U telekomunikacijskim mrežama, višekanalni sistemi sa frekvencijskom i vremenskom podjelom kanala našli su široku primjenu.
5.2.1. Principi formiranja grupnih signala u višekanalnim sistemima sa frekvencijska podjela kanala
U svim višekanalnim sistemima sa frekvencijskom podjelom kanala (ISS sa FDM), koriste se AM signali sa izborom jednog bočnog pojasa (AM-SSB). Metode za konstruisanje MCS-a sa FDM razlikuju se po načinu formiranja grupni signal i karakteristike njegovog prenosa na linearnom putu. Prema prvoj osobini, postoje opcije:
– sa individualnom konverzijom signala;
– sa grupnom konverzijom signala.
Prema načinu pojačavanja grupnog (linearnog) signala u međutačkama (drugi znak) razlikuju se opcije sa pojačavanjem svakog pojedinačnog signala ili linijski signal općenito.
Sa individualnom konverzijom signala grupni (linearni) frekvencijski spektar formira se zasebnom nezavisnom transformacijom svake od njih N signale. Na sl. Slika 5.3 prikazuje blok dijagram koji objašnjava ovu metodu. Svaki kanal sadrži propusni filter kanala (BPF i), modulator kanala (M i) i demodulator (DM i), a na međustanicama (PS) - pojedinačni uređaj za pojačanje (Us i).
Vrline ove metode su:
– jednostavno rješenje problema izolacije (grananja) bilo kojeg signala u bilo kojoj međutački;
– ne postoje visoki zahtjevi za indikatore kvaliteta za pojedinačni uređaj za pojačanje: svako pojačalo je relativno uskopojasno i može raditi sa velikim nelinearnim izobličenjima, budući da su potisnuta na izlazu propusnim filterom;
– minimalne konverzije signala na krajnjim tačkama;
- visoka pouzdanost komunikacije, jer kvar jednog od pojačala međutačke ne utiče na rad ostalih.
Rice. 5.3. Strukturna shema ISS sa FDC sa individualnim
konverzija signala
– glomazna i velika potrošnja energije međustanične opreme zbog prisustva kanalskih pojačala;
- prisustvo velikog broja izbornih uređaja (PFC) i, kao rezultat, povećanje obima i cijene opreme;
– slabo korištenje propusnog opsega linearne putanje, jer je zbog nedovoljne selektivnosti CTF-a potrebno povećati frekventni razmak između susednih kanalnih signala, što pogoršava „gustoću pakovanja“ linearnog signala; kao rezultat, gornja frekvencija linearnog signala se povećava, a dozvoljena dužina odsjeka linije između susjednih točaka pojačanja se smanjuje.
U srcu metode sa grupnom konverzijom signala leži princip formiranja linearnog signala na krajnjoj tački prenosa (OP td) sistema korišćenjem nekoliko faza konverzije. U svakoj fazi se kombinuje nekoliko signala kanala, tj. linearni signal je zbir nekoliko signala srednje grupe. Na krajnjoj tački prijema (OP pr), izvode se reverzne operacije.
prednost Ova metoda je pojednostavljenje međutočaka i, kao rezultat, smanjenje njihove cijene i dimenzija.
Nedostaci metode grupne amplifikacije uključuju:
– visoki zahtjevi za kvalitet linearnog pojačala međustanice: mora imati dobro definiran frekvencijski odziv pojačanja u frekvencijskom opsegu linearnog spektra i vrlo niska nelinearna izobličenja;
– poteškoće u izolaciji signala kanala.
Nemoguće je usko smestiti kanale u linearni frekventni spektar, jer se sa povećanjem noseće frekvencije pogoršavaju selektivna svojstva propusnih filtera (propusnost rezonantnog kola je jednaka ∆ f= f 0 /Q k). Stoga, sa sve većom učestalošću f potrebno je povećati zaštitni interval ∆ f zi između susednih kanala. U modernim MCS-ovima sa FDM, svakom kanalu je dodijeljen frekvencijski pojas od 4 kHz, iako je propusni opseg FDM-a 3,1 kHz. AT ovaj slučaj= 0,9 kHz. Stoga, FDM MCS efektivno koristi približno 80% propusnog opsega prenosne putanje. Osim toga, putanja grupe mora biti visoko linearna.
Ovo je jedan od glavnih razloga za prelazak na metod grupne transformacije. U ovom slučaju, konverzija pojedinačnog signala se provodi u nekoliko koraka. U svakoj fazi kombinuje se nekoliko konvertovanih signala generisanih u prethodnim fazama. Princip ove metode je ilustrovan na sl. 5.4. U prvoj fazi se vrši pojedinačna konverzija u spektar grupnog pomoćnog signala, koji se naziva primarni; u drugoj fazi, sekundarni signal se dobija kombinacijom nekoliko konvertovanih primarnih grupnih signala itd. Poslednji korak se zove korak transformacije sistema. Na prijemnoj strani izvode se obrnute operacije.
Na sl. 5.5, a, b podaci o transformaciji su predstavljeni u spektralnom području, sl. 5.5, a objašnjava generiranje grupnog signala primarne standardne grupe (PSG) koristeći pojedinačne frekvencije nosioca f h1 – f h12, i sl. 5.4 – Sekundarna standardna grupa (SSG) preko multicast nosača f h1 – f h5.
Rice. 5.4. Princip metode grupne konverzije signala
Rice. 5.5. Formiranje spektra grupnih signala
primarni ( a) i sekundarnu standardnu grupu ( b)
Prednosti metoda:
– visoka „gustina pakovanja“ spektra linearnog signala i, shodno tome, smanjenje propusnog opsega linearnog signala sa istim brojem kanala;
- pojednostavljenje međustanica, povećanje udaljenosti između međutačaka i smanjenje troškova sistema u cjelini;
- smanjenje broja razne vrste transformacije i filteri, što dovodi do jeftinije opreme, povećavajući njenu serijalizaciju i unificiranje;
– smanjenje broja različitih nosećih frekvencija koje se koriste u grupnoj konverziji i pojednostavljenje generatorske opreme;
– pojednostavljen je problem odabira grupa kanala i povezivanja različitih tipova ISS opreme.
Nedostaci metode:
- veliki broj transformacija nad svakim signalom, kao rezultat, povećava se izobličenje signala i, shodno tome, zahtjevi za opremom postaju stroži;
– moguće povećanje veličine i cijene terminala.
glavni parametri standardne grupe ISS kanali sa FDM dati su u tabeli 5.1.
Tabela 5.1
Osnovni parametri standardnih grupa kanala
5.2.2. Principi generisanja višekanalnih signala u MCS-u sa vremenskom podelom kanala
Sa vremenskom podjelom kanala (TDM) naizmjenično je predviđena grupna putanja uz pomoć sinhronih prekidača predajnika i prijemnika za prijenos signala svakog kanala ISS-a. Strukturni dijagram ISS sa VRC prikazan je na sl. 5.6, gdje se uvode sljedeće oznake: IP i, PS i – i-ti izvor i prijemnik poruka, IM - impulsni modulator, GTI - generator takta impulsa, LS - komunikaciona linija, ID i - detektor impulsa i-th kanal. Sekvence modulisanih impulsa koje se ne preklapaju u vremenu koriste se kao kanalski signali u sistemima sa TDM. Skup signala kanala formira grupni signal.
| NJIH |
| LS |
| GTI |
| IC N |
| N |
| IS 1 |
| IS 2 |
| K |
| K pr |
| ID N |
| PS N |
| N |
| ID 2 |
| PS 2 |
| ID 1 |
| PS 1 |
| Rice. 5.6. Strukturni dijagram ISS-a sa VRC-om |
Digitalni prenosni sistemi (DTS) sa TDM koji se koriste u telekomunikacionim mrežama grade se na osnovu određene hijerarhije, koja mora ispunjavati sledeće osnovne zahteve:
– prenos kroz DSP kanale i puteve svih vrsta analognih, diskretnih i digitalnih signala;
– odgovarajuća višestrukost obrade signala i brzina prenosa u različitim fazama prenosa;
– mogućnost dovoljno jednostavnog kombinovanja, razdvajanja, razdvajanja i tranzita emitovanih digitalnih tokova;
– DSP parametre treba odabrati uzimajući u obzir karakteristike postojećih i budućih sistema za vođenje;
– mogućnost interakcije između DSP i analogni sistemi transferi i razni sistemi prebacivanje;
– kada se signaliziraju generičke poruke, propusni opseg DSP-a treba koristiti na najbolji mogući način.
Formiranje DSP hijerarhije se vrši na osnovu kombinovanja digitalnih tokova nižeg reda, nazvanih komponentni tokovi, u jedan digitalni tok, nazvan grupni tok. Formiranje grupnog digitalnog signala moguće je na sljedeće načine kombinovanja digitalnih tokova:
- znak po znak (slika 5.7, a);
- po kanalu (slika 5.7, b).
U oba slučaja se kombinuju 4 toka.
Rice. 5.7. Struktura petlje digitalni sistem prijenos znak po znak ( a) i po kanalu ( b) kombinovanjem digitalnih tokova
Kod kombinovanja znak po simbol, impulsi digitalnih signala kombinovanih digitalnih tokova se skraćuju i raspoređuju u vremenu tako da se kombinovani impulsi drugih tokova mogu smjestiti u oslobođene intervale. Sa kombinovanjem digitalnih tokova kanal po kanal, dodijeljeni intervali grupe kodova. Signal takta je neophodan za ispravnu distribuciju digitalnih tokova na prijemnoj strani.
Moguće je kombinovati digitalne tokove u ciklusima, što je slično kombinovanju kanala po kanal: obrađuje se (komprimuje) u vremenu i prenosi se čitav ciklus jednog digitalnog toka, pa sledećeg.
Najjednostavniji i najčešće korišteni metod je metoda spajanja znak po znak.
Sa TDM-om je moguće preslušavanje između kanala, što je uglavnom zbog dva razloga:
– nesavršenost frekventnog odziva i faznog odziva prenosnog puta;
– neidealna sinhronizacija prekidača na predajnoj i prijemnoj strani.
Da bi se smanjio nivo međusobne interferencije u TD, potrebno je uvesti i zaštitne vremenske intervale, što dovodi do smanjenja trajanja impulsa svakog kanala i kao rezultat toga do proširenja spektra signala. U skladu sa Kotelnikovom teoremom za CFC, minimalna frekvencija uzorkovanja bi trebala biti f d = 2F in = 6,8 kHz. Međutim, u pravom ISS-u sa VRC-om f q = 8 kHz.
Pravi MCS sa TDM su inferiorniji od MCS sa FDM u smislu efikasnosti korišćenja frekvencijskog spektra. Međutim, sistemi sa VRC-om imaju niz prednosti:
– nema preslušavanja nelinearnog porijekla;
– niži krest faktor;
- oprema VRK je mnogo jednostavnija od opreme ChRK.
TDM nalazi najširu primenu u digitalnim prenosnim sistemima sa PCM.
5.3. Fazne, nelinearne, kombinacione i druge metode razdvajanja kanala
5.3.1. Kanali za razdvajanje faza
Kao nosioci se koriste u prenosnim sistemima sa faznom podelom kanala (PDK). harmonijske vibracije(ležaj) sa iste frekvencije i sa početne faze, koji se međusobno razlikuju za π/2:
Kanalski signali u sistemu se formiraju amplitudnom modulacijom oscilacija nosioca. Spektar svakog signala kanala sadrži dva bočne pruge u odnosu na noseću frekvenciju ω n. Sa PRK, spektri signala kanala se međusobno preklapaju. Međutim, razdvajanje signala na prijemu je moguće zbog međusobne ortogonalnosti nosilaca i . Razdvajanje kanalnih signala i ekstrakcija informacijskih signala vrše se istovremeno u separaciji ortogonalnih signala. U ovom slučaju, grupni signal se množi sa nosiocem ovog kanala i integriše pomoću niskopropusnog filtera . Prilikom prijema, demodulator se koristi kao množitelj u svakom kanalu. , na koji se primjenjuje talasni oblik nosioca koji je koherentan sa odgovarajućim talasnim oblikom prijenosa. Potreba za koherentnim prijemom komplikuje opremu za razdvajanje faza, jer zahtjevi za generatorskom opremom postaju stroži.
5.3.2. Razdvajanje signala koji se prenose na više nosećih frekvencija
U sistemima prenosa diskretne informacije naći praktičnu primjenu MCS-a, u kojem su ortogonalni nosioci izraženi članovima trigonometrijskog reda: Ψ k = k cosω n t, . Blok dijagram takvog sistema odgovara šemi razdvajanja ortogonalnih signala. Sistem koristi amplitudnu modulaciju.
Nule spektra jednog impulsa prenošenog binarnog signala su višekratnici frekvencije f 0 = 1/τu, gdje je τu trajanje impulsa. Ako izjednačimo frekvencije f 0 i f n = ω n /2π, tada će odabrani sistem nosilaca biti ortogonalni u intervalu trajanja τ i. Jer k- th signal kanala je UK(t) =c k(t)cos( kω n t), tada njegov spektar sadrži dva bočna pojasa u odnosu na nosilac f k = kf n. At f n = f 0 = 1/ τ i noseće frekvencije ( k +1), (k+ 2)-ti itd. kanali, kao i nosioci prethodnih ( k – 1), (k– 2)-ti, itd. kanali se poklapaju sa nulama spektra k-th kanal. Iako se spektri svih signala kanala preklapaju, ipak, razlike u obliku nosilaca omogućavaju odvajanje ovih signala na prijemu metodom ortogonalnog odvajanja signala.
Metoda prijenosa na više nosača može se kombinirati s metodom faznog razdvajanja signala: na svakom nosaču kω n moguće je prenijeti dva signala sa nosiocima cos kω n t i grijeh kω n t. U ovom slučaju, sa istom širinom spektra grupnog signala, broj kanala se može udvostručiti.
Poznati su višekanalni sistemi za prenos diskretnih informacija u kojima se kao nosioci koriste i drugi sistemi ortogonalnih funkcija: Legendrovi polinomi, Laguerrovi polinomi itd. Sve ove sisteme karakteriše sledeće:
1) formiranje i razdvajanje kanalnih signala se vrši pomoću jednostavnih integratora, a ne složenih kanalnih propusnih filtera;
2) sistemi imaju visoku otpornost na buku;
3) na prelaze između kanala utiču linearna i nelinearna izobličenja u grupnoj putanji;
4) zahtjevi za opremu za proizvodnju postaju sve strožiji zbog potrebe za koherentnim prijemom.
5.3.3. Nelinearno razdvajanje signala
Prilikom izgradnje nekih binarnih sistema za prenos signala, sledećim metodama nelinearno razdvajanje signala:
- kombinacija;
– razdvajanje signala po nivou;
– kodna podjela signala.
Kombinovani metod razdvajanja signala. Prilikom prenosa N nezavisne diskretne poruke preko zajedničke putanje grupe, ako je element i-ta poruka može primiti jednu od m i moguće vrijednosti ( i = 1, 2, ..., N), ukupan broj vrijednosti koje element može uzeti N-kanalni izvor koji kombinuje original N izvori će biti jednaki . Za iste vrijednosti m i = m imamo M = m N . Dakle, koristeći bazu koda M = mN, možete istovremeno prenositi informacije iz N pojedinačni izvori koji rade sa bazom koda t. Konkretno, kada t= 2 (binarni kodovi), broj kanala N= 2, grupna poruka b G može uzeti četiri moguće vrijednosti koje odgovaraju različitim kombinacijama nula i jedinica u oba kanala, sa N= 3 broj razne kombinacijeće biti jednako M= 8 itd. Zadatak se sada svodi na prenošenje nekih brojeva b G, određivanje broja kombinacije. Ovi brojevi se mogu prenijeti putem diskretnih modulacijskih signala bilo koje vrste. Razdvajanje signala na osnovu razlike u kombinacijama signala iz različitih kanala naziva se kombinacijskom. . Blok dijagram MCS-a sa kombinacijskim (kodnim) razdvajanjem prikazan je na sl. 5.8. Evo originalnih postova b 1 (t),b 2 (t),..., b N(t) od N izvori se unose na ulaz enkodera, koji djeluje kao kombinator kanala (CCU). Primljena grupna poruka b G ( t) se pomoću modulatora M pretvara u grupni signal u G ( t) ulazak u grupnu putanju (komunikacijsku liniju). Na prijemnoj strani, nakon demodulacije i dekodiranja u prijemniku (R) u razdjelniku kanala (URD), formiraju se poruke kanala koje odgovaraju N primarne poruke.
Tipični primjeri kombinovanog multipleksiranja su sistemi dvofrekventne telegrafije (DFT) i dvofazne telegrafije (DFT), u kojima se četiri različite frekvencije koriste za prijenos četiri kombinacije signala iz dva izvora (kanala). f k, k= 1, 2, 3, 4 i četiri frekvencije sa različitim početnim fazama (tabela 5.2).
Rice. 5.8. Strukturni dijagram višekanalnog sistema
sa kombinovanom brtvom
Tabela 5.2
2-kanalni parametri signala
Kombinovani sistem je koristan kada mali broj kanala, budući da povećanje broja kanala (višestrukost sistema) naglo povećava potreban broj emitovanih signala, što dovodi do komplikacije sistema. Trenutno se koriste dvostruki sistemi sa FM i AM, trostruki sistemi sa FM i višestruki kombinovani sistemi tipa AFM (amplitudno-fazna modulacija).
Razdvajanje signala po nivou. U sistemu razdvajanja signala po nivou signali istog oblika mogu se prenositi istovremeno, a grupni signal je zbir signala kanala. Razdvajanje signala na prijemu vrši se pomoću nelinearnih pragova. U najjednostavnijem slučaju, pri razdvajanju dva signala u 1 (t) i u 2 (t) sa amplitudama A 1 i ALI 2 granični uređaj bira signal veće amplitude ograničavajući ga odozgo i odozdo (slika 5.9, a). Šema prijemnog uređaja prikazana je na sl. 5.9, b.
Rice. 5.9. Strukturni dijagram ISS prijemnika
sa nelinearnim odvajanjem signala ( b) i dijagrame signala ( a)
Signal koji odgovara signalu prelazi na izlaz uređaja praga. u 1 (t), ali sa smanjenom amplitudom jednakom (A 1 – ALI 2). Ovaj signal se pojačava na nominalnu vrijednost amplitude ( A 1) i ulazi u izlaz prvog kanala. Signal u 2 (t) na izlazu drugog kanala se izdvaja oduzimanjem u 1 (t) od ukupnog signala.
Kodna podjela signala. Principi kodna podjela kanali se zasnivaju na upotrebi širokopojasnih signala (WBS), čiji je propusni opseg mnogo veći od propusnog opsega potrebnog za konvencionalnu razmjenu poruka, na primjer, u uskopojasnim FDM sistemima. Glavna karakteristika NLS-a je baza signala, definisana kao proizvod AT = ∆FTširina njegovog spektra ∆ F za njegovo trajanje T. U digitalnim komunikacijskim sistemima koji prenose informacije u obliku binarni znakovi, NPS trajanje T i brzinu poruka v povezane omjerom T= 1/v. Dakle, baza signala AT = ∆f/v karakterizira širenje NLS spektra ( S shps) u odnosu na spektar poruka.
Proširenje frekventnog spektra prenošenih digitalnih poruka može se izvršiti na dva načina ili njihovom kombinacijom:
– direktno širenje frekvencijskog spektra;
– skakanje frekvencije nosioca.
Sa prvom metodom uskopojasni signal pomnoženo sa pseudo-slučajni niz(PSP) sa periodom ponavljanja T, uključujući N trajanje sekvence bitova t 0 svaki. U ovom slučaju, NPS baza je numerički jednaka broju PSS elemenata: AT = T/t 0 = N.
Preskakanje noseće frekvencije se u pravilu vrši brzim podešavanjem izlazne frekvencije sintisajzera u skladu sa zakonom formiranja pseudo-slučajnog niza.
NLS prijem vrši optimalni prijemnik, koji za signal sa potpuno poznatim parametrima izračunava korelacijski integral
gdje x(t) je ulazni signal, koji je zbir korisnog signala u(t) i smetnje n(t) (u ovom slučaju bijeli šum).
Zatim vrijednost z u poređenju sa pragom Z 0 . Vrijednost korelacionog integrala se nalazi pomoću korelatora ili podudarnog filtera. Korelator "komprimira" spektar širokopojasnog ulaznog signala množeći ga sa referentnom kopijom u(t) nakon čega slijedi filtriranje u opsegu 1/ T, što dovodi do poboljšanja SNR-a na izlazu korelatora u AT puta u odnosu na ulaz. Kada dođe do kašnjenja između primljenog i referentnog signala, amplituda izlaznog signala korelatora se smanjuje i približava se nuli kada kašnjenje postane jednako trajanju PRS elementa t 0 . Ova promjena amplitude izlaznog signala korelatora određena je oblikom funkcije autokorelacije (kada se ulazni i referentni PSP poklapaju) i unakrsne korelacijske funkcije (kada se razlikuju ulazni i referentni PSP). Odabirom određenog ansambla signala sa „dobrim“ međusobnim i autokorelacionim svojstvima moguće je osigurati razdvajanje signala u procesu korelacione obrade (NPS konvolucija). Ovo se zasniva na principu kodnog razdvajanja komunikacionih kanala.
5.3.4. Statističke metode zbijanja
Metode statističkog multipleksiranja koriste statističke karakteristike signala kanala u FDM ili TDM sistemima. U višelinijskim telefonskim sistemima, ovaj metod vam omogućava da organizujete dodatne veze na postojećim kanalima u pauzama govorni signali. U toku telefonski razgovor svaki smjer je zauzet u prosjeku 25% trajanja poziva. Broj kanala zauzetih kontinuiranim prijenosom glasa, tzv. aktivnih kanala, u višekanalnom telefonski sistem uvijek manji od ukupnog broja kanala N i sa velikim brojem kanala N> 4000 odnos n/N postaje jednako 0,25 - 0,35. Prisustvo privremeno slobodnih kanala omogućava izgradnju sistema multipleksiranja u kojima se broj prenosa m premašuje nominalni broj kanala N.B u takvim sistemima, kanal se pruža pretplatniku samo tokom kontinuiranog prenosa glasa, odnosno tokom aktivnog stanja kanala. Tokom pauza u govoru, kanal se isključuje ovog pretplatnika i povezuje se na drugu zvučnik. Kada prvi pretplatnik ponovo počne da priča, on se povezuje na bilo koji besplatni kanal u sistemu.
Drugi tip sistema statističkog multipleksiranja su sistemi u kojima se za prenos podataka koriste pauze u prenosu glasa preko telefonskih kanala.
5.4. Sistemi za prenos i distribuciju informacija
U cilju organizovanja razmene informacija između mnogih izvora i primalaca informacija, kanali i sistemi prenosa se kombinuju u komunikacione mreže – sisteme za prenos i distribuciju informacija (ISDP).
poznato na sledeće načine formiranje grupnog signala:
Auto-select (selektivno dodavanje);
Linearno zbrajanje;
Optimalno (ponderisano) dodavanje;
Kombinovana metoda.
Otpornost na šum ovih metoda formiranja grupnog signala najčešće se procjenjuje energetskim kriterijem, odnosno povećanjem omjera signal-šum s diverzitetnim prijemom u odnosu na omjer signal-šum kod jednog prijema. U slučaju transfera diskretni signali Imunitet na buku je svrsishodno procijeniti kao probabilistički kriterij, koji omogućava procjenu vjerovatnoće grešaka u slučaju odvojenih i pojedinačnih prijema.
Razmotrimo osnovne principe implementacije komunikacionih sistema sa diverzitetnim prijemom sa različitim metodama formiranja grupnog signala i procenimo njihovu otpornost na buku.
AUTO SELECT
Automatski odabir znači da se u bilo kojem trenutku odabire prijemni put s najvećim izlaznim signalom. Istovremeno, za i-ti kanal sa najvećim signalom u ovom trenutku težinskim koeficijentom C j= 1, a za sve ostale kanale C j i= 0. tj. rezultirajući signal prema izrazima (6.2), (6.3). (64) može se napisati kao
gdje 
.
Zbog toga se auto-selekcija naziva i selektivnim (selektivnim) sabiranjem.
Blok dijagram prijemnika sa optimalnim automatskim odabirom za dvostruki prijem prikazan je na slici 6.1. Oscilacije sa oba prijemnika se prenose na uređaj za upoređivanje nivoa. Kao rezultat poređenja nivoa oscilacija, generira se kontrolni signal koji povezuje prijemnik sa visokim nivoom signala na izlazni uređaj. Prijemnik sa najslabijim nivoom signala je isključen za to vrijeme. Da bi se smanjilo izobličenje signala, vrijeme uključivanja prijemnika treba biti kratko. Sistem sa automatskim odabirom je pogodan za prijem telefonskih i telegrafskih signala ako vrijeme prebacivanja prijemnika ne prelazi 15-20 µs.
Mjesto gdje se uređaji uključuju kada primaju AM signale nije važno. Mogu se uključiti ili prije detektora ili nakon njih.
Prilikom prijema FM signala, uređaj za upoređivanje mora se nalaziti prije limitera, pošto su nakon limitera nivoi signala isti i informacija o tome koji kanal je signal veći se gubi. U slučaju prijema signala sa pomakom frekvencije, upravljački uređaji moraju biti smješteni iza detektora frekvencije. Ako se upravljački uređaji nalaze prije detektora frekvencije, tada će pri brzom prebacivanju kanala jedan dio elementarnog impulsa proći kroz filter detektora frekvencije prvog prijemnika, a drugi dio će proći kroz filter detektora frekvencije. drugog prijemnika. U tom slučaju, kako bi se izbjegla izobličenja signala, filteri frekvencijskih detektora moraju biti dizajnirani da prenose impulse kraće od trajanja elementarnog impulsa. To bi dovelo do značajnog smanjenja otpornosti na buku.
Za kvantificiranje otpornosti na buku komunikacijskog sustava s optimalnim auto-selekcijom prema energetskom kriteriju, potrebno je odrediti i uporediti prosječne vrijednosti omjera signal-šum za jedan prijem i optimalni auto-selekciju. Prosječna vrijednost korisne snage signala može se naći po formuli
, (6.6)
gdje T - interval usrednjavanja, mnogo duži od perioda promene prenijeti signal A(t).
U radio opsegu, brzina promjene A(t) znatno veća od stope promjene pojačanja kanala a i (t). Odabir T A<
(6.7)
(6.8)
RMS vrijednost prenesenog signala.
Srednja kvadratna vrijednost aditivne interferencije za sve grane prijema diverziteta može se smatrati istom, tj.
(6.9)
Odnos signal/šum u i-th grana je jednaka
, (6.10)
Vrijednost h i 2 (t) promjene u vremenu zbog promjene koeficijenta a i (t), jer h 0 - vrijednost je konstantna. Prosjek u intervalu T1 >> T a vrijednost omjera signal-interferencija tokom pojedinačnog prijema (in i th grana) određena je izrazom
Za stacionarne slučajne procese, vremenski prosjek je jednak prosjeku ansambla, tj.
,
(6.13)
gdje W(a 2 i)- gustina vjerovatnoće kvadratnog pojačanja kanala.
Prije svega, naći ćemo izraz za distribuciju koeficijenta prijenosa kanala, na osnovu dobro poznatog pravila za transformaciju slučajnih varijabli:
.
(6.14)
Uzimajući u obzir da je omotač amplitude signala proporcionalan pojačanju kanala, i birajući radi jednostavnosti naknadnih proračuna koeficijent proporcionalnosti jednak , dobijamo
one. . (6.15)
U intervalima posmatranja do 10 min, gustoća vjerovatnoće omotača amplitude signala W(U), kao što je navedeno, određena je Rayleighovim zakonom (1.12). Zamjenom (6.15) i (1.12) u (6.14) dobijamo
.
(6.16)
Sada, prema pravilu (6.14), nalazimo gustinu vjerovatnoće kvadratnog pojačanja kanala
,
(6.17)
izračunavamo integral (6.13)
, (6.18)
I dobijamo konačni izraz za prosječnu vrijednost omjera signal-šum za jedan prijem:
Vjerovatnoća da je slučajna varijabla h i 2 u i-tom kanalu sa jednim prijemom će biti manji od određene vrijednosti h 2 , određena je integralnom funkcijom raspodjele vjerovatnoće
. (6.20)
Iz izraza (6.20) prema pravilu (6.14) nalazimo
; (6.21)
. (6.22)
Ako promene a i., i stoga h i smatra nezavisnim u različitim kanalima, zatim na n-višestruka raznolikost, vjerovatnoća istovremenog smanjenja omjera signal-šum u svim kanalima ispod praga h 2 će biti utvrđeno n-prestruki proizvod vjerovatnoća definisanih izrazima (6.21) i (6.22), tj.
. (6.23)
Iz (6.23) nalazimo gustinu vjerovatnoće odnosa signal-šum na n-strukom razmaku:
. (6.24)
Po analogiji sa (6.13), prosječna vrijednost odnosa signal-šum pri n-razmak preklopa je određen integralom
,
(6.25)
Kao rezultat integracije po dijelovima korištenjem Newtonovog binoma i izračunavanja integrala (6.25), dobijamo
odakle slijedi da je omjer signal-šum za optimalan automatski odabir određen omjerom signal-šum za jedan prijem h 0 2 i mnogostrukost razdvajanja P. stav
. (6.27)
procjenjuje se povećanje snage diverzitetnog prijema sa autoselekcionom u poređenju sa pojedinačnim prijemom. Vrijednosti U n za različite odnose razmaka prikazani su u tabeli 6.1.
Za približnu procjenu vjerovatnoće greške u diverzitetnom prijemu diskretnih signala, pretpostavljamo da je moguće odrediti određenu graničnu vrijednost h 2 gr koju karakteriše činjenica da h2 > h 2 gr, prijem se odvija gotovo bez izobličenja, i kada h2 < h 2 gr vjerovatnoća greške je bliska jedinici. Pod datim pretpostavkama, integralna funkcija raspodjele (6. 23) za h2 = h 2 gr određuje vjerovatnoću greške
. (6.28)
U slučajevima malih vrijednosti omjera koji predstavljaju najveći praktični interes, vjerovatnoća greške je jednaka
tj. smanjuje se po eksponencijalnom zakonu sa povećanjem multiplicitnosti razdvajanja P.
Verovatnoća greške za jedan prijem diskretnih signala sa aktivnom pauzom u odsustvu fadinga određena je izrazom
. (6.30)
U prisustvu sporog fadinga, vjerovatnoća greške u komunikacijskom sistemu sa n-strukim diverzitetom prijema istih signala može se odrediti u prosjeku P 0 u svakom pogledu h2 u skladu sa gustinom distribucije (6.24):
. (6.31)
Integrirajući (6.31) po dijelovima, za n=2 dobijamo
. (6.32)
Kao što je prikazano u , na n-strukom razmaku
(6.33)
 |
Prema ovoj formuli na sl. 6.2 konstruisane su zavisnosti koje pokazuju da najopipljiviji rezultat, u poređenju sa jednom tehnikom, daje dvostruka tehnika.
Stoga, uzimajući u obzir ekonomske aspekte, dvostruki prijem nalazi najširu primjenu.
Formula (6.27) je dobijena pod pretpostavkom da ne postoji korelacija između signala pojedinih grana prijema. Smanjenje pojačanja postaje značajno kada je koeficijent korelacije r>0,6.
U slučaju dvostrukog prijema sa velikim odnosom signal-šum, efekat korelacije između signala je približno jednak smanjenju snage signala u
jednom. Stoga je vjerovatnoća greške prema (6.29) određena izrazom
, (6.34)
LINEARNO DODAVANJE SIGNALA
Kod linearnog sabiranja, dobici dodatih signala moraju biti isti, tj. koeficijenti C d , u izrazu (6.4) jednaki su jedan. Jednakost dobitaka prijemnika je obično osigurana opšta šema ARU. U ovom slučaju, veličina pojačanja je određena najvećim od dodatih signala.
Šema prijemnog uređaja dvostrukog prijema sa linearnim sabiranjem signala prikazana je na sl. 6.3. Koherentnost signala dodatih na međufrekvenciji je obezbeđena fazno zaključanom petljom (PLL). Odstupanje od faze dodatih signala dovodi do pogoršanja rezultujućeg odnosa signal-šum, posebno kada su nivoi dodatih signala jednaki. Zavisnost redukcije signala/šuma ukupnog signala od stepena vanfazne< j для сдвоенного приема приведена на рис. 6.4, из которого видно, что при 38 0 потери в отношении сигнал/помеха составляют около 1 дБ, а при 50° - 2 дБ. Следовательно, фазирование сигналов с visoka preciznost nije potrebno. Što se više razlikuju nivoi dodatih signala, manji je njihov vanfazni efekat na odnos signal-šum.
Preklopna tačka za totalizator S , sa linearnim sabiranjem zavisi od vrste modulacije primljenog signala. Prilikom prijema AM signala, sabiranje se može vršiti i prije i poslije detektora, budući da je odnos signal-šum na ulazu i izlazu detektora amplitude isti. U slučaju prijema FM signala, preporučljivo je sabirati prije detektora. To je zbog činjenice da se na izlazu detektora frekvencije odnos signal-šum pogoršava ako je ispod određene granične vrijednosti na ulazu detektora. Posljedično, kada se dodaju signali nakon frekvencijskih detektora, rezultirajuća vrijednost omjera signal-šum također se smanjuje. Osim toga, u slučaju linearnog dodavanja detektoru, izobličenje signala uzrokovano višestrukim širenjem radio valova je smanjeno.
U N-kanalnom sistemu, broj filtera i njihovih tipova je Nn, gde je n broj faza konverzije. Broj filtera i njihove vrste mogu se smanjiti dodavanjem višestruke transformacije grupa, pri čemu je grupni signal podvrgnut transformaciji. U tu svrhu, N kanala je podijeljeno u m grupa od K kanala, tj. Km=N. U svakoj grupi, signal svakog kanala se podvrgava individualnoj konverziji koristeći noseće frekvencije w H1 , w H2 ,..., w NC (Sl.3.51). U svim grupama transformacija je istog tipa, tako da se na izlazu svake grupe formira isti frekvencijski spektar. Dobijeni grupni spektri se zatim grupno transformišu sa nosiocima w GR1 , w GR2 ,..., w GRm , tako da se nakon kombinovanja konvertovanih grupnih signala formira frekventni spektar od N kanala. U slučaju koji se razmatra, ukupan broj filtara je jednak N+mn GR, a broj tipova filtera je smanjen na K+mn GR, gdje je n GR broj koraka grupne konverzije.
Slika 3.51 Grupna konverzija frekvencije
Dakle, upotreba višestrukih i grupnih transformacija omogućava objedinjavanje opreme za filtriranje sistema, tj. smanjiti njegovu raznolikost. Takvo objedinjavanje povećava produktivnost komponenti opreme i, na kraju, smanjuje njenu cijenu.
Multipleksiranje je proces kombinovanja mnoštva signala koji nose informacije u grupni signal koji se prenosi, koncentrisan u jednom frekvencijskom opsegu. Zadatak se rješava ili vazdušnim ili zemaljskim putem. Može se koristiti gotovo svaka kombinacija:
Metode korištene za modulaciju u zemaljskoj opremi;
Brtve u zemaljskoj opremi;
Uključena modulacija nosioca satelitsku liniju;
Višestruki pristup.
Dakle, u sistemima INTELSAT, TELESAT, DSCS-1 i ²Lightning² koristi se jednopojasna amplituda modulacija sa frekvencijskom podjelom multipleksiranja i odvajanjem kanala (NC), frekvencijska modulacija na satelitskoj vezi i različite frekvencije nosioca za svaki ES.
WMDV sistem se može nazvati PCM/VU/CHFM/MDVU.
SPADE sistem sa jednim kanalom po nosiocu je označen: PCM/FSK/FDMA.
Kod zemaljske opreme, multipleksiranje sa frekvencijskom podjelom i odvajanje kanala (NC) su najčešći. NC sistemi uključuju:
a) sistemi sa potisnutim nosačem sa jednim bočnim pojasom (SBC);
b) jednopojasni sistemi sa prenosnim nosiocem (OBP-PN);
c) dvosmjerni potisnuti noseći sistemi (SBC);
d) dvosmjerni sistemi sa prenosnim nosiocem (DBP-PN).
Uglavnom koristi OBP.
Sistemi vremenske podjele koriste:
Diskretne metode;
Digitalne metode.
Obično se RT kombinuje sa TDMA, a NC sa MDMA, ali su mogući i mešoviti sistemi.
Prijenos TV signala i signala zvučna pratnja.
Prema planu WARC-77 maksimalna brzina prijenos na TV kanalu ne prelazi 20 Mbps. Ali za prijenos slike u boji visokog kvaliteta potrebna je brzina prijenosa od najmanje 34 Mbps. Dakle, za prvu generaciju satelitski sistemi TV koristi analogni digitalne metode kada je dio informacija prenošen u analognom obliku, a dio - u digitalnom obliku.
Jedan takav sistem je MAC (Multiplexing Analogue Components) sistem. U ovom sistemu, analogni signal luminacije se prenosi naizmjenično (metodom vremenske podjele) sa signalima hrominance koji se pretvaraju u diskretnu formu, što omogućava izbjegavanje unakrsnih izobličenja signala osvjetljenja i hrominacije, kako bi se smanjio šum u hrominaciji. kanala zbog njegovog prijenosa u niskofrekventno područje. Zvuk, sinhronizacija, signali podataka se prenose zajedno sa signalima u boji u zajedničkom digitalnom toku.
U najjednostavnijoj verziji, signal osvjetljenja se prenosi u realnom vremenu tijekom aktivnog dijela linije, a digitalni tok - u intervalu horizontalnog impulsa gašenja, a signal boje je prethodno komprimiran u vremenu. Na prijemu se demultipleksira ukupan digitalni tok. Tok koji odgovara signalu hrominacije se rasteže i pomera u vremenu da bi se povratile originalne proporcije, a zatim se dovodi u dekoder.
U složenijem sistemu, i signal osvetljenosti i signal hrominacije se kompresuju u vremenu, a razdvajanje se vrši na periodu ne samo linije, već i okvira. Ovo vam omogućava da promijenite omjer širine i visine okvira. Kao rezultat ECP studija, odabran je omjer kompresije od 3/2 za signal luminance i 3 za signale hrominacije. Na strani odašiljanja, signal luminacije kasni za period kadra u odnosu na signal krominacije, dok na prijemu signal luminacije prolazi bez promjena, a signal krominacije se rasteže u vremenu i odlaže za period kadra, tako da njihov prvobitni odnos je vraćen.
Jedan od mnogih teški problemi satelitska televizija(STV) je metoda prijenosa audio signala na TV kanalu. Teorijske studije i eksperimenti su pokazali da analogna FM metoda u opsegu od 12 GHz može prenositi zajedno sa signalom slike najviše dva zvučni programi sa odnosom signal-šum od oko 50-55 dB, a frekvencija drugog podnosača mora biti odabrana tako da ne interferira u kanalu boja. Na primjer, za TV-SAT odabrane su vrijednosti podnosača od 5,5 MHz i 5,746128 0,000003 MHz. Potrebno je imati najmanje 4-6 zvučnih kanala u prtljažniku.
Način prenošenja digitalnog toka zajedno sa signalima slike mora ispunjavati određene zahtjeve: kvalitet prijenosa slike ne smije se pogoršati; verovatnoća greške u prenosu audio signala ne bi trebalo da prelazi 10 -3 u odnosu C/N=8 dB; potrebna je kompatibilnost sa postojećim TV prijemnicima.
Mogu se razlikovati tri načina prenošenja slikovnih signala i digitalnog toka:
Frekvencijska podjela (MAS-A sistem);
Vremenska podjela na video frekvenciji (MAC-B);
Vremenska podjela nosioca (MAC-C).
MAC-A sistem. Digitalni tok se prenosi na frekvenciji podnosača koja premašuje gornju frekvenciju spektra video signala. Frekvencija podnosača se bira iz omjera, gdje je F B gornja frekvencija video signala, R je brzina prijenosa u Mbit/s.
Među metodama digitalna modulacija Dvopozicioni fazni pomak sa djelimično potisnutim bočnim pojasom, koji se naziva i “pojednostavljeni MSK” (Minimum Shift Keying), je poželjniji zbog svoje jednostavnosti i primjenjivosti koherentnog demodulatora na prijemu.
MAC-B sistem. Kompresija video signala digitalnim streamom na video frekvenciji temelji se na korištenju neke redundancije TV signala - prisutnosti u svakoj liniji intervala za povratnu putanju zraka, u kojima se prenose samo signali sinhronizacije. Umetanjem PCM sekvence u određenim intervalima, dva do četiri audio programa mogu se prenijeti bez povećanja ukupne propusnosti koju zauzima video signal. Prednost ove metode prijenosa je nepostojanje zasebnog demodulatora za audio signale, jer se digitalna sekvenca dobiva na izlazu zajedničkog detektora frekvencije.
Pronalazak se odnosi na radiotehniku, posebno na radio predajnici koristi se na višekanalnim linijama digitalna komunikacija sa kvadraturnim amplituda-shift keying, može se koristiti na terenu digitalno emitovanje i digitalna televizija. Ostvarljiv tehnički rezultat - smanjenje gubitka otpornosti na buku u lošem okruženju smetnji. U metodi generisanja kvadraturnih signala amplitudna modulacija formiranje noseće frekvencije vrši se modulacijom i zbrajanjem dva kvadraturna signala: sin(wt) i cos(wt) preko dva paralelna kanala, od kojih je svaki fazno-amplitudska modulacija korištenjem upravljani prekidači i razdjelnici napona, dok se naponska podjela nosećeg vala u svakom od dva kvadraturna kanala kondicionera signala kvadraturne amplitudne modulacije sinhrono vrši s promjenjivim koeficijentom u zavisnosti od odnosa signal-šum na ulazu demodulatora prijemnika. dobiveno od strane zadnji kanal. 4 ilustr., 2 tab.
Crteži prema RF patentu 2365050
Pronalazak se odnosi na radiotehniku, posebno na radiopredajne uređaje koji se koriste na višekanalnim digitalnim komunikacionim linijama sa kvadraturnim amplitudnim pomakom, a može se koristiti i u oblasti digitalnog emitovanja i digitalne televizije.
Poznate metode za generisanje relativnih i kvadraturnih signala fazna manipulacija(OPSK, QPSK), u kojem se koristi glatka fazna tranzicija za smanjenje spektra prenošenog signala s faznim pomakom.
Poznate su i metode za generisanje signala kvadraturne amplitudske modulacije (QAM, QAM), u kojima se heksadecimalni QAM signal (QAM-16) za prijenos generiše u dvije kvadraturne grane (infazne ili sinusne i kvadraturne ili kosinusne komponente), svaka od kojih koristi metod generisanja signala KFM.
kako god poznatih analoga imaju relativno nisku otpornost na buku zbog stroge klasične konstrukcije dizajna signala i, stoga, nemogućnosti podjele toka svih bitova koje prenosi QAM signal na podtokove prema prioritetima, koji imaju različitu otpornost na buku, što je vrlo važno pod prilično lošim šumnim okruženjem (tj. pri niskim omjerima signala - šum na ulazu QAM demodulatora, koji je posebno relevantan i progresivan u savremeni sistemi ah sa turbo kodiranjem).
Najbliže tehničko rešenje ovom pronalasku je metoda za generisanje QAM signala, u kojoj se formiranje nosioca dobija modulacijom i sumiranjem dva kvadraturna signala: sin(wt) i cos(wt). Metoda formiranja sadrži dva paralelna kanala, od kojih je svaki fazno-amplitudski ključ, zajednički glavni oscilator, fazni pomjerači i kontrolirani prekidači sa djeliteljima napona za dobivanje četverostepenog QAM signala sa šesnaest signalnih tačaka (QAM-16)
Ovakvom kombinacijom elemenata i priključaka postiže se povećanje frekvencije i energetske efikasnosti korišćenja diskretnih kanala višekanalnih telekomunikacionih linija.
Mana poznat način generisanje signala kvadraturne amplitudske modulacije - gubitak otpornosti na buku prenošene informacije u uslovima najgoreg interferencijalnog okruženja, sa i bez uvođenja prioriteta u prenosu poruka više korisnika.
Cilj izuma je da se smanji gubitak otpornosti na buku u uslovima loših smetnji zbog optimalne konstrukcije heksadecimalnih signala. kvadraturna modulacija(QAM-16) i sa i bez dijeljenja ukupnog transportiranog toka bitova u prioritetne podtokove.
Ovaj cilj se postiže činjenicom da se podjela napona nosećeg vala u svakom od dva kvadraturna kanala generatora signala kvadraturne amplitudne modulacije sinhrono vrši s promjenjivim koeficijentom u zavisnosti od odnosa signal-šum na ulazu demodulator prijemnika primljen preko obrnutog kanala.
Navedeni novi skup bitnih karakteristika ( žig) zbog uvođenja varijable (prethodno poznate i tačno izračunate) u periodu najgore interferencijske situacije, koeficijent podjele napona kvadraturnih nosača omogućava smanjenje gubitka otpornosti na buku informacija nekoliko korisnika pri uvođenju prioritet poruka u uslovima dovoljne niske vrijednosti odnos signal-šum (signal-šum) na ulazu demodulatora.
Analiza postojećeg stanja tehnike omogućila je da se utvrdi da su analozi, karakterizirani skupom karakteristika koje su identične svim karakteristikama traženih tehničko rješenje, su odsutni, što ukazuje na usklađenost pronalaska sa uslovom patentibilnosti "novina".
Rezultati potrage za poznatim rješenjima u ovoj i srodnim oblastima tehnologije u cilju identifikacije karakteristika koje se podudaraju sa karakterističnim karakteristikama prototipa predmetnog objekta pokazali su da ne slijede eksplicitno iz prethodnog stanja tehnike. Iz dosadašnjeg stanja tehnike nije otkriven ni uticaj transformacija predviđenih bitnim karakteristikama predmetnog pronalaska na postizanje navedenog tehničkog rezultata. Dakle, pronalazak za koji se traži patent ispunjava uslov patentibilnosti "inventivni nivo".
Metoda koja se zahteva je ilustrovana crtežima, grafikonima i tabelama, koji pokazuju:
slika 1 je blok dijagram uređaja za generisanje signala kvadraturne amplitudske modulacije;
slika 2 - prostor signala klasičnog KAM-16:
a) fiksne relativne vrijednosti amplituda moduliranih signala u kvadraturi;
b) fiksne relativne vrijednosti amplituda i faza nosioca na izlazu modulatora KAM-16;
slika 3 - prostorni signali hijerarhijski QAM-16 kada je parametar modulacije =2;
slika 4 - dijagrami prosječne vjerovatnoće greške na parametru modulacije (odnos naponske podjele kvadraturnih nosilaca):
a) zavisnost vjerovatnoće greške u prijemu prvog (drugog), trećeg (četvrtog) bita i prosječne vjerovatnoće greške po bitu za klasični QAM-16;
b) zavisnost vjerovatnoće greške u prijemu prvog (drugog), trećeg (četvrtog) bita i prosječne vjerovatnoće greške po bitu sa optimalnim hijerarhijskim QAM-16;
Slika 5 prikazuje tačne vrijednosti modulacijskih parametara (odnosa podjele napona) za različite vrijednosti signal/šum na ulazu prijemnika i energetske dobitke (pojačanja otpornosti na buku) optimalnog QAM-16 u poređenju sa poznatim hijerarhijskim i klasično analogni signali.
Generator QAM signala prikazan na slici 1 radi na sljedeći način.
Oblikovač KAM-16 se sastoji od dva paralelna kanala, u jednom od kojih se vrši fazno-amplituda keying sinwt signala (kanal I), u drugom fazno-amplituda keying coswt signala (kanal Q). Navedeni signali se dobijaju od zajedničkog glavnog oscilatora 1, a coswt signal se dobija pomeranjem faze sinwt signala za 90° pomoću pomerača faze (0° / 90°) 2. Manipulacija fazama I i Q signali se izvode pomoću prekidača 5 i 6, na prvi ulaz na koji se primjenjuje signal bez pomaka faze, a signali sa faznim pomakom za 180° sa izlaza faznih pomaka 3 i 4 se dovode na drugi ulaz. Kao rezultat takve modulacije, vektori I i Q signala će zauzeti fiksne fazne pozicije, prikazane na slici 2a.
Amplitudna modulacija I i Q signala se vrši pomoću prekidača 7 i 8 i kontrolisanih djelitelja napona 10 i 11 s promjenjivim omjerom podjele. Prekidači 7 i 8 upravljaju se, respektivno, kombinacijama kodova Ek i Dk primljenih na informacijskim ulazima modulatora. Kombinacije kodova Ik, Qk, Ek i Dk dolaze od oblikovača impulsa izvora poruke.
Nakon sabiranja moduliranih signala I i Q u sabiraču 9 u koordinatnom sistemu I i Q, formira se 16 fiksnih tačaka - sl.b. Vektori koji povezuju početnu i fiksnu tačku će odrediti amplitudu i fazu QAM nosioca na izlazu modulatora za različite kodne riječi.
Kada drugi ulazi razdjelnika napona 10 i 11 dobiju informaciju o odnosu signal-šum na ulazu KAM demodulatora od 10 -11 do 0,1 preko reverznog kanala, klasični dizajn signala KAM-16 se formira na izlaz uređaja. Kada se situacija smetnji na komunikacijskoj liniji promijeni i drugi ulazi razdjelnika napona 10 i 11 primaju informaciju o odnosu signal-šum na ulazu QAM demodulatora od 0,1 do 0,3 (područje primjene modernih turbo kodova) preko reverznog kanala formira se optimalna struktura QAM signala na izlazu uređaja -16 (OKAM-16) sa boljim energetskim karakteristikama u odnosu na poznate klasične i hijerarhijske QAM signale.
Precizni proračuni otpornosti na buku predloženog optimalnog KAM-16 sa optimalnim koeficijentom modulacije
u poređenju sa otpornošću na buku sličnih poznatih klasičnih sa faktorom modulacije =1 (sl.2b) i hijerarhijskim sa faktorom modulacije =2, 4 (sl.3) signala pokazalo je sledeće.
1. Sa vrijednostima tražene prosječne vjerovatnoće greške po bitu P b u rasponu od 0,3 do 0,1, minimalna prosječna energija po bitu h 2 bc (opt) sa optimalnom konstrukcijom QAM-16 je manja od h 2 bc ( =1/2) potrebno za poznati klasični QAM -16 za vrijednost reda od 0,46 dB do 0,17 dB (otpornost na buku optimalnog QAM-16 pri fiksnoj snazi predajnika je veća od otpornosti na buku kod klasični QAM-16), a minimalna vršna energija h 2 m (opt) ne prelazi h 2 m ( =1/2) U ovom slučaju optimalni parametar modulacija (normalizovani omjer razdjelnika napona) opt varira od 1 do 0,39 (slika 5, tabela 5.1).
2. Dobitak u vršnom faktoru P1/P2 optimalnog KAM-16 u poređenju sa klasičnim KAM-16 uz minimiziranje vršne energije h 2 m je od 1,342 za P b =0,4 do 1,08 za P b =0,2 (Sl. 5, Tabela 5.2).
3. Da bi se postigla potrebna vrijednost prosječne vjerovatnoće greške bita R tr =0,3 i R tr =0,1, potrebna vrijednost minimalne vršne energije h 2 m pri opt je znatno manja od h 2 m pri =1/2 ( =1), a daljim smanjenjem R tr sa 10 -2 na 10 -11, opt vrijednost se postepeno približava 0,5; na dobro poznatu klasičnu konstrukciju signala KAM-16 (sl. 4a, b).
4. Predložena optimalna konstrukcija QAM-16 signalne strukture (SC) u poređenju sa ranije poznatim klasičnim i hijerarhijskim QAM-16 zahteva manje h 2 m u čitavom opsegu vrednosti tražene prosečne verovatnoće greške bita P b , što zauzvrat dovodi do povećanja energetskih karakteristika prvog u odnosu na drugi, tj. za smanjenje gubitka otpornosti na buku (sl.v).
5. Sa vrijednostima potrebnog P b u rasponu od 0,1 i više, poznati hijerarhijski QAM-16 sa faktorom modulacije =4 nadmašuje potrebne h 2 m u IKAM-16 sa =2 iu klasičnom QAM-16 , ali sve ove signalne strukture, zauzvrat, gube od predloženog optimalnog SC KAM-16 u energetskom smislu, tj. na otpornost na buku (slika 4d).
Dakle, takvim skupom bitnih karakteristika, pri formiranju heksadecimalnih signala kvadraturne amplitudne modulacije, osigurava se smanjenje gubitaka otpornosti na buku uzrokovano uvođenjem optimalnog koeficijenta modulacije (koeficijenta razdjelnika napona), ovisno o odnosu signal-šum. omjer dobijen preko reverznog kanala na ulazu demodulatora KAM-16 kao kod cijepanja, a bez cijepanja ukupnog prenosivog toka bitova na podtokove po prioritetu.
2. Patent Ruska Federacija br. 2205518, IPC H04L 27/20, 12/11/2001.
3. Sklyar, Bern. Digitalna komunikacija. Teorijska osnova i praktična upotreba. Ed. 2., rev. [Tekst] / Per. sa engleskog. - M.: Radio i komunikacija, 1986. - 544 str.
4. Sevalnev L.A. Digitalni prijenos televizijski programi sa kompresijom informacija na satelitski kanali komunikacije // Tele-Sputnik, br. 7, 1997. - P. 64-69.
5. Sevalnev L.A. Prenos digitalnih televizijskih signala sa kompresijom informacijskih podataka preko kablovskih komunikacionih linija // Tele-Sputnik, br. 1 (27), 1998. - P. 54-67.
6. Burachenko D.L. Optimizacija hijerarhijskog dizajna 16 QAM signala sa dva algoritma optimalan prijem i dva koda za manipulaciju. [Tekst]: članak / D.L. Burachenko, V.I. Bobrovsky, I.V. Timošin // Zbornik radova 8. međunarodnog naučno-tehničkog kompleksa. - Sankt Peterburg: GUT im. prof. M.A. Bonch-Bruevich, 2002. - S.17-19.
7. Frisk V.V. Osnove teorije kola. [Tekst] - M.: IP RadioSoft, 2002. - S.34-36.
TVRDITI
Metoda za generiranje signala kvadraturne amplitudne modulacije sa formiranjem noseće frekvencije modulacijom i zbrajanjem dva kvadraturna signala: sin(wt) i cos(wt) preko dva paralelna kanala, u svakom od kojih se fazno-amplituda modulacija izvodi pomoću kontroliranih prekidača i razdjelnici napona, koji se karakteriziraju time da se podjela napona nosećeg vala u svakom od dva kvadraturna kanala sinhrono vrši s promjenjivim koeficijentom u zavisnosti od odnosa signal-šum na ulazu demodulatora prijemnika, primljenog preko obrnutog kanala u najgorim uslovima smetnji.
Signal se definira kao napon ili struja koji se može prenijeti kao poruka ili kao informacija. Po svojoj prirodi, svi signali su analogni, bilo DC ili AC, digitalni ili impulsni. Međutim, uobičajeno je da se pravi razlika između analognih i digitalnih signala.
Digitalni signal je signal koji je na određeni način obrađen i pretvoren u brojeve. Obično ove digitalni signali odnose se na stvarne analogne signale, ali ponekad nema veze između njih. Primjer je prijenos podataka u lokalnim mrežama (LAN) ili drugim mrežama velike brzine.
U slučaju digitalne obrade signala (DSP), analogni signal se pretvara u binarni oblik pomoću uređaja koji se naziva analogno-digitalni pretvarač (ADC). Izlaz ADC-a je binarni prikaz analognog signala, koji se zatim obrađuje od strane procesora aritmetičkih digitalnih signala (DSP). Nakon obrade, informacije sadržane u signalu mogu se ponovo pretvoriti u analogni oblik pomoću digitalno-analognog pretvarača (DAC).
Drugi ključni koncept u definiranju signala je činjenica da signal uvijek nosi neku informaciju. Ovo nas dovodi do ključnog problema obrade fizičkih analognih signala – problema ekstrakcije informacija.
Svrhe obrade signala.
Glavna svrha obrade signala je potreba da se dobiju informacije sadržane u njima. Ova informacija je obično prisutna u amplitudi signala (apsolutnoj ili relativnoj), u frekvencijskom ili spektralnom sadržaju, u fazi ili u relativnim vremenskim ovisnostima nekoliko signala.
Nakon što se željena informacija izdvoji iz signala, može se koristiti na različite načine. U nekim slučajevima, poželjno je preformatirati informacije sadržane u signalu.
Konkretno, dolazi do promjene formata signala prilikom prijenosa zvučni signal u telefonskom sistemu višestrukog pristupa sa frekvencijskom podjelom (FDMA). U ovom slučaju, analogne metode se koriste za smještaj više govornih kanala u frekvencijskom spektru za prijenos preko mikrovalnog radio releja, koaksijalnog ili optičkog kabla.
U slučaju digitalne komunikacije, analogne audio informacije se prvo pretvaraju u digitalne pomoću ADC-a. Digitalne informacije koje predstavljaju pojedinačne audio kanale se vremenski multipleksiraju (Vremenski višestruki pristup, TDMA) i prenose preko serijske digitalne veze (kao u PCM sistemu).
Drugi razlog za obradu signala je kompresija širine signala (bez značajnog gubitka informacija), nakon čega slijedi formatiranje i prijenos informacija smanjenim brzinama, što može suziti potrebnu širinu kanala. Modemi velike brzine i sistemi adaptivne pulsne kodne modulacije (ADPCM) u velikoj mjeri koriste algoritme za uklanjanje redundanse (kompresije) podataka, kao i digitalni mobilni komunikacioni sistemi, MPEG sistemi za snimanje zvuka i televizija visoke definicije (HDTV).
Industrijski sistemi za prikupljanje i kontrolu podataka koriste informacije primljene od senzora za generiranje odgovarajućih povratnih signala, koji zauzvrat direktno kontroliraju proces. Imajte na umu da ovi sistemi zahtijevaju i ADC i DAC, kao i senzore, pretvarače signala i DSP-ove (ili mikrokontrolere).
U nekim slučajevima postoji šum u signalu koji sadrži informacije, a glavni cilj je vratiti signal. Tehnike kao što su filtriranje, autokorelacija, konvolucija, itd. često se koriste za postizanje ovog zadatka iu analognom iu digitalnom domenu.
SVRHA OBRADE SIGNALA- Ekstrakcija informacija o signalu (amplituda, faza, frekvencija, spektralne komponente, tajming)
- Konverzija formata signala (telefonija sa podjelom kanala FDMA, TDMA, CDMA)
- Kompresija podataka (modemi, Mobiteli, HDTV TV, MPEG kompresija)
- Formiranje povratnih signala (upravljanje industrijskim procesom)
- Ekstrakcija signala iz šuma (filtriranje, autokorelacija, konvolucija)
- Ekstrakcija i pohranjivanje signala u digitalnom obliku za dalju obradu (FFT)
Kondicioniranje signala
U većini gore navedenih situacija (povezanih sa upotrebom DSP tehnologija) potrebni su i ADC i DAC. Međutim, u nekim slučajevima je potreban samo DAC, kada se analogni signali mogu direktno generirati na osnovu DSP-a i DAC-a. Dobar primjer su video skenirani displeji, u kojima se generira digitalni oblik signal upravlja video slikom ili RAMDAC blokom (digitalno-analogni pretvarač niza piksela).
Drugi primjer je umjetno sintetizirana muzika i govor. U stvari, kada generišu fizičke analogne signale koristeći samo digitalne metode, oni se oslanjaju na informacije prethodno dobijene iz izvora sličnih fizičkih analognih signala. U sistemima za prikaz, podaci na displeju moraju prenositi relevantne informacije operateru. Prilikom razvoja ozvučenje date su statističkim svojstvima generisanih zvukova, koja su prethodno određena korišćenjem ekstenzivnih DSP metoda (izvor zvuka, mikrofon, pretpojačalo, ADC, itd.).
Metode i tehnologije obrade signala
Signali se mogu obraditi analognim tehnikama (analogna obrada signala ili ASP), digitalnim tehnikama (digitalna obrada signala ili DSP) ili kombinacijom analognih i digitalnih tehnika (kombinovana obrada signala, ili MSP). U nekim slučajevima izbor metoda je jasan, u drugim slučajevima nema jasnoće u izboru i konačna odluka se zasniva na određenim razmatranjima.
Što se tiče DSP-a, njegova glavna razlika od tradicionalne kompjuterske analize podataka je velika brzina i efikasnost složenih funkcija digitalne obrade kao što su filtriranje, analiza podataka u realnom vremenu i kompresija.
Termin "kombinovana obrada signala" podrazumeva da sistem obavlja i analognu i digitalnu obradu. Takav sistem se može implementirati kao štampana ploča, hibridno integrisano kolo (IC) ili jedan čip sa integrisanim elementima. ADC i DAC se smatraju kombinovanim uređajima za obradu signala, jer su u svakom od njih implementirane i analogne i digitalne funkcije.
Nedavni napredak u tehnologiji čipa sa vrlo visokom integracijom (VLSI) omogućava složenu (digitalnu i analognu) obradu na jednom čipu. Sama priroda DSP-a implicira da se ove funkcije mogu obavljati u realnom vremenu.
Poređenje analogne i digitalne obrade signala
Današnji inženjer je suočen sa izborom prave kombinacije analognih i digitalnih metoda za rješavanje problema obrade signala. Nemoguće je obraditi fizičke analogne signale samo digitalnim metodama, jer su svi senzori (mikrofoni, termoparovi, piezoelektrični kristali, glave magnetnog diska, itd.) analogni uređaji.
Neki tipovi signala zahtevaju prisustvo normalizacionih kola za dalju obradu signala i analognim i digitalnim metodama. Kola za kondicioniranje signala su analogni procesori koji obavljaju funkcije kao što su pojačavanje, akumulacija (u instrumentaciji i predpojačivačima (bafer) pojačala), detekcija signala u odnosu na pozadinsku buku (pomoću visokopreciznih pojačivača zajedničkog moda, ekvilajzera i linearnih prijemnika), dinamičke kompresiju opsega (pomoću logaritamskih pojačala, logaritamskih DAC-ova i PGA) i filtriranje (pasivno ili aktivno).
Nekoliko metoda za implementaciju procesa obrade signala prikazano je na slici 1. Gornja oblast slike prikazuje čisto analogni pristup. Ostale oblasti pokazuju implementaciju DSP-a. Imajte na umu da kada se odabere DSP tehnologija, sljedeća odluka mora biti lociranje ADC-a na putu za obradu signala.
ANALOGNA I DIGITALNA OBRADA SIGNALA
Slika 1. Metode obrade signala
Općenito, pošto je ADC pomaknut bliže senzoru, većinu obrade analognog signala sada obavlja ADC. Povećanje sposobnosti ADC-a može se izraziti povećanjem frekvencije uzorkovanja, proširenjem dinamički raspon, povećanje rezolucije, smanjenje ulaznog šuma, korištenje ulaznog filtriranja i programabilnih pojačala (PGA), prisutnost referenci napona na čipu, itd. Svi pomenuti dodaci povećavaju funkcionalni nivo i pojednostavljuju sistem.
U prisustvu moderne tehnologije proizvodi DAC i ADC sa visoke frekvencije uzorkovanje i rezolucija, značajan napredak je napravljen u integraciji sve više i više kola direktno u ADC/DAC.
U području mjerenja, na primjer, postoje 24-bitni ADC-ovi sa ugrađenim programabilnim pojačalima (PGA) koji vam omogućavaju da direktno digitalizujete pune 10 mV mosne signale, bez naknadne normalizacije (na primjer, serija AD773x).
Na frekvencijama glasa i zvuka uobičajeni su složeni uređaji za kodiranje-dekodiranje - kodeci (Analog Front End, AFE), koji imaju analogno kolo ugrađeno u čip koji ispunjava minimalne zahtjeve za eksterne normalizacijske komponente (AD1819B i AD73322).
Postoje i video kodeci (AFE) za aplikacije kao što je CCD obrada slike (CCD) i druge (kao što su serije AD9814, AD9816 i AD984X).
Primjer implementacije
Kao primjer korištenja DSP-a, uporedimo analogni i digitalni niskopropusni filter (LPF), svaki sa graničnom frekvencijom od 1 kHz.
Digitalni filter je implementiran kao tipičan digitalni sistem prikazan na slici 2. Imajte na umu da dijagram daje nekoliko implicitnih pretpostavki. Prvo, za preciznu obradu signala, pretpostavlja se da ADC/DAC putanja ima dovoljnu brzinu uzorkovanja, rezoluciju i dinamički raspon. Drugo, da bi završio sve svoje proračune unutar intervala uzorkovanja (1/f s), DSP uređaj mora biti dovoljno brz. Treće, na ulazu ADC-a i izlazu DAC-a i dalje postoji potreba za analognim filterima za ograničavanje i vraćanje spektra signala (anti-aliasing filter i anti-imaging filter), iako su zahtjevi za njihovim performansama niski . Imajući na umu ove pretpostavke, digitalni i analogni filteri se mogu uporediti.
Slika 2. Blok dijagram digitalnog filtera
Potrebna granična frekvencija za oba filtera je 1 kHz. Analogna konverzija je implementirana prve vrste šestog reda (karakteriše se prisustvom talasa pojačanja u propusnom opsegu i odsustvom talasa izvan propusnog opsega). Njegove karakteristike su prikazane na slici 2. U praksi se ovaj filter može predstaviti sa tri filtera drugog reda, od kojih je svaki izgrađen na operacionom pojačalu i nekoliko kondenzatora. Uz pomoć modernih sistema kompjuterski potpomognutog projektovanja (CAD) za filtere, kreiranje filtera šestog reda je prilično jednostavno, ali je potreban precizan odabir komponenti da bi se ispunila specifikacija za ravnost od 0,5 dB.
Digitalni FIR filter sa 129 koeficijenta prikazan na slici 2 ima talasanje od samo 0,002 dB u propusnom opsegu, linearni fazni odziv i mnogo strmiji pad. U praksi se takve karakteristike ne mogu ostvariti analognim metodama. Ostalo očigledna prednostŠema je da digitalni filter ne zahtijeva odabir komponenti i ne podliježe pomaku parametara, budući da je frekvencija sata filtera stabilizirana kvarcnim rezonatorom. Filter sa 129 koeficijenata zahtijeva 129 operacija množenja-akumulacije (MAC) za izračunavanje izlaznog uzorka. Ovi proračuni moraju biti završeni unutar intervala uzorkovanja 1/fs kako bi se osigurao rad u realnom vremenu. U ovom primjeru, brzina uzorkovanja je 10 kHz, tako da je 100 µs dovoljno za obradu ako nisu potrebni značajni dodatni proračuni. ADSP-21xx familija DSP-ova može da završi ceo proces množenja-akumulacije (i druge funkcije potrebne za implementaciju filtera) u jednom ciklusu instrukcija. Stoga, filter sa 129 koeficijenata zahtijeva brzinu veću od 129/100 µs = 1,3 miliona operacija u sekundi (MIPS). Postojeći DSP-ovi su mnogo brži i stoga nisu ograničavajući faktor za ove aplikacije. 16-bitna ADSP-218x serija fiksne tačke postiže performanse do 75 MIPS. Listing 1 prikazuje asemblerski kod koji implementira filter na DSP procesorima ADSP-21xx porodice. Imajte na umu da su stvarne linije izvršnog koda označene strelicama; ostalo su komentari.
Slika 3. Analogni i digitalni filteri
Naravno, u praksi postoje mnogi drugi faktori koji se uzimaju u obzir kada se upoređuju analogni i digitalni filteri ili općenito analogni i digitalni načini obrade signala. Moderni sistemi za obradu signala kombinuju analogne i digitalne metode kako bi postigli željenu funkciju i iskoristili prednosti najboljih metoda, analognih i digitalnih.
PROGRAM MONTAŽE:
FILTER JELA ZA ADSP-21XX (JEDNOM PRECIZNOM)
MODULE fir_sub; ( Filter FIR potprogram Parametri poziva potprograma I0 --> Najstariji podaci u liniji kašnjenja I4 --> Početak tabele koeficijenata filtera L0 = Dužina filtera (N) L4 = Dužina filtera (N) M1,M5 = 1 CNTR = Dužina filtera - 1 (N-1) Povratne vrijednosti MR1 = Rezultat sumiranja (zaokruženo i ograničeno) I0 --> Najstariji podaci u liniji kašnjenja I4 --> Početak tabele koeficijenata filtera Registri promjena MX0,MY0,MR Vrijeme rada (N - 1) + 6 ciklusa = N + 5 ciklusa Svi koeficijenti su u formatu 1.15 ) .ENTRY fir; fir: MR=0, MX0=DM(I0,M1), MY0=PM(I4,M5) CNTR=N-1; DO convolution DO CE; konvolucija: MR=MR+MX0*MY0(SS), MX0=DM(I0,M1), MY0=PM(I4,M5); MR=MR+MX0*MY0(RND); IF MV SAT MR; RTS; .ENDMOD; OBRADA SIGNALA U REALNOM VREMENU
književnost:
Zajedno sa člankom "Vrste signala" čitaju:
