2. Temă pentru lucrarea trimestrială.
3. Date inițiale.
4. Schema bloc a sistemului de comunicații.
5. Temporar şi diagrame spectrale la ieşirile blocurilor funcţionale ale sistemului de comunicaţii.
6. Schema bloc a receptorului.
7. Luarea unei decizii într-un singur aspect.
8. Probabilitatea de eroare la ieșirea receptorului.
9. Câștig în raport cu semnal/zgomot la utilizarea receptorului optim.
10. Imunitate maximă posibilă la zgomot pentru un anumit tip de semnal.
11. Luarea deciziei de către receptor pe trei citiri independente.
12. Probabilitatea de eroare la utilizarea metodei acumulării sincrone.
13. Calculul zgomotului de cuantizare în timpul transmisiei semnalului prin metoda CCI.
14. Utilizare semnal complex s și un filtru potrivit.
15. Răspunsul la impuls al unui filtru potrivit.
16. Circuit de filtru potrivit pentru recepția de semnale complexe. Forma de semnale complexe la ieșirea SF la transmiterea caracterelor „1” și „0”.
17. Praguri optime ale rezolutorului pentru sincron și moduri asincrone luarea deciziilor la primirea semnalelor complexe de către un filtru potrivit.
18. Câștig de energie la aplicarea unui filtru potrivit.
19. Probabilitatea de eroare la ieșirea receptorului atunci când se aplică un filtru de potrivire a semnalului complex.
20. Lățimea de bandă sistem de comunicare dezvoltat.
21. Concluzie.
Introducere.
Sarcina acestui lucru termen de hârtie este o descriere a unui sistem de comunicații pentru transmisii continue de mesaje semnale discrete.
Transferul de informații ocupă un loc înalt în viață societate modernă. Cel mai sarcina principală, la transmiterea informațiilor - aceasta este transmiterea acesteia fără distorsiuni. Cea mai promițătoare în această direcție este transmiterea de mesaje analogice prin semnale discrete. Această metodă dă mare avantajîn imunitatea la zgomot a liniilor de informare. Toate moderne retelelor de informatii construit pe acest principiu.
în afară de canal discret Conexiunea este ușor de operat și orice informație poate fi transmisă prin ea, adică. are versatilitate. Toate acestea fac ca astfel de canale de comunicare să fie cele mai promițătoare în acest moment.
1. Temă pentru lucrarea trimestrială.
Elaborați o diagramă bloc generalizată a unui sistem de comunicații pentru transmiterea de mesaje continue prin semnale discrete, dezvoltați o diagramă bloc a unui receptor și o diagramă bloc filtru optim, calculați principalele caracteristici ale sistemului de comunicare dezvoltat și trageți concluzii generalizate pe baza rezultatelor lucrării.
2. Date inițiale.
1) Numărul variantei N=1.
2) Tipul de semnal în canalul de comunicație BARAJ .
3) Rata de semnalizare V=6000 Baud.
4) Amplitudinea semnalelor de canal А=3 mV.
5) Dispersia zgomotului x*x=0,972 μW.
7) Metoda de transmitere a semnalului KG .
8) Lățimea de bandă a receptorului real Df=12 kHz.
9) Valoarea de citire Z(t0)=0,75 mV
d f=12 kHz.
10) Valoarea de numărare Z(t1)=0,75mV
11) Amplitudine maximă la ieșirea ADC b max=2,3 V.
12) Factorul de vârf P.=1,6.
13) Numărul de cifre cod binar n=8.
14) Vedere a unei secvențe discrete a unui semnal complex
1 -1 1 -1 -1 -1 1 1 -1
3. Schema bloc a sistemului de comunicații.
Sistemul de comunicații este un ansamblu de mijloace de inginerie radio care asigură transmiterea informațiilor de la sursă la destinatar. Luați în considerare o diagramă a unui sistem de comunicații.
Dispozitivul care convertește un mesaj într-un semnal se numește transmițător, iar dispozitivul care transformă semnalul primit într-un mesaj se numește receptor.
Luați în considerare transmițătorul:
Filtrul trece-jos limitează spectrul mesajului original astfel încât să satisfacă teorema Kotelnikov, care este necesară pentru transformarea ulterioară.
Un convertor analog-digital (ADC) convertește un mesaj continuu în formă digitală. Această transformare constă din trei operații: în primul rând, mesajul continuu este eșantionat în timp la intervale; lecturi primite valori instantanee sunt cuantificate (Cant.); succesiunea rezultată de valori cuantificate mesaj transmis reprezentată ca o succesiune de combinații de cod binar prin intermediul codării.
Semnalul primit de la ieșirea ADC este alimentat la intrarea modulatorului de amplitudine, unde secvența de impulsuri binare este convertită în impulsuri radio, care sunt alimentate direct în canalul de comunicație.
Pe partea de primire canal de comunicație, o secvență de impulsuri după demodulare în demodulator intră în intrare convertor digital-analogic(DAC), al cărui scop este de a restabili un mesaj continuu din secvența recepționată de combinații de coduri. DAC include un decodor conceput pentru a converti combinațiile de coduri într-o secvență cuantică de mostre și un filtru de netezire (LPF) care restabilește un mesaj continuu din valorile cuantificate.
4. Diagrame temporale și spectrale la ieșirile blocurilor funcționale ale sistemului de comunicații.
1) Comunicare continuă.
2) Filtru trece jos.
3) Discretizer.
4) Cuantizator.
6) Modulator.
7) Canal de comunicare.
8) Demodulator.
10) Filtru trece jos.
11) Destinatar.
5. Schema bloc a receptorului.
Cu recepție coerentă, se utilizează un detector sincron, care elimină influența componentei ortogonale a vectorului de interferență. Componentă x=E P · cosj are o distributie si putere normale
. Prin urmare, probabilitatea de denaturare a mesajului R(0/1) și probabilitatea de distorsiune a pauzei R(1/0) va fi egalSemnalul Z(t) intră în multiplicator, unde este înmulțit cu semnalul care vine de la linia de întârziere. Apoi, semnalul este integrat, după care se duce la rezolvator, unde se ia o decizie în favoarea semnalului S1(t) sau S2(t).
6. Luarea unei decizii într-un singur punct.
Mesajele sunt trimise în ordine caractere binare„1” și „0”, care apar cu probabilități anterioare P(1)=0,09 și respectiv P(0)=0,91.
Aceste simboluri corespund semnale inițiale S1 și S2, care sunt exact cunoscute la locația de primire. În canalul de comunicare semnale transmise Zgomotul gaussian cu dispersie D=0,972 mkW acţionează. Receptorul, care este optim conform criteriului unui observator ideal, ia decizii asupra unui eșantion din amestecul de semnal și zgomot pe un interval de durată a semnalului. T .
Pentru a accepta „1” după criteriul unui observator ideal, este necesar să se îndeplinească inegalitatea:
în caz contrar, „0” este acceptat.
Pentru a aplica criteriul unui observator ideal, trebuie îndeplinite trei condiții:
Pentru ca semnalele să fie pe deplin cunoscute.
1) Să aibă interferență cu legea de distribuție Gaussiană în canalul de comunicare.
Imunitatea la zgomot a sistemelor de comunicații radio cu extinderea spectrului de semnal prin metoda reglajului pseudo-aleatoriu frecventa de operare. IN SI. Borisov, V.M. Zinchuk, A.E. Limarev, N.P. Mukhin, V.I. Shestopalov. / 2000
| UDC 621.391.372.019 Imunitatea la zgomot a sistemelor de comunicații radio cu extinderea spectrului de semnale prin metoda de reglare pseudo-aleatorie a frecvenței de operare. IN SI. Borisov, V.M. Zinchuk, A.E. Limarev, N.P. Mukhin, V.I. Shestopalov. - M.: Radio și comunicare, 2000. - 384 p.: ill. ISBN-5-256-01392-0 Sunt prezentate principalele principii și caracteristici ale metodei de răspândire a spectrului de semnal datorită reglajului de frecvență pseudo-aleatoriu (PRFC). Analiză modalități posibileÎmbunătățirea imunității la zgomot a sistemelor de comunicații radio tipice (SRS) cu salt de frecvență și schimbare de frecvență în condițiile de interferență organizată și autozgomot a SRS. Problemele sintetizării și analizării imunității la zgomot a algoritmilor de demodulație adaptivă a semnalului cu salt de frecvență și separare de frecvență a simbolurilor informaționale sunt rezolvate în condiții de incertitudine a priori cu privire la puterea zgomotului concentrat pe spectru. Tipic diagrame blocși algoritmi de funcționare a principalelor dispozitive ale subsistemului de sincronizare în SRS cu salt de frecvență, indicatori și metode de evaluare a eficacității procedurilor de căutare ciclică. În considerare partajarea cu semnale SRS cu salt de frecvență și adaptive rețele de antene(AAR). Este analizat un algoritm de adaptare care oferă raportul semnal-zgomot maxim. Sunt descriși algoritmii și caracteristicile de funcționare ale detectorilor de energie care asigură detectarea semnalelor cu salt de frecvență în scopul suprimării lor electronice. Pentru oameni de știință, ingineri, studenți absolvenți și studenți seniori specializați în domeniul cercetării și dezvoltării sistemelor de comunicații radio. |
Il.211. Tabelul 14. Bibliografie 112 titluri
Recenzători:
doctor în tehnologie. Științe, profesorul Yu.G. Bugrov
doctor în tehnologie. Științe, profesorul Yu.G. Sosulina
doctor în tehnologie. Științe, profesorul N.I. Smirnov
cuvânt înainte
Cea mai importantă modalitate de a obține imunitatea la zgomot necesară a sistemelor de comunicații radio (RSS) sub influența interferențelor organizate (deliberate) este utilizarea semnalelor cu salt de frecvență pseudo-aleatoriu (PRFC) și utilizarea algoritmilor optimi și cvasi-optimi. pentru procesarea unor astfel de semnale.
Problema imunității la zgomot a SRS cu extinderea spectrului de semnale prin metoda saltului de frecvență este dedicată număr mare lucrări ale autorilor autohtoni și străini. Acestea, în primul rând, ar trebui să cuprindă cunoscutele monografii și lucrări ale școlilor științifice ale L.E. Varakina și G.I. Tuzov; nepublicată până acum în cărțile rusești de D.J. Torrieri „Principles of Secure Communication Systems”, Dedham, MA.: Artech House, Inc., 1985; M.K. Simon, J.K. Omura, R.A. Scholtz, B.K. Levitt „Spread Spectrum Communication”, vol. I-III, Rockville, MD.: Computer Science Press, 1985. În 1998, editura „Artech House, Inc.”, specializată în domeniul radar, comunicații radio, bruiaj electronic etc., a publicat cărți D.C. Schleher „Principii avansate de război electronic”, E. Waltz „Introducere în războiul informațional”. Asociația teoreticienilor și tehnologilor americani în comunicare sub conducerea profesorului J.S. Lee (Inc. 2001, Jefferson Davis Highway, Suite 601. Arlington, Virginia 22202) a publicat mai mult de zece lucrări, inclusiv lucrări comandate, despre diferite aspecte ale imunității la zgomot a SRS cu salt de frecvență. În 1999, la editura „Radio și Comunicare” a publicat o monografie a lui V.I. Borisova, V.M. Zinchuk „Imunitatea la zgomot a sistemelor de comunicații radio. Abordare probabilistic-temporală”.
Cu toate acestea, problema eficienței SRS cu saltul de frecvență, cercetare și dezvoltare modalități promițătoareÎmbunătățirea imunității la zgomot a SRS, mai ales în contextul îmbunătățirii constante a tacticilor și tehnicilor de contramăsuri electronice (REW), rămân relevante și importante atât din punct de vedere științific, cât și practic.
Aparut in În ultima vreme posibilitatea introducerii pe scară largă în SRS a tehnologiei microprocesoarelor de mare viteză și moderne element de bază fac posibilă implementarea de noi principii pentru formarea, recepția și procesarea semnalelor cu salt de frecvență, inclusiv diversitatea de frecvență a simbolurilor cu o mare multiplicitate și durată scurtă a elementelor, partajarea M-ary tastare cu deplasare de frecvență(FM) și codare de corectare a erorilor, semnale cu salt de frecvență și rețele de antene adaptive etc. Toate acestea fac posibilă asigurarea unei imunitate ridicate la zgomot a SRS atunci când este expus la diferite feluri interferență organizată.
Subiectele discutate în carte, conținutul și prezentarea acestora reflectă într-o anumită măsură de ultimă oră principalele aspecte ale problemei imunității la interferențe a SRS, inclusiv, printre altele, problemele de sincronizare, utilizarea în comun în SRS a semnalelor cu salt de frecvență și rețele de antene adaptive, precum și detectarea semnalelor cu frecvență de salt. de către staţiile de informaţii electronice care asigură funcţionarea eficientă a sistemelor EW. Conținutul cărții este supus unui singur scop - analiza eficacității modalităților posibile de creștere a imunității la zgomot a SRS cu salt de frecvență în condițiile REB.
Cartea se bazează pe lucrări proprii autori, folosește pe scară largă rezultatele cercetărilor efectuate de experți interni și străini. În același timp, autorii, referindu-se la unele probleme de imunitate la zgomot a SRS cu salt de frecvență la lucrările specialiștilor străini nepublicate în limba rusă, au prezentat o serie de materiale de carte sub formă de recenzii analitice.
Cartea folosește un aparat matematic disponibil inginerilor, oferă diagrame structurale ale SRS tipice, grafice și tabele care ilustrează posibilitățile metodelor de imunitate la zgomot a SRS cu salt de frecvență. Dorința de a simplifica materialul prezentat a dus la faptul că cartea se ocupă în principal de SRS binar tipic cu FM și canale de comunicare - fără atenuare și cu zgomot gaussian.
Citirea cărții presupune cunoașterea fundamentelor teoriei statistice a comunicării, expuse în cele mai cunoscute, acum clasice, monografii ale lui V.I. Tikhonov „Inginerie radio statistică”, - M .: Radio și comunicare, 1982, și B.R. Levin" Baza teoretica inginerie radio statistică”, - M.: Radio și comunicare, 1989.
Pentru un mare ajutor în lucrul la literatura străină, autorii sunt recunoscători traducătorilor Zykov N.A., Luneva S.A., Titova L.S.
Autorii îi sunt recunoscători lui Yu.G. Belous, E.I. Goncharova, T.V. Dorovskikh, E.V. Izhbakhtina, T.F. Kapaeva, N.A. Parfenova, E.V. Pogosova, O.I. Sorokina și N.N. Starukhina pentru set de calculator materiale ale cărții, efectuând numeroase calcule, elaborarea și pregătirea materialului grafic și ilustrativ.
CUVÂNT ÎNAINTE |
8 | |
INTRODUCERE |
10 | |
Capitolul 1. |
||
| SISTEME DE COMUNICARE RADIO CU EXTINDERE A SPECTRUULUI SEMNALULUI PRIN METODĂ DE MANIPULARE PSEUDO-ALEATOARE A FRECVENȚEI: PRINCIPII GENERALE | 13 | |
| 1.1. | Scurtă descriere a răspândirii spectrului de semnal prin salt de frecvență | 13 |
| 1.1.1. | Principii de bază și metode de răspândire a spectrului de semnal | 13 |
| 1.1.2. | Metoda de reglare pseudo-aleatorie a frecvenței de operare | 19 |
| 1.1.3. | Diagrame bloc tipice ale sistemelor de comunicații radio cu salt de frecvență | 24 |
| 1.2. | Factorul de răspândire a semnalului și marja de zgomot a unui sistem de comunicații radio cu salt de frecvență | 36 |
| 1.3. | Caracteristica generală a imunității la zgomot a sistemelor de comunicații radio cu salt de frecvență | 42 |
| 1.3.1. | Imunitatea la zgomot a sistemelor de comunicații radio cu salt de frecvență | 42 |
| 1.3.2. | Stealth de semnale ale sistemelor de comunicații radio cu salt de frecvență | 44 |
| 1.3.3. | Conflict radio-electronic: „sistem de comunicații radio - sistem REP” | 53 |
| 1.4. | Modele și o scurtă descriere a principalele tipuri de interferență | 56 |
capitolul 2 |
||
| IMUNITATEA LA ZGOMOT A SISTEMELOR DE COMUNICARE RADIO TIPICE CU FRCH ȘI TASPATURĂ DE FRECVENȚĂ | 64 | |
| 2.1. | Probabilitatea de eroare condițională de biți pentru FM binar | 64 |
| 2.2. | Evaluarea impactului interferenței de zgomot într-o parte a benzii asupra sistemelor de radiocomunicații cu salt de frecvență și FM non-aleatoriu | 73 |
| 2.3. | Evaluarea impactului interferenței de zgomot într-o parte a benzii asupra sistemelor de radiocomunicații cu salt de frecvență și FM binar aleatoriu | 80 |
| 2.4. | Evaluarea impactului interferențelor de răspuns asupra sistemelor de comunicații radio cu salt de frecvență și FM | 86 |
| 2.4.1. | Estimarea capacităților de timp ale stației de interferență de răspuns | 86 |
| 2.4.2. | Evaluarea impactului interferenței zgomotului de răspuns asupra sistemelor de comunicații radio cu salt de frecvență și FM | 96 |
| 2.4.3. | Evaluarea impactului interferenței armonice de răspuns asupra sistemelor de comunicații radio cu salt de frecvență și FM | 102 |
| 2.5. | Imunitatea la zgomot a sistemelor de comunicații radio cu salt de frecvență, FM binar și codare bloc | 111 |
capitolul 3 |
||
| SINTEZA ȘI ANALIZA EFICIENȚEI ALGORITMILOR ADAPTATIVI PENTRU DIFERENȚIAREA SEMNALELOR CU TASPAȚIE DE FRECVENȚĂ, TASPAȚIE DE FRECVENȚĂ ȘI DISTRIBUȚIE DE FRECVENȚĂ DE SIMBOL | 124 | |
| 3.1. | Sinteza algoritmului adaptiv optim pentru distingerea semnalelor cu salt de frecvență intra-simbol și FM | 124 |
| 3.2. | Algoritm adaptiv cvasioptimal pentru distingerea semnalelor cu salt de frecvență intrasimbol și FM binar | 132 |
| 3.3. | Estimarea imunității la zgomot a algoritmului adaptiv sintetizat pentru distingerea semnalelor cu salt de frecvență intrasimbol și FM binar | 141 |
| 3.3.1. | Cazul semnalelor „slabe”. | 142 |
| 3.3.2. | Cazul semnalelor „puternice”. | 148 |
capitolul 4 |
||
| IMUNITATEA LA ZGOMOT A ALGORITMILOR DE DEMODULAȚIE ADAPTIVĂ A SEMNULUI CU hop hopping INTRA-BIȚI și tasare binară de deplasare a frecvenței | 152 | |
| 4.1. | Diagrame structurale ale demodulatoarelor | 152 |
| 4.2. | Imunitatea la zgomot a demodulatorului de adiție liniară | 157 |
| 4.3. | Imunitatea la zgomot a unui demodulator cu însumarea neliniară a probelor | 164 |
| 4.4. | Imunitatea la zgomot a demodulatorului soft-limiter | 170 |
| 4.5. | Imunitatea la zgomot a unui demodulator cu auto-normalizare | 173 |
| 4.6. | Influența controlului adaptiv al câștigului asupra imunității la zgomot a CRS | 182 |
| 4.7. | Analiza comparativă a imunității la zgomot a demodulatoarelor de semnal cu frecvență de frecvență intra-biți și FM binar | 189 |
capitolul 5 |
||
| IMUNITATEA LA ZGOMOT A SISTEMELOR DE COMUNICARE RADIO CU FRCH CU APLICAREA COMUNĂ A TASTELOR DE FRECVENȚĂ, DISTRIBUȚIA FRECVENȚEI SIMBULUI ȘI CODIFICAREA BLOCURILOR | 194 | |
| 5.1. | Imunitatea la zgomot a sistemelor de comunicații radio cu salt de frecvență pentru M-ary FM și spațierea în L-fold a simbolurilor în frecvență | 194 |
| 5.1.1. | Probabilitatea de eroare condiționată per bit de informație | 197 |
| 5.1.2. | 199 | |
| 5.2. | Imunitatea la zgomot a sistemelor de comunicații radio cu salt de frecvență, M-ary FM, codare bloc și spațiere de frecvență L-fold a cuvintelor de cod | 203 |
| 5.2.1. | Schema bloc a unui sistem de comunicații radio. | 203 |
| 5.2.2. | Probabilitatea medie de eroare pe bit de informație. | 206 |
| 5.2.3. | Analiza probabilității medii de eroare pe bit de informație | 209 |
Capitolul 6 |
||
| SINCRONIZARE ÎN SISTEME DE COMUNICARE RADIO CU RESTRICȚIE DE FRECVENȚĂ PSEUDO-ALEATOARE | 214 | |
| 6.1. | Scopul subsistemului de sincronizare. | 214 |
| 6.2. | Model descriptiv al subsistemului de sincronizare. | 219 |
| 6.2.1. | Diagrama bloc tipică a subsistemului de sincronizare | 219 |
| 6.2.2. | Diagrame bloc și algoritmi tipici pentru funcționarea principalelor dispozitive ale subsistemului de sincronizare | 221 |
| 6.3. | Indicatori și evaluare a eficacității procedurilor de căutare ciclică. | 230 |
| Anexa A.6.1. Limită superioară a timpului mediu de căutare normalizat | 242 | |
| Anexa P.6.2. Limită superioară a probabilității de detectare corectă | 243 | |
Capitolul 7 |
||
| MATRICE ADAPTIVE DE ANTENE ÎN SISTEME DE COMUNICARE RADIO CU REGOLAREA PSEUDORANDOMĂ A FRECVENȚEI | 244 | |
| 7.1. | Influența semnalelor cu salt de frecvență asupra caracteristicilor unei rețele de antene adaptive | 244 |
| 7.2. | Algoritmul Maximin de procesare a semnalului și a zgomotului | 256 |
| 7.3. | Implementarea și capabilitățile algoritmului maximin | 259 |
| 7.4. | Modernizarea algoritmului maximin | 271 |
| 7.4.1. | Prelucrare parametrica. | 272 |
| 7.4.2. | Prelucrare spectrală | 274 |
| 7.4.3. | Procesare proactivă. | 277 |
Capitolul 8 |
||
| DETECȚIA SEMNALELOR CU AGREGARE DE FRECVENȚĂ PSEUDONANDOM | 281 | |
| 8.1. | Detectarea semnalelor cu structură necunoscută. | 281 |
| 8.2. | Detector de energie în bandă largă | 286 |
| 8.3. | Detectoare de energie multicanal | 292 |
| 8.3.1. | Detector multicanal aproape optim | 293 |
| 8.3.2. | Detector de tip sumator multicanal cu bloc filtrant | 295 |
| 8.3.3. | Model de detector de tip sumator cu bloc de filtru la interceptarea semnalelor cu un salt de frecvență lentă | 297 |
| 8.3.4. | Detector de tip sumator multicanal cu bloc de filtru în partea de bandă. | 305 |
| 8.3.5. | Nepotrivirea în timp și frecvență între caracteristicile semnalului cu salt de frecvență și parametrii detectorului. | 309 |
| 8.3.5.1. | Nepotrivire de timp | 310 |
| 8.3.5.2. | Nepotrivire de frecvență | 311 |
| 8.4. | Detector de energie adaptivă multicanal sub influența semnalelor interferente | 313 |
| 8.4.1. | Diagrama structurală a unui detector de energie adaptivă multicanal cu reglare a nivelului de prag | 313 |
| 8.4.2. | Probabilitate de alarmă falsă și ajustare adaptivă a pragului | 316 |
| 8.4.3. | Probabilitatea de detectare. | 320 |
| 8.4.4. | Influența nepotrivirii timpului asupra detectării semnalului. | 323 |
| 8.5. | Alte tipuri posibile detectoare de semnal cu salt de frecvență | 331 |
| 8.5.1. | Radiometru de corelație. | 331 |
| 8.5.2. | Analizor digital de spectru. | 332 |
| 8.5.3. | Metoda de deschidere a matricei frecvență-timp a unui semnal cu salt de frecvență | 334 |
| Anexa A.8.1. Algoritmi pentru calcularea funcției Q-Marcum generalizate. | 335 | |
| Clauza 8.1.1. Formularea problemei | 335 | |
| Clauza 8.1.2. Reprezentarea prin serie de puteri. | 339 | |
| Clauza 8.1.3. Reprezentare sub formă de serie Neumann. | 341 | |
| Clauza 8.1.4. Integrare numerică | 345 | |
| Clauza 8.1.5. aproximare gaussiana | 349 | |
| Clauza 8.1.6. Rezultate numerice | 350 | |
| Anexa A.8.2. Analiza caracteristicilor probabilistic-temporale ale algoritmilor de detectare a semnalului | 353 | |
| Clauza 8.2.1. Caracteristicile probabilistic-temporale ale principalelor tipuri de detectoare | 353 | |
| Clauza 8.2.2. Algoritmi de calcul a caracteristicilor probabilistic-temporale ale principalelor tipuri de detectoare | 356 | |
| Clauza 8.2.2.1. Detector de semnal determinist | 356 | |
| Clauza 8.2.2.2. Detector de semnal cvasi-determinist de fază aleatorie | 359 | |
| A.8.2.2.3 Detector de semnal cu structură necunoscută. | 360 | |
| Clauza 8.2.2.4. Detectoare cu rată constantă de alarmă falsă | 363 | |
| A.8.2.3 Rezultate numerice | 367 | |
| LISTA PRINCIPALELOR ABREVIERI | 372 | |
| SIMBOLULE DE BAZĂ | 374 | |
| BIBLIOGRAFIE | 377 | |
Imunitate la zgomot SHPSS
Înțelegerea semnalelor de bandă largă
1.1 Definiția NPS. Utilizarea SHPS în sistemele de comunicații
Semnalele de bandă largă (complexe, asemănătoare zgomotului) (BSS) sunt acele semnale în care produsele lățimii spectrului activ F și durata T sunt mult mai mari decât unitatea. Acest produs se numește baza de semnal B. Pentru NPS
B = FT>>1 (1)
Semnale de bandă largă numit uneori complex spre deosebire de semnale simple(de exemplu, dreptunghiular, triunghiular etc.) cu B \u003d 1. Deoarece spectrul de semnale cu o durată limitată are o lungime nelimitată, atunci diverse metode si trucuri.
Creșterea bazei în NPS se realizează prin modulare suplimentară (sau keying) în frecvență sau fază la momentul duratei semnalului. Ca urmare, spectrul semnalului F (în timp ce își menține durata T) este extins semnificativ. Modulare suplimentară intra-semnal prin amplitudine folosit rar.
În sistemele de comunicații cu NLS, lățimea spectrului semnalului emis F este întotdeauna mult mai mare decât lățimea spectrului mesajului de informații.
SPS au fost folosite în sisteme de bandă largă comunicații (SHPSS), deoarece:
vă permit să realizați pe deplin beneficiile cele mai bune practici procesare semnal;
asigură o imunitate ridicată la zgomot la comunicare;
· vă permit să faceți față cu succes propagarii undelor radio pe cale multiplă prin separarea fasciculelor;
permite munca simultana mulți abonați într-o bandă de frecvență comună;
vă permit să creați sisteme de comunicare cu secretizare sporită;
oferi compatibilitate electromagnetica(EMC) SHPSS cu sisteme, sisteme de comunicații radio și de difuzare în bandă îngustă difuzare de televiziune;
oferi cea mai bună utilizare spectru într-o zonă limitată în comparație cu sistemele de comunicații în bandă îngustă.
Imunitate la zgomot SHPSS
Este determinată de relația binecunoscută care leagă raportul semnal-zgomot la ieșirea receptorului q 2 cu raportul semnal-zgomot la intrarea receptorului ρ 2:
q 2 \u003d 2Вρ 2 (2)
unde ρ 2 \u003d R s / R p (R s, R p - putere și interferență NPS);
q2 = 2E/ N p,E - energie NPS, N p - densitatea spectrală a puterii de interferență în banda NPS. În consecință, E \u003d P cu T , a N p \u003d P p / F;
B - baza ShPS.
Raportul semnal-zgomot la ieșirea q 2 determină caracteristicile operaționale ale recepției NPS, iar raportul semnal-zgomot la intrarea ρ 2 determină energia semnalului și interferența. Valoarea lui q 2 poate fi obținută conform cerințelor sistemului (10...30 dB) chiar dacă ρ 2<<1. Для этого достаточно выбрать ШПС с необходимой базой В, satisfăcător (2). După cum se poate observa din relația (2), recepția NLS de către un filtru sau un corelator potrivit este însoțită de amplificarea semnalului (sau suprimarea interferențelor) de 2 V ori. De aceea valoarea
La NPS = q 2 /ρ 2 (3)
se numește câștig de procesare al NPS sau pur și simplu câștig de procesare. Din (2), (3) rezultă că câștigul de procesare K NPS = 2V. În SPSS, recepția informației este caracterizată de raportul semnal-zgomot h 2 = q 2 /2, adică.
h 2 \u003d Bρ 2 s (4)
Relațiile (2), (4) sunt fundamentale în teoria sistemelor de comunicații cu NLS. Ele sunt obținute pentru interferență sub formă de zgomot alb cu o densitate spectrală de putere uniformă într-o bandă de frecvență, a cărei lățime este egală cu lățimea spectrului NLS. În același timp, aceste relații sunt valabile pentru o gamă largă de interferențe (bandă îngustă, de impuls, structurală), ceea ce determină importanța lor fundamentală.
Astfel, unul dintre scopurile principale ale sistemelor de comunicație cu NLS este de a asigura recepția fiabilă a informațiilor sub influența interferențelor puternice, atunci când raportul semnal-zgomot la intrarea receptorului ρ 2 poate fi mult mai mic decât unu. Trebuie remarcat încă o dată că relațiile de mai sus sunt strict valabile pentru interferența sub forma unui proces aleator gaussian cu o densitate spectrală de putere uniformă (zgomot „alb”).
Principalele tipuri de SHPS
Sunt cunoscute un număr mare de NLS diferite, ale căror proprietăți sunt reflectate în multe cărți și articole de jurnal. SPS sunt împărțite în următoarele tipuri:
semnale modulate în frecvență (FM);
· semnale multifrecventa (MF);
· semnale cu deplasare de fază (PM) (semnale cu modulație de fază cod - semnale QPSK);
Semnale de frecvență discretă (DF) (semnale cu modulație de frecvență codificată - semnale CFM, semnale cu comutare de frecvență (FM));
· Frecvență compozită discretă (DSCh) (semnale compozite cu modulație de frecvență codificată - semnale SKChM).
Frecvență modulată (FM) semnalele sunt semnale continue, a căror frecvență variază în funcție de o lege dată. În figura 1a, este prezentat un semnal FM, a cărui frecvență variază conform legii în formă de V de la f 0 -F / 2 la f 0 + F / 2, unde f 0 este frecvența purtătoare centrală a semnalului, F este lățimea spectrului, la rândul său, egală cu frecvența de abatere F = ∆f d. Durata semnalului este T.
Figura 1b prezintă planul frecvență-timp (f, t), pe care hașura arată aproximativ distribuția energiei semnalului FM în frecvență și timp.
Baza semnalului FM prin definiție (1) este egală cu:
B = FT=∆f d T (5)
Semnalele cu frecvență modulată și-au găsit o aplicație largă în sistemele radar, deoarece pentru un anumit semnal FM, un filtru potrivit poate fi creat pe dispozitivele cu unde acustice de suprafață (SAW). În sistemele de comunicații, este necesar să existe multe semnale. În acest caz, necesitatea unei schimbări rapide a semnalelor și a comutării echipamentelor de formare și procesare duce la faptul că legea modificării frecvenței devine discretă. În acest caz, semnalele FM sunt transferate la semnalele HF.
Multifrecventa (MF) semnalele (Figura 2a) sunt suma N armonici u(t) ... u N (t) , ale căror amplitudini și faze sunt determinate în conformitate cu legile formării semnalului. Pe planul frecvență-timp (Figura 2b), hașura evidențiază distribuția de energie a unui element (armonici) al semnalului MF la frecvența f k . Toate elementele (toate armonicile) se suprapun complet pătratului selectat cu laturile F și T. Baza semnalului B este egală cu aria pătratului. Lățimea spectrului elementului F 0 ≈1/Т. Prin urmare, baza semnalului MF
B = F/F 0 =N (6)
Figura 1 - Semnal modulat în frecvență și plan timp-frecvență
adică coincide cu numărul de armonici. Semnalele MF sunt continue și este dificil să se adapteze metodele tehnologiei digitale pentru formarea și procesarea lor. Pe lângă acest dezavantaj, au și următoarele:
a) au un factor de creastă slab (vezi Figura 2a);
b) pentru a obține o bază mare V este necesar să existe un număr mare de canale de frecvență N. Prin urmare, semnalele MF nu sunt luate în considerare în continuare.
Schimbarea de fază cu cheie (PM) semnalele reprezintă o succesiune de impulsuri radio ale căror faze se modifică conform unei legi date. De obicei, faza ia două valori (0 sau π). În acest caz, semnalul RF FM corespunde semnalului video-FM (Figura 3a), constând din impulsuri pozitive și negative. Dacă numărul de impulsuri N , atunci durata unui impuls este egală cu τ 0 = T/N , iar lățimea spectrului său este aproximativ egală cu lățimea spectrului semnalului F 0 = 1/τ 0 = N/Т. Toate elementele se suprapun pătratului selectat cu laturile F și T. Baza semnalului PM
B = FT =F/τ 0 =N, (7)
acestea. B este egal cu numărul de impulsuri din semnal.
Posibilitatea utilizării semnalelor FM ca NPS cu baze B = 10 4 ... 10 6 este limitată în principal de echipamentele de procesare. Când se utilizează filtre potrivite sub formă de dispozitive SAW, este posibilă recepția optimă a semnalelor FM cu baze maxime Vmax = 1000 ... 2000. Semnalele FM procesate de astfel de filtre au spectre largi (aproximativ 10 ... 20 MHz) și relativ scurte durate (60 ... 100 µs). Procesarea semnalelor FM folosind linii de întârziere de frecvență video la transferul spectrului de semnal în regiunea de frecvență video permite obținerea bazelor B = 100 la F≈1 MHz, T ≈ 100 µs.
Filtrele potrivite bazate pe dispozitive cuplate cu încărcare (CCD) sunt foarte promițătoare. Conform datelor publicate, folosind filtre CCD potrivite, este posibilă procesarea semnalelor PM cu baze de 10 2 ... 10 3 cu durate de semnal de 10 -4 ... 10 -1 s. Corelatorul digital CCD este capabil să proceseze semnale până la o bază de 4∙104.
Figura 2 - Semnal multifrecventa si plan timp-frecventa
Figura 3 - Semnal cu cheie de fază și plan timp-frecvență
Trebuie remarcat faptul că este recomandabil să procesați semnalele PM cu baze mari folosind corelatoare (pe LSI sau CCD). În același timp, B = 4∙10 4 pare să fie limita. Dar atunci când se folosesc corelatori, este necesar în primul rând să se rezolve problema intrării accelerate în sincronism. Deoarece semnalele PM fac posibilă utilizarea pe scară largă a metodelor și tehnicilor digitale de generare și procesare, iar astfel de semnale pot fi realizate cu baze relativ mari, prin urmare, semnalele PM sunt unul dintre tipurile promițătoare de NLS.
Frecvență discretă (DF) semnalele reprezintă o secvență de impulsuri radio (Figura 4a), ale căror frecvențe purtătoare se modifică conform unei legi date. Fie numărul de impulsuri din semnalul DC să fie M , durata impulsului este T 0 =T/M, lățimea sa de spectru F 0 =1/T 0 =M/T. Deasupra fiecărui impuls (Figura 4a) este indicată frecvența purtătoare a acestuia. Pe planul timp-frecvență (Figura 4b), hașura evidențiază pătratele în care este distribuită energia impulsurilor semnalului DC.
După cum se poate vedea din Fig. 4b, energia semnalului DC este distribuită inegal pe planul frecvență-timp. Baza semnalelor RF
B \u003d FT \u003d MF 0 MT 0 \u003d M 2 F 0 T 0 \u003d M 2 (8)
întrucât baza impulsului este F 0 T 0 = l. Din (8) rezultă principalul avantaj al semnalelor HF: obținerea de bază necesară Numărul de canale M = , adică mult mai puțin decât pentru semnalele MF. Această împrejurare a condus la atenția asupra unor astfel de semnale și a utilizării lor în sistemele de comunicații. În același timp, pentru baze mari B = 10 4 ... 10 6, nu este recomandabil să se utilizeze doar semnale HF, deoarece numărul de canale de frecvență M = 10 2 ... 10 3, care pare a fi excesiv de mare. .
Frecvență compusă discretă (DSCh) semnalele sunt semnale DC în care fiecare impuls este înlocuit cu un semnal asemănător zgomotului. Figura 5a prezintă un semnal PM cu frecvență video, ale cărui părți individuale sunt transmise la frecvențe purtătoare diferite. Numerele de frecvență sunt indicate deasupra semnalului FM. Figura 5b prezintă planul frecvență-timp, pe care distribuția energiei semnalului DFS este evidențiată prin hașurare. Figura 5b nu diferă ca structură de figura 4b, dar pentru figura 5b aria F 0 T 0 = N 0 este egală cu numărul de impulsuri de semnal PM dintr-un element de frecvență al semnalului DFS. Baza semnalului DFS
B \u003d FT \u003d M 2 F 0 T 0 \u003d N 0 M 2 (9)
Numărul de impulsuri ale semnalului PM total N=N 0 M
Figura 4 - Semnal de frecvență discretă și plan timp-frecvență
Semnalul DFS prezentat în Figura 5 conține semnale PM ca elemente. Prin urmare, un astfel de semnal va fi prescurtat ca semnal DFS-FM. Semnalele DF pot fi luate ca elemente ale semnalului DFS. Dacă baza elementului semnalului DC B \u003d F 0 T 0 \u003d M 0 2, atunci baza întregului semnal B \u003d M 0 2 M 2
Figura 5 - Semnal de frecvență compozit discret cu schimbare de fază DFS-PM și plan timp-frecvență.
Un astfel de semnal poate fi prescurtat ca DSC-FM. Numărul de canale de frecvență dintr-un semnal DFS-FM este egal cu M 0 M. Dacă semnalul DC (vezi Figura 4) și semnalul DFS-FM au baze egale, atunci au și ele același număr de canale de frecvență. Prin urmare, semnalul DFS-FM nu are avantaje speciale față de semnalul DC. Dar principiile construirii unui semnal DFS-FM pot fi utile atunci când se construiesc sisteme mari de semnale DC. Astfel, cele mai promițătoare NSS pentru sistemele de comunicații sunt semnalele FM, DC, DFS-FM.
Se știe că imunitatea la zgomot și secretul sunt cele mai importante două componente ale imunității la zgomot a SRS.
În acest caz, în cazul general, imunitatea la zgomot a SRS cu salt de frecvență (totuși, ca orice alt SRS) este înțeleasă ca capacitatea de a funcționa normal, îndeplinind sarcinile de transmitere și recepție a informațiilor în prezența interferențelor radio. Prin urmare, imunitatea la zgomot a SRS este capacitatea de a rezista la efectele dăunătoare ale diferitelor tipuri de interferențe radio, inclusiv, în primul rând, interferența organizată.
Strategia de combatere a interferenței organizate a SRS cu salt de frecvență constă, de regulă, în „evitarea” semnalelor SRS de la efectele interferenței, și nu în „confruntarea” cu acestea, așa cum se implementează în SRS cu FM1IPS. Prin urmare, în SRS cu salt de frecvență, o caracteristică importantă în protecția împotriva interferențelor este timpul real de funcționare la o frecvență. Cu cât acest timp este mai scurt, cu atât este mai mare probabilitatea ca semnalele SRS cu salt de frecvență să nu fie afectate de interferența organizată.
Imunitatea la zgomot a SRS cu salt de frecvență depinde nu numai de timpul de funcționare la o frecvență, ci și de alți parametri importanți ai stației de bruiaj (SP) și ai SRS, de exemplu, de tipul de interferență și puterea acesteia, puterea semnalului util, structura dispozitivului receptor și metodele de imunitate la zgomot încorporate în SRS.
Un efect eficient al interferenței asupra SRS cu salt de frecvență poate fi obținut numai dacă bruiajul cunoaște parametrii relevanți ai semnalelor SRS, de exemplu, frecvențele centrale ale canalului, ratele de salt de frecvență, lățimea de bandă a informațiilor, puterea semnalului și interferența la locația Receptor SRS. Parametrii CRS specificați sunt obținuți de bruiaj, de regulă, direct cu ajutorul unei stații de inteligență electronică (RTR), precum și prin recalcularea parametrilor CRS măsurați în alte caracteristici ale CRS care sunt legate funcțional de aceștia. De exemplu, măsurând durata saltului de frecvență, puteți calcula lățimea de bandă a canalului de frecvență al receptorului CPC.
În cazul general, RTR, prin recepţionarea şi analizarea semnalelor interceptate nu numai de la SRS, ci şi de la alte mijloace radio-electronice (RES), asigură colectarea de informaţii despre partea adversă în ansamblu. Semnalele SRS și RES conțin multe caracteristici tehnice care sunt informații de informații. Aceste caracteristici definesc „scrierea de mână electronică” a SRS și RES și vă permit să stabiliți capacitățile, scopul și apartenența acestora.
În Fig. 1.18 este prezentat un algoritm generalizat pentru colectarea datelor prin inteligență electronică privind parametrii și caracteristicile semnalului SRS.
Pentru a evalua imunitatea la zgomot a SRS sub influența diferitelor tipuri de interferență, este necesar să existe indicatori corespunzători. Cu modelele selectate ale semnalului, zgomotul inerent al receptorului și interferența aditivă în sistemele de transmisie a mesajelor discrete, indicatorul preferat al unei măsuri cantitative a imunității la zgomot este probabilitatea medie de eroare (MEP) per bit de informație.
Alți indicatori ai imunității la zgomot CRS, de exemplu, raportul semnal-zgomot necesar, care oferă o anumită calitate a recepției informațiilor, probabilitatea unei erori în cuvântul de cod și alții, pot fi exprimați în termeni de CBO pe bit. . Minimizarea SVR pe bit în condiția transmiterii echiprobabile a simbolurilor poate fi realizată prin utilizarea unui algoritm care implementează regula de maximă probabilitate
Cu toti
care pentru SRS binar are forma:
unde este raportul de probabilitate pentru al-lea semnal.
În prezentarea ulterioară, cea mai mare atenție se va concentra asupra dezvoltării și analizei algoritmilor pentru calcularea SVR pe bit de informație. Analiza CBO pe bit va fi efectuată sub acțiunea zgomotului gaussian al receptorului SRS și a interferenței organizate aditiv, în principal în relație cu sistemele FM canonice (tipice), care sunt baza de bază pentru SRS mai complexe.
Proprietarii brevetului RU 2439794:
Invenţia se referă la domeniul comunicaţiilor radio şi poate fi utilizată pentru a furniza comunicaţii radio în prezenţa unui număr mare de interferenţe de natură variată. EFECT: creșterea imunității la zgomot și a mobilității sistemului de comunicații. Dispozitivul conține M (M≥2) stații radio, fiecare dintre ele conține N (N≥1) antene de diversitate conectate la primele intrări ale căilor de recepție respective, N convertoare analog-digitale, un modem radio cu un transceiver conectat antenă, un multiplexor, un demultiplexor, un anulator adaptiv de zgomot, un generator de referință și o unitate de control. 4 bolnavi.
Invenţia se referă la domeniul comunicaţiilor radio şi poate fi utilizată pentru a furniza comunicaţii radio în prezenţa unui număr mare de interferenţe de natură variată.
Este cunoscut un sistem de comunicații radio, în stațiile radio (PC) din care sunt utilizați compensatori de interferențe adaptive (ACC), dat, de exemplu, în descrierea modelului de utilitate nr. 30044 „Anulator de interferențe adaptive”, 2002.
Dezavantajul acestei transmisii automate este eficiența scăzută atunci când sistemul de comunicații funcționează într-un mediu complex de interferență cu mai multe interferențe.
Cel mai apropiat în esență tehnică este un sistem de comunicații radio, al cărui post de radio folosește un anulator adaptiv de interferență multicanal, descris în cartea „Compensarea interferenței adaptive în canalele de comunicare” / Ed. Yu.I.Loseva, M., Radio și comunicare, 1988, p.22, luat ca prototip.
Schema bloc a sistemului prototip, constând din N stații radio, este prezentată în Fig.1.
Schema părții de recepție a stației radio prototip este prezentată în figura 2, unde este indicată:
1 - N - elemente de antenă distanțate;
2 - N - căi de recepție;
3 - unitate de control;
4 - generator de referință;
6 - Cancelator adaptiv de interferență pe canal N (ACC).
Partea de recepție a stației radio prototip conține N antene de diversitate 1 conectate la primele intrări ale N căi de recepție corespunzătoare 2. Ieșirea oscilatorului de referință comun 4 este conectată la cele doua intrări ale N canale de recepție corespunzătoare 2, cele liniare. ieșirile cărora, prin N convertoare analog-digitale corespunzătoare 5, sunt conectate la intrările corespunzătoare ale transmisiei automate cu canale N 6, a cărei ieșire este ieșirea semnalului util. Ieșirea unității de control 3 este conectată la a treia intrare a căilor de recepție 2.
Dispozitivul prototip funcționează după cum urmează.
Semnalul util și interferența provenind din diferite direcții sunt recepționate simultan de către toate antenele 1. De la ieșirile antenelor de recepție, amestecul de semnal și interferență este alimentat la intrările căilor de recepție corespunzătoare 2, unde se realizează selecția frecvenței, forma de undă de intrare este convertită într-o frecvență intermediară și amplificarea liniară necesară. Pentru recepția coerentă a semnalelor de către N antene diversitate 1, este utilizat un oscilator de referință comun 4. Unitatea de control 3 generează semnale care controlează frecvența de acord și alți parametri ai tuturor căilor de recepție simultan.
Amestecurile de semnal și zgomot de la ieșirea fiecărei căi de recepție sunt convertite în N convertoare analog-digitale 5 în eșantioane digitale și alimentate la intrarea compensatorului de interferență pe canal N 6. La ieșirea transmisiei automate 6, mostre de se formează semnalul util, curățat de interferențe pentru procesarea ulterioară în stația de radio: demodulare, decodare etc.
Pe de o parte, nevoia de suprimare simultană a unui număr mare (mai mult de un) de interferențe apare rar. Și, prin urmare, dimensiunile și greutatea mare ale PC-ului, datorită prezenței unui receptor multicanal și a unui sistem de antenă cu mai multe elemente, sunt în majoritatea cazurilor redundante. Pe de altă parte, în cazul, de exemplu, al comunicațiilor radio militare, chiar și o scurtă întrerupere a comunicării din cauza interferențelor implică pierderi extrem de mari. Prin urmare, este nevoie de un compromis, care constă în creșterea numărului de canale de compensare pentru recepția ACP-ului doar pe măsură ce apar efecte de interferență, adică necesitatea schimbării dinamice a configurației dispozitivului receptor PC în funcție de mediul de interferență. Și acest lucru este posibil atunci când partajarea canalelor de recepție și a antenelor apropiate (la o distanță de mai multe lungimi de undă) situate același tip de PC, de exemplu, un centru de comunicații.
Un dezavantaj al sistemului de comunicații cunoscut este implementarea greoaie în stațiile radio a unui receptor multicanal și a unui sistem de antenă cu mai multe elemente. Acest dezavantaj este decisiv în cazul, de exemplu, al comunicațiilor mobile.
Obiectivul soluției tehnice propuse este creșterea imunității la zgomot și a mobilității sistemului de comunicații.
Pentru a rezolva problema într-un sistem de comunicații radio format din M (M≥2) stații radio, fiecare dintre acestea conținând N (N≥1) antene de diversitate conectate la primele intrări ale căilor de recepție respective, ale căror ieșiri liniare sunt conectate prin N convertoare analog-digitale corespunzătoare la N intrări corespunzătoare ale anulatorului adaptiv de zgomot, precum și generatorul de referință, a cărui ieșire este conectată la a doua intrări ale N căi de recepție și unitatea de control conectată la cele trei intrări ale căilor de recepție, conform invenției, un modem radio cu o antenă transceiver conectată este introdus în partea de recepție a fiecărei stații radio a sistemului, precum și un multiplexor și un demultiplexor, în plus, ieșirile lui N. convertoarele analog-digitale sunt conectate la intrările corespunzătoare ale multiplexorului, a cărui ieșire este conectată la intrarea de informații a modemului radio, a cărui ieșire de informații este conectată la intrările unității de control și ale demultiplexorului, dintre care ieșiri sunt conectate la intrările corespunzătoare K intrare ode ale compensatorului adaptiv de zgomot, în timp ce intrările de control ale multiplexorului, demultiplexorului și modemului radio sunt conectate la ieșirile corespunzătoare ale unității de control.
Schema părții receptoare a PC-ului, inclusă în sistemul de comunicații radio propus, este prezentată în figura 3, unde este indicată:
1.1-1.N - elemente de antenă distanțate;
2.1-2.N - căi de primire;
3 - unitate de control;
4 - generator de referință;
5.1-5.N - convertoare analog-digitale (ADC);
6 - Cancelator de zgomot analogic N-canal (ACC);
7 - multiplexor;
8 - demultiplexor;
9 - modem radio;
10 - antena transceiver a modemului radio.
Dispozitivul propus conține N antene de recepție 1 conectate la primele intrări ale N căi de recepție corespunzătoare 2, ale căror ieșiri sunt conectate la intrările N ADC 5 corespunzător, ale căror ieșiri sunt conectate la N intrări corespunzătoare ale transmisie automată 6, a cărei ieșire este ieșirea semnalului util. În acest caz, ieșirea oscilatorului de referință 4 este conectată la a doua intrare N a căilor de recepție 2. În plus, ieșirile N ale ADC 5 sunt conectate la intrările corespunzătoare ale multiplexorului 7, a cărui ieșire este conectată la intrarea de informații a modemului radio 9 cu o antenă transceiver 10 conectată la cealaltă intrare a acestuia, ieșirea de informații a modemului radio 9 este conectată la intrările demultiplexorului 8 și ale unității de control 3. Mai mult, K ieșirile ale demultiplexorul 8 sunt conectate la K intrări ale transmisiei automate 6, respectiv. Prima ieșire a unității de control 3 este conectată la a doua intrare a căilor de recepție 2. Intrările de control ale multiplexorului 7, demultiplexorului 8 și modemului radio 9 sunt conectate la ieșirile corespunzătoare ale unității de control 3.
Fiecare post de radio cu un număr minim de antene N (deci, dimensiuni minime), de exemplu, două, are încorporată o transmisie automată cu intrări (N + K), care permite compensarea interferenței (N + K-1). Dintre acestea, N intrări sunt furnizate de propriile antene, iar K intrări suplimentare sunt furnizate de antene ale PC-urilor învecinate, ale căror semnale digitizate sunt transmise cu ajutorul modemurilor radio încorporate. Cu expunerea simultană la mai mult de o interferență, un compensator cu două canale nu vă permite să selectați un semnal util.
În acest caz, în sistemul de comunicații propus, un PC care deservește un abonat cu prioritate ridicată are capacitatea de a crește numărul de interferențe suprimate fără a-și crește dimensiunea prin utilizarea de antene suplimentare și căi de recepție situate în alte stații radio ale centrului de comunicații.
Pentru a oferi această posibilitate, în fiecare PC este introdus suplimentar un modem radio cu o antenă transceiver care funcționează într-un interval de frecvență diferit. Acesta oferă, în primul rând, control extern asupra canalului radio de la un abonat cu prioritate mai mare prin modul de operare (frecvență de acord etc.) al căilor radio individuale din PC. În al doilea rând, valorile digitale ale eșantioanelor de semnal de la ieșirea căilor radio liniare ale computerelor învecinate sunt transmise (sau primite) prin modemul radio.
Sistemul de comunicare propus funcționează după cum urmează.
Fiecare PC poate funcționa în sistem fie ca master (cu prioritate mare) fie ca slave (cu prioritate scăzută).
În primul caz (cu prioritate mare), PC-ul funcționează după cum urmează.
Organizarea inițială a rețelei locale de modemuri radio încorporate nu necesită comenzi externe și este asigurată de software-ul intern de îndată ce acestea sunt la îndemână reciprocă. În același timp, modemurile radio fac schimb automat de date tehnologice, în special despre valoarea timpului sistemului, prioritățile reciproce etc. Acest lucru este implementat în cele mai cunoscute modemuri radio încorporate, cum ar fi Bluetooth, ZigBee etc.
Mai mult, unitatea de control 3 a PC-ului master prin modemul său radio transmite comenzi către PC-urile slave pentru a regla aceste PC-uri la aceeași frecvență și apoi inițiază transmiterea de mostre digitale ale semnalelor primite prin modemurile lor radio încorporate.
Semnalele digitizate ale PC-urilor slave primite prin canalul modemului radio după demodulare sunt transmise la demultiplexorul 8 și la intrarea unității de control 3. În funcție de numărul individual al PC-ului slave și numărul antenei acestuia în rețeaua locală, unitatea de control adresează mostrele de semnal ale acestui PC către aceleași ieșiri ale demultiplexorului 8 Astfel, N intrări ale transmisiei automate primesc mostrele de semnale din propriile căi radio, iar celelalte K intrări primesc mostrele K PC-uri slave . Ca rezultat, cantitatea de interferență suprimată crește la (N+K-1) fără a crește dimensiunile computerului.
În al doilea caz (cu prioritate scăzută), PC-ul funcționează după cum urmează.
După organizarea inițială a rețelei locale de modemuri radio, PC-ul slave primește comenzi de control al configurației prin modemul său radio (sunt recepționate de unitatea de control PC), iar apoi unitatea de control 3 trimite secvenţial prin multiplexorul 7 mostrele semnale ale N canale de recepție la intrarea de informații a modemului radio 9. Mostrele semnalelor de cale radio sunt transmise sub formă de pachete către PC-ul gazdă.
Figura 4 prezintă diagrama de timp a semnalelor (pachetelor) primite de stația radio principală prin intermediul canalului radio modem 9. La momentul T=0 în stația radio principală în sine (în ADC 5), mostre de semnal sunt prelevate de la ieșirea propriilor căi de recepție 2.
Durata unui cadru în care datele sunt transmise periodic de la alte PC-uri nu trebuie să depășească durata intervalului de eșantionare T d =1/F d, unde F d este frecvența de eșantionare a semnalului primit. După cum știți, ar trebui să fie de cel puțin două ori mai mare decât frecvența superioară din spectrul semnalului. Astfel, până la sfârșitul intervalului T d în PC-ul de conducere există mostre ale semnalului primit de către PC-urile vecine în același timp.
Datorită prezenței unui ceas de sistem în rețeaua locală, citirile semnalului pe toate căile radio distanțate sunt efectuate simultan. Modul pachet de transmisie a mostrelor vă permite apoi să combinați la intrarea transmisiei automate 6 a PC-ului lider eșantioanele de semnal prelevate în același moment în PC-urile slave distanțate.
Recepția diversității spațiale, realizată cu ajutorul recepției căilor radio ale altor obiecte conectate printr-o rețea locală, se va numi recepție în rețea.
Astfel, în condițiile de recepție a rețelei, toate antenele conectate la căile lor radio ale PC-ului aflate la centrul de comunicații reprezintă o resursă comună care poate fi redistribuită rapid folosind o rețea locală formată din modemuri radio încorporate în PC, în funcție de numărul și prioritatea abonaților. deservite și schimbarea mediului de interferență.
O astfel de construcție a sistemului de comunicații asigură, în cel mai extrem caz, sub influența unui complex de interferență, punerea în comun a resurselor tuturor PC-urilor disponibile la centrul de comunicații pentru a asigura o comunicare stabilă cu funcționarul de cea mai înaltă prioritate.
În plus, sistemul de comunicații propus oferă o creștere semnificativă a fiabilității comunicațiilor radio, oferind o oportunitate tehnică oricărui oficial (în caz de necesitate operațională sau în caz de defecțiune a PC-ului său) de a utiliza orice PC operabil al obiectelor învecinate acoperite. printr-o rețea locală de comunicații și control.
Într-un caz particular, fiecare PC al sistemului poate avea o antenă și o cale de recepție (N=1). Un astfel de PC nu are capacitatea de suprimare a interferențelor. Cu toate acestea, datorită prezenței unei transmisii automate cu intrări (K + 1) în ea, devine posibil să se asigure suprimarea interferenței K dacă există un PC K în rețeaua locală.
Regruparea descrisă a resurselor în scopul imunității la zgomot a celor mai critice linii de comunicație este posibilă nu numai atunci când se organizează un centru de comunicații, ci în orice caz atunci când PC-urile sunt la îndemâna modemurilor radio încorporate. De exemplu, când se deplasează PC-uri individuale pe vehicule într-un convoi, atunci când PC-urile aflate la distanță apropiată pot fi conectate printr-o rețea locală.
