoga, u smislu korisnog opterećenja, 8-(16-) VSB modulacija zapravo odgovara 4-(8-) VSB bez kodiranja. Brzina simbola za sve VSB varijante je skoro 2 puta veća od numeričke vrijednosti zauzetog frekvencijskog opsega.
Kodiranje za korekciju šuma
Praktično važan zaključak Šenonovog rada je da ako je brzina prenosa informacija manja od kapaciteta kanala, onda je korišćenjem kodova za ispravljanje grešaka moguće kreirati komunikacioni sistem sa proizvoljno malom verovatnoćom greške na izlazu dekodera kanala. U ovom slučaju, adekvatan sistem bez korektivnog kodiranja biće složeniji, skuplji i energetski intenzivniji. Otuda zaključak: sistem koji nema korektivno kodiranje i radi bez grešaka je izuzetno efikasan sistem. Naprotiv, efikasan sistem mora biti u stanju da radi u režimu sa dovoljnim visoka frekvencija greške u toku na ulazu dekodera, a sam dekodirani tok mora imati izuzetno malu vjerovatnoću greške bita.
Energetski dobitak kodiranja
Uvod u kodiranje za ispravljanje grešaka u informacioni signal suvišni znakovi praćeni su negativnim efektom - smanjenjem, uz konstantnu brzinu prijenosa ( C DS), brzina prijenosa tereta ( C inf) je obrnuto proporcionalna brzini koda (R): C DS = C lnf /R , bps Iz toga slijedi da je za održavanje brzine prijenosa korisnog opterećenja potrebno proširiti propusni opseg kanala R puta ili povećanjem višestrukosti modulacije.
Pozitivan efekat kodiranja sa ispravljanjem grešaka je ili smanjenje verovatnoće greške, ili smanjenje energije prenosa za istu verovatnoću greške, ili oboje u isto vreme. Dakle, kodiranje poboljšava kompromis između propusnog opsega i energije koji je svojstven svakom komunikacijskom sistemu.
Kao primjer sistemskih kompromisa, razmotrite mogućnost izbora između višestrukosti relativne fazne modulacije TO= dnevnik 2 M , kodna brzina R i minimalnu potrebnu širinu pojasa B N .
Pretpostavimo da izvorni koder proizvodi bitove informacija brzinom V b = 1/T b , gdje T b- trajanje informacijskog simbola (interval sata) u sistemu bez kodiranja. Zatim, u zavisnosti od višestruke modulacije M-pozicionog PM signala, potreban je Nyquist pojas B N = 1/CT b . Kada se kodira kodom za ispravljanje grešaka, brzina multicast toka, koji se sastoji od informacija i simbola pariteta, povećava se za 1 /R puta i postaje jednak at= 1/RT b , Nyquist bend se u skladu s tim povećava U N=1/KRT b . Računski podaci za raspon vrijednosti TO I R prikazani su u tabeli 2.
Iz tabele proizilazi da kada se prenosi konstantnom brzinom V b = const, ista Nyquist vrijednost opsega, npr. B N = 1/2T b , predviđeno za kombinacije (K= 2, R=1), (K= 3, D=2/3), (K= 4, R=1/2). Koja je najbolja kombinacija?
Odgovor na ovo pitanje daje parametar tzv energetski dobitak kodiranja(EVK).
Razmotrimo slučaj kada se prijenos u sistemima bez kodiranja i sa kodiranjem vrši pri konstantnoj prosječnoj snazi R cf. U sistemu bez kodiranja, izračunata energija jednog bita informacije je E b = P cp / V b. U sistemu sa kodiranjem povećanjem ukupan broj simbola, energija jednog bita kodnog toka se smanjuje na vrijednost E C \u003d RE b< Е b I P cf \u003d E C V C.
Neka aditivni bijeli Gaussov šum (AWGN) s jednostranom spektralnom gustinom snage N0. Odnos snage moduliranog signala i snage šuma na izlazu Nyquistovog propusnog filtera (koji se obično naziva omjerom nosioca i šuma) je tada:
Formula (2) pokazuje da je za neku vjerovatnoću greške vrijednost omjera C/N možda 10 lg(1/R) je niža od vrijednosti omjera Eb /N0 za istu vjerovatnoću greške u sistemu bez kodiranja. Ova vrijednost je neka konstantna komponenta kodnog dobitka i ponekad se naziva povećanje performansi.
Stvarno ostvariva EEC zavisi, prije svega, od svojstava korektivnog koda i njegovog algoritma za dekodiranje. Kao primjer definicije GSE na sl. P2V.19 prikazuje karakteristike vjerovatnoće greške iz omjera Eb /N0 za FM sistem sa i bez kodiranja. Razlika u vrijednostima Eb /N0 između dvije krive horizontalno sa fiksnom vjerovatnoćom greške (na slici 12 - za vrijednosti od 10 -3 i 10 -5) i je EEC ( G C).
Vrijednost realnog GER-a ovisi o vjerovatnoći greške P e na kojoj se određuje. Sa povećanjem C/N(smanjenje vjerovatnoće greške) EVK se povećava, ali do određenih granica. Gornja granica realnog EEC-a je asimptotski EEC, koji je definisan kao:
 |
(3) |
gdje df –
slobodna udaljenost konvolucijski kod.
Tipična zavisnost EEC od verovatnoće greške kanala prikazana je na Sl. 13, gdje kriva odgovara upotrebi konvolucionog koda sa R = 1/2, d f = 5 za asimptotski EEC jednak 3,98 dB.
Efikasnost i otpornost na buku digitalnih prenosnih sistema
Utvrđivanje efikasnosti digitalnih prenosnih sistema
a) Spektralna efikasnost
Spektralna (frekvencijska) efikasnost digitalni sistem je definisan kao
| (4) |
gdje Rb- brzina prijenosa informacija, bit/s;
B W- puna traka frekvencije kanala, Hz.
Spektralna efikasnost se mjeri brojem bitova u sekundi po 1 Hz širine kanala, tj. bit/(s·Hz).
IN realnim uslovima dostupan propusni opseg kanala B W iz ovog ili onog razloga, možda neće biti u potpunosti iskorišćen, pa će čak i prilično efikasan prenosni sistem u svojoj specifičnoj primeni izgledati neefikasno prema ovom kriterijumu evaluacije. Pored toga, neophodno je precizirati kriterijum spektralne efikasnosti povezujući ga sa Nyquistovim opsegom B N i faktor zaokruživanja spektra α , čija vrijednost karakterizira proširenje propusnog opsega kanala koji je praktično zauzet spektrom signala B L preko Nyquist benda B N:
IN idealan slučaj at puna upotreba cijeli frekvencijski opseg kanala, kada B W = B L, indikatori učinka η I γ utakmica, tj. γ = η.
Takođe je preporučljivo uvesti kriterijum za potencijalnu spektralnu efikasnost određene metode modulacije, koji odgovara koeficijentu η ili γ at B W = B L I α = 0.
Hajde da definišemo potencijalnu efikasnost kako:
Kada se koristi višepozicijska digitalna modulacija
Stoga, kada B W = B L
 |
(11) |
Otuda slijedi da bi se povećala spektralna efikasnost h potrebno je povećati multiplicitet modulacije lg 2 ( M) i istovremeno smanjiti vrijednost faktora zaokruživanja spektra α , čime se povećava strmina graničnog spektra modulirajućeg signala.
At savremenom nivou Za kompresiju signala slike, prijenos jednog HDTV programa ili nekoliko programa standardnog kvaliteta zahtijeva brzinu prijenosa od oko 20 Mbps. Prethodno je napomenuto da je za usklađivanje ove brzine sa standardnim frekventnim opsezima od 6, 7 i 8 MHz koji postoje u svijetu TV kanala potrebno koristiti kombinaciju višepozicijske modulacije sa kodiranjem za ispravljanje grešaka. U normalnim uslovima, sistemski kompromisi se postižu pri spektralnoj efikasnosti od oko 4 bita/(s·Hz). Međutim, uz nedovoljnu otpornost na buku komunikacionog kanala, potrebno je smanjiti omjer modulacije i povećati redundantnost zbog povećanja udjela korektivnih kodnih simbola, dok je, shodno tome, propusnost i, kao rezultat, smanjuje se spektralna efikasnost. U zavisnosti od omjera modulacije i kodnih brzina usvojenih u digitalnom zemaljskom TV emitovanju, vrijednosti spektralne efikasnosti mogu varirati u vrlo širokom rasponu, kao što je prikazano u tabeli. 3 za neke tipične slučajeve upotrebe za nehijerarhijsku modulaciju u kanalu od 8 MHz.
b) Energetska efikasnost
Indeks energetske efikasnosti
gdje Eb - dobijamo energiju signala po bitu informacije na ulazu prijemnog filtera
Pošto se, uz usklađeno Nyquist filtriranje, opseg šuma prijemnika poklapa sa Nyquistovim opsegom, snaga šuma na ulazu solver je jednako sa R W= N o B N, dok je odnos signal-šum q \u003d R C / R W, i b \u003d R b / B Nq.
Odds η I β su međusobno povezani. Zamjena u formulu (P2V.38) za β stav R b / B N = γ 0 = η(1+α), dobijamo
Ovdje ispod je sistemski propusni opseg ΔF treba shvatiti kao opseg šuma jednak Najkvistovom opsegu B N. U granicama, pod uslovima teoreme, Rb= C, i tada možemo dobiti omjer za gornju granicu efikasnosti prijenosa informacija
Potencijalna otpornost na šum digitalne modulacije
a) Fazna modulacija
Kada se šum primeni na dvofazni 2-PSK signal, verovatnoća greške bita na izlazu prijemnog filtera je data kao:
gdje Eb je energija po bitu PSK ulaznog signala;
N0 je jednostrana spektralna gustina snage šuma na ulazu prijemnog filtera.
U slučaju koherentnog 4-PSK, proces demodulacije je ekvivalentan koherentnoj detekciji 2-PSK signala koji je 3 dB niži od 4-PSK signala, pod uslovom da je ulazni signal 4-PSK koherentno detektovan od strane para referentni nosioci koji su ortogonalni jedan prema drugom i pomaknuti za 45° u odnosu na faze ulaznog signala.
Tada je vjerovatnoća greške bita za 4-PSK signal
Evo E s je energija simbola PM signala na ulazu prijemnog filtera.
Pošto se signalni simbol 4-PSK, za razliku od simbola signala 2-PSK, sastoji od 2 bita, tada E s=
Eb za 2-PSK signal, i E s = 2E b za signal od 4 popodne. Stoga su formule (23) i (25) numerički jednake jedna drugoj, a vjerovatnoća greške bita za koherentni prijem 4-PSK signala je funkcija E b /N 0,što se tiče koherentnog 2-PSK signala. Stoga, 4-PSK modulacija (QPSK) pruža najbolji kompromis između snage i propusnog opsega. Osim toga, PM signali su podložni niskom izobličenju kada je kanal izrazito nelinearan. Ovo predodređuje preferencijalni izbor signala sa PM modulacijom za satelitske komunikacione sisteme.
Karakteristika vjerovatnoće greške bita P e zavisno od odnosa E b /N 0 za koherentnu detekciju 2-PSK ili 4-PSK QPSK signala prikazana je na Sl. četrnaest.
b) Kvadraturna modulacija
Vjerovatnoća greške po simbolu kanala za višepoložajnu kvadraturnu amplitudnu modulaciju M-QAM u općem slučaju:
Nakon zamjene (27) u (26), možemo konstruirati odgovarajuće krive P e zavisno od C/N, prikazano na sl. 16.
U sistemima sa kodiranjem za ispravljanje grešaka potrebno je uzeti u obzir smanjenje energije zbog uvođenja paritetnih simbola u grupni tok.
Tada će formula (P2V.50) izgledati
| (28) |
gdje R- kodna brzina.
c) Procjena otpornosti na buku i efikasnost sistema digitalnog TV emitovanja
U objavljenim izvještajima o ispitivanju razni sistemi digitalna televizija, karakterizirajući otpornost na buku, daju zajedno ili odvojeno vrijednosti vjerovatnoće greške P e i odnosima Eb /N 0 , C/N. Uzimajući u obzir aplikaciju razne metode preplitanja digitalnih tokova i njihovog kodiranja za ispravljanje grešaka, često je teško provesti apsolutno tačnu komparativnu analizu korištenih metoda prijenosa, ali je njihova prilično realna procjena sasvim moguća. Najveću sigurnost daju krive vjerovatnoće greške iz omjera E b /N 0, ali možete i preračunati omjer C/N in E b /N 0 uz naknadno određivanje odgovarajućih vrijednosti vjerovatnoće greške iz krivulja sličnih onima prikazanim na sl. 15 i 16 (imajući na umu i dostižan energetski dobitak zbog sistema zaštite od greške).
Prilikom procjene spektralne efikasnosti sistema digitalno emitovanje sa jednim nosačem, ali sa suštinski različite vrste modulacijama kao što su M-QAM i 8-VSB, treba uzeti u obzir da se ista vrijednost efikasnosti u ovim sistemima postiže zahvaljujući različitim fizičkim principima. U M-QAM sistemima, propusni opseg kanala se u potpunosti koristi za prenos dvodimenzionalnog signala ili dva ortogonalna nosioca sa istom nominalnom frekvencijom ali različitim fazama. U sistemima sa VSB-om, prenosi se jednodimenzionalni signal, ali sa samo jednim bočnim pojasom. Teorijski proračuni pokazuju da se uz istu spektralnu efikasnost i istu vjerovatnoću greške bita od 10 -3 , potrebni odnos signal-šum u oba sistema razlikuje za najviše 0,02 dB. Neke izračunate vrijednosti su date u tabeli. 4.
Tablični podaci. 4 to pokazuju kvadraturna modulacija M-QAM je nešto fleksibilniji od VSB-a jer omogućava prenos podataka neparnim brojem bitova/Hz.
Jednoznačno kodiranje dva bita prenesene informacije
QPSK modulacija je izgrađena na osnovu kodiranja dva bita prenesene informacije jedan lik. U ovom slučaju, brzina simbola je dva puta manja od brzine prijenosa informacija. Da biste razumjeli kako jedan znak kodira dva bita odjednom, razmotrite sliku 1.
Slika 1: Vektorski dijagram BPSK i QPSK signala
Slika 1 prikazuje vektorske dijagrame BPSK i QPSK signala. BPSK signal je razmatran ranije, a rekli smo da jedan BPSK simbol kodira jedan bit informacije, dok na BPSK vektorskom dijagramu postoje samo dvije tačke na sinfaznoj osi , koje odgovaraju nuli i jednoj od prenesenih informacija. Kvadraturni kanal u slučaju BPSK je uvijek nula. Tačke na vektorskom dijagramu formiraju sazviježđe fazno ključanje. Da bi se dva bita informacije kodirali jednim simbolom, potrebno je da se konstelacija sastoji od četiri tačke, kao što je prikazano u QPSK vektorskom dijagramu na slici 1. Tada dobijamo da i i su različiti od nule, sve tačke sazvežđa nalaze se na jediničnom krugu. Zatim se kodiranje može izvršiti na sljedeći način: podijeliti tok bitova na parne i neparne bitove, zatim će kodirati parne i neparne bitove. Dva uzastopna bita informacije se istovremeno kodiraju sinfaznim i kvadraturnim signalima. To je jasno prikazano na oscilogramima prikazanim na slici za tok informacija "1100101101100001".
Slika 2: Infazne i kvadraturne komponente QPSK signala
Gornji graf dijeli ulazni tok na parove bitova koji odgovaraju jednoj tački QPSK konstelacije prikazanoj na slici 1. Drugi grafikon prikazuje valni oblik koji odgovara prenesenoj informaciji. Ako je parni bit 1 (imajte na umu da su bitovi numerirani od nule, a ne od jedan, tako da je prvi bit u redu broj 0, što znači da je paran po redu), i ako je parni bit 0 (tj.) . Slično, kvadraturni kanal je konstruisan, ali samo za neparne bitove. Trajanje jednog simbola je dvostruko duže od trajanja jednog bita originalne informacije. Uređaj koji izvodi takvo kodiranje i prema QPSK konstelaciji je konvencionalno prikazan na slici 3.
Slika 3: QPSK konstelacija I/Q koder
U zavisnosti od para bitova na ulazu, na izlazu dobijamo konstantne signale iu okviru trajanja ovog para bitova, čija vrednost zavisi od prenete informacije.
Blok dijagram QPSK modulatora
Blok dijagram QPSK baziranog modulatora prikazan je na slici 4.
Slika 4: Blok dijagram QPSK modulatora
Signal izgleda ovako:
| (1) |
Važno je napomenuti da se arktangens mora izračunati uzimajući u obzir četvrtinu kompleksne ravni (funkcija arktangenta 2). Fazni omotač za tok informacija "1100101101100001" prikazan je na slici 5.
Slika 5: Fazni omotač QPSK signala
Fazni omotač je stepenasta funkcija vremena koja prolazi kroz diskontinuitete pri promjenama QPSK simbola (podsjetimo se da jedan QPSK simbol nosi dva bita informacije). Istovremeno, unutar jednog simbola, QPSK vektorski dijagram je uvijek u jednoj tački sazviježđa, kao što je prikazano u nastavku, a pri promjeni simbola skače na tačku koja odgovara sljedećem simbolu. Pošto QPSK ima samo četiri tačke u konstelaciji, fazni omotač može imati samo četiri vrijednosti: i .
Amplitudni omotač QPSK signala se također može dobiti iz kompleksnog omotača:
| (4) |
Primjer valnog oblika QPSK signala sa ulaznim tokom bitova "1100101101100001" pri brzini prijenosa informacija 
a noseća frekvencija od 20 kHz je prikazana na slici 6.
Slika 6: Oscilogram QPSK signala
Imajte na umu da faza vala nosioca može imati četiri vrijednosti: i radijane. U ovom slučaju, faza sljedećeg simbola u odnosu na prethodni se možda neće promijeniti, ili promijeniti za ili za radijane. Također napominjemo da kod brzine prijenosa informacija imamo brzinu simbola i trajanje jednog simbola, što je jasno vidljivo na oscilogramu (fazni skok se događa nakon 0,2 ms).
Slika 7 prikazuje BPSK spektar i QPSK spektar 
signali na i nosećoj frekvenciji od 100 kHz. Može se vidjeti da je širina glavnog režnja, kao i bočnih režnjeva QPSK signala, upola manja od BPSK signala pri istoj brzini podataka. To je zbog činjenice da je brzina simbola QPSK signala polovina brzine informacija, dok je brzina simbola BPSK jednaka brzini informacija. Nivoi bočnih režnja QPSK i BPSK su jednaki.
Oblikovanje spektra QPSK signala pomoću Nyquist filtera
Ranije smo razmatrali pitanje sužavanja širine signala prilikom upotrebe oblikovanje Nyquist filtera sa povišenim kosinusnim frekvencijskim odzivom. Filteri za oblikovanje omogućavaju da se osigura prijenos BPSK signala brzinom od 1 bit/s po 1 Hz širine signala dok eliminiše intersimbolske smetnje na strana koja prima. Međutim, takvi filteri su neostvarljivi, pa se u praksi koriste filteri za oblikovanje koji daju 0,5 bita/s po 1 Hz širine signala. U slučaju QPSK-a, brzina informacija je dvostruko veća od brzine simbola, tada nam korištenje filtera za oblikovanje daje mogućnost prijenosa 0,5 simbola u sekundi po 1 Hz propusnog opsega, ili 1 bit/s digitalnih informacija po 1 Hz propusnog opsega kada se koristi podignuti kosinusni filter. Rekli smo da impulsni odziv Nyquistovog filtera za oblikovanje ovisi o parametru ima oblik:| (5) |
Slika 8 prikazuje spektre i kada se koriste Nyquist filteri za oblikovanje s parametrom .
Slika 8 prikazuje spektar QPSK signala u crnoj boji bez upotrebe filtera za oblikovanje. Može se vidjeti da korištenje Nyquist filtera omogućava potpuno potiskivanje bočnih režnjeva kako u BPSK spektru tako i u QPSK spektru signala. Blok dijagram QPSK modulatora kada se koristi filter za oblikovanje prikazan je na slici 9.
Slika 9: Blok dijagram QPSK modulatora koji koristi filter za oblikovanje
Grafikoni koji objašnjavaju rad QPSK modulatora prikazani su na slici 10.
Slika 10: Grafikoni objašnjenja
Digitalna informacija stiže brzinom i pretvara se u simbole, a u skladu sa QPSK konstelacijom, trajanje jednog odaslanog simbola je jednako 
. Generator takta proizvodi niz delta impulsa sa periodom od , ali koji se odnosi na centar impulsa i , kao što je prikazano na četvrtom grafikonu. Impulsi generatora takta su gatirani i pomoću ključeva i dobijamo uzorke prikazane na dva donja grafika, koji pobuđuju interpolator u obliku filtera sa impulsnim odzivom i na izlazu imamo sinfazne i kvadraturne komponente kompleksnog omotača, koji se napajaju u univerzalni kvadraturni modulator. Na izlazu modulatora dobijamo QPSK signal sa potiskivanjem bočnih režnjeva spektra.
Imajte na umu da komponente u fazi i kvadrature postaju kontinuirane funkcije vremena, kao rezultat toga, QPSK kompleksni vektor omotača više nije u tačkama konstelacije, skače tokom promjene simbola, već se neprekidno kreće u kompleksnoj ravni kao što je prikazano na slici 11 kada se koristi podignuti kosinusni filter sa različitim parametrima.
| , što je jasno prikazano talasnim oblikom QPSK signala prikazanom na slici 12.
zaključciU ovom članku predstavili smo novi koncept - brzinu prijenosa informacija simbolima, razmatrajući kako je moguće kodirati dva bita prenesene informacije jednim simbolom kada se koristi QPSK modulacija. Razmatrana je konstelacija QPSK signala i strukturna šema QPSK modulator. Također smo analizirali spektar QPSK signala i kako je on sužen korištenjem Nyquistovog (podignutog kosinusa) filtera za oblikovanje. Utvrđeno je da uključivanje filtera za oblikovanje dovodi do kontinuiranog kretanja vektora kompleksnog omotača QPSK signala duž kompleksne ravni, zbog čega signal dobiva amplitudnu ovojnicu. U sljedećem članku nastavit ćemo se upoznati s QPSK-om, posebno ćemo razmotriti njegove varijante: offset QPSK i pi / 4 QPSK. |
