În practică, liniile lungi sunt cel mai adesea folosite pentru a transfera puterea de la generator la sarcină. În acest scop, este de preferat modul în care călătorește. Pentru a asigura acest mod, este necesar ca rezistența de sarcină Zн = Rн + jХн să îndeplinească două condiții: partea activă a sarcinii Rн trebuie să fie egală cu impedanța caracteristică a liniei.
iar partea reactivă a sarcinii Xn ar trebui să fie egală cu zero:
Dacă rezistența la sarcină îndeplinește condițiile (2.1), (2.2), atunci se spune că linia este potrivită cu sarcina.
Obiectivele coordonării
Principiul general de potrivire a rezistențelor complexe este că un element de potrivire este inclus suplimentar în linie, a cărui reflexie compensează reflexia de la sarcină. În acest caz, ei se străduiesc să se asigure că elementul de potrivire este situat cât mai aproape de sarcină. Acest lucru se face pentru a reduce lungimea secțiunii nepotrivite a liniei de la sarcină la elementul de potrivire. Includerea unui element de potrivire în linie servește următoarelor scopuri:
creșterea puterii transmise la sarcină;
creșterea rezistenței electrice a liniei;
creșterea eficienței liniei;
eliminând influența nocivă a undei reflectate asupra generatorului.
În modul unde mixte, linia alternează între maxime și minime de tensiune. În locurile de maximă tensiune sunt facilitate condițiile de defecțiune electrică. Eliminarea undei reflectate duce la o scădere a tensiunii maxime. Prin urmare, printr-o astfel de linie este posibil să se transmită mai multă putere sau să-i crească puterea electrică.
Influența potrivirii asupra eficienței liniei este discutată mai sus (vezi p. 30) și ilustrată în Fig. 1.21. S-a stabilit că cu cât randamentul este mai mare, cu atât linia se potrivește mai bine cu sarcina, adică. cu cât este mai mic modulul coeficientului de reflexie |Г|.
Valul reflectat de sarcină este direcționat către generator și poate afecta semnificativ modul de funcționare al acestuia. De exemplu, potrivirea insuficientă a generatorului cu linia de transmisie poate duce la o modificare a frecvenței oscilațiilor generate, la o scădere a puterii de ieșire a generatorului sau la o întrerupere completă a procesului de generare. Cerințele pentru Ksv la ieșirea generatorului sunt în mare măsură determinate de tipul de generator.
Linia de alimentare prezentată în fig. 2.31, conectarea generatorului la sarcină, servește la transferul cât mai mult posibil din puterea generatorului P g către receptor, adică către sarcina acestei linii. Puterea primită de sarcină va fi notată cu P 2 .
Valoarea puterii P2 depinde de o serie de factori, pe care acum îi luăm în considerare.
1. În cazul în care Z 1 = Z 0 = Z 2 și nu există pierderi în linie, puterea eliberată în sarcină este P 2 = P 1 = P 0 .
2. Într-o linie cu pierderi, puterea P 2 eliberată în sarcină mai putina putere P 1 care ajunge la intrarea liniei cu valoarea pierderii de putere P p în această linie, adică P 2 = P 1 - P p .
3. În cazul în care rezistența de ieșire a generatorului Z g nu este în concordanță cu impedanta de intrare linia Z 1 =U 1 /I 1 generatorul furnizează doar o parte din puterea sa P g liniei. Nepotrivirea rezistenței poate fi cauzată de inegalitatea rezistențelor active R g nu este egală cu R 1 sau rezistența reactivă X g ≠ - X 1, precum și de ambele motive, adică R g + iX g ≠ R 1 - iX 1. Consecința acestor motive este eliberarea puterii generatorului la elementele de ieșire ale circuitului său, adică la anodul lămpii de ieșire etc. De regulă, egalitatea R g = R 1 este satisfăcută prin transformarea rezistenței de ieșire a generatorul, realizat în circuitul său de ieșire. Pentru a îndeplini condiția X g = -X 1, este suficient să detonezi circuitul de ieșire al generatorului în raport cu frecvența de rezonanță, care, totuși, modifică ușor valoarea rezistenței de ieșire R g. De obicei, emițătorul are o gamă limitată de modificări în Zg. Pentru circuitele transmițătoare convenționale, puteți specifica următoarele limite pentru modificarea rezistenței sale de ieșire: $30\leqslant(R_g)\leqslant(100)\;Ohm$, $-300\leqslant(X_g)\leqslant(300)\;Ohm. Dacă impedanța de intrare a generatorului Z g diferă semnificativ de impedanța de intrare a liniei, atunci sunt utilizate în plus dispozitive speciale de potrivire. Aceste dispozitive vor fi discutate în detaliu mai târziu (vezi § 3.4). Aici observăm că astfel de dispozitive oferă potrivire în bandă largă, dar în același timp introduc pierderi suplimentare de aproximativ 0,5 ... 2 dB. Prin urmare, dacă dorim să evităm pierderile suplimentare, ar trebui să selectăm rezistența de intrare a liniei Z 1, astfel încât valoarea acesteia să se încadreze în modificarea rezistenței de ieșire a generatorului.
4. Când rezistența de intrare a sarcinii Z 2 se nepotrivește cu impedanța caracteristică a liniei Z 0 în aceasta din urmă, pe lângă valul incident U pad, apare o undă reflectată U neg. Ambele valuri formează o undă staționară în linia electrică (vezi Fig. orez. 2.41). În această situație, puterea P 2 transmisă sarcinii va fi determinată de egalitatea P 2 = P pad - P negativ, unde P pad și P negativ sunt puterile undelor incidente și, respectiv, reflectate.
Unda reflectată, revenind la transmițător, reduce nivelul de putere P g la valoarea P 1 = P g - P neg. Rețineți că într-o linie fără pierderi P 2 = P 1 . Această egalitate nu depinde de gradul de potrivire (sau nepotrivire) al liniei de alimentare. Atunci dacă Z g ≠ Z 1, atunci reflexia are loc din nou. Dacă Z g = Z 1, apoi întreaga putere a generatoruluiP gcade în sarcină, indiferent de raportul undelor staţionare. Amintiți-vă că impedanța de intrare a unei linii depinde de lungimea liniei eu rezistența sa la undă Z 0 si rezistenta la sarcina Z2. Valoarea sa este determinată de formula ( 2.84 ). Și, în sfârșit, subliniem încă o dată că puterea undei reflectateR o tr nu este o pierdere de putere, așa cum se scrie uneori în cărțile pentru radioamatori.
5. În linii cu pierderi ca val de putere incidentă R g, și unda de putere reflectată R negativ atunci când se propagă de-a lungul liniei, acestea suferă o atenuare (vezi. orez. 2.41b). Dacă, atunci când se utilizează o astfel de linie, care are și o nepotrivire, adică Z 2 ≠ Z 0, doresc să obțină același nivel de putere în sarcină (de exemplu, într-o antenă), atunci este necesar să se mărească nivelul P g prin suma ΔР g =Р zat +Р ras, unde P zat - pierderi de putere datorate atenuării, P ras - pierderi de putere din cauza nepotrivirii.
Pierderile suplimentare în linie depind atât de pierderile de atenuare a liniei, cât și de valoarea coeficientului de undă staționară K stU în linie. La valori mici de $K_(stU)\leqslant(2)$ pierderile suplimentare sunt foarte mici și doar la $K_(stU)\geqslant(4)$ pot atinge nivelul pierderilor de atenuare proprii ale liniei. Rezultă că, în practică, în domeniul HF, unde pierderile proprii ale liniei sunt neglijabile ( A< 1 дБ ), poate fi permis un nivel mare de nepotrivire între impedanța de ieșire a transmițătorului și impedanța de intrare a liniei de alimentare. Dacă nepotrivirea dintre ieșirea transmițătorului și linie este foarte mare, atunci una dintre măsurile posibile pentru îmbunătățirea potrivirii este schimbarea lungimii liniei de alimentare. Mai târziu (vezi § 3.1) Să luăm în considerare mai detaliat liniile de alimentare cu o valoare mare a KstU, care se numesc rezonante.
6. Se introduc pierderi suplimentare în linia electrică elemente individuale, servind la îmbunătățirea coordonării. Fezabilitatea utilizării lor se decide pe baza unei comparații a pierderilor de atenuare pe care le introduc și a pierderilor suplimentare datorate nepotrivirii (în absența elementelor de reglare a liniilor).
Pagina 1
Potrivirea liniei la intrare (RH p) asigură că nu există nicio reflectare a undei înapoi de la începutul liniei și, prin urmare, formarea unui singur impuls.
Potrivirea liniei nu este necesară dacă lungimea sa este mai mică de un sfert de lungime de undă. În acest caz, capacitatea plăcilor de deviere este inclusă în capacitatea circuitului configurat. Bobinele de cuplare și buclă trebuie proiectate în conformitate cu teoria cuplajului transformatorului.
Potrivirea liniei atât la ieșire, cât și la intrare îmbunătățește stabilitatea adeptei catodului. Dacă, din orice motiv, coordonarea este încălcată la capătul liniei, în ea apare o undă reflectată de sarcină. Acest efect este completat de apariția unor reflexii secundare dacă linia nu este în concordanță cu sursa semnalului. Prin urmare, dacă se poate aștepta (în timpul funcționării amplificatorului) nepotriviri la ieșirea liniei, atunci în acest caz este recomandabil să se potrivească linia și la intrarea sa.
Potrivirea liniei la o frecvență fixă este rezolvată destul de simplu. Pentru a potrivi sarcina cu linia, se folosesc dispozitive care transformă rezistența de sarcină în rezistență activă, egală cu impedanța caracteristică a liniei. Ca astfel de dispozitive se folosesc elemente reactive care nu provoacă pierderi suplimentare.
Dacă linia de potrivire este întreruptă, atunci un vârf este vizibil în partea de mijloc a imaginii pulsului (Fig. 3 - 13i), care a apărut ca urmare a reflexiei. Valoarea pulsului măsurată direct nu trebuie să depășească 1 5 mm. De asemenea, nu ar trebui să existe nicio scădere sau creștere a vârfului plat al impulsului din spatele depășirii medii.
Din punct de vedere fizic, potrivirea liniilor înseamnă că o astfel de linie disipează toată puterea incidentă a microundelor fără a crea unde reflectate. Cu alte cuvinte, într-o linie de transmisie potrivită, SWR egal cu unu. Într-un spectrometru EPR, sarcina potrivită este inclusă într-unul dintre brațele podului dublu G (Fig. Acest lucru facilitează potrivirea întregului traseu al ghidului de undă.
La potrivirea unei linii de transmisie, se ia în considerare așa-numita impedanță caracteristică cablu coaxial. În mare parte se folosesc cabluri de 75 și 50 ohmi. Aceasta înseamnă că la capetele unor astfel de cabluri trebuie conectate rezistențe de terminare cu o rezistență de 50 sau 75 ohmi. Capacitatea unei astfel de linii nu este luată în considerare și este luată în considerare doar întârzierea liniară a propagării semnalului de-a lungul cablului.
La verificarea potrivirii liniei de întârziere, care constă din 24 de secțiuni și întârzie semnalul cu aproximativ 0 2 μsec, semnalul de control este aplicat la intrarea U a osciloscopului. Rs - Dacă potrivirea liniei este întreruptă, atunci partea din mijloc a imaginii pulsului arată un vârf (Fig. 10 - 5), care a apărut ca rezultat al reflexiei.
Condiția ideală pentru potrivirea liniei de întârziere este ca impedanța de ieșire a sursei de semnal să fie egală cu impedanța liniei la toate frecvențele. Sarcina principală a cascadelor situate la intrarea și ieșirea liniei de întârziere este de a crea condiții de potrivire cât mai aproape de ideale. În plus, uneori devine necesară corectarea distorsiunilor în aceste etape cauzate de atenuarea și neliniaritatea caracteristicii de fază a liniei de întârziere. Atunci când alegeți soluții specifice de circuit, este necesar să țineți cont de faptul că cea mai bună soluție este cea care, cu toate acestea, oferă nai valoare mai mare câștig de tensiune.
De ce trebuie să potriviți o linie sau un ghid de undă cu o sarcină?
Deoarece condiția de potrivire a liniei cu sarcina este ca aceasta din urmă să fie de natură pur activă și să fie egală cu impedanța de undă a liniei, este posibil să se conecteze două linii fără a crea reflexii de energie la joncțiune dacă impedanța undei lor. sunt la fel.
Am examinat metode de potrivire în bandă îngustă și în bandă largă a unei linii cu o sarcină, care se rezumă la introducerea de elemente reactive în linie care compensează reflexiile de la sarcină. Aceste metode sunt utilizate atunci când sarcina este un sistem rezonant cu bandă îngustă.
POTRIVIREA LINIA CU ÎNCĂRCĂTURA
| Nume parametru | Sens |
| Subiect articol: | POTRIVIREA LINIA CU ÎNCĂRCĂTURA |
| Rubrica (categoria tematica) | Educaţie |
După cum s-a spus mai devreme, pentru transmiterea semnalului de-a lungul unei linii, este extrem de important să se implementeze modul de undă de călătorie pentru a, ᴛ.ᴇ. la ZH = R0.
În practică, acest lucru nu este întotdeauna adevărat. Linia nu este potrivită cu sarcina.
În acest caz, modul de coordonare este implementat folosind dispozitive numite transformatoare de rezistenta,
- dispozitive de potrivire.
Ce parametri ar trebui să aibă un transformator?
1). Linia va avea un mod de val de călătorie.
Secțiunile scurte de linie sunt utilizate ca transformator de rezistență. L< (l/4).
Modul unde staționare este utilizat pentru a obține un element reactiv. Se poate arăta că un segment scurtcircuitat va avea
 |
|||
|
|
Introducere 3
Secțiunea 1. Concepte de bază și definiții ale teoriei
circuite electrice. Elemente idealizate. legile lui Ohm și Kirchhoff. 5
Secțiunea 2. Circuite liniare cu armonică
influență. 15
Secțiunea 3. Circuite selective de frecvență. 31
Secțiunea 4. Procese tranzitorii în circuitele electrice
Secțiunea 5. Fundamentele teoriei cvadripolilor 67
Secțiunea 6. Circuite cu parametri distribuiți
(Linii lungi). 80
FUNDAMENTELE TEORIEI CIRCUITURILOR.. 1
SECȚIUNEA 1. CONCEPTE DE BAZĂ ȘI DEFINIȚII ALE TEORIEI CIRCUITURILOR ELECTRICE. ELEMENTE IDEALIZATE. LEGILE OHM ȘI LUI KIRCHOFF .. 5
Definiții ale unui circuit electric.. 5
Lanţ- ϶ᴛᴏ un ansamblu de dispozitive, elemente, instrumente care formează o cale pentru curent electric, procese electromagnetice în care sunt descrise folosind EMF, curent, tensiune, câmpuri magnetice și electrice.Un circuit electric trebuie reprezentat printr-un circuit electric. 5
Schema electrica- ϶ᴛᴏ imagine grafică convențională a unui circuit electric, în care fiecare element este reprezentat printr-un simbol. Există mai multe tipuri de scheme care diferă în scopul lor. 5
a) Diagrame structurale (funcționale) – Aceasta este o imagine convențională a unui circuit, care arată cele mai importante părți funcționale ale sale. 5
b) Schema circuitului electric – Aceasta este o imagine convențională a unui circuit, care arată toate elementele și metodele de conectare a acestora. Diagrama indică denumirea literei, numărul de serie și parametrii elementelor. 5
c) Schema de substituire- ϶ᴛᴏ schema schematică a unui model electric al unui circuit real. De exemplu, un circuit echivalent pentru un tranzistor bipolar. 6
d) Circuite echivalente- ϶ᴛᴏ astfel de circuite care au aceleași caracteristici electrice externe, deși pot diferi ca aspect. 6
e) Scheme de instalare– reflectă designul dispozitivului, amplasarea elementelor, conductorilor, simbolurile elementelor, punctele de control etc.
Postat pe ref.rf
6
element idealizat – este un model al unui fenomen fizic. În practică, elementele ideale nu există. În anumite condiții și precizări date, un element idealizat caracterizează un element real. Distinge pasiv și activ elemente idealizate. 6
Acestea includ rezistență, capacitate, inductanță. Proprietățile acestor trei elemente sunt posedate de elemente reale: un rezistor, un condensator, un inductor (inclusiv un transformator). 6
Sunt numite elemente pentru care energia este pozitivă în orice moment elemente pasive. 8
Rezistenţă pierderi de modele energie electrica(energia electrică este transformată în căldură) în orice moment. Articol real rezistor consumă energie electrică. Ar trebui să fie reprezentat de un element ideal - rezistența. 8
Capacitate și inductanță sunt elemente pasive deoarece... 8
W>0. În cazul în care puterea P capacitatea și inductanța sunt pozitive, apoi într-un interval de timp dat, capacitatea acumulează energia câmpului electric, iar inductanța - camp magnetic. În acest caz, se spune că elementul se încarcă. În intervalul de timp când P < 0 элемент разряжается, отдаёт накопленную энергию во внешнюю цепь. Ёмкость и индуктивность называются elemente consumatoare de energie. 8
Rezistor.Într-un rezistor, atunci când curentul trece prin terminal, apare un câmp magnetic. Pentru a ține cont de acumularea energiei magnetice, trebuie introdusă inductanța. 9
Inductor. Firul bobinei are o rezistență ohmică, care frecvente joase curent alternativ nu poate fi neglijat. De asemenea, putem lua în considerare procesul de acumulare a energiei câmpului electric 9
Elemente active idealizate.. 9
LA elemente active raporta surse controlate și necontrolate de energie electrică. 9
Sursa ideală de EMF este Aceasta este o sursă de energie electrică, a cărei tensiune la bornele căreia nu depinde de cantitatea de curent care curge. Acesta ar trebui să fie cazul numai dacă rezistență internă egal cu zero 9
Sursa ideală de curent este Aceasta este o sursă de energie electrică, mărimea curentului prin care nu depinde de tensiunea la bornele sale. Rezistența internă a sursei este infinită. 10
Real incontrolabil surse electrice .. 10
Amplificator operațional Se obișnuiește să se numească o sursă de tensiune controlată de tensiune (VNC), al cărei coeficient de conversie K U = ∞. 12
Polii (1) și (2) sunt numiți poli de intrare, sursa semnalului de intrare este conectată la ele - impact. 12
Primul pol (1) este de obicei numit inversabilă, este indicat printr-un semn minus (-). Semnalul, care trece prin această intrare prin amplificator, se schimbă în fază cu 180 de grade. Al doilea stâlp (2) - nu inversabil. Al treilea pol (3) - zi libera, pe el se formează un semnal de ieșire - raspuns. O sarcină este conectată la el. Polul comun (baza) are un potențial φ = 0. 12
1. După numărul de poli externi: 13
Se numesc cei doi poli 1 - 1`, la care se aplica influenta poli de intrare. 13
Se numesc cei doi poli 2 - 2` la care este conectata sarcina poli de iesire. 13
Lanturi cu o cantitate mare se numesc poli rețele multipolare. 13
2. După tipul de ecuație diferențială(DU) lanţuri. 13
3. După natura (tipul) coeficienților a i ai sistemului de control: 14
circuite liniare– coeficienți un i nu depind de x și y; 14
circuite neliniare- cote un i(x, y) sunt o funcție de influență sau de răspuns, adică depind de x și y; 14
parametrica - cote un i(t) depinde de timpul t. 14
4. După tipul de derivate din sistemul de control. 14
Circuite aglomerate. Astfel de lanțuri sunt descrise de DE în derivate complete. 14
Circuite cu parametri distribuiți DE sunt descrise în derivate parțiale. 14
5. După tipul elementelor. 14
A) Circuit rezistiv constă numai din rezistențele R; 14
b) Circuit reactiv constă numai din L și C; 14
c) RC – circuit; 14
d) RL – lanț; 14
e) RLC – circuit. 14
SECȚIUNEA 2 CIRCUITE LINEARE.. 15
CU INFLUENȚĂ ARMONICĂ.. 15
Xm – amplitudine (valoare maximă) vibratii; 15
X = X m/√2‾ - valoare efectivă ; 15
ω – frecventa unghiulara[rad/s]; 15
f = 1/T - frecventa ciclica[Hz]; 15
T – perioada de oscilatie[Cu]; 15
θ (t) = (ω t+φ 0) – argumentul cosinus este de obicei numit faza completă(Doar fază) vibratie armonica; 15
Reprezentarea vectorială a unui semnal armonic. 16
Multiplicatorul este de obicei numit operator de rotație. Caracterizează schimbarea funcției în timp. 17
Cu toate acestea, forma demonstrativă va lua forma finală. 17
Valoarea complexă instantanee trebuie de asemenea scrisă forma algebrică 17
Unde A – valabil, b – partea imaginară. 17
Sensul fizic al rezistenței complexe. 19
Reprezentare vectorială a rezistenței complexe. 20
Conductibilitatea complexă a unei secțiuni de circuit. 20
Circuite complexe de rezistență și conductivitate echivalentă.. 21
REZISTENTA COMPLEXA SI CONDUCTIVITATEA ELEMENTELOR IDEALIZATE 22
(R, L, C) 22
Rezistența R.. 22
Concluzie: in rezistenta R curentul si tensiunea sunt in faza. 22
Inductanța L.. 23
Concluzie: impedanța complexă a inductanței este pură reactanţă; 23
rezistența este direct proporțională cu frecvența, ᴛ.ᴇ. depinde de frecventa. 23
În inductanță, tensiunea conduce curentul cu 90 0. 23
Capacitate C.. 23
Concluzie: rezistența complexă a capacității este pur reactivă; 24
este invers proporțional cu frecvența; 24
Tensiunea pe condensator rămâne cu 90 0 în urma curentului. 24
Rezistența complexă a unui circuit RLC mixt.. 24
Modul complex de rezistență. 25
Concluzie: Rezistența unui circuit RLC depinde de frecvență. Poate avea proprietăți ale circuitelor RC, R și RL. 25
Hodograf sau caracteristică amplitudine-fază (APC)– amplasarea geometrică a punctelor finale ale vectorului parametru complex în planul complex când frecvența se modifică de la 0 la ¥. 26
Concluzie: putere activă P A caracterizează pierderea de energie în circuit datorită componentei rezistive r rezistenţă. Putere reactivă P Q caracterizează acumularea de energie în partea reactivă X. 29
În consecință, factorul de calitate caracterizează relația dintre pierderile de energie și acumularea de energie. 29
Concluzie: Generatorul se potrivește cu sarcina dacă rezistența internă a generatorului și rezistența de sarcină sunt conjugate complexe. treizeci
SECȚIUNEA 3. CIRCUITE SELECTIVE DE FRECVENȚĂ. 31
SELECTIVITATEA LANTULUI. CARACTERISTICI DE FRECVENTA. LĂȚIME DE BANDA 31
ω n – frecvența purtătoare. 31
S= ω 2 - ω 1 - lățimea canalului de frecvență. 31
Pentru a separa canalele unul de celălalt în inginerie radio, sunt folosite dispozitive „Filtre electrice” - un circuit capabil să transmită semnale într-un interval de frecvență datS . (selectarea semnalului.) 31
Fiecare filtru trebuie să aibă o anumită selectivitate. 31
Selectivitate- Capacitatea unui circuit de a selecta sau trece semnale într-o bandă de frecvență dată. 31
Banda de frecventa S, în cadrul căruia filtrul trece semnale este de obicei numit lățime de bandă(PP). 31
Cei doi poli 1-1` sunt numiti intrare, le este furnizat un semnal de intrare. Sunt apelate terminalele 2-2` in weekend, o sarcină este conectată la ele, un semnal de ieșire este generat pe ele după filtrare. 31
Parametrul principal al filtrului este coeficient de transfer de tensiune K tu ( jω) 31
Dependența modulului de frecvența K(ω) numit de obicei răspuns amplitudine-frecvență (AFC). 32
Dependența argumentului câștigului sau fazei de frecvență numit de obicei răspuns în frecvență de fază (PFC). 32
Caracteristicile frecvenței includ încă una caracteristica amplitudine-faza (APC)– odograf. Hodograf - ϶ᴛᴏ locul geometric al punctelor finale ale vectorului parametru în planul complex pe măsură ce frecvența se schimbă de la 0 la ¥. 32
Concluzie: răspunsul în frecvență, răspunsul de fază, hodograful formează o familie de caracteristici complexe de frecvență. 32
CLASIFICAREA FILTRELOR.. 33
Filtrele pot fi clasificate după semne diferite. 33
1) În funcție de poziția benzii de trecere a filtrului. 33
a) Filtru trece jos (LPF). 33
Lățimea de bandă se află în intervalul 0 ≤ ω ≤ ω gr. ω gr – frecvența de tăiere a benzii de trecere. 33
b) Filtrul frecvente inalte(HPF) 33
Lățimea de bandă în interior ω gr< ω < ¥. 33
c) Filtru trece-bandă (PF) 34
Lățimea de bandă se află între frecvențele de tăiere ω gr1< ω < ω гр2 . 34
d) Filtru barieră (de respingere). 34
2) Prin lățimea de bandă relativă. 34
3) Prin selectivitatea filtrului. 34
CARACTERISTICI COMPLEXE DE FRECVENTA.. 35
LANȚURI SIMPLE.. 35
Circuit de prim ordin. 35
CARACTERISTICI COMPLEXE DE FRECVENTA.. 36
QUADIPOLI.. 36
CIRCUITURI SELECTIVE DE FRECVENȚĂ ALE AL DOILEA... 38
COMANDA.. 38
CIRCUIT DE OSCILATIE SERIA. 38
Circuit schematic, simplificat și circuit echivalent secvenţial circuit oscilator 38
Fenomenul de rezonanță într-un circuit oscilator în serie. 39
Caracteristicile frecvenței circuit serial conectat printr-o rețea cu patru terminale 45
Concluzie: un circuit oscilant în serie ar trebui utilizat ca filtru trece-bandă sau crestătură. 47
CIRCUIT DE OSCILATIE PARALELA. 48
Schema schematică, circuit echivalent. 48
Curenți în ramuri de circuit paralel. 49
Caracteristicile de frecvență ale paralelei. 49
circuit oscilator. 49
De aici putem concluziona, toate acestea sunt spuse pentru rezistență Z circuitul oscilator în serie este valabil pentru conductivitate Y circuit oscilator paralel. 49
CIRCUITE DE VIBRAȚII CONECTATE.. 50
Conversia formulei. 54
Formularea problemei.. 56
Prima lege.Tensiunea pe condensator în momentul comutării. 57
SECȚIUNEA 5. FUNDAMENTELE TEORIEI.. 67
CHITRAHHIPOLISNIKOV.. 67
– coeficient de transfer de curent în mod scurt circuit la iesire. 69
Relația dintre parametrii primari.. 71
cvadripol. 71
Ecuațiile determină intrarea și tensiunea de iesire. 72
Calculul parametrilor primari ai cvadripolilor. 74
conform lui diagramă schematică . 74
Parametrii primari ai oricărui circuit pot fi determinați folosind metoda tensiunii nodale sau metoda curentului de buclă. 74
Lasă o rețea cu patru porturi care conține n noduri independente. 74
Conectați o sursă de curent la intrare J 1 și ieși J 2 care determină curentul de intrare eu 1 și curent de ieșire eu 2. Nu există surse independente în interior. 74
Apoi puteți crea un sistem de ecuații folosind metoda tensiunii nodale și îl puteți scrie sub formă de matrice: 74
J 1 = eu 1 , J 2 = eu 2 , U 11 = U 1 , U 22 = U 2 74
Rezolvarea sistemului pentru tensiuni U 11 și U 22, obținem ecuații în sistemul de parametri Z. 74
– determinant general al matricei [Y]–. 74
Stare electrică în cascadă: 75
La conectarea cvadripolilor în paralel, se adaugă matricele [Y]. 76
Parametrii caracteristici.. 77
cvadripoli. 77
Un astfel de lanț este linie cu două fire viteze: 80
Diff. echivalentul pentru astfel de circuite se scrie în derivate parțiale. Toate procesele pot fi descrise prin ecuații ale teoriei câmpurilor, dar în calcule de inginerie Puteți folosi legile lui Kirchhoff. 80
Pe baza raționamentului fizic, se poate întocmi următoarea diagramă a segmentului. 80
Există două tipuri de linii lungi: 81
Exemplu: Două fire și un dielectric sunt realizate din materiale care nu își schimbă proprietățile în funcție de lungime. 81
ECUAȚII DIFERENȚIALE ALE UNEI LINII OMGENE SUB INFLUENȚĂ ARMONICĂ (Ecuații telegrafice) 82
Rezolvarea ecuațiilor telegrafice. 83
Ecuațiile rezultate sunt omogene de ordinul 2, liniare (deoarece Z 1 și Y 1 nu depind de x). 83
Τᴀᴋᴎᴍ ᴏϬᴩᴀᴈᴏᴍ, forma finală a soluțiilor ecuațiilor: 84
Să luăm în considerare toate modurile unde. 88
În practică, acest lucru nu este întotdeauna adevărat. Linia nu este potrivită cu sarcina. 91
Introducere 3. 93
Secțiunea 1. Concepte de bază și definiții ale teoriei. 93
circuite electrice. Elemente idealizate. legile lui Ohm și Kirchhoff. 5 93
Secțiunea 2. Circuite liniare cu armonici... 93
influență. 15.93
Secțiunea 3. Circuite selective de frecvență. 31.93
Secțiunea 4. Procese tranzitorii în circuitele electrice. 93
Secțiunea 5. Fundamentele teoriei cvadripolilor 67. 93
Secțiunea 6. Circuite cu parametri distribuiți. 93
(Linii lungi). 80,93
POTRIVIREA LINIILOR CU ÎNCĂRCĂTURA - concept și tipuri. Clasificarea și caracteristicile categoriei „POTRIVIREA LINIEI CU ÎNCĂRCARE” 2017, 2018.
În această secțiune vom discuta ce opțiuni există pentru potrivirea semnalelor de înaltă frecvență placă de circuit imprimat. După cum se arată în secțiune , potrivirea semnalului este extrem de necesară în aproape orice modern circuit digital. Iar soluția la această problemă ține nu numai de proiectantul de circuite, ci și de proiectantul de plăci de circuite imprimate. Depinde de el cât de competent vor fi rezolvate toate problemele de coordonare a liniilor de transport.
Care ar trebui să fie structura PCB? În ce straturi ar trebui direcționate semnalele critice și în care ar trebui plasate planurile de pământ și de putere? Unde ar trebui să fie amplasată rezistența de terminare? Cum ar trebui să fie conectat la pinul cipului și la planul de referință? Sarcina inginerului proiectant este de a obține Descriere completa cerințe pentru circuitele de potrivire a semnalului și implementați calitativ aceste cerințe atunci când proiectați o placă de circuit imprimat.
Problemele ridicate în acest articol sunt bine cunoscute proiectanților de circuite, dar ele devin adesea o piatră de poticnire atunci când interacționează cu un proiectant de PCB și conduc la dificultăți atunci când este necesar să se precizeze clar astfel de cerințe în termeni de referinta pentru dezvoltarea unei plăci de circuit imprimat. Sperăm că publicația noastră va ajuta la eliminarea acestor bariere.
Tipuri de potrivire a liniilor de transmisie
Liniile de transmisie de date HF „clasice” (Fig. 1) sunt potrivite atât pe partea sursă, cât și pe partea receptorului de semnal (sarcină) folosind rezistențe „terminale” de valoare Z 0 (egale ca valoare cu impedanța caracteristică a liniei). De obicei, sursa și/sau receptorul au propria impedanță de intrare/ieșire corespunzătoare. Deși această tehnologie este ideală și în multe cazuri singura acceptabilă, ea reduce dimensiunea semnalului primit la jumătate. Prin urmare, majoritatea modelelor de circuite analogice și digitale folosesc o altă opțiune - o sursă cu impedanță scăzută și un receptor de semnal cu impedanță mare, cu terminarea liniei la un singur capăt, ceea ce vă permite să mențineți nivelul original al semnalului la capătul de recepție.
Inginerii cu microunde folosesc adesea componente reactive sau chiar lungimea conductorului ca element de potrivire, dar care se potrivesc cu analogul de bandă largă și semnale digitale necesită rezistențe adecvate, de preferință SMD, datorită proprietăților lor bune RF.
Pentru a utiliza în mod optim rezistențele de terminare, acestea trebuie conectate la planurile suport folosind tehnologia „inductanță scăzută”, așa cum se arată în Fig. 2.
În fig. Figura 1 prezintă scheme tipice de potrivire a liniilor de transmisie. Circuitul clasic de potrivire este încă adesea folosit pentru a transmite semnale de mare viteză, de exemplu pe backplane (panouri de conectare).
Negociere în serie
Dacă semnalul este propagat numai de-a lungul plăcii de circuit imprimat, un circuit de potrivire în serie poate fi utilizat la capătul de transmisie al liniei, selectând o rezistență de potrivire astfel încât conexiune serială cu rezistența de ieșire obțineți o valoare egală cu linia Z 0. Această metodă are avantajul unui consum redus de energie și este cea mai potrivită pentru liniile cu o singură sarcină la capătul de la distanță. Dacă există încărcări suplimentare de-a lungul liniei, acestea pot experimenta „comutații false din cauza undei reflectate” și ar putea fi necesar să încetinească artificial intrările pentru a preveni declanșarea neplăcută.
Negociere paralelă
Terminarea paralelă (sau „shunt”) la capătul îndepărtat al liniei este utilizată atunci când există un număr de dispozitive conectate de-a lungul întregii linii de transmisie și trebuie să fie foarte rapide, ceea ce poate duce la „comutație aleatorie”.
Rezistorul de potrivire din fig. 1 este afișat conectat la planul de masă, dar pentru unele familii de cipuri logice acesta poate fi un plan de putere de referință diferit (de exemplu, sursa pozitivă pentru familia ECL). Terminarea în paralel are ca rezultat un consum de energie mult mai mare și poate supraîncărca, de asemenea, ieșirile cipurilor.
Tipuri alternative de potrivire paralelă sunt circuitul Thevenin și circuitul RC. Circuitul Thevenin folosește rezistențe, rezistență paralelă pe care Z 0 o dă, iar valorile lor sunt astfel încât presiune constantă la mijlocul aproximativ egal cu tensiunea medie a liniei pentru a reduce consumul. Schema lui Thevenin necesită implementarea corectă a decuplării planurilor de energie în toate cele utilizate domeniul de frecventa Prin urmare, condensatoarele de decuplare adecvate ar trebui plasate aproape de linie.
Circuitul RC utilizează de obicei un condensator de terminare care variază de la 10 la 620 pF și se potrivește doar cu frecvențe înalte. Datorită dificultăților de utilizare a condensatoarelor pe o gamă largă de frecvențe, circuitele RC sunt mai puțin eficiente decât potrivirea paralelă și potrivirea Thévenin.
Circuitul de „potrivire activă” folosește sursa de alimentare pentru a menține nivelul de tensiune pe planul de referință „auxiliar” la nivelul necesar, care coincide cu valoarea medie a semnalelor digitale. La acest circuit este conectat un rezistor de terminare paralel, care trebuie decuplat corect pentru un anumit moment gama de frecvente. Electric circuit echivalent Thévenin poate reduce consumul utilizând o referință de tensiune de clasă AB (capabilă să furnizeze și să consume curent).
Linie bidirecțională
Dacă linia de transmisie este bidirecțională, locația optimă pentru rezistența de terminare (în serie sau paralelă) este mijlocul liniei. Prin urmare, astfel de linii ar trebui făcute cât mai scurte posibil, pe care nu pot funcționa viteza maxima, pe care microcircuitele în sine sunt capabile să funcționeze. În loc de potrivirea în serie în mijlocul liniei, la ieșirea fiecărui transmițător posibil sunt utilizate rezistențe de potrivire în serie, dar acest lucru poate să nu dea rezultate buneîn ceea ce privește integritatea semnalului, cu excepția cazului în care aceste linii sunt foarte scurte. Negocierea paralelă la ambele capete poate da foarte mult efect bunși oferă mai mult viteze mari transmisie, totuși, emițătoarele trebuie să poată opera sarcina cu o rezistență mai mică, iar consumul circuitului în ansamblu crește. Terminarea paralelă (sau circuitul Thevenin sau circuitul de terminare activ) la ambele capete este utilizată pe magistralele de date seriale sau paralele, cum ar fi SCSI și Ethernet.
Configurație stea
Dacă mai multe linii de transmisie potrivite în serie sunt conectate la un punct printr-o „stea”, atunci:
- sau utilizați un rezistor de terminare, selectat astfel încât rezistență totală sursa era egală cu combinația paralelă a tuturor liniilor legate printr-o stea;
- sau utilizați un rezistor potrivit în fiecare linie.
A doua soluție este mai bună.
Configurația stea poate fi folosită și pentru a conecta mai multe linii paralele. În orice caz, sursa trebuie să poată funcționa pe o combinație paralelă a rezistențelor tuturor liniilor conectate.
ÎN caz general este mai bine să alegeți o valoare mai mare a Z 0 pentru a reduce curenții de semnal și a reduce radiația de la conductori. Multe circuite integrate CMOS sau TTL convenționale nu au fost proiectate inițial pentru funcționarea pe linia de transmisie și nu au nici putere de ieșire suficientă, nici impedanță de ieșire identică pentru tensiune înaltă și joasă. nivel scăzut semnal de ieșire. Astfel de microcircuite, în principiu, pot fi uneori utilizate prin conectarea utilizând un circuit de potrivire în serie, precum și circuite Thévenin, potrivire RC sau potrivire activă în linii cu impedanță mare, dar este dificil de prezis valoare optimă impedanta si schema optima pornirea fiecărui tip de microcircuit este aproape imposibilă.
Cu toate acestea, multe microcircuite moderne sunt proiectate special pentru funcționarea liniei de transmisie și gamă largă dispozitivele disponibile tip LVDS etc., simplifică sarcina de a genera semnale de ceas (stroboscopice, „ceasuri”) și de a lucra cu magistralele de date și, de asemenea, reduce dificultățile EMC. Chipurile driver (transmițător) pentru magistralele de date pot avea o impedanță de ieșire de 25 ohmi - acest lucru face posibilă conectarea a patru linii separate cu o impedanță de 100 ohmi sau șase linii cu o impedanță de 150 ohmi într-o stea. Unele tipuri de drivere au un convertor DC/DC încorporat, care le permite să genereze un nivel dublu al semnalului de ieșire față de standard nivel logicși astfel, atunci când conectați într-un circuit de potrivire clasic, asigurați-vă nivel standard semnal la intrarea receptorului.
Structura stratului PCB
Într-un articol anterior, am arătat că pentru semnalele critice de mare viteză, este important să aveți un plan de referință aproape de acestea. Să vedem cum ar putea arăta structura tipica placa de circuit imprimat ținând cont de această cerință.
Un PCB cu patru straturi are adesea următoarea structură:
1) Liniile de transmisie microstrip și alte semnale critice.
2) Plan de referință GND.
3) Planul de masă.
4) Semnale necritice.
Notă: O bună practică pentru EMC este de a crește capacitatea reciprocă a planurilor de masă și de putere prin reducerea la minimum a grosimii dielectrice dintre ele (în în acest caz,între stratul 2 și 3) până la 0,15-0,1 mm, ceea ce îmbunătățește semnificativ performanța de decuplare a puterii a circuitului. Totuși, această cerință contrazice schema tradițională actuală de presare „foil-preg-core-preg-foil”, în care grosimea preimpregnatului nu poate depăși 0,3 mm. În acest caz, cu o grosime a plăcii de 1,6 mm, grosimea miezului (distanța dintre stratul 2 și 3) poate fi de 1,2, 1,0 sau 0,8 mm, nu mai puțin. Dacă reducerea distanței dintre planurile de alimentare este critică, este posibil să se utilizeze o structură core-preg-core, dar pentru producție modernă PP această decizie devine mai puțin avansat din punct de vedere tehnologic și mai scump.
Dacă sunt necesare mai multe straturi de semnal pentru implementarea circuitului, este posibil să aveți nevoie planuri suplimentare GND. Semnalele de înaltă frecvență transportate în straturile adiacente trebuie separate la un unghi de 90° într-un strat față de celălalt. Rețineți că semnalele de ceas ("ceas"), magistralele de date de mare viteză și alte semnale critice nu ar trebui să schimbe straturile atunci când sunt direcționate.
Iată una dintre opțiunile de structură a plăcii cu opt straturi:
1) Planul GND.
2) Cele mai critice semnale, „linii de bandă deplasate”.
3) Cele mai critice semnale, „liniile de bandă deplasate”, sunt direcționate la un unghi de 90° față de stratul 2 pentru a reduce diafonia.
4) Planul GND.
5) Planul de masă.
6) Semnale necritice.
7) Semnale necritice și „linii de bandă deplasate” necritice, rutarea se face la un unghi de 90° față de stratul 6 pentru a reduce diafonia.
8) Planul GND.
Buffering este, de asemenea intr-o maniera pozitiva pentru a reduce sarcina pe linia de transport. De exemplu, dacă există zece plăci fiice, fiecare cu zece cipuri care primesc același semnal, capacitatea totală a sarcinii ar putea fi de până la 400 pF. Curenții de semnal și de retur au o cale de propagare foarte lungă și ramificată, ceea ce crește probabilitatea problemelor EMC. Bufferingul de semnal pe fiecare placă va reduce această capacitate totală la 40 pF, în timp ce curenții de semnal și de retur de la cele zece circuite integrate situate pe fiecare placă curg acum doar prin acea placă, îmbunătățind astfel integritatea semnalului și reducând problemele EMC.
Pentru semnalele de mare viteză transmise prin backplane către plăcile fiice, este important să se mențină o structură fizică uniformă a liniei de transmisie. Astfel, liniile de bandă de pe plăcile fiice trebuie continuate ca linii de bandă pe panoul posterior. Dacă pe o placă fiică semnalul se propagă în raport cu planul de alimentare de referință, atunci când se deplasează pe backplane și apoi către alte plăci, acesta trebuie să continue să se propagă în raport cu același plan. Rețineți că, în principiu, este posibil să se schimbe tipul de linie de transmisie menținând în același timp valoarea impedanței caracteristice, totuși, acest lucru va duce la o oarecare degradare a integrității semnalului.
Conectarea planurilor de masă și a planurilor de alimentare prin conectori ar trebui să se facă cu mai mulți pini, în mod ideal pe toată lungimea conectorului. Uneori este util să conectați pinii de masă (curent de retur), semnal și putere la conector într-un model de șah, de exemplu, GND, semnal 1, +5 V, semnal 2, GND, semnal 3 etc.
Izolarea zonelor de mare viteză pe backplane
Anterior, am spus că cipurile de mare viteză ar trebui să fie amplasate în mijlocul zonelor dedicate de pe PCB, departe de marginea plăcii, de marginile planurilor de suport de putere și de conectori. Sistemul prezentat în fig. 3 sugerează plasarea celor mai rapide cipuri aproape de conectori și nu ține cont de cerințele de mai sus.
Utilizarea unui astfel de sistem necesită conexiune de înaltă frecvență planurile de referință de pe backplane la planurile corespunzătoare de pe plăcile fiice astfel încât pentru componentele de cea mai mare frecvență ale semnalului să nu existe discontinuitate în impedanța caracteristică. Conectorii ecranați pot ajuta în această situație - scuturile lor trebuie să se împerecheze cu piesele de împerechere într-un cerc de 360° și, de asemenea, trebuie să fie conectate pe toată lungimea conectorului la planul de referință GND atât pe placa fiică, cât și pe backplane. Indiferent dacă se folosește un conector ecranat sau neecranat, fiecare fir de semnal și fiecare pin de alimentare de pe conector trebuie să aibă un pin de retur GND, iar acești pini trebuie să fie distanțați uniform pe lungimea conectorului. Conectorii adaptați la impedanță includ de obicei deja o ieșire de curent de retur pe fiecare pin de semnal.
Este important să vă asigurați că semnalele de mare viteză sunt poziționate aproape de mijlocul conectorului și că nu trec aproape de marginea plăcii sau a planului posterior.
Concluzie
Am analizat schemele tipice pentru potrivirea semnalelor de mare viteză și a magistralelor de date din punctul de vedere al proiectării plăcilor de circuite imprimate. Au fost discutate opțiunile de urmărire a magistralelor de date și posibilitatea tamponării semnalului. Ne vom bucura dacă informațiile furnizate vor ajuta inginerii de circuite în interacțiunea cu inginerii de proiectare a plăcilor de circuite imprimate.
Literatură
1. Design Techniques for EMC & Signal Integrity, Eur Ing Keith Armstrong.
