Una dintre cele mai moduri simple Măsurarea curentului într-un circuit electric este măsurarea căderii de tensiune pe un rezistor conectat în serie cu sarcina. Dar când curentul trece prin acest rezistor, puterea inutilă este eliberată sub formă de căldură, deci este selectată la valoarea minimă posibilă, ceea ce implică, la rândul său, o amplificare ulterioară a semnalului. Trebuie remarcat faptul că circuitele prezentate mai jos fac posibilă controlul nu numai a curentului direct, ci și în impulsuri, totuși, cu distorsiuni corespunzătoare determinate de lățimea de bandă a elementelor de amplificare.
Măsurarea curentului în polul negativ al sarcinii.
Circuitul pentru măsurarea curentului de sarcină la polul negativ este prezentat în figura 1.
Această diagramă și o parte din informații sunt împrumutate din revistă „Componente și tehnologii” nr. 10 pentru 2006. Mihail Pușkarev [email protected]
Avantaje:
tensiune de intrare scăzută în modul comun;
semnalele de intrare și de ieșire au o masă comună;
Ușor de implementat cu o singură sursă de alimentare.
Defecte:
sarcina nu are o legătură directă cu „pământul”;
nu există posibilitatea de a comuta sarcina cu un comutator în polul negativ;
posibilitatea de eșec circuit de măsurareîn cazul unui scurtcircuit în sarcină.
Măsurarea curentului în polul negativ al sarcinii nu este dificilă. Multe amplificatoare operaționale proiectate să funcționeze cu o singură sursă de alimentare sunt potrivite în acest scop. Circuitul pentru măsurarea curentului folosind un amplificator operațional este prezentat în Fig. 1. Alegerea unui anumit tip de amplificator este determinată de precizia necesară, care este afectată în principal de offset-ul zero al amplificatorului, de eroarea de setare a temperaturii și a câștigului și de viteza necesară a circuitului. La începutul scalei, este inevitabilă o eroare semnificativă de conversie, cauzată de o valoare diferită de zero a tensiunii minime de ieșire a amplificatorului, care pentru majoritatea aplicații practice imaterial. Pentru a elimina acest dezavantaj, este necesară o sursă de alimentare cu amplificator bipolar.
Măsurarea curentului în polul pozitiv al sarcinii
Avantaje:
sarcina este legată la pământ;
Este detectat un scurtcircuit în sarcină.
Defecte:
tensiune de intrare în mod comun mare (adesea foarte mare);
necesitatea de a muta semnalul de ieșire la un nivel acceptabil pentru prelucrarea ulterioară în sistem (referire la masă).
Să luăm în considerare circuitele pentru măsurarea curentului în polul pozitiv al sarcinii folosind amplificatoare operaționale.
În diagrama din fig. 2 puteți utiliza oricare dintre tensiunile de alimentare adecvate amplificator operațional, conceput pentru a funcționa cu o singură sursă și tensiune de intrare maximă în mod comun care atinge tensiunea de alimentare, cum ar fi AD8603. Tensiune maximă Alimentarea circuitului nu poate depăși tensiunea maximă admisă de alimentare a amplificatorului.
Dar există amplificatoare operaționale care sunt capabile să funcționeze la o tensiune de intrare în mod comun semnificativ mai mare decât tensiunea de alimentare. În circuitul folosind amplificatorul operațional LT1637 prezentat în Fig. 3, tensiunea de alimentare a sarcinii poate ajunge la 44 V cu o tensiune de alimentare a amplificatorului operațional de 3 V. Amplificatoarele de instrumentare precum LTC2053, LTC6800 de la Linear Technology, INA337 de la Texas Instruments sunt potrivite pentru măsurarea curentului în polul pozitiv al sarcinii cu un eroare foarte mica. Pentru a măsura curentul în polul pozitiv există, de asemenea cipuri specializate, de exemplu - INA138 și INA168.
INA138 și INA168
— monitoare de înaltă tensiune, curent unipolar. O gamă largă de tensiuni de intrare, consum redus de curent și dimensiuni reduse - SOT23, permit acestui cip să fie utilizat în multe circuite. Tensiunea de alimentare este de la 2,7 V la 36 V pentru INA138 și de la 2,7 V la 60 V pentru INA168. Curentul de intrare- nu mai mult de 25 μA, ceea ce vă permite să măsurați căderea de tensiune pe șunt cu o eroare minimă. Microcircuitele sunt convertoare curent-tensiune cu un coeficient de conversie de la 1 la 100 sau mai mult. INA138 și INA168 în pachetele SOT23-5 au un interval de temperatură de funcționare de la -40°C la +125°C.
O diagramă tipică de conectare este luată din documentația pentru aceste microcircuite și este prezentată în Figura 4.
OPA454
- un nou amplificator operațional de înaltă tensiune, la preț redus, de la Texas Instruments, cu un curent de ieșire de peste 50 mA și o lățime de bandă de 2,5 MHz. Unul dintre avantaje este stabilitatea ridicată a OPA454 la câștig de unitate. 
Protecția împotriva supratemperaturii și supracurentului este organizată în interiorul amplificatorului operațional. Performanța IS este menținută în gamă largă tensiuni de alimentare de la ±5 la ±50 V sau, în cazul alimentării unipolare, de la 10 la 100 V (maximum 120 V). OPA454 are un pin suplimentar „Status Flag” - o ieșire de stare a amplificatorului operațional cu consum deschis - care vă permite să lucrați cu logica la orice nivel. Acest amplificator operațional de înaltă tensiune are o precizie ridicată, o gamă largă de tensiuni de ieșire și nu există probleme de inversare a fazelor întâlnite adesea cu amplificatoarele simple.
Caracteristici tehnice ale OPA454:
Gamă largă de tensiune de alimentare de la ±5 V (10 V) la ±50 V (100 V)
(maximum până la 120 V)
Curent de ieșire maxim mare > ±50 mA
Gamă largă de temperaturi de funcționare de la -40 la 85 ° C (maxim de la -55 la 125 ° C)
Design pachet SOIC sau HSOP (PowerPADTM)
Datele despre microcircuit sunt date în „Electronics News” nr. 7 pentru 2008. Serghei Piciugin
Amplificator de semnal de șunt de curent pe magistrala de alimentare principală.
În practica radioamatorilor, pentru circuitele ai căror parametri nu sunt atât de stringenți, sunt potrivite amplificatoare operaționale duble LM358 ieftine, permițând funcționarea cu tensiuni de intrare de până la 32V. Figura 5 prezintă unul dintre multele circuite tipice pentru conectarea cipul LM358 ca monitor de curent de sarcină. Apropo, nu toate „fișele de date” au diagrame pentru pornirea acesteia. După toate probabilitățile, acest circuit a fost prototipul circuitului prezentat în revista Radio de I. Nechaev și pe care l-am menționat în articolul „ Indicator limită de curent».
Circuitele date sunt foarte convenabile de utilizat în sursele de alimentare de casă pentru monitorizare, telemetrie și măsurarea curentului de sarcină, pentru construirea de circuite de protecție împotriva scurtcircuite. Senzorul de curent din aceste circuite poate avea o rezistență foarte mică și nu este nevoie să reglați acest rezistor, așa cum se face în cazul unui ampermetru convențional. De exemplu, tensiunea la rezistorul R3 din circuitul din Figura 5 este egală cu: Vo = R3∙R1∙IL / R2 adică. Vo = 1000∙0,1∙1A / 100 = 1V. Un amper de curent care trece prin senzor corespunde unui volt de cădere de tensiune pe rezistorul R3. Valoarea acestui raport depinde de valoarea tuturor rezistențelor incluse în circuitul convertorului. Rezultă că, făcând rezistorul R2 un trimmer, îl puteți utiliza cu ușurință pentru a compensa răspândirea rezistenței rezistorului R1. Acest lucru se aplică și circuitelor prezentate în figurile 2 și 3. În circuitul prezentat în fig. 4, rezistența rezistenței de sarcină RL poate fi modificată. Pentru a reduce scăderea tensiunii de ieșire a sursei de alimentare, este, în general, mai bine să luați rezistența senzorului de curent - rezistorul R1 din circuitul din Fig. 5 egală cu 0,01 Ohm, în timp ce se schimbă valoarea rezistorului R2 la 10 Ohm. sau creșterea valorii rezistenței R3 la 10 kOhm.
Măsurare curenți continui cel mai adesea produs de galvanometre magnetoelectrice, microampermetre, miliampermetre și ampermetre, a căror parte principală este un mecanism de măsurare magnetoelectric (metru). Structura unuia dintre modelele comune ale unui contor cu cadran este prezentată în Fig. 1. Contorul conține un magnet în formă de potcoavă 1. În spațiul de aer dintre piesele sale polare 2 și un miez cilindric staționar 5, din material magnetic moale, se creează un câmp magnetic uniform, ale cărui linii de inducție sunt perpendiculare pe suprafața miezului. În acest gol, se plasează cadrul 4, înfășurat cu un fir subțire izolat de cupru (0,02...0,2 mm în diametru) pe un cadru dreptunghiular din hârtie ușoară sau din aluminiu. Cadrul se poate roti împreună cu axa 6 și indicatorul 10, capătul căruia se deplasează deasupra scalei. Arcurile spiralate plate 5 servesc pentru a crea un moment care contracarează rotația cadrului, precum și pentru a furniza curent cadrului. Un arc este fixat între axă și caroserie. Al doilea arc este atașat la un capăt la axă, iar la celălalt la pârghia corectoare 7, a cărei furcă acoperă tija excentrică a șurubului 8. Prin rotirea acestui șurub, indicatorul este setat la diviziunea scară zero. Contragreutățile 9 servesc la echilibrarea părții mobile a contorului pentru a stabiliza poziția săgeții atunci când poziția dispozitivului se schimbă.
Orez. 1. Proiectarea unui mecanism de măsurare magnetoelectric.
Curentul măsurat, care trece prin spirele cadrului, interacționează cu câmpul magnetic al magnetului permanent. Cuplul creat în acest caz, a cărui direcție este determinată de cunoscuta regulă a stângii, face ca cadrul să se rotească într-un unghi la care este echilibrat de momentul de contracarare care apare la răsucirea arcurilor 5. Datorită uniformitatea constantei camp magneticîn spațiul de aer, cuplul și, prin urmare, unghiul de deviere al săgeții, se dovedește a fi proporțională cu curentul curgând prin cadru. Prin urmare, dispozitivele magnetoelectrice au scale uniforme. Alte mărimi care influențează valoarea cuplului - inducția magnetică în întrefier, numărul de spire și aria cadrului - rămân constante și, împreună cu forța elastică a arcurilor, determină sensibilitatea contorului.
Când cadrul este rotit, în cadrul acestuia din aluminiu sunt induși curenți, a căror interacțiune cu câmpul unui magnet permanent creează un cuplu de frânare care calmează rapid partea în mișcare a contorului (timpul de stabilire nu depășește 3 s).
Contoarele sunt caracterizate de trei parametri electrici: a) curentul total de deformare Ii, care determină deviarea acului până la capătul scalei; b) tensiunea de abatere totală Ui, adică tensiunea de pe cadrul contorului, creând un curent Ii în circuitul său; c) rezistența internă Ri, care este rezistența cadrului. Acești parametri sunt interconectați prin legea lui Ohm:
Folosit la instrumentele de măsurare radio Tipuri variate contoare magnetoelectrice, al căror curent total de abatere se află de obicei în intervalul 10...1000 μA. Contoarele al căror curent total de abatere nu depășește 50-100 μA sunt considerate extrem de sensibile.
Unele contoare sunt echipate cu un șunt magnetic sub forma unei plăci de oțel, care poate fi mutată mai aproape de suprafețele de capăt ale pieselor polare și magnet sau îndepărtată din acestea. În acest caz, curentul total de deviație I va scădea sau crește în mod corespunzător în limite mici datorită unei modificări a fluxului magnetic care acționează asupra cadrului datorită ramificării unei părți din fluxul magnetic total prin șunt.
Tensiunea totală de abatere Ui pentru majoritatea contoarelor se află în intervalul 30-300 mV. Rezistența cadrului Ri depinde de perimetrul cadrului, de numărul de spire și de diametrul firului. Cu cât contorul este mai sensibil, cu atât mai multe spire de sârmă mai subțire are cadrul său și cu atât rezistența sa este mai mare. Creșterea sensibilității contoarelor se realizează și prin folosirea de magneți mai puternici, rame fără cadru, arcuri cu un mic moment de contracarare și suspendarea părții mobile pe fire de tip (două fire subțiri).
În contoarele sensibile cu rame fără cadru, acul, deviat de curentul care trece prin cadru, face o serie de oscilații înainte de a se opri în poziția de echilibru. Pentru a reduce timpul de așezare a acului, cadrul este manevrat cu un rezistor cu o rezistență de ordinul a mii sau sute de ohmi. Rolul celui din urmă este uneori jucat de schema electrica dispozitiv conectat paralel cu cadrul.
Contoarele cu rame mobile vă permit să obțineți un unghi de deviere complet al acului de până la 90-100°. Contoarele de dimensiuni mici sunt uneori realizate cu un cadru fix și un magnet în mișcare montat pe aceeași axă cu săgeata. În acest caz, este posibil să creșteți unghiul de deviere completă a săgeții la 240°.
Contoarele deosebit de sensibile utilizate pentru măsurarea curenților foarte mici (mai puțin de 0,01 μA) și tensiunilor (mai puțin de 1 μV) se numesc galvanometre. Sunt adesea folosiți ca indicatori nuli (indicatori ai absenței curentului sau tensiunii într-un circuit) atunci când se măsoară prin metode de comparație. Conform metodei de citire, galvanometrele sunt împărțite în indicator și oglindă; în acesta din urmă, marcajul de referință pe scară este creat folosind un fascicul de lumină și o oglindă montate pe partea mobilă a dispozitivului.
Contoarele magnetoelectrice sunt potrivite numai pentru măsurători de curent continuu. Schimbarea direcției curentului în cadru are ca rezultat o schimbare a direcției cuplului și o deviere a săgeții în reversul. Când contorul este conectat la un circuit de curent alternativ cu o frecvență de până la 5-7 Hz, acul va oscila continuu în jurul zero pe scara cu această frecvență. La o frecvență de curent mai mare, sistemul în mișcare, datorită inerției sale, nu are timp să urmărească schimbările curentului și acul rămâne în poziția zero. Dacă un curent pulsator trece prin contor, atunci deviația acului este determinată de componenta constantă a acestui curent. Pentru a preveni tremurarea acului, contorul este manevrat cu un condensator capacitate mare.
Contoare concepute pentru a funcționa într-un circuit curent continuu, a cărui direcție este neschimbată, au o scară unilaterală, unul dintre capete este diviziunea zero. Pentru a obține deviația corectă a acului, este necesar ca curentul să circule prin cadru în direcția de la borna marcată „+” la borna marcată „-”. Contoarele concepute pentru a funcționa în circuite de curent continuu, a căror direcție se poate schimba, sunt echipate cu o scară cu două fețe, a cărei diviziune zero este de obicei situată în mijloc; Când curentul curge în dispozitiv de la terminalul „+” la terminalul „-”, săgeata deviază spre dreapta.
Contoarele magnetoelectrice pot rezista supraîncărcărilor de scurtă durată atingând de 10 ori valoarea curentă Ii și de 3 ori supraîncărcărilor pe termen lung. Nu sunt sensibile la câmpurile magnetice externe (datorită prezenței unui câmp magnetic intern puternic), consumă puțină energie în timpul măsurătorilor și pot fi efectuate în toate clasele de precizie.
Pentru măsurători pe curent alternativ contoarele magnetoelectrice sunt utilizate împreună cu convertoare semiconductoare, electronice, fotoelectrice sau termice; împreună formează, respectiv, dispozitive redresoare, electronice, fotoelectrice sau termoelectrice.
Instrumentele de măsură folosesc uneori contoare electromagnetice, electrodinamice și ferodinamice, care sunt potrivite pentru măsurarea directă atât a curenților continui, cât și a valorilor efective. curenti alternativi, având o frecvență de până la 2,5 kHz. Cu toate acestea, contoarele de acest tip sunt semnificativ inferioare celor magnetoelectrice în ceea ce privește sensibilitatea, precizia și consumul de energie în timpul măsurătorilor. În plus, au o scară neuniformă, comprimată în partea inițială, și sunt sensibile la efectele câmpurilor magnetice externe, pentru a slăbi care este necesară utilizarea ecranelor magnetice și a complica proiectarea dispozitivelor.
Determinarea parametrilor electrici ai contoarelor magnetoelectrice
Când se utilizează un mecanism de măsurare ca un contor pentru dispozitiv magnetoelectric tip necunoscut parametrii acestuia din urmă - curentul total de abatere I și rezistența internă R și - trebuie să fie determinați experimental.
Orez. 2. Scheme de măsurare a parametrilor electrici ai contoarelor magnetoelectrice
Rezistența cadrului Ri poate fi măsurată aproximativ cu un ohmmetru care are limita de măsurare necesară. Trebuie avut grijă la testarea contoarelor foarte sensibile deoarece curent mare ohmmetrul le poate deteriora. Dacă se folosește un ohmmetru de baterie cu intervale multiple, atunci măsurarea ar trebui să înceapă cu cea mai înaltă limită de rezistență la care curentul din circuitul de alimentare al ohmmetrului este cel mai mic. Trecerea la alte limite este permisă numai dacă aceasta nu face ca acul contorului să iasă din scară.
Parametrii contorului pot fi determinați destul de precis folosind diagrama din Fig. 2, a. Circuitul este alimentat de la o sursă tensiune DC B prin rezistorul R1, care servește la limitarea curentului din circuit. Rheostat R2 este utilizat pentru a devia acul contorului ȘI la scara maximă. În acest caz, valoarea curentă Ii este contorizată folosind un microampermetru standard (de referință) (miliametru) μA (La instalarea, verificarea și calibrarea instrumentelor de măsură, în absența instrumentelor și măsurilor standard, instrumentelor de lucru și măsurilor mai mari decât de inalta clasa acuratețe decât subiecții; Vom numi astfel de dispozitive și măsuri de referință). Apoi, un depozit de rezistență de referință Ro este conectat în paralel cu contorul, prin modificarea rezistenței căreia curentul prin contor este redus de exact două ori față de curentul din circuitul comun. Aceasta va avea loc cu rezistența Ro = Ri. În loc de o revistă de rezistență, puteți folosi oricare rezistor variabil urmată de măsurarea rezistenței sale Ro = Ri folosind un ohmmetru sau o punte DC. De asemenea, este posibil să se conecteze în paralel cu contorul un rezistor nereglat cu o rezistență R cunoscută, de preferință apropiată de rezistența așteptată R; atunci valoarea acestuia din urmă este determinată de formula
Ri = (I/I1 - 1) * R,
unde I și I1 sunt curenți, măsurați respectiv de dispozitivele μA și I.
Dacă contorul I are o scară uniformă care conține αn diviziuni, atunci puteți aplica circuitul prezentat în Fig. 2, b. Parametrii contorului necesari sunt calculați folosind formulele:
Ii = U/(R1+R2) * ap/a1; Ri = (α2 * R2)/(α1-α2) - R1,
unde U este tensiunea de alimentare, măsurată de voltmetrul V, α1 și α2 sunt citirile de pe scara contorului când comutatorul B este setat pe pozițiile 1 și, respectiv, 2, iar R1 și R2 sunt rezistențele cunoscute ale rezistențelor, care sunt luate de aproximativ aceleasi valori. Cu cât citirea α1 este mai aproape de sfârșitul scalei, cu atât eroarea de măsurare este mai mică, care se realizează printr-o alegere adecvată a rezistenței
Miliampermetre și ampermetre magnetoelectrice
Contoare magnetoelectrice la includerea directă V circuite electrice pot fi utilizate numai ca microampermetre de curent continuu cu o limită de măsurare egală cu curentul total de abatere Ii. Pentru a extinde limita de măsurare, contorul I este conectat la circuitul de curent paralel cu șuntul - un rezistor de rezistență scăzută Rsh (Fig. 3); în acest caz, doar o parte din curentul măsurat va curge prin contor și cu cât este mai puțin, cu atât rezistența Rsh este mai mică în comparație cu rezistența contorului Ri. Pentru măsurătorile electronice, limita maximă necesară pentru măsurarea curenților continui depășește rar 1000 mA (1 A).
La valoarea limită aleasă a curentului măsurat Ip, curentul total de abatere Ii trebuie să circule prin contor; aceasta va avea loc la rezistența de șunt
Rsh = Ri:(Ip/Ii - 1). (1)
De exemplu, dacă este necesară extinderea limitei de măsurare a unui microampermetru tip M260, care are parametrii Ip = 0,2 mA și Ri = 900 Ohm, la valoarea Ip = 20 mA, este necesar să se folosească un șunt cu o rezistență de Rsh = 900 / (100-1) = 9,09 Ohm.
Orez. 3. Diagrama de calibrare a unui miliampermetru magnetoelectric (ampermetru)
Shunt-urile la miliametri sunt realizate din fire de manganin sau constantan. Datorită rezistivității ridicate a materialului, dimensiunile șunturilor sunt mici, ceea ce le permite să fie conectate direct între bornele dispozitivului în interiorul sau în exteriorul carcasei acestuia. Dacă se cunoaște valoarea curentului Ip (în amperi), atunci diametrul firului de șunt d (în milimetri) este selectat din condiția
d >= 0,92 I p 0,5 , (2)
timp în care densitatea de curent în șunt nu depășește 1,5 A/mm2. De exemplu, un șunt miliampermetru cu o limită de măsurare de Ip = 20 mA ar trebui să fie realizat din sârmă cu un diametru de 0,13 mm.
După ce ați selectat un fir cu diametrul potrivit d (în milimetri), lungimea acestuia (în metri) necesară pentru a realiza un șunt cu rezistența Rsh (în ohmi) se găsește aproximativ prin formula
L = (1,5...1,9)d 2 * Rsh (3)
și este reglat cu precizie atunci când dispozitivul este pornit conform diagramei din Fig. 3 în serie cu miliampermetrul de referință mA.
Shunturile pentru curenți mari (la ampermetre) sunt de obicei realizate din folie de manganin. Pentru a elimina influența rezistențelor tranzitorii ale contactelor și rezistențelor conductoarelor de conectare, astfel de șunturi au patru cleme (Fig. 4, a). Clemele externe masive se numesc cleme de curent și sunt folosite pentru a include un șunt în circuitul curentului măsurat. Bornele interne se numesc potențial și sunt destinate conectării contorului. Acest design elimină, de asemenea, posibilitatea de deteriorare a contorului din cauza curentului ridicat dacă șuntul este deconectat accidental.
Pentru a reduce eroarea de măsurare a temperaturii cauzată de diferite dependențe de temperatură ale rezistențelor cadrului contorului și șuntului, un rezistor de manganin Rk este conectat în serie cu contorul (Fig. 4, b); eroarea scade cu cât crește rezistența circuitului contorului. Rezultate chiar mai bune se obțin atunci când se utilizează un termistor Rк cu un coeficient de rezistență negativ la temperatură. Când se calculează un dispozitiv cu compensare de temperatură sub rezistența R și in formule de calcul ar trebui înțeles rezistență totală metru și rezistență Rk.
Orez. 4. Circuite pentru conectarea unui șunt pentru curenți mari (a) și a unui element de compensare a temperaturii (b)
Luând în considerare influența șuntului, rezistența internă a miliampermetrului (ampermetrului)
Rma = RiRsh/(Ri+Rsh). (4)
Suficient pentru a oferi precizie ridicataîntr-o gamă largă de curenți măsurați, dispozitivul trebuie să aibă mai multe limite de măsurare; Acest lucru se realizează prin utilizarea unei serii de șunturi comutabile concepute pentru sensuri diferite curent limită Ip.
Factorul de scară de tranziție N este raportul dintre valorile limită superioară a două limite de măsurare adiacente. Când N = 10, ca, de exemplu, într-un miliampermetru cu patru limite cu limite de 1, 10, 100 și 1000 mA, scala instrumentului realizată pentru una dintre limite (1 mA) poate fi utilizată cu ușurință pentru a măsura curenții la alte limite. limite prin înmulțirea citirii cu multiplicatorul corespunzător este 10, 100 sau 1000. În acest caz, domeniul de măsurare va atinge 90% din domeniul de citire, ceea ce va duce la o creștere vizibilă a erorii de măsurare a acelor valori curente care corespund citirilor din secțiunile inițiale ale scalelor.
Orez. 5. Cântare ale miliampermetrelor magnetoelectrice cu limite multiple
Pentru a crește acuratețea măsurătorilor în unele instrumente, valorile limită ale curenților măsurați sunt selectate dintr-un număr de numere 1, 5, 20, 100, 500 etc., folosind o scară comună cu mai multe rânduri de numere. marcaje pentru citire (Fig. 5, a). Uneori, valorile limită sunt alese dintr-o serie de numere 1, 3, 10, 30, 100 etc., ceea ce face posibilă eliminarea numărării pe prima treime a scalei; totuși, scara ar trebui să aibă două rânduri de note, gradate în valori care sunt multipli de 3 și, respectiv, 10 (Fig. 5, b).
Comutarea șunturilor necesare pentru a trece de la o limită de măsurare la alta poate fi efectuată folosind un comutator atunci când se utilizează terminale de intrare comune la toate limitele (Fig. 6) sau se utilizează un sistem de prize divizate, ale căror jumătăți sunt conectate între ele. cu un dop metalic al cordonului de măsurare (Fig. 7 ). O caracteristică a circuitelor din fig. 6, b și 7, b este că șuntul fiecărei limite de măsurare include rezistențele șunturilor altor limite mai puțin sensibile.
Orez. 6. Scheme de miliampermetre multi-limită cu comutatoare de limite de măsură.
Când comutați sub curent limita de măsurare a dispozitivului, este posibilă deteriorarea contorului dacă acesta este conectat pentru scurt timp fără șunt la circuitul curentului măsurat. Pentru a evita acest lucru, proiectarea comutatoarelor (Fig. 6) trebuie să asigure o tranziție de la un contact la altul fără întreruperea circuitului. În consecință, designul prizelor împărțite (Fig. 7) ar trebui să permită ștecherului cablului de măsurare, atunci când este pornit, să se închidă inițial cu șuntul și apoi cu circuitul contorului.
Orez. 7. Scheme de miliampermetre multi-limită cu comutare ștecher-priză a limitelor de măsurare.
Pentru a proteja contorul de suprasarcini periculoase, un buton Kn cu contact de rupere este uneori plasat paralel cu acesta (Fig. 7, b); Contorul este inclus în circuit doar atunci când butonul este apăsat. Mod eficient protecția contoarelor sensibile este de a le deriva (în direcția înainte) cu selecția specială diode semiconductoare; în acest caz, însă, este posibilă o încălcare a uniformității scalei.
În comparație cu dispozitivele cu șunturi comutabile, dispozitivele multi-gamă cu șunturi universale sunt mai fiabile în funcționare. Un șunt universal este un grup de rezistențe conectate în serie, formând un circuit închis împreună cu contorul (Fig. 8). Pentru conectarea la circuitul testat, se utilizează o clemă negativă comună și o clemă conectată la unul dintre robinetele de șunt. În acest caz, se formează două ramuri paralele. De exemplu, când comutatorul B este setat în poziția 2 (Fig. 8, a), o ramură include rezistențele secțiunii active a șuntului, care are o rezistență Rsh.d = Rsh2 + Rsh3, iar a doua ramură include rezistența Rsh1 în serie cu contorul. Rezistența Rsh.d trebuie să fie astfel încât la curentul maxim măsurat Ip, curentul total de abatere Ii să circule prin contor. În general
Rsh.d = (Rsh + Ri) (Ii/Ip). (5)
unde Rsh = Rsh1 + Rsh2 + Rsh3 + ... este rezistența totală a șuntului.
Șuntul universal îndeplinește, în general, funcția unui șunt activ la limita 1, care corespunde celui mai mic valoare limită curentul măsurat Ip1; rezistența acestuia poate fi calculată folosind formula (1). Dacă sunt selectate limitele de măsurare Iп2 = = N12*Iп1; Iп3 = N23*Iп2; Iп4 = N34*Iп3 etc., atunci rezistența secțiunilor individuale ale șuntului va fi determinată de expresiile:
Rsh2 + Rsh3 + RSH4 + ... = Rsh/N12;
Rsh3 + Rsh4 + ... = Rsh/(N12*N23);
Rsh4 + ... = Rsh/(N12*N23*N34), etc. Diferența de rezistență de la două egalități adiacente ne permite să determinăm rezistența componente individuale shunt Rsh1, Rsh2, Rsh3 etc.
Orez. 8. Scheme de miliametri multi-limită cu șunturi universale
Din expresiile de mai sus este clar că factorii de tranziție N12, N23, N34 etc. sunt în întregime determinați de raportul rezistențelor secțiunilor individuale ale șuntului și sunt complet independenți de datele contorului. Prin urmare, același șunt universal, conectat în paralel la contoare diferite, își va schimba limitele de același număr de ori; în acest caz, limita inițială de măsurare este determinată de formulă
Ip1 = Ii*(Ri/Rsh + 1). (6)
Din diagramele din Fig. 8 arată că în dispozitivele cu șunturi universale, limitele de măsurare pot fi selectate atât folosind întrerupătoare, cât și prize. tip obișnuit. Ruperea contactului în aceste circuite este sigură pentru contor. Dacă valoarea aproximativă a curentului de măsurat este necunoscută, atunci înainte de a conecta un dispozitiv cu limite multiple la circuitul testat, trebuie setată cea mai mare limită superioară de măsurare,
Calibrarea miliampermetrelor și ampermetrelor magnetoelectrice
Calibrarea unui dispozitiv de măsurare constă în determinarea caracteristicii sale de calibrare, adică a relației dintre valorile mărimii măsurate și citirile dispozitivului de citire, exprimate sub forma unui tabel, grafic sau formulă. În practică, calibrarea unui instrument indicator este finalizată prin aplicarea diviziunilor pe scara acestuia care corespund anumitor valori numerice ale mărimii măsurate.
Pentru dispozitivele magnetoelectrice cu scale uniforme, sarcina principală a calibrării este de a stabili corespondența diviziunii finale a scalei cu valoarea limită a valorii măsurate, ceea ce se poate face folosind o diagramă similară cu cea prezentată în Fig. 3. Dispozitivul de calibrat este conectat la bornele 1 și 2. Cu un reostat R în circuit alimentat de o sursă de curent continuu, valoarea limită a curentului Ip este setată folosind dispozitivul de referință mA și punctul de scară la care contorul se notează acul I. Dacă dispozitivul care este calibrat are o limită, atunci în urmă punctul final scara poate fi luată în orice punct din apropierea opririi care limitează mișcarea săgeții. La instrumentele cu mai multe limite cu mai multe scale, o astfel de alegere arbitrară a sfârșitului scalei se poate face doar la o singură limită, luată ca fiind cea inițială.
Dacă săgeata de la Ip curent nu se află la diviziunea finală a scalei, este necesară reglarea dispozitivului. În dispozitivele cu limită unică sau la limita inițială a unui dispozitiv cu limite multiple, această reglare se poate face folosind un șunt magnetic. În absența acestuia din urmă, reglarea se realizează prin reglarea rezistențelor de șunt. Dacă la curentul Ip săgeata nu atinge diviziunea finală, atunci rezistența la șunt Rsh ar trebui mărită; când săgeata iese din scară, rezistența la șunt este redusă.
La calibrarea dispozitivelor cu limite multiple care funcționează conform schemelor prezentate în Fig. 6, b, 7, b și 8, reglarea șunturilor trebuie efectuată într-o anumită ordine, începând cu rezistența de șunt Rsh, corespunzătoare curentului limită cel mai înalt Ip3; apoi se reglează secvenţial rezistenţele şunturilor Rsh2 şi Rsh1. La comutarea limitelor, poate fi necesară înlocuirea dispozitivului de referință, a cărui limită superioară de măsurare trebuie să fie în toate cazurile egală cu sau să depășească puțin valoarea limită a scalei calibrate.
Cunoscând pozițiile diviziunilor inițiale și finale ale unei scale uniforme, este ușor de determinat pozițiile tuturor diviziunilor intermediare. Ar trebui, totuși, să se țină cont de faptul că unele dispozitive magnetoelectrice, din cauza defectelor de proiectare sau a caracteristicilor circuitului de măsurare, pot să nu aibă proporționalitate exactă între mișcarea unghiulară a acului și curentul măsurat. Prin urmare, este recomandabil să verificați calibrarea scalei în mai multe puncte intermediare, schimbarea curentului cu reostat R. Rezistorul Ro servește la limitarea curentului din circuit.
Calibrarea trebuie efectuată cu instrumentul complet asamblat și în condiții normale de funcționare. Punctele de referință rezultate sunt aplicate pe suprafața scalei cu un creion ascuțit (cu sticla scoasă din carcasa contorului) sau fixate conform semnelor de pe scara existentă a dispozitivului. Dacă cântarul vechi este inutilizabil, atunci se face o nouă cântare din hârtie groasă și netedă, care este lipită în locul cântarii vechi cu adeziv rezistent la umezeală. Poziția noii cântar trebuie să corespundă strict cu poziția ocupată de vechea cântare la calibrarea dispozitivului. Rezultate bune se realizează desenând o scară cu cerneală neagră la scară mărită și apoi făcând o fotocopie a acesteia de dimensiunea cerută.
Discutat mai sus principii generale gradările se aplică indicatoarelor instrumente de masuraîn diverse scopuri.
Caracteristici de măsurare a curentului continuu
Pentru a măsura curentul, un dispozitiv (de exemplu, un miliampermetru) este conectat în serie la circuitul testat; aceasta duce la o creștere a rezistenței totale a circuitului și la o scădere a curentului care circulă în acesta. Gradul acestei reduceri este estimat (în procente) prin coeficientul de influență al miliampermetrului
Vma = 100*Rma/(Rma + Rc),
unde este Rts rezistență totală circuite între punctele de conectare ale dispozitivului (de exemplu, bornele 1 și 2 din schema din fig. 3).
Înmulțind numărătorul și numitorul din partea dreaptă a formulei cu valoarea curentului din circuitul I și ținând cont că I * Rma este căderea de tensiune la miliampermetrul Uma, iar I (Rma + Rc) este egal cu emf. E, acţionând în circuitul studiat, obţinem
Vma = 100*Uma/E.
Într-un lanț complex (ramificat) sub e. d.s. Trebuie să înțelegeți tensiunea în circuit deschis între punctele de întrerupere la care trebuie conectat dispozitivul.
Valoarea limită a tensiunii Uma este căderea de tensiune pe dispozitivul Up, determinând acul acestuia să se devieze la marcajul final al scalei. Prin urmare, este extrem de sens posibil coeficient de influență la utilizarea acestui dispozitiv
Bp = 100Up/E. (7)
Din formulele de mai sus rezultă că cu cât e mai puțin. d.s. E, cu atât dispozitivul influențează mai puternic curentul măsurat. De exemplu, dacă Up/E = 0,1, atunci Vp = 10%, adică pornirea dispozitivului poate provoca o scădere a curentului în circuit cu 10%; la Up/E = 0,01, scăderea actuală nu depășește 1%. Prin urmare, atunci când se măsoară curentul de filament al tuburilor radio sau curentul emițător al tranzistoarelor, ar trebui să ne așteptăm în mod semnificativ schimbare mai mare curent în circuit decât atunci când se măsoară curentul anod, ecran sau colector. De asemenea, este evident că, cu aceleași limite de măsurare, un dispozitiv caracterizat printr-o valoare mai mică a tensiunii Up are o influență mai mică asupra curentului măsurat. În miliampermetrele cu intervale multiple cu șunturi comutabile (Fig. 6 și 7), la toate limitele de măsurare, căderea maximă de tensiune pe dispozitiv este aceeași și egală cu tensiunea abaterii totale a contorului, adică Up = Ui = Ii/ Ri, iar puterea consumată de dispozitiv este limitată la valoare
Pn = IiUi = Ip*Ii*Ri. În miliametri cu șunturi universale (Fig. 8), căderea de tensiune pe dispozitiv este egală cu Ii*Ii numai la limita inițială de 1. La alte limite crește până la valoarea Up ≈ Ii*(Rp + Rsh) (cu o creștere a puterii consumate de dispozitiv în timpi (Ri + Rsh)/Ri), deoarece reprezintă suma căderilor de tensiune pe contor și secțiunea de șunt conectată în serie cu acesta. În consecință, un dispozitiv cu șunt universal, toate celelalte lucruri fiind egale, are un efect mai puternic asupra modului circuitelor studiate decât un dispozitiv cu șunturi comutabile.
Dacă luăm rezistența totală a șuntului universal Rsh >> Ri, atunci limita inferioară a miliampermetrului va fi aproape de Ii, dar la alte limite scăderea de tensiune pe dispozitiv poate fi excesiv de mare. Dacă luăm rezistența Rsh mică, atunci cel mai mic curent limită Iп1 al dispozitivului va crește. Prin urmare, în fiecare caz specific este necesar să se rezolve problema valoare acceptabilă rezistență la șunt Rsh.
Când un dispozitiv magnetoelectric este conectat la un pulsator sau curent de impuls Pentru a măsura componenta directă a acestui curent, este necesar să conectați un condensator mare în paralel cu dispozitivul, care are o rezistență pentru componenta alternativă a curentului care este semnificativ mai mică. rezistență internă dispozitiv Rma. Pentru a elimina influența capacității dispozitivului în raport cu corpul instalației studiate, locul în care dispozitivul este conectat la circuitele de înaltă frecvență se alege în așa fel încât unul dintre bornele acestuia să fie conectat direct sau printr-un condensator de mare capacitate la corp.
În unele cazuri, în diferite circuite ale testului dispozitiv radio-electronic includ șunturi permanente, care permite utilizarea aceluiași contor magnetoelectric pentru a monitoriza alternativ curenții din aceste circuite fără a le întrerupe.
Sarcina 1. Calculați circuitul unui miliampermetru cu șunt universal (Fig. 8) pentru trei limite de măsurare: 0,2; 2 și 20 mA cu factor de tranziție N = 10. Contorul dispozitivului - microampermetru tip M94 - are datele: Ii = 150 μA = 0,15 mA, Ri = 850 Ohm, Ui = Ii/Ri = 0,128 V. Pentru fiecare limită, găsiți scăderea tensiunii pe dispozitiv la curentul maxim, precum și influența maximă posibilă a dispozitivului asupra curentului măsurat, dacă există un curent electric în circuitul acestuia din urmă. d.s. E = 20 V.
1. La limita 1 (Ip1 = 0,2 mA), șuntul către contor este un șunt universal în ansamblu. Impedanta acesta din urmă, determinat prin formula (1), Rsh = 2550 Ohm.
Căderea de tensiune pe dispozitiv la curentul maxim este Up1 = Ui = 0,128 V. Coeficientul de influență maxim posibil al miliampermetrului este Vp1 = (Up1/E)*100 = 0,64%.
2. Pentru limita 2 (Ip2 = 2 mA), rezistența secțiunii de șunt a șuntului universal este Rsh2+ Rsh3 = Rsh/N = 255 Ohm. Prin urmare, rezistența Rsh1 = Rsh - (Rsh2 + Rsh3) = 2295 Ohmi.
Căderea maximă de tensiune pe dispozitiv Up2 = Ii/(Ri + Rsh1) = 0,727 V. Coeficient de influență limitativ Vp2 = 100*Up2/E = 3,63%.
3. Pentru limita 3 (Ip3 = 20 mA) Rsh3 = Rsh/N 2 = 25,5 Ohm; Rsh2 = 255-25,5 = 229,5 Ohm; Up3 = Ip*(Ri + Rsh1 + Rsh2) = 0,761 V; Bp3 = 100*p3/E = 3,80%.
Sarcina 2. Calculați circuitul unui miliampermetru cu șunt universal pentru trei limite de măsurare: 5, 50 și 500 mA. Contorul aparatului - microampermetru tip M260M - are urmatoarele date: Ii = 500 µA, Ri = 150 Ohm. Determinați influența dispozitivului asupra curentului măsurat dacă se fac măsurători în limitele de 5 și 50 mA în circuite în care de ex. d.s. nu mai puțin de 200 V și la limita de 500 mA - în circuitul de filament al unui tub radio alimentat de la o baterie cu fem. 6 V.
Răspuns: Rsh = 16,67 Ohm; Rsh1 = 15 Ohm; Rsh2= 1,5 Ohm; Rsh3=0,17 Ohm; Up1 = 75 mV; Bp1 = 0,037%; Up2 = 82,5 mV; Bp2 = 0,041%; Up3 = 83 mV; VP3= 1,4%.
Răspuns: 1) Rsh1 = 16,67 Ohm; Rsh2 = 1,52 0m; Rsh3=0,15 Ohm; 2) Rsh1 = 15,15 Ohm; Rsh2= 1,37 Ohm; Rsh3 = 0,15 Ohm.
Microampermetre DC cu tranzistori
Dacă este necesar să se măsoare curenți foarte mici, semnificativ mai mici decât curentul total de abatere I al contorului magnetoelectric existent, acesta din urmă este utilizat împreună cu un amplificator de curent continuu. Cele mai simple și mai economice sunt amplificatoarele bazate pe tranzistoare bipolare. Amplificarea curentului poate fi realizată prin conectarea tranzistoarelor folosind circuite cu un emițător comun și un colector comun, dar primul circuit este de preferat deoarece oferă mai puțin impedanta de intrare amplificator
Orez. 9. Circuite ale microampermetrelor DC cu un singur tranzistor
Cea mai simplă schemă este una microampermetru tranzistor, alimentat de la o sursă cu fem. E = 1,5...4,5 V, prezentată în Fig. 9, a, linii continue. Curentul de bază Ib este curentul măsurat, la o anumită valoare nominală a căruia curge curentul In Ik în circuitul colectorului, egal cu curentul abaterea totală Ii a contorului I. Coeficientul de transfer al curentului static Vst = Ik/Ib = Ii/In, de unde curentul nominal măsurat In = Ii/Bst. De exemplu, când se utilizează un tranzistor de tip GT115A cu Vst = 60 și un contor de tip M261 cu un curent Ii = 500 μA, curentul nominal In = 500/60 ≈ 8,3 μA. Deoarece relația dintre curenții Ik și Ib este apropiată de liniară, scara contorului, gradată în valorile curentului măsurat, va fi aproape uniformă (cu excepția unei mici secțiuni inițiale a scalei de până la 10% din valoarea sa). lungime). Prin conectarea unui șunt special selectat între bornele de intrare, puteți crește curentul maxim măsurat la o valoare convenabilă pentru calcule (de exemplu, până la 10 μA).
ÎN circuite reale microampermetrele cu tranzistori iau măsuri care vizează stabilizarea modului de funcționare și corectarea eventualelor abateri ale acestuia. În primul rând, este inacceptabil (mai ales când tensiune crescută sursă de alimentare) circuit deschis al bazei tranzistorului, care poate apărea în timpul măsurătorilor. Prin urmare, baza este conectată la emițător printr-un rezistor de rezistență mic sau, așa cum se arată prin linia întreruptă din Fig. 9, a, c polul negativ sursă printr-un rezistor Rb cu o rezistență de ordinul a sute de kilo-ohmi. ÎN acest din urmă caz La bază este furnizată o tensiune de polarizare, care stabilește modul de funcționare al amplificatorului. Apoi, pentru a ajusta necesarul curent nominal(presupunând 10 µA pentru exemplul de mai sus) porniți rezistența de reglare Rsh = (2...5) Ri în paralel cu contorul (sau în serie cu acesta).
Trebuie avut în vedere că în absența curentului măsurat, curentul inițial de colector Ik.n va circula prin contor, ajungând la 5-20 μA și datorită prezenței unui curent invers necontrolat de colector Ik.o și a curentului. în circuitul rezistenței de bază Rb. Efectul curentului Ik.n poate fi compensat prin setarea acul contorului la zero folosind un corector mecanic al dispozitivului. Cu toate acestea, este mai rațional de realizat instalatie electrica zero, de exemplu, folosind o baterie auxiliară E0 și un reostat R0 = (5...10) Rand, creând în circuitul contorului un curent de compensare I0, egal ca valoare, dar opus ca sens curentului Ik.n. În loc de două surse de alimentare, puteți utiliza una (Fig. 9, b), conectând în paralel cu aceasta un divizor de tensiune format din două rezistențe R1 și R2 cu rezistențe de ordinul a sute de ohmi. Acest lucru creează un circuit de punte de curent continuu (vezi Metoda podului pentru măsurarea rezistenței electrice), care este echilibrat prin schimbarea rezistenței unuia dintre brațe (R0).
Necesitatea de a complica circuitul original al unui amplificator cu un singur tranzistor duce la faptul că câștigul de curent
Ki = Ui/In (8)
se dovedește a fi mai mic decât coeficientul de transfer de curent Vst al tranzistorului utilizat. În plus, funcţionare fiabilă microampermetrul cu tranzistor poate fi furnizat numai dacă este selectat Ki<< Вст.
După cum se știe, parametrii tranzistorului depind în mod semnificativ de temperatura ambiantă. O modificare a acestuia din urmă duce la oscilații spontane (derivare) ale curentului de colector invers Ik.o, care în tranzistoarele cu germaniu crește de aproape 2 ori pentru fiecare creștere de 10 K a temperaturii. Acest lucru determină o schimbare vizibilă a câștigului de curent Ki și a rezistenței de intrare a amplificatorului, ceea ce poate duce la o încălcare completă a caracteristicilor de calibrare ale dispozitivului. De asemenea, ar trebui să se țină cont de modificarea ireversibilă a parametrilor („îmbătrânire”) a tranzistorilor observată în timp, ceea ce creează necesitatea verificării și corectării periodice a caracteristicilor de calibrare ale dispozitivului tranzistor.
Dacă modificarea curentului Ik.o poate fi compensată într-o oarecare măsură prin setarea la zero înainte de începerea măsurătorilor, atunci trebuie luate măsuri speciale pentru a stabiliza câștigul Ki. Astfel, polarizarea la bază (Fig. 9, b) este furnizată printr-un divizor de tensiune de la rezistențele Rb1 și Rb2, iar un termistor cu un coeficient de rezistență negativ de temperatură este uneori folosit ca acesta din urmă. Termistorul poate fi înlocuit cu dioda D conectată în paralel cu rezistența Rb1. Odată cu creșterea temperaturii, rezistența inversă a diodei scade, ceea ce duce la o redistribuire a tensiunilor între electrozii tranzistorului, ceea ce contracarează creșterea curentului de colector. Feedback-ul negativ dintre colector și bază funcționează în aceeași direcție, care apare datorită conectării ieșirii rezistenței Rb2 la colector (și nu la minusul sursei de alimentare). Cel mai eficient efect este furnizat de feedback-ul negativ care apare atunci când un rezistor Re este conectat la circuitul emițătorului.
Creșterea stabilității amplificatorului prin utilizarea feedbackului negativ suficient de profund duce la un raport mic al coeficienților Ki/Bst. Prin urmare, pentru a obține un câștig Ki egal cu câteva zeci, este necesar să se selecteze un tranzistor cu germaniu cu un coeficient de transfer de curent ridicat pentru microampermetru: Vst = 120...200.
În microampermetre, este posibil să se utilizeze tranzistori de siliciu, care, în comparație cu germaniul, au parametri care sunt mai stabili atât în timp, cât și în raport cu influențele temperaturii. Cu toate acestea, coeficientul Vst pentru tranzistoarele cu siliciu este de obicei mic. Poate fi mărită prin utilizarea unui circuit tranzistor compus (Fig. 9, c); acesta din urmă are un coeficient de transfer de curent Vst aproximativ egal cu produsul coeficienților corespunzători ai tranzistoarelor sale constitutive, adică Vst ≈ Vst1*Vst2. Cu toate acestea, curentul de colector invers al unui tranzistor compozit este:
Ik.o ≈ Ik.o2 + Bst2*Ik.o1
depășește semnificativ curenții corespunzători ai componentelor sale și este supus unor fluctuații vizibile de temperatură, ceea ce duce la necesitatea stabilizării modului de amplificare.
Stabilitatea ridicată a funcționării unui microampermetru cu tranzistor este mai ușor de obținut atunci când amplificatorul acestuia este configurat într-un circuit echilibrat cu două tranzistoare convenționale sau compozite, special selectate în funcție de identitatea parametrilor acestora (în primul rând, în funcție de egalitatea aproximativă a coeficienților Vst si curenti Ik.o). O diagramă tipică a unui astfel de dispozitiv cu elemente de stabilizare și corecție este prezentată în Fig. 10. Deoarece curenții inițiali de colector ai tranzistoarelor depind aproximativ în mod egal de temperatură și tensiunea de alimentare, iar prin contor curg în direcții opuse, compensându-se reciproc, stabilitatea poziției zero a acului contorului și uniformitatea scalei sale cresc. Feedback-ul negativ profund furnizat de rezistențele Re și Rb.k crește stabilitatea câștigului de curent. Circuitul echilibrat crește, de asemenea, sensibilitatea microampermetrului, deoarece curentul măsurat creează potențiale de semne diferite la electrozii de intrare ai ambelor tranzistoare; Ca urmare, rezistența internă a unui tranzistor crește, iar celălalt scade, ceea ce crește dezechilibrul punctului de curent continuu, în diagonala căruia este inclus contorul AND.
La instalarea unui microampermetru echilibrat, potențiometrul de reglare Rк este utilizat pentru a egaliza potențialul colectorului, care este monitorizat de absența citirilor contorului atunci când bornele de intrare sunt scurtcircuitate. Setarea la zero în timpul funcționării se realizează cu ajutorul potențiometrului Rb prin egalizarea curenților de bază cu bornele de intrare deschise. Trebuie avut în vedere faptul că aceste două ajustări sunt interdependente și la depanarea dispozitivului trebuie repetate de mai multe ori pe rând.
Orez. 10. Circuitul echilibrat al unui microampermetru cu tranzistor
Rezistența de intrare a microampermetrului Rmka este determinată în principal de rezistența totală R = Rb1 + Rb2 + R6, care acționează între bazele tranzistoarelor, și este de aproximativ (0,8...0,9) * R; determinarea lui exactă, precum și curentul limitator nominal In, trebuie determinate experimental. Este convenabil să ajustați valoarea necesară a curentului nominal folosind un lanț de rezistență șunt, a cărui rezistență trebuie luată în considerare la determinarea rezistenței de intrare Rμm.
Stabilitatea rezistenței de intrare face posibilă extinderea limitei de măsurare în direcția scăderii sensibilității cu ajutorul șunturilor. Rezistența de șunt necesară pentru a obține curentul maxim măsurat Ip,
Rsh.p = Rmka*In/(Ip - In) = Rmka*Ii/(Ki*Ip - Ii) (9)
Cu datele numerice indicate în diagramă și utilizarea tranzistoarelor cu Vst ≈ 150, microampermetrul echilibrat are un câștig Ki ≈ 34 și poate fi reglat la un curent nominal In = 10 μA folosind o rezistență de reglare Rm. Dacă este necesar să se obțină un curent nominal de aproximativ 1 μA, amplificatorul este suplimentat cu o a doua treaptă, care este adesea implementată într-un circuit de urmărire a emițătorului, ceea ce facilitează potrivirea impedanței de ieșire a amplificatorului cu impedanța scăzută a contorul AND.
Aș dori să vă prezint atenției o versiune actualizată pentru o sursă de alimentare de laborator. A fost adăugată capacitatea de a opri sarcina atunci când este depășit un anumit curent prestabilit. Puteți să flashați firmware-ul pentru un voltametru îmbunătățit.
Circuit digital de contor de curent și tensiune
La diagramă au fost adăugate și câteva detalii. Din comenzi există un buton și un rezistor variabil cu o valoare de la 10 kilo-ohmi la 47 kilo-ohmi. Rezistența sa nu este critică pentru circuit și, după cum puteți vedea, poate varia într-o gamă destul de largă. Aspectul pe ecran s-a schimbat puțin și el. Adăugat afișaj al puterii și amperi-oră.
Variabila curentului de declanșare este stocată în EEPROM. Prin urmare, după oprire, nu va trebui să configurați totul din nou. Pentru a intra în meniul de setare curent, trebuie să apăsați butonul . Prin rotirea butonului de rezistență variabilă, trebuie să setați curentul la care releul se va opri. Este conectat printr-un comutator tranzistor la ieșire PB5 microcontroler Atmega8.
În momentul opririi, afișajul va indica faptul că curentul maxim setat a fost depășit. După apăsarea butonului vom reveni la meniul de setare maximă curentă. Trebuie să apăsați din nou butonul pentru a comuta în modul de măsurare. Spre ieșire PB5 Microcontrolerul va trimite jurnalul 1 și releul se va porni. Acest tip de monitorizare curentă are și dezavantajele sale. Protecția nu va funcționa instantaneu. Declanșarea poate dura câteva zeci de milisecunde. Pentru majoritatea dispozitivelor experimentale, acest dezavantaj nu este critic. Această întârziere nu este vizibilă pentru oameni. Totul se întâmplă deodată. Nu a fost dezvoltat niciun PCB nou. Oricine dorește să repete dispozitivul poate edita ușor placa de circuit imprimat din versiunea anterioară. Schimbările nu vor fi semnificative.
Dispozitivul propus este proiectat pentru instalare în diverse surse de alimentare reglementate. Afișează tensiunea de ieșire a unității și curentul său de sarcină pe indicatoarele LED. Când a apărut nevoia de a monitoriza în mod constant tensiunea de ieșire și curentul de sarcină al sursei de alimentare de laborator, s-a decis imediat afișarea valorilor acestora pe indicatoare LED cu șapte elemente. O posibilă alternativă sunt ecranele LCD cu caractere cu două linii de 8 sau 16 caractere, dar sunt scumpe și greu de citit. O altă cerință a fost ieșirea simultană a valorilor de tensiune și curent către indicatoare fără nicio comutare. Din diverse motive, autorul nu a fost mulțumit de soluțiile gata făcute găsite în literatură și pe internet și a decis să proiecteze singur dispozitivul.
Aspectul contorului propus este prezentat în Fig. 1. Vă permite să măsurați tensiune de la 0 la 99,9 V cu o rezoluție de 0,1 V și curent de la 0 la 9,99 A cu o rezoluție de 0,01 A. Aparatul este asamblat pe o placă de 57x62 mm și poate fi construit în interiorul aproape oricărui sursă de alimentare de laborator sau alt dispozitiv unde este necesară monitorizarea constantă a tensiunii și curentului. Circuitul contorului este prezentat în Fig. 2. Conține un op-amp, două regulatoare de tensiune integrate, un microcontroler (cel mai ieftin dintre cele cu ADC pe zece biți), două registre și două indicatoare LED cu șapte elemente. Ele pot avea patru sau trei cifre.
Valoarea măsurată a tensiunii este afișată pe indicatorul HG1, iar valoarea curentă este afișată pe indicatorul HG2. Terminalele elementelor indicator cu același nume sunt combinate în perechi și conectate prin rezistențe limitatoare de curent R13-R20 la ieșirile registrului DD2. Pinii comuni ai biților indicatori sunt conectați la registrul DD3. Registrele sunt conectate în serie și formează un registru cu deplasare de 16 biți, controlat de semnale de la trei ieșiri ale microcontrolerului DD1: GP2 (impulsuri de ceas), GP4 (cod serial încărcat), GP5 (impuls pentru ieșirea codului încărcat în registrul paralel). ieșiri). Indicația este cea obișnuită dinamică, în care cifrele indicatoarelor sunt pornite alternativ prin impulsuri la ieșirile registrului DD3, generate concomitent cu apariția codurilor la ieșirile registrului DD2 pentru afișarea cifrei dorite în cifră schimbată.
Indicatorii HG1 și HG2 pot avea fie anozi comuni, fie catozi comuni ai elementelor fiecărei categorii, dar ambii trebuie să fie la fel. În funcție de aceasta, trebuie selectată versiunea corespunzătoare a programului de microcontroler - AV-meter_common_anocle.HEX pentru anozi comuni sau AV-meter_common_cathode. HEX pentru catozi comuni. Microcontrolerul controlează indicatorii folosind întreruperi de la temporizatorul TMR0, care urmează cu o perioadă de 2 ms.
Intrările GP0 și GP1 funcționează în modul intrărilor analogice ale microcontrolerului ADC. GP0 este folosit pentru a măsura tensiunea, iar GP1 este folosit pentru a măsura curentul. Cele mai semnificative trei cifre ale indicatorilor afișează valorile măsurate. În cea mai puțin semnificativă cifră a indicatorului HG1, litera U (un semn al măsurării tensiunii) este afișată în mod constant, iar în aceeași cifră a indicatorului HG2 - litera A (un semn al măsurării curentului). Dacă sunt utilizați indicatori din trei cifre, nu sunt necesare modificări de program, dar aceste litere lipsesc.
Tensiunea măsurată este furnizată microcontrolerului prin divizorul R2-R4, iar tensiunea proporțională cu curentul măsurat este furnizată de la ieșirea amplificatorului operațional DA1.1. Rezistorul R12, împreună cu dioda de protecție internă a microcontrolerului, protejează intrarea acestuia de o posibilă suprasarcină (amplificatorul operațional este alimentat cu o tensiune de 7...15 V). Câștigul tensiunii luate de la senzorul de curent (rezistorul R1) de aproximativ 50 este stabilit de rezistențele R6, R8, R11. Valoarea sa exactă este setată prin tăierea rezistenței R8.
Filtrul trece-jos R7C3 netezește ondulația de tensiune la intrarea neinversoare a amplificatorului operațional. Fără acest filtru, dispozitivul indică „sare”. O funcție similară este îndeplinită de condensatorul C2 în circuitul de măsurare a tensiunii. Dioda Zener VD1 protejează intrarea amplificatorului operațional de supratensiune în cazul unei întreruperi a rezistenței R1. În cazuri extreme, este posibil ca dioda Zener să nu fie instalată.
O atenție deosebită trebuie acordată lanțului R5R10. În absența unui curent măsurat, creează un offset inițial de aproximativ +0,25 mV la intrarea amplificatorului operațional. Fără aceasta, s-a observat o neliniaritate semnificativă la măsurarea curenților mai mici de 0,3 A. În diferite cazuri de microcircuite LM358N, acest efect se manifestă în grade diferite, dar în orice caz, eroarea la valori mici ale curentului măsurat este prea mare. Când setați R5 și R10 la valorile indicate în diagramă (pot fi modificate proporțional, menținând același raport, de exemplu, 15 ohmi și 300 kOhmi), eroarea de măsurare curentă cauzată de acest efect nu depășește cel mai puțin semnificativ cifră.
Cu toate copiile cipului LM358N pe care le am și au fost achiziționate în ultimii zece ani în locuri diferite, nu a fost necesară nicio selecție a acestor rezistențe. Dar, dacă este necesar, ar trebui să determinați rezistența minimă a rezistenței R10, la care zerourile sunt încă aprinse pe indicatorul HG1 în absența curentului măsurat, apoi să o creșteți de 1,5...2 ori. Pentru a simplifica designul, nu recomand excluderea elementelor C2, C3, R4, R5, R10, care sunt de obicei absente în astfel de dispozitive.
O precizie bună și stabilitatea citirilor este, de asemenea, asigurată prin separarea completă a unităților de control al indicatorului de impuls relativ puternic de microcontroler, prin alimentarea lor de la un regulator de tensiune integrat DA3 separat. Interferența din funcționarea procesorului microcontrolerului în sine are un efect redus asupra rezultatelor măsurătorilor, deoarece fiecare dintre ele este efectuată cu microcontrolerul comutat mai întâi în modul de repaus, cu generatorul de ceas oprit.
Microcontrolerul este tactat de la un oscilator intern. R9C5 - circuit pentru setarea microcontrolerului în starea sa inițială. Pentru a elimina consecințele posibilelor defecțiuni ale microcontrolerului, acesta include un timer watchdog (WDT).
În fig. 3 prezintă un desen al conductorilor plăcii de circuit imprimat ai dispozitivului, iar Fig. 4 - amplasarea pieselor pe el. Majoritatea rezistențelor și condensatoarelor au dimensiunea 0805 pentru montare la suprafață. Excepție fac rezistențele R2 (datorită disipării puterii), R13 (pentru a simplifica cablarea conductorilor circuitului imprimat), rezistențele de reglare R3, R8, condensatoarele de oxid C1, C6, C8. Condensatorii C2 și C3 sunt ceramici, dar pot fi înlocuiți cu oxid de tantal.
- Tutorial
Introducere
Salutare tuturor! După finalizarea ciclului pe senzori, au apărut diverse întrebări despre măsurarea parametrilor de consum ai aparatelor electrocasnice și nu foarte electrice. Cine consumă cât de mult, cum să conecteze ce să măsoare, ce subtilități există și așa mai departe. Este timpul să dezvăluiți toate cărțile din această zonă.În această serie de articole ne vom uita la subiectul măsurării parametrilor de electricitate. Există de fapt un număr foarte mare de acești parametri, despre care voi încerca să vorbesc treptat în serii mici.
Până acum sunt planificate trei serii:
- Măsurarea energiei electrice.
- Calitatea puterii.
- Dispozitive pentru măsurarea parametrilor electrici.
Pe baza rezultatelor întregului ciclu, vom produce un fel de contor inteligent de energie electrică cu acces la Internet. Fanii complet inveterati ai controlului aparatelor electrice din casa lor inteligenta pot oferi toata asistenta posibila in implementarea partii de comunicare pe o baza, de exemplu, MajorDomo. Să facem din OpenSource o casă inteligentă mai bună, ca să spunem așa.
În această serie în două părți, vom explora următoarele întrebări:
- Conectarea senzorilor de curent și tensiune în dispozitive DC, precum și circuite AC monofazate și trifazate;
- Măsurarea valorilor efective ale curentului și tensiunii;
- Măsurarea factorului de putere;
- Puterea totala, activa si reactiva;
- Consumul de energie electrică;
1. Conectarea senzorilor
În ultima serie despre senzori de tensiune și curent, am vorbit despre tipurile de senzori, dar nu am vorbit despre cum să-i folosești și unde să-i așez. Este timpul să o reparăm
Conectarea senzorilor DC
Este clar că întreaga serie va fi dedicată sistemelor de curent alternativ, dar să trecem rapid peste circuitele de curent continuu, deoarece acest lucru ne poate fi util atunci când dezvoltăm surse de curent continuu. Luați de exemplu un convertor clasic PWM buck:
Figura 1. Convertor Buck PWM
Sarcina noastră este să furnizăm o tensiune de ieșire stabilizată. În plus, pe baza informațiilor de la senzorul de curent, este posibil să se controleze modul de funcționare al inductorului L1, prevenind saturația acestuia și, de asemenea, să implementeze protecția curentului a convertorului. Și, pentru a fi sincer, nu există cu adevărat opțiuni pentru instalarea senzorilor.
La ieșirea convertorului este instalat un senzor de tensiune sub forma unui divizor rezistiv R1-R2, care este singurul capabil să funcționeze în curent continuu. De regulă, un microcircuit convertor specializat are o intrare de feedback și face toate eforturile pentru a se asigura că această intrare (3) are un anumit nivel de tensiune specificat în documentația pentru microcircuit. De exemplu, 1,25 V. Dacă tensiunea noastră de ieșire se potrivește cu acest nivel, totul este în regulă - aplicăm direct tensiunea de ieșire la această intrare. Dacă nu, atunci setați divizorul. Dacă trebuie să furnizăm o tensiune de ieșire de 5V, atunci divizorul trebuie să furnizeze un factor de diviziune de 4, adică, de exemplu, R1 = 30k, R2 = 10k.
Senzorul de curent este de obicei instalat între sursa de alimentare și convertor și pe cip. Pe baza diferenței de potențial dintre punctele 1 și 2 și cu o rezistență cunoscută a rezistențelor Rs, este posibil să se determine valoarea curentă a curentului inductorului nostru. Instalarea unui senzor de curent între surse și sarcină nu este o idee bună, deoarece condensatorul de filtru va fi întrerupt de un rezistor de la consumatorii de curent de impuls. Instalarea unui rezistor în golul firului comun, de asemenea, nu este de bun augur - vor exista două niveluri de sol cu care va fi o plăcere să mânuiești.
Problemele căderii de tensiune pot fi evitate prin utilizarea senzorilor de curent fără contact - cum ar fi senzorii Hall:
Figura 2. Senzor de curent fără contact
Cu toate acestea, există o modalitate mai inteligentă de a măsura curentul. La urma urmei, tensiunea scade pe tranzistor exact în același mod și același curent trece prin el ca și inductanța. În consecință, valoarea curentului curent poate fi determinată și de căderea de tensiune pe acesta. Sincer, dacă te uiți la structura internă a cipurilor convertoare, de exemplu, de la Texas Instruments, atunci această metodă este la fel de comună ca și cele anterioare. Precizia acestei metode nu este, desigur, cea mai mare, dar aceasta este suficientă pentru ca limita curentă să funcționeze.
Fig 3. Tranzistorul ca senzor de curent
Același lucru îl facem și în alte circuite de convertoare similare, indiferent dacă sunt de amplificare sau inversare.
Cu toate acestea, este necesar să se menționeze separat convertoarele de transformare direct și flyback.
Figura 4. Conectarea senzorilor de curent în convertoarele flyback
De asemenea, pot folosi fie o rezistență externă, fie un tranzistor în rolul său.
Aici am terminat cu conectarea senzorilor la convertoare DC. Dacă aveți sugestii pentru alte opțiuni, voi completa cu plăcere articolul cu ele.
1.2 Conectarea senzorilor la circuitele AC monofazate
În circuitele AC avem o selecție mult mai mare de posibili senzori. Să luăm în considerare mai multe opțiuni.Cel mai simplu este să folosiți un divizor de tensiune rezistiv și un șunt de curent.
Figura 5. Conectarea senzorilor de rezistență
Cu toate acestea, are câteva dezavantaje semnificative:
În primul rând, fie vom oferi o amplitudine semnificativă a semnalului de la șuntul de curent prin alocarea unei cantități mari de putere acestuia, fie ne vom mulțumi cu o amplitudine mică a semnalului și ulterior îl vom amplifica. Și în al doilea rând, rezistența creează o diferență de potențial între neutrul rețelei și neutrul dispozitivului. Dacă dispozitivul este izolat, atunci acest lucru nu contează, dar dacă dispozitivul are un terminal de împământare, atunci riscăm să rămânem fără semnal de la senzorul de curent, deoarece îl vom scurtcircuita. Ar putea merita să încercați senzori care funcționează pe alte principii.
De exemplu, vom folosi transformatoare de curent și de tensiune, sau un senzor de curent cu efect Hall și un transformator de tensiune. Există mult mai multe posibilități de lucru cu echipamente, deoarece firul neutru nu are pierderi și, cel mai important, în ambele cazuri există izolarea galvanică a echipamentului de măsurare, care poate fi adesea utilă. Cu toate acestea, este necesar să ținem cont de faptul că senzorii de curent și tensiune din transformator au un răspuns în frecvență limitat și dacă dorim să măsurăm compoziția armonică a distorsiunilor, atunci nu este un fapt că va funcționa.
Figura 6. Conectarea transformatorului și a senzorilor de curent și tensiune fără contact
1.3 Conectarea senzorilor la circuite AC multifazate
În rețelele multifazate, capacitatea noastră de a conecta senzori de curent este puțin mai mică. Acest lucru se datorează faptului că nu va fi deloc posibilă utilizarea unui șunt de curent, deoarece diferența de potențial dintre șunturile de fază va fluctua cu sute de volți și nu cunosc niciun controler de uz general ale cărui intrări analogice pot rezista. astfel de abuz.Desigur, există o modalitate de a utiliza șunturile de curent - pentru fiecare canal trebuie să faceți o intrare analogică izolată galvanic. Dar este mult mai ușor și mai fiabil să folosești alți senzori.
În analizorul meu de calitate folosesc divizoare de tensiune rezistive și senzori de curent cu efect Hall la distanță.
Figura 7. Senzori de curent într-o rețea trifazată
După cum puteți vedea din figură, folosim o conexiune cu patru fire. Desigur, în loc de senzori de curent cu efect Hall, puteți folosi transformatoare de curent sau bucle Rogowski.
În locul divizoarelor rezistive, pot fi utilizate transformatoare de tensiune, atât pentru sistemele cu patru fire, cât și pentru sistemele cu trei fire.
În acest din urmă caz, înfășurările primare ale transformatoarelor de tensiune sunt conectate cu un triunghi, iar înfășurările secundare cu o stea, al cărui punct comun este punctul comun al circuitului de măsurare.
Figura 8.Utilizarea transformatoarelor de tensiune într-o rețea trifazată
2 valoare RMS a curentului și tensiunii
Este timpul să rezolvăm problema măsurării semnalelor noastre. De importanță practică pentru noi este, în primul rând, valoarea efectivă a curentului și a tensiunii.
Să vă reamintesc de echipamentele din seria pe senzori. Folosind ADC-ul microcontrolerului nostru, vom înregistra valoarea instantanee a tensiunii la intervale regulate. Astfel, în perioada de măsurare vom avea o serie de date cu privire la nivelul valorii tensiunii instantanee (pentru curent totul este similar).
Figura 9. Serii de valori instantanee ale tensiunii
Sarcina noastră este să calculăm valoarea efectivă. Mai întâi, să folosim formula integrală:
(1)Într-un sistem digital trebuie să ne limităm la un anumit cuantum de timp, așa că trecem la suma:
(2)Unde este perioada de eșantionare a semnalului nostru și este numărul de mostre în timpul perioadei de măsurare. Undeva aici în videoclip încep să vorbesc prostii despre egalitatea zonelor. Ar fi trebuit să dorm puțin în ziua aceea. =)
În microcontrolerele MSP430FE4252, care sunt utilizate în contoarele de electricitate Mercury monofazate, se fac 4096 de numărări pe o perioadă de măsurare de 1, 2 sau 4 secunde. Ne vom baza pe T=1c și N=4096 în cele ce urmează. Mai mult, 4096 de puncte pe secundă ne vor permite să folosim algoritmi rapidi de transformare Fourier pentru a determina spectrul armonic până la a 40-a armonică, așa cum este cerut de GOST. Dar mai multe despre asta în episodul următor.
Să schițăm un algoritm pentru programul nostru. Trebuie să asigurăm o lansare stabilă a ADC la fiecare 1/8192 de secunde, deoarece avem două canale și vom măsura aceste date alternativ. Pentru a face acest lucru, configurați un cronometru și semnalul de întrerupere va reporni automat ADC. Toate ADC-urile pot face acest lucru.
Vom scrie viitorul program pe arduino, deoarece mulți oameni îl au la îndemână. Deocamdată, interesul nostru este pur academic.
Având o frecvență de cuarț de sistem de 16 MHz și un temporizator de 8 biți (pentru ca viața să nu pară ca miere), trebuie să ne asigurăm că orice întrerupere a temporizatorului funcționează la o frecvență de 8192 Hz.
Suntem tristi ca 16 MHz nu sunt impartiti atat cat avem nevoie si frecventa finala de functionare a cronometrului este de 8198 Hz. Închidem ochii la eroarea de 0,04% și citim totuși 4096 de mostre pe canal.
Suntem triști că întreruperea de overflow din arduino este ocupată cu calculul timpului (responsabilă pentru milis și întârziere, deci nu va mai funcționa normal), așa că folosim întreruperea de comparație.
Și ne dăm seama brusc că semnalul care vine la noi este bipolar și că msp430fe4252 îi face față perfect. Ne mulțumim cu un ADC unipolar, așa că asamblam un simplu convertor de semnal bipolar în unipolar folosind un amplificator operațional:
Fig 10. Convertor de semnal bipolar la unipolar
Mai mult, sarcina noastră este să ne asigurăm că sinusoidul nostru oscilează în raport cu jumătate din tensiunea de referință - atunci fie vom scădea jumătate din interval, fie vom activa opțiunea din setările ADC și vom obține valori semnate.
Arduino are un ADC de 10 biți, așa că vom scădea jumătate din rezultatul nesemnat în intervalul 0-1023 și vom obține -512-511.
Verificăm modelul asamblat în LTSpiceIV și ne asigurăm că totul funcționează așa cum trebuie. În materialul video verificăm în continuare acest lucru experimental.
Figura 11. Rezultatul simulării. Verde este semnalul sursă, albastru este semnalul de ieșire.
Schiță pentru Arduino pentru un canal
void setup() (autoadcsetup(); DDRD |=(1<
Programul este scris în Arduino IDE pentru microcontrolerul ATmega1280. Pe placa mea de depanare, primele 8 canale sunt direcționate pentru nevoile interne ale plăcii, așa că este folosit canalul ADC8. Este posibil să utilizați această schiță pentru o placă cu ATmega168, dar trebuie să selectați canalul corect.
În interiorul întreruperilor, distorsionăm câțiva pini de serviciu pentru a vedea clar frecvența de digitizare de operare.
Câteva cuvinte despre de unde provine coeficientul 102. La prima pornire, a fost furnizat un semnal de diverse amplitudini de la generator, valoarea tensiunii efective a fost citită de la osciloscop, iar valoarea calculată în unități ADC absolute a fost preluată de la consolă. .
| Umax, V | Urms, B | Numărate |
| 3 | 2,08 | 212 |
| 2,5 | 1,73 | 176 |
| 2 | 1,38 | 141 |
| 1,5 | 1,03 | 106 |
| 1 | 0,684 | 71 |
| 0,5 | 0,358 | 36 |
| 0,25 | 0,179 | 19 |
Împărțind valorile celei de-a treia coloane la valorile celei de-a doua obținem o medie de 102. Acesta va fi coeficientul nostru de „calibrare”. Cu toate acestea, puteți observa că, pe măsură ce tensiunea scade, precizia scade brusc. Acest lucru se datorează sensibilității scăzute a ADC-ului nostru. De fapt, 10 cifre pentru calcule precise sunt catastrofal de mici, iar dacă este destul de posibil să măsurați tensiunea într-o priză în acest fel, atunci folosirea unui ADC de 10 biți pentru a măsura curentul consumat de sarcină va fi o crimă împotriva metrologiei. .
În acest moment vom face o pauză. În partea următoare, vom lua în considerare celelalte trei întrebări din această serie și vom trece fără probleme la crearea dispozitivului în sine.
Veți găsi firmware-ul prezentat, precum și alt firmware pentru această serie (din moment ce filmez materiale video mai repede decât pregătesc articole) în depozitul de pe GitHub.
