Proiectarea dispozitivelor de transmisie radio - Shakhgildyan V.V. Introducere

Un dispozitiv de transmisie radio (RTD) este un complex de echipamente proiectat să genereze și să emită semnale radio. Componentele principale ale RPDU sunt generatorul de frecvență purtătoare și modulatorul. ÎN sisteme moderne comunicație RPdU conține și alte echipamente care furnizează lucrând împreună echipamente de comunicații: surse de alimentare, sisteme de sincronizare, control automat, monitorizare și semnalizare, protecție etc.

Schema bloc generalizată a unui dispozitiv de transmisie radio cu amplitudine sau modularea fazei semnalele este prezentată în Figura 7.9.

Semnalul primar care trebuie transmis intră în circuitul de intrare. Circuitul de intrare asigură coordonarea acestui semnal cu unitatea de radiocomandă, aceasta fiind determinată de parametrii semnalului radio modulat transmis pe linie;

Generatorul de frecvență purtătoare generează oscilații ale frecvenței purtătoare, care sunt purtătorii mesajului. În sistemele moderne de comunicație, generatorul de frecvență purtătoare este proiectat ca un sintetizator de frecvență. Un sintetizator de frecvență este un dispozitiv conceput pentru a genera oscilații foarte stabile într-un interval de frecvență dat, determinate de stabilitatea parametrilor oscilatorului principal.

Modulator este un nod în care mesajul transmis este suprapus parametrilor oscilației purtătorului. Atunci când generează semnale radio cu modulație de amplitudine sau fază în RPD, sintetizatorul de frecvență produce oscilații cu o frecvență constantă. Cu influența suplimentară a unui semnal modulator asupra frecvenței oscilației de ieșire a sintetizatorului de frecvență, este posibil să se obțină semnale radio cu modulația de frecvență.

Orez. 7.9 Schema bloc generalizată a unui dispozitiv de transmisie radio

Amplificatorul de putere este conceput pentru a crește nivelul semnalului radio la o valoare determinată de puterea semnalului emis în sistemul de comunicații. Potrivirea necesară a RPDU cu antena este asigurată de circuitul de ieșire.

Avantaje metode digitale prelucrarea informației (transmisie, stocare, transformare) a contribuit la răspândirea pe scară largă a sistemelor de comunicații digitale. Avantajul prezentării semnalelor în formă digitală este și universalitatea sa, adică independența față de natura mesajelor transmise. Sistemele moderne de comunicații sunt capabile să transmită nu numai mesaje discrete, dar și continuă (atât în ​​timp, cât și în nivel). A converti semnale continue Convertoarele digitale sunt convertite în dispozitive speciale - convertoare analog-digitale (ADC).

Într-un convertor analog-digital, dintr-un semnal de timp continuu, sunt selectate mai întâi valorile semnalului în anumite momente în timp. Cel mai adesea, astfel de citiri sunt luate la intervale regulate. Valorile semnalului selectat se numesc mostre, iar operația de obținere a probelor se numește eșantionare în timp.

La următoarea etapă de procesare, întregul interval de valori posibile ale semnalului este împărțit într-un anumit număr de intervale și se află căruia dintre aceste intervale îi aparține valoarea eșantionului curent. În această etapă de procesare, valoarea semnalului nu este luată valoare reală eșantioane și cea mai apropiată valoare a semnalului rotunjit. Această valoare poate corespunde mijlocului intervalului în care se încadrează această probă, sau unei alte valori din acest interval (începutul sau sfârșitul acestui interval). Operația de înlocuire a valorii efective a semnalului cu cea mai apropiată valoare rotunjită se numește cuantizare, iar lățimea acestui interval se numește pas de cuantizare. Dacă toate intervalele în care sunt împărțite valori posibile semnalele sunt identice, atunci o astfel de cuantizare se numește uniformă. În unele cazuri, de exemplu, la transmiterea vorbirii, se dovedește a fi avantajos ca astfel de intervale să fie inegale. În acest caz, se vorbește despre cuantizarea neuniformă.

La ultima etapă convertor analog-digitalînlocuiește valoarea reală a eșantionului cu numărul intervalului în care se află valoarea acestui eșantion. Operația de înlocuire a unei valori eșantion cu un număr (cod) se numește codificare. Cea mai răspândită în sistemele moderne este reprezentarea eșantioanelor sub formă de coduri binare. Codurile primite sunt apoi transmise prin sistemul de comunicații.

Schema bloc simplificată a transceiver-ului sistem digital conexiunea este prezentată în Figura 7.10. Să luăm în considerare funcționarea acestui dispozitiv.

Orez. 7.10 Transceiver pentru sistem de comunicații digitale

Un mesaj continuu de la o sursă de mesaj este trimis către un dispozitiv numit codificator. Codarea în sens larg este înțeleasă ca operația de conversie a mostrelor de semnale continue într-o secvență caractere de cod. Ca rezultat, la ieșirea codificatorului, semnale electrice, corespunzătoare secvenței de cod și cele definite mesaj transmis.

Semnalele de cod sub forma unei secvențe de impulsuri sunt apoi alimentate la modulator, a cărei a doua intrare este furnizată cu o oscilație a frecvenței purtătoare de la ieșirea sintetizatorului de frecvență. Modulatorul efectuează modularea adecvată (amplitudine, fază, frecvență etc.) a oscilațiilor frecvenței purtătoarei în conformitate cu secvența codului de intrare. Semnalele modulate sunt apoi amplificate la nivelul cerut folosind un amplificator de putere și sunt radiate de antena de transmisie.

Îndreptat către antena de recepție radiatii electromagnetice sunt alimentate la intrarea amplificatorului și a convertizorului de frecvență, unde oscilațiile frecvenței purtătoare a semnalului util sunt izolate și amplificate. Demodulatorul demodulează mesajul primit, iar la ieșirea demodulatorului este generată o secvență de impulsuri corespunzătoare secvenței de impulsuri a mesajului transmis (la ieșirea codificatorului), care este alimentată decodorului. Decodorul efectuează operația inversă de codificare și mesajul reconstruit este trimis destinatarului mesajului.

Într-un dispozitiv transceiver, codificatorul și decodorul sunt de obicei combinate într-o singură unitate structurală (de obicei un cip), iar blocul combinat codificator-decodor se numește codec bazat pe primele litere ale componentelor sale. În mod similar, o unitate combinată modulator-demodulator se numește modem.

Dispozitivele de transmisie radio diferă în funcție de scop, condiții de funcționare, tip de modulație a semnalului radio și alte caracteristici.

Principalii indicatori de energie ai RPdU includ cantitatea de putere a semnalului furnizată antenei și coeficientul acțiune utilă. Se face o distincție între puterea de vârf a semnalului util RpdU și valoarea medie a puterii pe un anumit interval de timp. Eficiența este raportul dintre puterea utilă furnizată antenei și puterea consumată de telecomandă de la sursa de alimentare.

Gama de frecvență în care funcționează această RPDU este înțeleasă ca banda de frecvență care este necesară pentru transmiterea semnalelor utile în sistemul de comunicații și este alocată acestei RPDU pentru generarea de semnale radio. Din păcate, pe lângă semnalele utile, dispozitive de transmisie radio De asemenea, emit vibrații laterale.

Emisiile în afara benzii sunt acele semnale generate de receptorul radio, ale căror spectre sunt situate în afara benzii alocate unui anumit sistem de comunicații. Emisiile în afara benzii sunt surse de interferență suplimentară pentru sistemele de comunicații care operează în alte benzi de frecvență.

O caracteristică importantă a sistemelor de comunicații este stabilitatea frecvenței oscilațiilor emise. Instabilitatea de frecvență a RPDU este înțeleasă ca abaterea frecvenței oscilațiilor emise față de valoarea nominală. Stabilitatea insuficientă a frecvenței degradează calitatea comunicației și poate cauza interferențe pentru dispozitivele radio care funcționează în intervalele de frecvență adiacente.

În funcție de scopul lor, dispozitivele de transmisie radio sunt împărțite în comunicații și difuzare. În funcție de condițiile de funcționare, RPDU-urile sunt împărțite în staționare și mobile (instalate pe obiecte în mișcare: avioane, automobile, portabile etc.). RPDU-urile diferă și în domeniul frecvențelor de funcționare, puterea oscilațiilor emise etc.

Ministerul Educației al Federației Ruse

Universitatea Tehnică de Stat din Omsk

Departamentul RTU și SD

Proiect de curs

Calculul, proiectarea și proiectarea unui dispozitiv de transmisie radio

Manager de proiect:

Eltsov A.K.

Dezvoltat de:

elevii grupei RI-419

Kuprin V.I.,

Glazkov A.. V.

Omsk 2002

Adnotare

Acest proiect de curs examinează problema proiectării unui dispozitiv de transmisie radio cu unde scurte cu modulație de amplitudine. La proiectare se rezolvă sarcini care constau în întocmire schema bloc, calculul unui amplificator de putere, auto-oscilator cu cuarț și circuit de potrivire element activ cu sarcina. Amplificatoarele de putere preliminare, intermediare și finale sunt calculate în funcție de constantă și curent alternativ. În următoarea etapă de proiectare, au fost selectate componente standard - condensatoare și rezistențe, au fost calculate inductori și a fost întocmită o diagramă a circuitului electric al transmițătorului radio proiectat.

Introducere

Emițătoarele radio sunt dispozitive concepute pentru a îndeplini două funcții principale - generarea de oscilații electromagnetice de înaltă sau ultra-înaltă frecvență și modularea acestora în conformitate cu mesajul transmis. Dispozitivele de transmisie radio fac parte din complexele radio, care conțin și antene, receptoare radio și diverse dispozitive auxiliare.

Una dintre principalele tendințe în dezvoltarea tehnologiei dispozitivelor de transmisie radio este dorința de a realiza un transmițător radio, dacă este posibil, în întregime pe dispozitive semiconductoare și circuite integrate. Dacă este necesar putere de ieșire nu pot fi furnizate de dispozitivele semiconductoare generatoare existente, atunci etapele de ieșire ale transmițătorului sunt efectuate pe aparate de vid: tuburi radio, klystroni, tuburi cu unde calatorii etc.

Dezvoltarea unui dispozitiv de transmisie radio este o soluție la un complex de probleme de circuite și design. Designul amplificatorului, fabricabilitatea acestuia și stabilitatea în timp depind în mare măsură de cât de rațional este ales circuitul și modul de funcționare al elementelor sale este calculat corect.

Emițătoarele radio sunt clasificate în funcție de scop, condiții de funcționare, putere de ieșire, frecvență, tip de modulație etc. Pe baza puterii de ieșire, emițătoarele radio de pe dispozitive semiconductoare pot fi împărțite în putere mică, putere medie și putere mare; după frecvență - de înaltă frecvență și ultra-înaltă.

Dezvoltarea benzii VHF pentru comunicații radio și în scopuri de radiodifuziune a început ceva mai târziu decât banda HF. Acest lucru se datorează a două motive: dificultățile asociate cu amplificarea vibrațiilor VHF și UHF și domeniul limitat de propagare a undelor în aceste intervale. Dificultățile asociate cu amplificarea semnalului au fost depășite prin crearea de lămpi și dispozitive generatoare metal-ceramice, a căror funcționare se bazează pe utilizarea inerției fluxului de electroni. Raza relativ scurtă de emițătoare VHF se transformă în multe cazuri dintr-un dezavantaj într-un avantaj - devine posibilă utilizarea în mod repetat a acelorași frecvențe de operare în diferite zone geografice prieten șters unul de la celălalt puncte.

1. Selectarea și calculul unei diagrame bloc

Să luăm în considerare construcția și calculul diagramei bloc a RPDU prezentată în Fig. 1. Această opțiune diagrama bloc constă din:

ZG - oscilator master (autogenerator);

BU - cascadă tampon;

Multiplicator de frecventa;

PU - amplificator de pre-putere; amplificator final de putere;

M - dispozitiv modulator;

Rețineți că în RPDU-urile profesionale mai complexe, în loc de un SG, este utilizat un excitator, care se bazează pe un sintetizator de frecvență, iar diagrama bloc în sine are o formă ușor diferită.

Sarcina calculării diagramei bloc este de a determina numărul optim k de trepte de înaltă frecvență între oscilatorul principal și amplificatorul de putere final.

Evident, valoarea puterii oscilatorii cerute de la elementul activ al etapei de conducere poate fi calculată folosind formula

;

unde este puterea de oscilație a cascadei a n-a

Câștigul de putere al etapei a n-a.

După ce ați finalizat soluția la problema distribuției factorilor de câștig în toate etapele dispozitivului proiectat, puteți determina puterea necesară de la oscilatorul principal:

;

unde i = n - 1 este numărul de trepte a amplificatorului.

Stabilitatea specificată a frecvenței de operare a RPDU poate fi atinsă numai prin utilizarea elementelor cu Q mare, de exemplu, rezonatoare de cuarț, în oscilatorul principal ca sistem oscilator. Trebuie avut în vedere faptul că puterea oscilatorului principal nu trebuie să depășească 20...50 mW, iar frecvența rezonatorului de cuarț nu trebuie să depășească 10...15 MHz. În acest caz, puteți obține o instabilitate relativă<1...2∙10-5.

Factorul de multiplicare a frecvenței în treptele intermediare (multiplicatorii de frecvență) este definit ca raportul dintre frecvențele etajului de ieșire și oscilatorul principal.

Având în vedere că performanța energetică a multiplicatorilor de frecvență este mai slabă decât cea a amplificatoarelor de putere, de obicei se folosesc multiplicatori de doi și trei.

Rețineți că în RPDU cu modulație de frecvență, multiplicarea frecvenței face posibilă și creșterea abaterii de frecvență.

2. Calculul amplificatorului de putere de înaltă frecvență

.1 Calculul PA folosind un circuit cu un emițător comun

Următoarele date inițiale sunt necesare pentru calcul:

Puterea de ieșire a transmițătorului (90 W),

Frecvența de funcționare a emițătorului (103 MHz),

Rezistenta la sarcina (50 Ohm).

Calculul electric al modului de funcționare al elementului activ se efectuează separat pentru circuitele colector și de intrare.

Să luăm în considerare calculul circuitului colector în cascadă:

1. Pentru a obține un câștig maxim de putere și eficiență, tranzistorul trebuie să funcționeze într-un mod critic cu un unghi de tăiere. Pentru care găsim valorile din tabele sau grafice.

Să găsim puterea de ieșire a amplificatorului

; ,

unde este randamentul sistemului oscilator de iesire.

Amplitudinea primei tensiuni armonice la colector:

(tensiunea de alimentare trebuie să corespundă intervalului standard de valori dat în GOST 21128-83. În cazul nostru, Ep = 27 V)

Tensiunea maximă la colector nu trebuie să depășească valoarea admisă:

Pentru tranzistorul nostru.

Dacă această condiție nu este îndeplinită, este necesar să se reducă Ep sau să se ia în considerare înlocuirea elementului activ.

Amplitudinea primei armonice a curentului de colector

;

O.

Rezistenta la sarcina colectorului

Ohm.

Componenta DC a curentului colectorului

;

unde este relația - coeficient de formă a curentului de ieșire pentru prima armonică.

Curentul maxim al colectorului (înălțimea impulsului curentului de ieșire) este egal cu:

;

Consumul de energie de la sursa de alimentare:

Eficienţă circuit colector pentru o sarcină utilă dată:

Disiparea puterii la colectorul tranzistorului

;

.

Calculul electric al circuitului de intrare al unui tranzistor atunci când se calculează circuitul de intrare al unui tranzistor conectat conform unui circuit cu un OE presupune că un rezistor Radd este conectat între bornele sale de bază și emițător, a cărui rezistență poate fi determinată aproximativ prin formula :

,

unde este câștigul de curent în circuitul cu OE;

Frecvența de tăiere;

Se este capacitatea joncțiunii emițătorului.

Valoarea amplitudinii curentului de bază:

unde este factorul de corecție;

Sk este capacitatea de barieră a joncțiunii colectorului.

,

unde: E'b - tensiunea de întrerupere a curentului colectorului, egală (modulo) 0,6 ÷ 0,7 V pentru tranzistoarele cu siliciu;

ÎN.

Componente constante ale curentului de bază și emițător:

4. Componenta activă a rezistenței de intrare a tranzistorului la frecvența de funcționare:

,

unde: se găsesc după formulele corespunzătoare circuitului echivalent al rezistenței de intrare a tranzistorului (Fig. 2):

unde: Ska = (0,2) Ska =30 pf - capacitatea de barieră a părții active a joncțiunii colectorului;

rb = 0,36 Ohm - rezistența materialului de bază.

Dacă rb nu este dat, atunci aproximativ poate fi determinat prin formula rb =

10,8 - constanta de timp a tranziției colectorului;

Rezistența joncțiunii emițătorului (dacă nu este dată, atunci poate fi luată = 0)

Rețineți că parametrii și sunt utilizați pentru a determina componenta reactivă a rezistenței de intrare a tranzistorului.

Puterea de excitare la frecvența de funcționare fără a lua în considerare pierderile în circuitul de potrivire de intrare:

6. Câștig de putere a tranzistorului la frecvența de funcționare:

7. Puterea totală disipată de tranzistor:

Valoarea Pras este parametrul inițial pentru calcularea condițiilor termice ale tranzistorului și ale sistemului său de răcire.

.2 Calculul circuitului de potrivire a elementului activ cu sarcina

Circuitul de potrivire îndeplinește două sarcini principale. Primul este conversia rezistenței de sarcină în rezistență, al doilea este filtrarea armonicilor externe.

În GVV-urile cu tranzistori cu bandă îngustă, în special în etapele de ieșire ale dispozitivelor de transmisie radio, un circuit în formă de U, a cărui diagramă este prezentată în Fig. 3, este utilizat pe scară largă.

Datorită simetriei geometrice a circuitului, implementarea lui este posibilă la , inclusiv la . Evident, dacă rezistențele sunt egale, scopul principal al circuitului este de a filtra armonicile mai mari ale curentului de ieșire AE.

Într-un număr de cazuri, de exemplu, dacă valoarea inductanței L se dovedește a fi prea mică, ceea ce face implementarea sa dificilă sau imposibilă, atunci reactanța inductivă echivalentă este implementată sub forma unei conexiuni în serie a inductanței LE și a capacității SE. . Schema de circuit în formă de U în acest caz este reprezentată sub forma unui circuit prezentat în Fig. 4.

Mai jos este procedura de calcul a circuitului de potrivire prezentat în Fig. 4. Rețineți că toate calculele sunt efectuate în unități de bază (Ohm, Hn, V, A, F etc.).

Setăm valoarea impedanței de undă a circuitului:

unde f este frecvența semnalului.

Să determinăm inductanța circuitului Le:

3. La frecvența semnalului f, circuitul de potrivire calculat este redus la forma prezentată în Fig. 3, iar elementele L, Le, Ce sunt în raportul:

Valoarea lui L trebuie specificată în conformitate cu formula:

4. Determinați valoarea capacității condensatorului Se:

5. Determinați valoarea capacităților condensatoarelor C1 și C2:

C1=1010 pF, (1000 pF este valoarea standard);

pF.

C2=146 pF, (150 pF este valoarea standard).

Rezistența introdusă în circuit va fi egală cu:

Rin = 2,323 Ohm.

Factorul de calitate al circuitului încărcat

unde este rezistența intrinsecă la pierdere a inductanței buclei, determinată în procesul de calcul structural al acesteia. Pentru calcule aproximative, puteți lua (Ohm).

8. De interes deosebit este calculul coeficientului de filtrare a armonicilor superioare pentru treapta de ieșire.

Într-un anumit caz, când puteți folosi expresia

unde: n=2 - circuit cu un singur ciclu.

În continuare, este necesar să se compare valoarea obținută a coeficientului de filtrare cu valoarea necesară a acestui coeficient Ft, calculată din literatură. Dacă F< Фт следует переходить к двух или трехконтурной схеме согласующей цепи.

Având în vedere faptul că într-un transmițător cu mai multe trepte, toate treptele după cea modulată funcționează în modul de amplificare a oscilațiilor modulate, este necesar să se verifice sistemul de încărcare pentru a asigura lățimea de bandă necesară:

2.3 Selectarea și calculul proiectării radiatorului

Pentru a elimina căldura din dispozitivele semiconductoare, se folosesc radiatoare, a căror acțiune se bazează pe diferite metode de disipare a energiei termice: conductivitate termică, convecție forțată naturală a aerului și lichidului și modificări ale stării de agregare a unei substanțe.

Există două moduri de a calcula condițiile termice dispozitiv semiconductor cu radiator:

la valori date ale puterii P disipate de dispozitivul semiconductor, temperatura corpului dispozitivului și temperatura joncțiunii pn și temperatura mediu Apoi se calculează dimensiunile geometrice ale radiatorului;

pentru dimensiunile geometrice date ale radiatorului, temperatura ambiantă Tc, temperatura joncțiunii p-n sau temperatura corpului dispozitivului, se calculează puterea disipată de un dispozitiv semiconductor cu radiator.

În special, următorii parametri sunt necesari pentru calcul:

P - puterea disipată de dispozitiv, W.

Temperatura ambiantă, .

Temperatura maximă de joncțiune, .

Tranziție rezistență termică - carcasă, .

Rezistenta de contact termic, .

1. Pentru a răci tranzistorul, este nevoie de un radiator, rezistența sa termică este calculată prin formula:

2. Temperatura medie a suprafeței radiatorului:

Tsr= P∙Kt-s.out.d+ To.s=75,8°C.

Lungimea minimă a coastei:

Grosimea aripioarelor:

d=0,003 m=3 mm.

Grosimea plăcii radiatorului:

q=0,003 m=3 mm.

Distanța dintre coaste:

b=0,012 m=12 mm.

Inaltimea coastei:

h=0,025 m=25 mm.

Lungimea coastei:

L=0,13 m=130 mm.

Număr bucăți de coaste:

n=(l+b)/(b+d)=10.

Lungimea plăcii radiatorului pe care sunt dezvoltate aripioarele:

l=b(n-l)+2d=0,11 m=110 mm.

Suprafața netedă a radiatorului:

Sgl=L∙L=0,016 m2=16 mm2.

Suprafața cu aripioare radiatorului:

Sop=S1+ S2 +S3 =0,08 m2=80 mm2.

13. Coeficientul de transfer termic prin radiație:

αl=εφf(Тср+ Т.с)=8,1 W/(m∙С).

Coeficientul de transfer termic prin convecție:

αк=А1*Тм[(Тср- To.c)/L]=3,96 W/(m∙С).

Coeficientul de transfer termic al unei suprafețe netede:

αhl= αl + αk = 12,06 W/(m∙C).

Putere disipată de o suprafață netedă:

Rgl = αgl ∙ Sgl ∙ (Tsr-To.s) = 40 W.

Rezistența termică a suprafeței netede:

Rt.hl=1/(αhl ∙ Shl)= 4,98 C/W.

Temperatura mediului între aripioare:

To.c1= Тср-Н∙ (Тср - Т.с)=61° С,

Тм1=0,5(Тср + To.с1)= 66° С.

Coeficientul de transfer termic prin convecție:

20. Coeficientul de transfer termic al radiației:

αl.or = εφf(Tsr+ To.s) = 1,6 W/(m∙C).

Puterea disipată de suprafața cu aripioare a radiatorului

RT.or=[ αk (Tsr- To.s) + αl (Tsr- To.s)] *S= 5 W.

Rezistența termică a suprafeței cu aripioare a radiatorului

Rt.or=(Ts-To.s)/ Rt.or= 21 C/W.

Rezistența termică generală a radiatorului

Rt.calc= (Rt.hl∙ RT.op)/ (Rt.hl+RT.op)= 18 C/W.

Puterea disipată de suprafețele radiatoare netede și cu aripioare

RT=Ht.gl+Rt.sau= 58 W.

2.4 Selectarea și calculul inductorului

După finalizarea calculului electric, trebuie să selectați tipul de condensatori. În acest caz, condensatorul trebuie să fie selectat din grupurile TKE corespunzătoare, să aibă valoarea capacității necesare (de preferință din seria E12), să reziste la tensiunea care acționează asupra lor și să treacă curentul corespunzător prin ele.

Pentru a îndeplini cerințele de fiabilitate, trebuie să existe o anumită marjă de tensiune și curent. Dacă, în loc de curentul și tensiunea admise, datele de referință indică puterea reactivă admisă, atunci alegerea designului se face ținând cont de valoarea acestui parametru.

oscilator de frecvență de putere a amplificatorului

Inductoarele nu sunt produse ca standard, iar datele găsite din calculele circuitului sunt utilizate la dezvoltarea designului bobinei. Inductoarele au de obicei spire cilindrice și sunt realizate ca un singur strat sau multistrat. Mai jos vom lua în considerare procedura de calcul a unei bobine cu un singur strat, a cărei schiță este prezentată în Fig. 5.

Am stabilit raportul dintre lungimea bobinelor și diametrul său în interior

.

2. Determinați aria secțiunii transversale longitudinale a bobinei S = lD folosind formula

unde este un coeficient care caracterizează sarcina termică specifică pe 1 cm2 de secțiune transversală a bobinei. Valoarea tipică a acestui coeficient:

3. Determinați dimensiunile bobinei în centimetri:

4. Numărul de spire ale bobinei W poate fi determinat prin formula binecunoscută

unde LE este inductanța, μH.

5. Diametrul d al firului bobinei (mm) se calculează folosind formula:

unde Ik este amplitudinea curentului buclei, A,

f - frecventa de operare, MHz.

Determinăm (clarăm) rezistența intrinsecă la pierdere a bobinei buclei la frecvența de funcționare.

unde f este frecvența de funcționare, MHz, d este diametrul firului, mm, D este diametrul bobinei, mm.

Eficiența circuitului

3. Multiplicatori de frecventa

Multiplicatorii de frecvență (MF) se numesc astfel de GVV, frecvența de oscilație, a cărei ieșire este de 2, 3..., de n ori mai mare decât ieșirea. Un amplificator diferă de un amplificator de putere prin faptul că circuitul său de ieșire este reglat la a doua, a treia sau a n-a armonică a tensiunii de intrare. Trebuie remarcat faptul că performanța energetică a amplificatorului este mai mică decât cea a amplificatorului de putere, ceea ce se datorează unei scăderi a amplitudinii componentelor armonice din impulsul de curent al colectorului pe măsură ce factorul de multiplicare crește.

La construirea unui HF, se recomandă să alegeți un tranzistor cu o frecvență de tăiere mare (), deoarece odată cu creșterea frecventa de functionare() impulsul de curent al colectorului se extinde și conținutul de armonici superioare din acesta scade brusc. Opțiunea de calcul prezentată mai jos presupune că relația este satisfăcută, i.e. elementul activ este considerat inerțial.

Următoarele date inițiale sunt necesare pentru calcul:

Putere de iesire

Frecvența de ieșire,

N este factorul de multiplicare.

Tipul de element activ este selectat pe baza puterii de ieșire calculate și a frecvenței de oscilație de ieșire.

Să luăm în considerare calculul circuitului colector în cascadă.

1. Unghiul optim de tăiere la care se obțin valorile maxime este determinat de formulă

2. Găsiți amplitudinea tensiunii N-armonice la ieșirea elementului activ care funcționează în modul limită (critic):

unde este tensiunea sursei de alimentare a dispozitivului de transmisie radio,

Abruptul liniei modului de frontieră.

Determinați amplitudinea armonicii a N-a a curentului de colector

4. Valoarea maximă a curentului de colector este

5. Componenta DC a curentului colectorului

6. Consumul de energie de la sursa de alimentare

7. Putere disipată la colector

8. Eficiență

Calculăm circuitul de intrare

Determinați amplitudinea tensiunii alternative pe bază

unde = 4,1 este panta caracteristicii de curgere.

3. Determinați puterea de excitație necesară

4. Câștig de putere

5. Impedanta de intrare a treptei

Calculul valorilor elementelor circuitului multiplicator

Componenta DC a curentului de bază

Găsim din condiție

Inductanța Lr se găsește din condiția:

lb găsim din relaţia deci

sbl găsim din starea deci

4. Oscilatoare cu cuarț

Stabilitatea ridicată a frecvenței de operare în dispozitivele de transmisie radio cu mai multe etape este asigurată de un oscilator principal. Utilizarea curentă a generatoarelor LC convenționale ca oscilatoare master, chiar și atunci când au fost luate măsuri speciale pentru a le proteja de influențele externe, nu îndeplinește în mod adecvat cerințele din ce în ce mai mari pentru stabilitatea oscilațiilor de înaltă frecvență.

Utilizarea rezonatoarelor de cuarț în auto-oscilatoare ca parte a unui sistem oscilator face posibilă construirea de oscilatoare master cu caracteristici tehnice destul de înalte. Cu selecția și calcularea optimă a parametrilor elementelor de circuit și a modului lor de funcționare, stabilitatea frecvenței CG fără utilizarea compensării termice și termostatarea este determinată în principal de stabilitatea frecvenței rezonatorului. Stabilitatea frecvenței CG este de obicei evaluată prin modificări ale frecvenței datorate modificărilor temperaturii ambiante, a efectelor factorilor destabilizatori mecanici și climatici, precum și a îmbătrânirii.

Există multe tipuri de scheme CG. Sunt utilizate pe scară largă circuitele oscilatoare, care se obțin prin înlocuirea uneia dintre inductanțele unui circuit auto-oscilator în trei puncte cu un rezonator de cuarț. În special, în intervalul de frecvență medie, trei puncte capacitive este cel mai utilizat, ceea ce permite o stabilitate de înaltă frecvență. O caracteristică distinctivă a circuitelor oscilatoare este că acestea funcționează numai la frecvența cuarțului. Dacă rezonatorul de cuarț funcționează defectuos, apar oscilații în auto-oscilator.

Până la 15...20 MHz, rezonatoarele de cuarț funcționează conform primei armonici (fundamentale) la frecvențe mai mari, se folosesc oscilații de armonici mecanice impare; Rezonatorul de cuarț și elementul activ (tranzistorul) sunt selectate pe baza parametrilor electrici, precum și a condițiilor de funcționare, dimensiuni și cost.

Valoarea aproximativă a instabilității relative a frecvenței CG, de exemplu, în intervalul de temperatură de la -10 °C la +50 °C, poate fi 2...5∙10-5. Cunoașterea acestei valori este necesară atunci când se întocmește o diagramă bloc și se alege tipul de oscilator principal.

5. Proiectarea oscilatoarelor cu cristale cu modulație directă în frecvență

.1 Caracteristici ale construcției generatoarelor controlate de tensiune

Atunci când se dezvoltă un CG controlat în frecvență, este necesar să se selecteze corect frecvența generatorului, rezonatorului și elementelor de control al frecvenței pentru a asigura limitele de reglare necesare cu stabilitate de înaltă frecvență folosind cele mai simple soluții de circuit. Pe lângă asigurarea unei anumite abateri de frecvență la CG atunci când se generează oscilații FM prin metoda directă, există o cerință pentru distorsiuni neliniare minime ale canalului de modulare, care sunt cauzate de neliniaritatea caracteristicilor varicapului și rezonatorului. Cea mai eficientă modalitate de a le reduce este conectarea unui inductor în paralel cu rezonatorul.

Din mai multe motive obiective, CG-urile controlate cu frecvență sunt cele mai utilizate pe scară largă în intervalul de 5..20 MHz. În acest interval, rezonatoarele de cuarț funcționează de obicei la frecvența fundamentală, piezoelementele în sine sunt plăci plate, iar valorile lui m și Co fac posibilă obținerea unui reglaj de frecvență de ordinul ±1000∙10-6 cu relativ mare. stabilitatea frecventei. La frecvențe mai mici, piezoelementele rezonatoarelor tăiate în T au forma unei lentile biconvexe, ceea ce reduce m și îngreunează obținerea limitelor mari de acordare a frecvenței.

5.2 Proiectarea unui CG controlat de tensiune cu modulație de frecvență

Compilarea și calculul diagramei structurale în conformitate cu capitolul 2 din aceste instrucțiuni ar fi trebuit să fie efectuate ținând cont de posibilitățile reale de construire a unui oscilator cu cuarț principal. Folosind rezultatele acestui calcul, clarificăm datele inițiale necesare.

Fig.6. Oscilator cu cuarț modulat în frecvență.

Pe baza datelor de referință, selectăm un rezonator AT - un mediu care funcționează la frecvența fundamentală. Notăm parametrii rezonatorului: Rkv, m, C0.

Selectați elementul activ. De exemplu, tranzistorul KT324, a cărui pantă a caracteristicii statice la un curent de colector de 1...2 mA este de 35...50 mA/V. (Desigur, ținând cont de specificul unei anumite sarcini, ar trebui selectat un tranzistor cu parametrii corespunzători).

Determinăm rezistența de control a auto-oscilatorului:

,

Rețineți că ar trebui calculată pentru valoarea minimă a pantei S și = 0,2 (factor de siguranță la excitație K3 = 5).

Să găsim valorile capacităților de feedback (C3 și C4) ale generatorului.

Ce este necesar pentru a preveni deschiderea varicapului prin modularea tensiunii și a tensiunii de înaltă frecvență;

valoarea amplitudinii tensiunii de modulare.

Determinăm valoarea redusă a Xrn folosind formula:

8. Calculăm capacitatea varicapului la o tensiune de polarizare de Evn - 4 V:

unde: 1/2 - coeficient pentru tranziții ascuțite.

Dintre varicaps produse comercial, alegem unul astfel încât conexiunile în serie a două varicaps să dea o capacitate aproximativ egală cu St. Să luăm varicap KV110B.

Pentru a permite funcționarea în apropierea frecvenței de rezonanță serială a rezonatorului de cuarț, inductorul L2 este conectat în serie cu acesta.

Pentru cele două valori limită ale capacității varicaps selectate, determinăm valoarea inductanței de reglare:

,

unde SVN este capacitatea varicapului la construirea unei polarizări de 4V. Mai mult, în partea de jos a răspândirii parametrilor dispozitivelor semiconductoare, înlocuiți valorile inferioare și superioare ale capacității în formula pentru determinarea limitelor modificării inductanței în loc de EHV.

După determinarea valorilor superioare și inferioare ale L2, găsim valoarea medie a inductanței Lav.

Determinăm coeficientul de distorsiune neliniară:

11. Având în vedere coeficientul de distorsiune neliniară în datele sursă (Kf = 5%), pentru a-l reduce conectăm inductorul L1 în paralel cu rezonatorul. Valoarea acestei inductanțe este determinată de formula:

Unde - rezistență redusă la inductanță.

Calculăm coeficientul de distorsiune neliniară ținând cont de includerea inductorului L1 în paralel cu rezonatorul:

Concluzie

În conformitate cu specificațiile tehnice, a fost calculat dispozitivul de transmisie radio. Datorită literaturii bine documentate despre dispozitive similare și bazei elementare moderne, a devenit posibilă o implementare simplă a unui transmițător radio. A fost luată în considerare o variantă a designului său.

S-a făcut calculul unui amplificator de putere, un multiplicator de frecvență și un auto-oscilator de cuarț al unui transmițător radio care difuzează în banda VHF la o frecvență de 103 MHz, oferind o putere de ieșire de 90 W. Pentru alimentarea dispozitivului, este necesară o sursă = 27V.

Notă: configurarea finală și selectarea elementelor de circuit se efectuează în timpul fabricării unei machete a dispozitivului de transmisie radio.

Literatură

1. Proiectare emițătoare radio: Manual. manual pentru universități / Editat de V.V. Shahgildyan. - Ed. a IV-a, revizuită. si suplimentare - M.: Radio și comunicații, 2000 - 656 p.

2. Proiectarea dispozitivelor de transmisie radio: Manual pentru universități / Ed. V.V. Shakhgildyan. - M.: Radio și comunicare, 1993. -512 p.

Proiectare emițătoare radio: Manual pentru universități / Ed. V.V.Shahgildyan. - Ed. a IV-a, revizuită. si suplimentare - M.: Radio și Comunicații, 2000. - 656 p.

Proiectarea dispozitivelor de transmisie radio cu microunde / Ed. G. M. Utkina.-M.: Sov. radio, 1979.-320p.

Proiectarea dispozitivelor de transmisie radio folosind tranzistori. Ghid pentru proiectarea cursurilor. - Rotoprit TIASUR. - Tomsk, 1987. - 79 p.

Asigurarea condițiilor termice pentru produsele electronice./ A. A. Chernyshev, V. I. Ivanov, A. I. Aksenov, D. N. Glushkova. - M.: Energie, 1980 - 216 p.

GOST 21128-83. Sisteme de alimentare cu energie electrică, rețele, surse, convertoare și receptoare de energie electrică. Tensiuni nominale până la 1000 V. - M.: Editura Standarde, 1983.

GOST 22579-86. Posturi radio cu modulație în bandă unică a serviciului mobil terestru. - M.: Editura Standarde, 1986

GOST 12252-86. Posturi radio VHF ale serviciului mobil terestru. - M.: Editura Standarde, 1986

Proiectarea cursurilor și a diplomelor. Orientări pentru studenții specialităților 190200 și 200700. Omsk. - Editura Universității Tehnice de Stat din Omsk, 1997. - 44 p.

Dispozitive de transmisie radio. Ghid pentru proiectarea cursurilor. - Ompi. - Omsk, 1985. - 27 p.

Altshuller G. B., Elfimov N. N., Shakulin V. G. Oscilatoare cu cuarț: Referință. indemnizatie. M.: Radio și comunicare, 1984. - 232 p.

Rezonatoare piezoquartz: Manual / Ed. P.E. Kandyba și G.P. Pozdnyakova. - M.: Radio și comunicare, 1992 - 392 p.

Dispozitive semiconductoare. Tranzistoare de putere medie și mare: Manual / Ed. A.V. Golomedova. - M.: Radio și comunicații, 1989 - 640 p.

17. Carte electronică de referință privind dispozitivele semiconductoare. Shulgin O.A. v.1.02

Transmițător cu modulație de amplitudine

Cel mai simplu circuit transmițător cu modularea în amplitudine a undei purtătoare (Fig. 8.1) conține un excitator, multiplicarea frecvenței (MF), cascade de amplificare a puterii (PA), un amplificator de joasă frecvență (LF), căruia îi este furnizat semnalul transmis u intrare) și modulator de amplitudine (AM).

Orez. 8.1. Schema bloc a unui transmițător cu modulație de amplitudine

Patogen este un oscilator principal de putere redusă, stabilizat de un rezonator cu cuarț. Puterea scăzută a oscilatorului principal permite utilizarea în dezvoltarea sa a dispozitivelor semiconductoare de frecvență mai mare care au o inerție mai mică, oferă un regim termic mai ușor pentru funcționarea dispozitivului de amplificare și a rezonatorului de cuarț, ceea ce crește stabilitatea frecvenței. Autooscilatoarele de cuarț încă funcționează la frecvențe relativ joase (până la sute de MHz la armonici de cuarț). Prin urmare, după oscilatorul principal, cascadele sunt pornite multiplicatori de frecvență, care măresc frecvenţa de oscilaţie până la valoarea purtătorului. Multiplicatorii de frecvență cresc adesea și puterea de oscilație. Pentru a crea puterea necesară la ieșirea transmițătorului, circuitul folosește amplificatoare de putere. De regulă, amplificatoarele de putere a semnalului radio sunt conectate între etapele multiplicatoare de frecvență și se numește întreaga cale circuit de amplificare și multiplicare. Amplificatorul de putere de ieșire al emițătorului este încărcat pe un alimentator (ghid de undă, cablu etc.) conectat la antenă.

Modulația de amplitudine este de obicei efectuată în amplificatorul de putere de ieșire. Adesea, un astfel de amplificator de putere este etapa finală a transmițătorului.

Literatură: V.I. Nefedov, „Fundamentals of radio electronics and communications”, Editura „Liceu”, Moscova, 2002.

TRANSMITĂTOARE DE MODULAȚIE DE AMPLITUDINE

6.1. INFORMAȚII GENERALE

După cum se știe, în conformitate cu GOST pentru termenii în comunicațiile radio modulare este procesul de modificare a unuia sau mai multor parametri ai undei de radiofrecvență purtătoare în conformitate cu modificările parametrilor semnalului transmis (modulator). Purtător sau undă purtătoare - o undă electrică sau electromagnetică concepută pentru a produce un semnal de radiofrecvență prin modulare. Semnalul modulator conține informațiile care trebuie transmise. În cazul în care modulația de amplitudine(AM) parametrul variabil (modulat) al purtătorului armonic este amplitudinea oscilațiilor eu=eu(t), variind proporţional cu semnalul de transmis U Ω ( t); Ca rezultat al modulării, se obține o oscilație complexă nearmonică.

În prezent, principalele domenii de aplicare ale AM ​​sunt: ​​radiodifuziunea sonoră pe unde „lungi”, „medii” și „scurte” (gaze de frecvență LF, MF și HF) și difuzarea de televiziune în intervalele metru și decimetru (VHF și UHF) - transmițătoare de imagine (vezi tabelul 1.1). În scopuri de comunicații radio, AM este utilizat în aviație în intervalele 118... 136 MHz (comunicații radio cu rază scurtă). În practica casnică, AM este utilizat și în difuzarea prin cablu cu trei programe.

A existat o tendință către o tranziție treptată a transmisiilor radio de la AM la o singură bandă laterală (a se vedea capitolul 7). În primul rând, se plănuiește transferul transmisiei în gama HF către un sistem de modulație cu bandă laterală unică (SM). Se explorează utilizarea unei variante de OM care este compatibilă cu AM utilizată în prezent și păstrată pentru viitorul apropiat.

Pentru a crea programe de informare și artistice pentru radiodifuziunea sonoră, există întreprinderi speciale - studiouri de radiodifuziune, case de radio. Studiourile centrale de difuzare sunt situate în Moscova. Multe orașe mari au studiouri locale de radiodifuziune.

Mesajul care urmează să fie transmis sub formă de vorbire umană, muzică etc. este convertit cu ajutorul unui microfon într-un semnal electric cu un spectru complex în regiunea frecvențelor tonale (sunetelor). Acest semnal este transmis prin canale speciale de telecomunicații (cablu, releu radio etc.) către emițătoarele de transmisie radio, situate de obicei în afara orașului pe așa-numita centre de transmisie radio (stații).

Semnalul sonor se caracterizează prin lățimea benzii de frecvență ocupate (Ω min ... Ω max) și intensitate (tensiune UΩ). În conformitate cu vorbirea transmisă, muzica sau combinația lor, componentele spectrului și valorile acestora se schimbă; difuzarea audio este un proces aleatoriu. Pentru transmițător, acest semnal este modulant.

Distribuția puterii semnalului în banda de frecvență audio este caracterizată de densitatea spectrală S(Ω) [sau S(F)]. În fig. Figura 6.1 prezintă densitatea spectrală a vorbirii ruse, raportată la densitatea spectrală maximă observată la o frecvență apropiată de F= 300 Hz. După cum se poate observa, densitatea spectrală este foarte neuniformă. Întregul spectru de vibrații acustice percepute de urechea umană ocupă o bandă largă de frecvență - aproximativ 20...20.000 Hz; sensibilitatea maximă a urechii este de aproximativ 1000 Hz. Cele mai „puternice” componente spectrale ale vocii umane sunt concentrate într-o bandă îngustă de 200...600 Hz.

Pentru a asigura o percepție inteligibilă a vorbirii în timpul comunicațiilor radiotelefonice (așa-numitele radiotelefonie comercială) este suficientă trecerea uniformă prin transmițător a unei benzi de bază de 300...3400 Hz (în unele cazuri 300...3000 sau altele) cu o denivelare acceptabilă în această bandă de aproximativ ±(2...3) dB. Pentru a asigura percepția estetică în radiodifuziunea, este necesar să se transmită o bandă de frecvență semnificativ mai largă cu o anumită denivelare admisă: pentru clasa cea mai înaltă (difuzare MB FM, vezi capitolul 8) 30... 15.000 Hz, pentru clasa întâi (televiziune). sunet) 50. ..10.000 Hz, pentru clasa a II-a (difuzare din AM pe unde lungi, medii si scurte) 100...6300 Hz cu denivelari admisibile de circa ±(0,7...1,5) dB. Cerințele pentru indicatorii de calitate ai unui emițător pentru un anumit scop sunt prezentate în GOST-urile relevante.

Orez. 6.1. Spectrul semnalului de vorbire

Majoritatea semnalelor urmează să fie transmise prin canale radio u(t) (vorbire, muzică etc.) au o valoare medie u 0 = 0. O excepție este semnalul imaginii de televiziune, care conține informații despre iluminarea medie a imaginii transmise (pentru mai multe detalii, vezi capitolul 9).

Standardele prevăd anumiți indicatori de energie și calitate (parametri de calitate) ai emițătorilor, măsurați atunci când semnalele de testare sunt furnizate sub formă de semnale audio armonice. Analiza modului de funcționare al cascadei transmițătorului în timpul modulării într-o primă aproximare este, de asemenea, mai bine (mai clar) efectuată în ipoteza unui semnal de modulare armonică. Prin urmare, în viitor vom determina principalele relații pentru AM cu un semnal modulator armonic (cosinus).

. (6.3)

În unele cazuri, vom lua în considerare și statisticile semnalului sonor real.

Cu modulația de amplitudine, adică cu influența unei tensiuni modulante (sunete) de forma (6.3) asupra curentului anodic al sursei de apă caldă, componentele spectrului de curent în apropierea primei armonice se modifică conform legii.

În fig. Figura 6.2 prezintă o oscilație modulată a formei (6.4). Anvelopa de oscilație modulată reproduce forma de undă a tensiunii de frecvență audio. Oscilația (6.4) poate fi reprezentată ca suma a trei oscilații sinusoidale:

. (6.5)

Figura 6.2. Diagrama de sincronizare a semnalului AM

Orez. 6.3. Spectrul de oscilații AM atunci când este modulat de unu (a) și

trei ( b) vibraţii armonice

Orez. 6.4. Diagrama vectorială a oscilațiilor AM la

modulare printr-o oscilatie armonica

Puterea medie a unei oscilații modulate în amplitudine este de obicei determinată pentru valorile statistice medii ale coeficienților de modulație:

Unde m av este valoarea medie a coeficientului de modulație pe o perioadă lungă de timp.

Pentru a obține o rază de comunicare mai mare și (sau) a îmbunătăți raportul semnal-zgomot la locația de recepție, este necesar să creștem puterea componentelor laterale ale oscilației AM. Prin urmare, trebuie să ne străduim pentru o mai mare adâncime a modulației t → m max → 1, adică curenții antenei eu A și circuitul anodic eu a1 al lămpii (tranzistorului) ar trebui să varieze liniar de la un anumit maxim la zero. Având în vedere că
, avem
.

Transmițătoarele AM ​​sunt proiectate ca T tah = 1. Presupunând p = 3,5...4, obținem T mier = 0,35...0,4. Aceasta înseamnă că proporția benzilor laterale în timpul modulării este de 1,5...2,2% R 1 max iar puterea nominală a lămpilor (sau tranzistorilor) este folosită foarte puțin. Informațiile sunt conținute în benzile laterale. Prin urmare, o caracteristică energetică importantă a AM (indiferent de metoda de implementare) este următoarea: pentru a transmite o putere relativ scăzută în bandă laterală, este necesară puterea de vârf a transmițătorului R 1 max . Acest lucru se întâmplă în ciuda faptului că valorile de vârf ale semnalului de modulare apar relativ rar. Transferurile extrem de artistice au cerințe foarte stricte pentru distorsiunea neliniară și, prin urmare, trebuie să suporte utilizarea slabă a lămpilor.

La transmiterea semnalelor vocale, semnalele audio limitate în amplitudine sunt furnizate la intrarea dispozitivului de modulare transmițător; nivelul admisibil de distorsiune este atins folosind dispozitive de limitare sofisticate. Gradul de limitare nu depășește de obicei 12 dB: C căpcăun = 20 log( U m /U limită) ≤ 12 dB, unde U căpcăun - tensiunea corespunzatoare inceputului limitarii; U m - valoarea amplitudinii tensiunii furnizate limitatorului. Se realizează astfel o scădere a factorului de creastă (pe măsură ce valoarea medie a semnalului crește), o creștere a volumului și, în consecință, puterea benzilor laterale. Această modulație se numește trapezoidal, deoarece forma plicului este asemănătoare unui trapez (Fig. 6.5). Coeficientul mediu de modulație este egal cu 0,7...0,8. Cu toate acestea, creșterea nivelului de tăiere cu mai mult de 12 dB este nedorită din cauza distorsiunii crescute.

Orez. 6.5. Diagrama de timp în timpul modulării

semnal real ținând cont de limitare

Există multe metode diferite pentru obținerea AM. În marea majoritate a cazurilor, modularea se realizează prin modificarea (modularea) tensiunii pe un electrod al lămpii sau al tranzistorului; uneori două sau trei tensiuni se schimbă simultan – așa-numitele modulație combinată. Dependența modului de alimentare cu apă caldă de tensiunea de alimentare este stabilită în § 2.12.

Orez. 6.6. Graficul dependenței coeficientului de adâncime a amplitudinii

modulația și tensiunea THD

semnal modulator armonic

Adecvarea unui generator pentru AM poate fi judecată după așa-numitul său caracteristici de modulație statică(SMX), adică în funcție de dependență eu a1, eu a0, eu O, R 1 , R 0 , η de la orice tensiune de alimentare E O, E Cu, E c1, U c cu AM simplu sau dintr-o schimbare simultană comună a două sau trei tensiuni cu AM combinat. Aceste caracteristici sunt numite statice deoarece sunt eliminate prin schimbarea tensiunii constante (sau E a, sau Eс1 ,) sau prin modificarea amplitudinii tensiunii de excitare a alimentării cu apă caldă U Cu; Nu există tensiune de modulare a frecvenței audio: U Ω = 0.

Caracteristica de modulație statică a cascadei GWW cu AM nu ține cont de dependența indicatorilor săi de calitate și energie de neliniaritatea rezistenței de intrare a GWW modulat și de frecvența semnalului modulator Ω. Pentru a identifica aceste dependențe importante, examinăm răspuns de modulație dinamică GVW modulat, adică dependența coeficientului de adâncime a modulației de amplitudine și a altor indicatori de mod de amplitudinea tensiunii de modulare (sunet) UΩ. Măsurătorile sunt efectuate la frecvențele furnizate de GOST; în cele mai simple cazuri este fie 400, fie 1000 Hz. Folosind instrumente de măsurare speciale (sau aproximativ folosind un osciloscop), adâncimea de modulare este măsurată pentru semiciclurile pozitive și negative ale anvelopei de oscilație AM:

Şi
,

Unde; (vezi Fig. 6.2 și 6.6). Coincidența acestor dependențe (
) și liniaritatea lor indică simetria modulației și mici distorsiuni neliniare, caracterizate prin distorsiuni armonice.

Pentru un emițător de difuzare cu AM conform GOST în domeniul de frecvență 100...4000 Hz și la adâncimea de modulație t ≈ 50% distorsiune armonică K G ≤ 1%, iar la T= 90 % K G ≤ 2 %.

Banda de frecvență modulantă Ω min … Ω max și neuniformitatea de modulație admisă T= f(Ω) la UΩ = 0,5· U O. max = const caracterize răspuns amplitudine-frecvență transmițător (răspuns în frecvență), cu alte cuvinte - distorsiune de frecvență (Fig. 6.7).

În conformitate cu „Regulamentele privind comunicațiile radio” internaționale (M.: Radio și comunicații, 1985), AM în scopul difuzării sonore sau al comunicațiilor radiotelefonice are simbolul AZE (desemnarea învechită și anulată A3).

Modulator(cascada modulată) a unui transmițător radio este dispozitivul (cascada) în care se desfășoară procesul de modulare (GOST 24375-80). Aceasta este o etapă de amplificare a frecvenței radio (vezi Fig. 1.2) între excitator și ieșirea transmițătorului (antenă), adică fie o etapă de ieșire (finală), fie un fel de treaptă intermediară.

Tensiunea (semnal) de modulare (sunet) este furnizată transmițătorului de la o sursă de informații, de exemplu de la un microfon dintr-un studio de difuzare. Pentru a asigura funcționarea modulatorului, de regulă, este necesară amplificarea prealabilă a semnalului modulator. În acest scop, emițătorul oferă o cale de amplificare a frecvenței audio (dispozitiv de modulare), a cărei etapă de ieșire va fi numită în mod convențional un amplificator puternic de frecvență audio (MUFA) - o etapă de modulare. Diagramele bloc ale transmițătoarelor AM sunt prezentate în Fig. 6.8.

Orez. 6.7. Răspuns amplitudine-frecvență

Orez. 6.8. Scheme bloc ale emițătorilor cu amplitudine

modulație în stadiul de ieșire ( O), cascadă intermediară ( b)

și atunci când utilizați putere suplimentară ( V)

După cum sa menționat deja în cap. 1, compatibilitatea electromagnetică (EMC) este cea mai importantă condiție pentru dispozitivele radio-electronice moderne, inclusiv transmițătoarele radio.

Alături de instabilitatea admisibilă a frecvenței de operare, nivelul emisiilor parasite și de zgomot, emițătorul este supus cerinței unui nivel acceptabil de radiație în afara benzii.

Spectrul de frecvență al radiației emițătorului la frecvența atribuită (de operare), format în timpul procesului de modulare (manipulare), constă din radiații fundamentale și în afara benzii.

Orez. 6.9. Șablon de cerințe pentru nivelul de suprimare

emisii în afara bandă a transmițătorului

Radiația de bază conține informații utile și preia așa-numitele lățimea de bandă necesară, adică o bandă de frecvență suficientă pentru o anumită clasă de radiații (tip de modulație, scop) pentru a asigura transmiterea mesajelor cu viteza și calitatea necesară în anumite condiții.

Din bandă este emisia unui transmițător la frecvențele imediat adiacente lățimii de bandă necesare și care rezultă din procesul de modulație. (Regulamentul radio, GOST „Compatibilitatea electromagnetică a echipamentelor radio-electronice. Termeni și definiții.”) Radiația în afara benzii nu este necesară pentru funcționarea acestui transmițător și creează interferențe pentru sistemele de comunicații care funcționează la frecvențe imediat adiacente frecvenței necesare banda acestui transmițător.

Emisiile în afara benzii apar atunci când emițătorul este modulat cu un spectru excesiv de larg, datorită armonicilor mai mari ale semnalului modulator, care apar atât în ​​timpul amplificării semnalului modulator, cât și în timpul procesului de modulare, remodulație etc.

Emisiile în afara benzii apar și atunci când semnalul transmis este cuantificat, de exemplu, în amplificatoare de clasă D (vezi § 6.8).

În emisiile radio AM cu o gamă nominală de frecvență de modulare de 50... 10.000 Hz, un grad suficient de suprimare a emisiilor în afara benzii este asigurat prin:

limitarea spectrului de frecvențe audio la ieșirea dispozitivului de modulație (la ieșirea MUZCH) cu limitatoare speciale high-pass, cu alte cuvinte, filtre low-pass;

nivel scăzut admis de distorsiune neliniară a transmițătorului, adică liniaritate ridicată a dispozitivului de modulație și modulare (a se vedea § 6.2 și 6.3).

În GOST, nivelul admisibil al emisiilor în afara benzii este stabilit prin indicarea suprimării minime necesare a nivelului de radiație la marginile unei anumite benzi de frecvență (Fig. 6.9):

suprimarea radiației în afara benzii cu 40 dB în comparație cu puterea purtătoarei la limitele benzii de 27 kHz, adică cu o abatere de la frecvența purtătoare de ±13,5 kHz;

45 dB de respingere la marginile benzii de 28 kHz (±14 kHz);

Respingere 50 dB pentru banda de 38 kHz;

Respingere de 60 dB pentru banda de 66 kHz.

În HVV cu tuburi și tranzistori, sunt posibile următoarele metode de obținere a AM:

la electrodul de intrare (grilă, bază) prin modificarea tensiunilor de polarizare ( E c , E b) sau entuziasm ( U c , U b);

la electrodul de ieșire (anod, colector) prin schimbarea tensiunii de alimentare ( E O, E La);

metode combinate.

Literatură: V.V. Shakhgildyan, „Dispozitive de transmisie radio”, Editura „Radio și comunicații”, Moscova, 2003.

1 . Specificatii tehnice

Proiecta emițător de difuzare cu AM (PRVAM) cu următorii parametri:

· Puterea în antenă (sarcină) P ~ =100 kW;

· Impedanța caracteristică a alimentatorului cu Ф = 150 Ohm;

· Eficiența alimentatorului z f = 0,80;

· Coeficientul undei de călătorie KBB = 0,8;

· Indicele maxim de modulație m = 1;

· Gama de frecvență de funcționare f min - f max, 0,1 - 0,3 MHz;

· Gama de frecvență de modulație DF = 50 10000 Hz;

· frecvenţa purtătoare f 0 =200 kHz.

Analiza specificațiilor tehnice:

Emițătoarele de transmisie radio (PRB) cu AM utilizate în intervalele de unde lungi, medii și scurte trebuie să respecte parametrii GOST 1392468. În versiunile cu tuburi ale transmițătorilor pentru a recepționa un semnal AM de o anumită putere, cele mai comune sunt anodul, anodul- modularea ecranului sau combinată (pe mai mulți electrozi) în treapta terminală, amplificarea oscilațiilor modulate (UMO) este mai rar utilizată.

În cadrul acestei lucrări au fost efectuate următoarele calcule:

· etapa finală la punctele de vârf, minime și telefonice, precum și la adâncimea de modulație de 100%;

· dispozitiv modulator și parametrii electrici ai elementelor sale; transformator, bobine, condensatoare de blocare;

· sistem oscilator de ieșire;

2. Alegerea unei metode de construcție proiectarea dispozitivului proiectat

Pentru implementare a acestui dispozitiv A fost aleasă o opțiune de implementare cu modulare anodă datorită eficienței energetice ridicate, liniarității bune și utilizării pe scară largă în emițătoarele de transmisie radio. Schema bloc a dispozitivului proiectat este prezentată în Figura 1.

Figura 2.1. Schema bloc a transmițătorului de emisie radio AM proiectat.

Calculul aproximativ al unui transmițător radio cu AM conform diagramei bloc

Conform specificaţiilor tehnice, emiţătorul trebuie să aibă următorii parametri: P ~ = 100 kW;

indicele de modulație m = 1;

intervalul de frecvență de funcționare f min f max = 0,1 0,3 MHz.

Pe baza parametrilor specificați mai sus, vom face un calcul aproximativ al elementelor emițătorului radio.

Puterea de vârf în antenă va fi:

Puterile P 1 T și P 1 max furnizate de dispozitivele OK sunt determinate de formulele:

unde este eficiența aproximativă a sistemului oscilator de ieșire. selectate din tabelul din și , eficiența alimentatorului.

Atunci P 1 T = 136 kW, P 1 max = 544 kW.

Datorită faptului că modularea anodului este implementată în OK, puterea nominală a ED este selectată conform regulii P 1nom 1 T = 272 kW (puterea nominală a lămpilor generatorului).

Deoarece La dezvoltarea OK, a fost folosit un circuit push-pull, apoi P 1nom al lămpii = .

Alegerea tipului de lampă se efectuează în funcție de parametri precum P 1nom a lămpii și frecvența maximă de funcționare f max.

Conform tabelelor de referință prezentate în și, a fost selectată o lampă GU 66 B, având următorii parametri: E a nom = 10 kV; S = 0,16 A/V, P nom de referință = 150 kW.

Descrierea lămpii GU 66 B este dată în apendicele 1.

Schema schematică a transmițătorului de transmisie radio proiectat este prezentată în Figura 2.2.

Figura 2.2 - Schema schematică a emițătorului AM proiectat.

3 . Calculul etapei finale (OK)

În acest moment, OK se calculează în următoarele moduri:

· în punctul de vârf;

· la punctul minim;

· la un punct telefonic;

· la 100% adâncime de modulație.

Adâncimea de modulație a tensiunii anodului m = 1 în conformitate cu termeni de referință.

Schema schematică a etapei finale este prezentată în Figura 3.1.

Figura 3.1 Schema schematică a etapei finale.

Tensiunea de alimentare a anodului pentru modul punct de telefon este de obicei selectată ca:

Unghiul de tăiere este selectat în intervalul și = 80 - 90?. În acest caz, vom lua unghiul de tăiere egal cu 90?.

3 .1 Calculul etapei finale (OK) în maxim punct

Calculul etapei finale la punctul maxim se efectuează conform metodei prezentate în și.

Tensiunea de alimentare a anodului și a rețelei de ecranare:

E a max = E a . t (1+m)=16 kV

Factor de utilizare a tensiunii anodului în modul limită

Tensiunea de amplitudine la anod:

U a max = E amax o max =15,7 kV

Amplitudinea primei armonice a curentului anodic:

I a 1 max =2=69,2 A

Amplitudinea impulsului curentului anodic

Sunt == 138,4 A

Rezistenta echivalenta la sarcina anodica:

Unghiul de tăiere superior este determinat din ecuație

De unde obținem = 0,31 rad = 18 0

Componenta DC a curentului anodic ținând cont de vârful trunchi al pulsului

Puterea consumată de circuitul anodic

Puterea disipată la anod

Eficiența circuitului anodic în regim maxim

Amplitudinea tensiunii de excitare în circuitul rețelei de control și tensiunea de polarizare

Rezistență la polarizare automată

unde, = 71,2 0, ? 0,66

Componentele curentului rețelei

unde sunt coeficienții și, ținând cont de natura nesinusoidală a impulsului de curent, se presupune că sunt egali? 0,66, ? 0,75

Consumul de energie de la etapa anterioară a PC-ului și sursa de polarizare

Putere disipată pe rețeaua de control

3 .2 Calculul final cascadă (OK) în punctul minim

Calculul modului punct minim se efectuează conform metodelor prezentate în -. Modul punct minim este caracterizat de tensiuni scăzute la anod. În regiunea e a >0, intensitatea regimului crește și MX-ul este ușor îndoit. Pentru a atenua aceste fenomene, în circuitul de curent este inclusă rezistența de polarizare automată R c ...

Parametrii modului minim sunt calculați numai pentru circuitul rețelei de control, . Datele inițiale pentru acest calcul sunt U c max, E c 0, S, R c. .

Pentru a afla parametrii curentului rețelei, folosind metoda descrisă în găsim din ecuație

Consumul de energie de la sursa de polarizare și de la PC.

3 .3 Calculul final cascadă(OK) la punctul de telefon

Calculul modului punctului telefonic se efectuează conform metodelor prezentate în și.

Componentele curentului anodic

Tensiunea anodică și amplitudinea tensiunii de sarcină

Consumul de energie și ieșirea

3.4 Calcul final cascadă (OK) în modul de modulare

Calculul OC în modul de modulare se efectuează conform metodei descrise în și.

Puterea medie consumată de circuitul anodic

Putere furnizată de dispozitivul de modulare

Putere medie de ieșire de la lămpile OK

Puterea medie disipată la anod.

Putere medie disipată pe rețeaua de control

4 . Calculul cascadei pre-terminale

EP pentru cascada pre-finală este selectat conform următoarea regulă: conform tabelelor de referință date în factorul de câștig de putere N p = 30 .. 50 se găsește N p = 50. Atunci puterea etapei anterioare necesară pentru a excita OK este

Pentru această putere este potrivită o lampă GU-39 B, cu P nom = 13 kW. Caracteristicile GU 39 B sunt prezentate în Anexa 2.

Lanțul P poate fi folosit ca lanț de coordonare pentru QAP și OK.

5 . R Calcularea dispozitivului de modulație

MMU este implementat folosind un amplificator de clasa D Principiul de funcționare al acestui MMU este descris în detaliu în și. Un amplificator push-pull clasa D este proiectat pentru a amplifica semnalul de modulare. Pentru a furniza componenta constantă I a 0t la OK, se utilizează o sursă de alimentare separată cu tensiunea E at și inductor L d 4. Tensiunea de modulare U Ш este furnizată la modulatorul de lățime a impulsului și amplificatorul de impuls ulterior și apoi la lampa V 2. A doua lampă V1 este controlată de tensiunea care cade peste rezistenţa R1 din curentul anodic al lămpii V2.

Schema schematică a acestui dispozitiv este prezentată în Figura 5.1.

Figura 5.1 Schema schematică a unui MMU cu un amplificator push-pull clasa D.

Avantajele acestei scheme includ:

· o creștere semnificativă a eficienței amplificatorului, datorită faptului că lămpile în cascadă funcționează în modul cheie, iar componenta de curent continuu I a 0 t OK trece prin inductor cu rezistență scăzută a înfășurării;

eficiență constantă a amplificatorului la diferite niveluri semnal amplificat (cu o alegere rațională a lămpilor, eficiența într-un astfel de amplificator poate ajunge la 95% - 97%);

· absența unui transformator de modulație greu, voluminos și scump.

Dezavantajele acestei scheme includ:

· nevoia de reglare atentă a controlului lămpii, eliminându-le deschidere simultană, ceea ce ar duce la scurtcircuitarea sursei de alimentare 2E a.

Diodele VD 1 și VD 2 sunt proiectate pentru a preveni întreruperea curentului în bobina L d 2 atunci când lămpile sunt comutate.

Deoarece calculul parametrilor modului OK a fost finalizat, acesta este determinat

Pe baza parametrilor calculați, este selectată lampa GU-66 B.

Diodele VD1 și VD2 sunt selectate în funcție de următorii parametri:

Tensiune inversă E rev E p,

Maxim curent de impuls I D max = 38 A

Rezistența directă a diodei deschise r D este de preferință cât mai mică posibil. Inductanța nominală a inductanței filtrului L d 1 este selectată în mai multe Henry. L d 1 = 5 Gn.

Condensatorul C1 este selectat din condiția atunci C1 = 253 pF

Filtrul Ld 2, Ld 3, C 2, C 3 este realizat sub forma unei semi-legături L d 2 C 2 conform lui Butterworth. Prin urmare

Condensatorul de cuplare C4 este selectat din condiție

Atunci C4 = 688 nF.

se alege din conditia Apoi putem pune

Rezistența R 1 este selectată astfel încât inegalitatea să fie satisfăcută

unde este tensiunea de tăiere a curentului anodic al lămpilor VL1 și VL2.

Astfel R 1 = 150 Ohm.

Frecvența de ceas f t este selectată din condiția f t = (5..8) F c. Alegeți f t = 70 kHz.

6 . Ra cont de sistem bucla de ieșire

Calculul sistemului oscilator de ieșire se realizează conform metodei prezentate în și.

Scopul sistemelor oscilatoare de ieșire din transmițătoarele radio este de a îndeplini următoarele funcții:

· aprobare rezistență activă R Un alimentator de antenă cu necesarul pt funcționare normală treapta de iesire cu rezistenta de sarcina echivalenta R e in circuitul anodic;

· compensare reactanţă X O antenă sau un alimentator, astfel încât sistemul de videoconferință să funcționeze sarcina activași l-a trimis la antenă cea mai mare putere;

· filtrarea armonicilor generate dispozitive electroniceîn etapele de ieșire.

Pentru a selecta un design de conferință video, să calculăm filtrarea necesară

Pe baza graficului dependenței s VKS (F necesar), se determină proiectarea sistemului oscilator de ieșire. Pentru z VKS =0,92 și Ф necesar =2,1 10 3 în proiectarea VKS va arăta ca (Figura 6.1):

Figura 6.1 Schema schematică a sistemului oscilator de ieșire.

Impedanța de intrare maximă și minimă a alimentatorului

Calculul elementelor VKS se efectuează conform metodologiei prezentate în.

Apoi, pentru primul lanț P pe care îl avem

Pentru al doilea lanț P

Apoi, evaluările elementelor VKS ar trebui să varieze în interior

7 . Concluzie

În urma muncii depuse, în conformitate cu specificațiile tehnice, a fost proiectat un emițător de emisie cu modulație de amplitudine. S-au calculat OK, dispozitivul de modulație și sistemul de buclă de ieșire și au fost selectate elementele pentru construirea acestor dispozitive. MMU este realizat după un circuit cu un amplificator push-pull clasa D, care ajută la creșterea eficienței amplificatorului și la simplificarea circuitului acestuia. Pentru a potrivi rezistența activă a alimentatorului de antenă cu rezistența de sarcină echivalentă în circuitul anodic necesară pentru funcționarea normală a etajului de ieșire, precum și pentru a compensa reactanța alimentatorului și pentru a filtra armonicile generate de dispozitivele electronice în treptele de ieșire , se folosește un sistem de circuit de ieșire cu un circuit dublu în formă de U.

Anexa 1

Caracteristicile triodei generatorului GU 66 B

Trioda generatorului GU-66B este concepută pentru a amplifica puterea la frecvențe de până la 30 MHz în dispozitivele radio de transmisie staționară, atât în ​​circuite cu o rețea comună, cât și în circuite cu un catod comun.

Informații generale

Catodul este carburat de tungsten thoriat încălzit direct. Designul este metal-ceramic, cu conductoare inelare ale catodului și grilei. Răcire - forțată: anod - apă; picioare - aer. Înălțimea nu mai mult de 420 mm. Diametrul nu mai mult de 211 mm. Greutate nu mai mult de 23 kg.

Parametrii electrici
Tensiunea filamentului, V
Curentul de filament, A
Pantă caracteristică, mA/V
Câștig (la tensiune anodică 4 kV, curent anod 8 A)
Capacitate interelectrod, pF, nu mai mult
zi liberă
punct de control,
Cea mai mare tensiune a filamentului
Cel mai mare curent de pornire filament, A
Putere maximă de disipare, kW
Temperatura cea mai ridicată a piciorului și a joncțiunilor ceramică-metal, °C

transmițător de difuzare transformator de modulație de amplitudine

Anexa 2

Caracteristicile GU - 39 B

Factori de influență admiși în timpul funcționării
Temperatura ambiantă, C 0
Umiditatea relativă a aerului la temperaturi de până la 25 °C, %
Parametrii electrici
Tensiunea filamentului, V
Curentul de filament, A
Pantă caracteristică, mA/V
Putere de ieșire kW, nu mai puțin
Date de operare maxime admise
Cea mai mare tensiune anodică (constantă), kV
Cea mai mare frecvență de operare, MHz

Documente similare

Schema bloc a emițătorului, calculul etapei finale. Circuit echivalent al rezistenței de intrare a unui tranzistor într-un circuit cu OE. Calculul unui dispozitiv de potrivire, filtru de ieșire. Calculul structural al inductorilor. Calculul elementelor de blocare.

lucrare curs, adăugată 05.09.2012


Dezvoltarea unui transmițător radio pentru difuzarea radio pe unde ultrascurte(VHF) cu modulație de frecvență (FM). Alegerea unui prototip de transmițător. Calculul diagramei structurale. Calculul electric al sistemului de sarcină al transmițătorului, modul etapei pre-terminale pe un computer.

lucrare curs, adaugat 10.12.2014


Proiectarea unui dispozitiv de transmisie radio de comunicații cu modulație de frecvență (FM). Scheme bloc ale unui transmițător cu FM direct și indirect. Calculul etapei finale, colectorului și circuitelor de intrare. Calculul circuitului de potrivire a etapei finale cu sarcina.

lucrare de curs, adăugată 21.07.2010


Motivație diagrama functionala transmiţător. Calculul și determinarea tranzistorului pentru treapta finală a emițătorului. Calculul etapei finale, impedanța de intrare a antenei, circuitul de potrivire. Determinarea circuitului colector al generatorului în regim critic.

lucrare curs, adaugat 14.04.2011


Caracteristicile și scopul unui receptor de emisie pentru semnale cu modulație în amplitudine, diagramă bloc. Caracteristici ale setărilor receptorului, utilizarea varicaps. Metode de calcul a tensiunii de zgomot la receptor. Analiza si calculul unui detector de semnal radio.

lucrare curs, adaugat 21.04.2012


Justificarea diagramei structurale. Calcul electric. Selectarea unui dispozitiv semiconductor de amplificare. Calculul filtrului de ieșire. Selectarea denumirilor standard. Schema electrică a etapei finale puternice a unui transmițător de comunicație cu modulație de frecvență.

lucrare de curs, adăugată 14.11.2008


Canale de scurgere informații despre vorbire. Metode de generare și conversie a semnalelor. Caracteristicile unui microfon radio cu modulație de amplitudine. Semne și clasificare a dispozitivelor ipotecare. Esența și principiul funcționării modulării în amplitudine a unui purtător armonic.

rezumat, adăugat 21.01.2013


Elaborarea unei scheme bloc a unui transmițător cu modulație de bază, numărul de trepte de amplificare a puterii, treapta finală, circuit de intrare tranzistor, auto-oscilator cu cuarț, follower emițător. Rezistența de intrare echivalentă și capacitatea tranzistorului.

lucrare de curs, adăugată 17.07.2010


Selectarea metodei de modulare a frecvenței. Calculul unui oscilator tranzistor pe baza unui punct în trei puncte. Selectarea diagramei bloc excitatorului. Calculul electric al modurilor în cascadă a căii transmițătorului. Proiectarea unui circuit de comunicație de ieșire cu gamă largă.

lucrare curs, adaugat 29.03.2014


Calculul polarizării și circuitelor de alimentare ale tranzistorului. Selectarea componentelor radio pentru circuitele de comunicație, filtrare, alimentare pentru circuitul de etapă finală. Calcul diagrama schematica transmiţător. Calcul electric al unui generator controlat de tensiune cu modulație de frecvență.

Teza pe tema:

Dezvoltarea unui dispozitiv de transmisie radio care funcționează în modul de modulație cu bandă laterală unică

INTRODUCERE

SARCINA DE PROIECTARE

1. SELECȚIA ȘI JUSTIFICAREA DIAGRAMEI STRUCTURALE

2. CALCULUL MODULUI DE FUNCȚIONARE AL CASCADEI FINALE

2.1 Selectarea tipului de tranzistor

2.2 Calculul circuitului de intrare a tranzistorului

2.3 Calculul circuitului colector al etapei finale

3. CALCULE ȘI SELECTAREA CASCADELOR DE INTRARE

3.1 Calculul unui oscilator cu cuarț

3.2 Selectarea tipului de modulator echilibrat

3.3 Selectarea și calcularea filtrelor

4. CALCULUL LINII DE COMUNICARE

5. SINTETIZATOR DE FRECVENTA

6. CALCULUL SISTEMULUI DE RĂCIRE ​​AL TRANZISTORULUI 2T925V

7. SURSA DE ALIMENTARE

CONCLUZIE

REFERINȚE

APLICAȚII

INTRODUCERE

Tema acestui proiect de diplomă este dezvoltarea unui dispozitiv de transmisie radio care funcționează în modul de modulație cu bandă laterală unică. Dispozitivele de transmisie radio de acest tip sunt utilizate pe scară largă în intervalul de frecvență f = 1,5 - 30,0 MHz ca dispozitive de comunicații, deoarece semnalul de vorbire (transmis) este de bandă destul de îngustă - 300... 3400 Hz. Acest lucru se datorează scopului acestui tip de transmițătoare, atât în ​​ceea ce privește consumul de energie (stații mobile de radio), cât și caracteristicile acestuia. gama de frecvente, și anume capacitatea sa mică de informare.

Pe baza circumstanțelor de mai sus, putem concluziona că modulația cu o singură bandă laterală are o serie de avantaje față de modulația convențională de amplitudine. Acestea includ: o bandă de frecvență mai îngustă a canalului radio (care va permite multiplexarea în frecvență a canalelor), caracteristici energetice mai bune ale transmițătoarelor radio (eficiență crescută în comparație cu modulația convențională în amplitudine), versatilitate (utilizare în condiții staționare ca stații de bază, precum și în sistemele de servicii mobile - terestre, maritime, aeriene).

Dezavantajul acestui tip de modulație este schema complicată a circuitelor atât a căilor de transmisie, cât și a celor de recepție. de acest tip dispozitive.

Cerințele pe care trebuie să le îndeplinească transmițătorul sunt, în primul rând, simplitatea proiectării circuitelor (care se realizează prin utilizarea baza elementului), care oferă fiabilitate ridicată, capacitatea de a funcționa într-o gamă largă de temperaturi ambientale și umiditate, ușurință în manipulare, uneori rezistență la șocuri, consum redus de energie și costuri reduse.

SARCINA DE PROIECTARE

Proiectați un transmițător radio de comunicații cu modulație în bandă laterală unică care satisface următorii parametri:

Puterea maximă de ieșire în alimentator – P 1 max = 10 W;

Gama de frecvențe – f = 10…16 MHz;

Impedanta caracteristica alimentatorului – W f =50 Ohm;

Tensiune de alimentare – E = 220 V, 50 Hz (rețea);

Pas de grilă de frecvență – 1 kHz;

PVI = - 45 dB;

Frecvențe de modulație – f mod = 0,3…3 kHz;

Instabilitatea relativă a frecvenței – 3 * 10 – 5.

În timpul procesului de proiectare, este necesar să selectați și să calculați:

– să întocmească și să justifice o diagramă structurală;

– formulați cerințele pentru sursa de alimentare, furnizați diagrame.

Lucrari grafice:

– parte din schema circuitului electric (selectat de profesor);

– schema de aranjare a elementelor cascadei finale (vedere de sus și laterale).

1. SELECȚIA ȘI JUSTIFICAREA DIAGRAMEI STRUCTURALE

Emițătoarele de comunicație din acest interval de frecvență f = 1,5...30 MHz funcționează, de regulă, în modul de modulație cu bandă laterală unică. Un semnal cu o singură bandă laterală este generat prin metoda filtrului la o frecvență relativ scăzută (f 0 = 500 kHz) și transferat folosind convertoare de frecvență în domeniul de funcționare.

Vom construi schema bloc a transmițătorului proiectat astfel încât să minimizăm distorsiunile neliniare, asigurând simultan o suprimare specificată a radiației oscilației în afara benzii, precum și un număr minim de circuite reglabile în etapele intermediare și finale ale emițătorul. Să luăm în considerare o variantă a diagramei structurale (Fig. 1), care satisface pe deplin cerințele menționate mai sus.

Orez. 1. Schema bloc a transmițătorului proiectat.

Scurtă descriere a diagramei bloc propuse și a scopului blocurilor:

Semnalul audio de la microfon este amplificat de un amplificator low-pass (LFA) la nivelul necesar și merge la modulatorul echilibrat 1 (BM 1), a cărui a doua intrare primește o tensiune cu o frecvență f0 = 500 kHz (semnalul generată de sintetizatorul de frecvență este utilizată ca frecvență de referință f0 ). Frecvența acestui generator este selectată ținând cont de caracteristicile de amplitudine-frecvență ale filtrului electromecanic (EMF) și de alegerea benzii laterale de lucru (superioare). Pentru această frecvență, industria produce filtre electromecanice (EMF) cu o pantă de atenuare de S = 0,1...0,15 dB/Hz în plus, sintetizatorul de frecvență va furniza instabilitatea de frecvență relativă specificată, deoarece folosește un oscilator cu cuarț; Deoarece banda de semnal utilă în conformitate cu specificațiile tehnice este de 300 până la 3000 Hz, este posibil să se utilizeze un EMF a cărui lățime de bandă este de 3 kHz. Conform standardelor, pentru emițătoarele cu o singură bandă laterală cu o frecvență de operare peste 7 MHz, semnalul de ieșire trebuie să conțină o bandă laterală superioară (Fig. 2), iar pentru o frecvență de operare sub 7 MHz - una inferioară. Ieșirea BM 1 produce un semnal bidirecțional cu o purtătoare slăbită. Gradul de suprimare a frecvenței purtătoare la ieșirea transmițătorului este determinat de modulatorul echilibrat și EMF, iar sursa de alimentare nedorită este determinată numai de parametrii EMF. Prin urmare, gradul de prezență a componentelor spectrale străine în semnal depinde de calitatea construcției acestei cascade, iar în cascadele ulterioare este imposibil să se schimbe raportul acestor componente în semnal. După ce semnalul trece prin BM 1 și EMF, semnalul se estompează, așa că este recomandabil să folosiți un amplificator de compensare (KU 1), de la ieșirea căruia semnalul merge la BM2.

A doua intrare a BM 2 primește un semnal frecventa auxiliara f 1 = 20 MHz, care, similar cu f 0, este generat de un sintetizator. Frecvența f 1 este selectată deasupra frecvenței superioare de operare a emițătorului – f B . Cu această alegere, frecvența combinată la ieșirea BM 2, egală cu f 1 + f 0, va fi, de asemenea, mai mare decât frecvența superioară a domeniului de funcționare al emițătorului. În consecință, oscilațiile generatorului auxiliar f 1 și ale produselor de conversie de ordinul întâi cu frecvențe f 1 + f 0, dacă intră în intrarea amplificatorului de putere, nu vor crea interferențe în domeniul de funcționare al transmițătorului proiectat. Dereglarea relativă între frecvențele combinate la ieșirea BM 2 nu este, de regulă, mare, prin urmare selectarea frecvenței combinate dorite ar trebui efectuată de un filtru piezoceramic (PF) sau un filtru de undă acustică de suprafață, care are o selectivitate suficient de mare. Lățimea de bandă a acestui filtru nu trebuie să fie mai mică decât lățimea de bandă semnal transmis. După ce semnalul trece prin BM 2 și PF, semnalul este și el atenuat, așa că aici este indicat să folosiți și un amplificator compensator (KU 2), după care semnalul merge la BM3.

Semnalul cu bandă laterală unică de la ieșirea KU 2 din modulatorul echilibrat BM3 este amestecat cu frecvența f 2. Sursa acestor oscilații este un sintetizator cu grilă de frecvență discretă, care generează o grilă într-un interval dat cu un pas dat. Frecvența f2 este selectată deasupra f1, adică deasupra domeniului de funcționare. Frecvențele domeniului de funcționare sunt obținute la ieșirea lui BM3 în funcție de valoarea lui f 2. Ele sunt egale cu diferența dintre frecvențele f 2 și frecvențele intermediare de conversie la ieșirea filtrului trece-bandă f = f 2 - f 1 - f 0. În acest fel, se poate determina intervalul necesar de grilă f2.

Valoare superioară: f 2 = f în + f 1 + f 0 = 16 + 20 + 0,5 = 36,5 MHz

Valoare inferioară: f 2 = f n + f 1 + f 0 = 10 + 20 + 0,5 = 30,5 MHz

Aceste frecvențe sunt izolate de un filtru trece-jos (LPF), care trebuie să acopere întreaga gamă de funcționare. Frecvența de tăiere a filtrului trece-jos nu trebuie să fie mai mică decât frecvența de operare superioară a intervalului.

Un semnal cu o singură bandă laterală este generat la un nivel scăzut de putere de 1 - 5 mW. Este adus la un anumit nivel la ieșirea transmițătorului de un amplificator liniar de putere în bandă largă, numărul de trepte în care este determinat de valoarea câștigului de la capăt la capăt:

K P = P 1 / P VX = 11,2 / 0,005 = 2240,

unde P 1 este puterea din circuitul colector al etapei finale a transmițătorului,

P VX - puterea semnalului cu o singură bandă laterală la ieșirea filtrului trece-jos.

Ca urmare a amplificării silozului, se obține un semnal suficient de puternic care ajunge la intrarea etapei finale (TC), care determină puterea nominală specificată în calea de transmisie, determină eficiența dispozitivului, în plus, circuitul de comunicație (CC) conectat în serie cu TC determină nivelul emisiilor în afara benzii. Să determinăm numărul de trepte de amplificare (AS) pentru a obține puterea nominală specificată pe baza valorii câștigului de la capăt la capăt:

Să considerăm că câștigul de putere al unei trepte este egal cu 8, apoi numărul de cascade siloz poate fi determinat prin împărțirea K P la valoarea câștigului unei etape.

Amplificarea puterii semnalului cu o cantitate de cel puțin 4.375 va fi efectuată în etapa finală.