Modularea semnalului. Manipularea frecvenței, fazei, amplitudinii

Modulare- procesul de modificare a unuia sau mai multor parametri ai unei oscilații purtătoare de înaltă frecvență conform legii unui semnal informațional de joasă frecvență (mesaj).
Informația transmisă este încorporată în semnalul de control, iar rolul purtătorului de informații este îndeplinit de o vibrație de înaltă frecvență, numită purtător. Modularea, prin urmare, este procesul de „aterizare” a formei de undă a informațiilor pe un purtător cunoscut.
Ca rezultat modulare spectrul semnalului de control de joasă frecvență este transferat în regiunea de înaltă frecvență. Acest lucru permite, la organizarea difuzării, să reglați funcționarea tuturor dispozitivelor de transmitere și recepție la frecvențe diferite, astfel încât acestea să nu „interfere” unele cu altele.
Vibrațiile de diferite forme (dreptunghiulare, triunghiulare etc.) pot fi folosite ca purtător, dar cele mai des sunt folosite vibrațiile armonice. În funcție de care dintre parametrii oscilației purtătorului se modifică, se distinge tipul de modulație (amplitudine, frecvență, fază etc.). Modulația cu un semnal discret se numește modulație digitală sau keying.
Există următoarele tipuri de manipulări:
Schimbare de frecvență
Schimbarea de fază
Schimbarea amplitudinii
Schimbarea amplitudinii în cuadratura
Frequency-shift keying (FSK) este folosită pentru a transmite semnale telegrafice pe un canal radio, care sunt o secvență de mesaje dreptunghiulare elementare curente (pozitive) și fără curent (negative). Spre deosebire de semnalele radio de manipulare a amplitudinii, când emițătorul emite oscilații electromagnetice doar cu transmisii de curent, la FT, radiația semnalului radio are loc continuu atât cu transmisii de curent, cât și fără curent. Prin urmare, această metodă de manipulare este uneori numită lucru cu o pauză activă.

Fig. 1 Modulație digitală (keying)
La trecerea de la un mesaj curent la unul fără curent și invers, amplitudinile oscilației de înaltă frecvență rămân constante și doar frecvența acestuia se modifică cu o valoare constantă fc, care se numește schimbare de frecvență.
În prezent, cele mai utilizate sisteme de telegrafie în frecvență cu deplasări de frecvență de 125 (ChT-125), 250 (ChT-250) 500 (ChT-500), 1000 (ChT-1000), 1500 (ChT-1500) Hz. În acest caz, abaterea frecvenței fm a excitatorului față de frecvența nominală (medie) de oscilație a emițătorului este, respectiv, + 62,5 Hz; + 125 Hz; + 500 Hz; +750 Hz.
Frecvența medie fo se numește purtătoare (nominal, frecvența. Trebuie remarcat că termenul de „frecvență purtătoare” în telegrafia de frecvență este introdus mai degrabă condiționat, deoarece în timpul transmisiei FH nu funcționează niciodată la frecvența fo. Oportunitatea introducerii acestei termenul se datorează numai faptului că frecvența purtătoare este numeric egală cu spectrul de frecvență medie al frecvențelor la ieșirea emițătorului și, prin urmare, este frecvența nominală de funcționare a emițătorului.
Spectrul semnalelor FT depinde nu numai de viteza de telegrafie (de frecvența fundamentală a telegrafiei), ci și de mărimea deplasării de frecvență și de metoda de generare a semnalelor FT. Există două moduri principale de formare a semnalelor QT: cu un decalaj de fază a oscilațiilor de înaltă frecvență și fără a-l întrerupe.
În primul caz, semnalul FT este format prin conectarea alternativă a două surse independente de oscilații de înaltă frecvență la calea amplificatorului emițătorului. Una dintre surse generează oscilații de o anumită frecvență și este conectată atunci când nu există parcele curente (negative) ale semnalului primar. Al doilea generează oscilații cu o frecvență care diferă de prima frecvență (deplasată în raport cu frecvența) cu valoarea fc. Această sursă este conectată cu transmisii curente (pozitive) ale semnalului primar.
Deoarece ambele surse de oscilații de înaltă frecvență sunt independente, în timpul comutării faza oscilațiilor capătă o valoare arbitrară, adică. are loc ruperea de fază.
În a doua metodă de generare a semnalelor, se utilizează o sursă de oscilații de înaltă frecvență, care, cu transmisii fără curent (negative) ale semnalului primar, generează oscilații cu o frecvență fа și cu curent (pozitiv) - oscilații cu o frecvența fв. Deoarece se folosește o singură sursă, modificarea frecvenței de oscilație are loc continuu, fără a întrerupe faza oscilației de înaltă frecvență. Un semnal FT de acest tip poate fi considerat ca un caz special de modulare a frecvenței unei oscilații de înaltă frecvență printr-un semnal discret
Folosind metodele de telegrafie în frecvență, este posibilă transmiterea a două mesaje telegrafice diferite pe canalul radio. Această metodă de transmisie se numește telegrafie cu frecvență dublă (DFT) și corespunde clasei de emisie F.
Amplitude Shift Keying este o modificare a semnalului în care amplitudinea oscilației purtătorului se modifică brusc. AMn poate fi considerat un caz special de manipulare în cuadratura
Semnalele telegrafice - codul Morse - sunt transmise cel mai adesea folosind tastarea de amplitudine. În transmițător, această metodă este implementată cel mai simplu în comparație cu alte tipuri de manipulare. Un receptor pentru recepţionarea semnalelor telegrafice cu ureche, pe de altă parte, devine ceva mai complicat: trebuie să aibă un oscilator local care să funcţioneze la o frecvenţă apropiată de frecvenţa semnalului recepţionat, astfel încât diferenţa de frecvenţă audio să poată fi distinsă la ieşirea lui. destinatarul. Receptoarele potrivite sunt conversia directă, regenerativă în modul de generare și superheterodină cu un oscilator local „telegraf” suplimentar.
Amplitudinea semnalului de înaltă frecvență la ieșirea emițătorului radio ia doar două valori: pornit și oprit. În consecință, pornirea sau oprirea ("keying") este efectuată de un operator folosind o cheie telegrafică sau folosind un generator automat de mesaje telegrafice (senzor cod Morse, computer). Anvelopa unui impuls radio (mesaj elementar - puncte și liniuțe) în practică, desigur, nu este dreptunghiulară (așa cum se arată schematic în figură), ci are margini netede de față și de sfârșit. În caz contrar, spectrul de frecvență al semnalului poate deveni inacceptabil de larg și se simt clicuri neplăcute atunci când semnalul este recepționat cu ureche.

Manipulat în fază semnalul arata asa:

Unde g(t) definește anvelopa semnalului; este un semnal modulator. poate lua M valori discrete.

Dacă M= 2, atunci se apelează tasarea cu schimbare de fază tastare binară cu schimbare de fază(1 bit la 1 schimbare de fază), dacă M = 4 - tastare cu schimbare de fază în cuadratură(2 biți pentru o schimbare de fază), M= 8 (3 biți pentru o schimbare de fază), etc.

Deci numărul de biți n transmisă printr-un salt de fază este puterea la care se ridică două pentru a determina numărul de faze necesare transmiterii n- număr binar ordinal.

Semnal de introducere a deplasării de fază s i(t) poate fi privit ca o combinație liniară a două semnale ortonormale y 1 și y 2.

Modulația digitală de fază este o metodă versatilă și utilizată pe scară largă pentru transmiterea fără fir a datelor digitale.

În articolul anterior, am văzut că putem folosi modificări discrete ale amplitudinii sau frecvenței purtătorului ca modalitate de a reprezenta unii și zerourile. Deloc surprinzător, putem reprezenta și date digitale folosind faza; această tehnică se numește deplasare de fază (PSK).

Schimbarea de fază binară

Cel mai simplu tip de PSK este numit BPSK (binary phase shift keying), unde „binar” se referă la utilizarea a două decalaje de fază (unul pentru unul logic și unul pentru un zero logic).

Putem recunoaște intuitiv că sistemul va fi mai fiabil dacă separarea dintre cele două faze este mare - desigur, va fi dificil pentru receptor să distingă un simbol de decalaj de fază de 90 ° de un simbol de decalaj de fază de 91 °. Pentru a funcționa, avem un interval de fază de 360 ​​°, deci diferența maximă dintre fazele uneia logice și a unui zero logic este de 180 °. Dar știm că comutarea unei undă sinusoidală la 180 ° este același lucru cu inversarea acesteia; astfel, ne putem gândi la BPSK ca pur și simplu inversând semnalul purtător ca răspuns la o stare logică și lăsându-l în starea sa originală ca răspuns la o altă stare logică.

Pentru a face pasul următor, reamintim că înmulțirea unei sinusoide cu una negativă este același lucru cu inversarea acesteia. Acest lucru face posibilă implementarea BPSK utilizând următoarea configurație hardware de bază:

Schema de bază pentru obținerea unui semnal BPSK

Cu toate acestea, acest design poate duce cu ușurință la tranziții cu pantă mare în forma de undă purtătoare: dacă are loc o tranziție între stările logice atunci când purtătorul este la valoarea sa maximă, tensiunea semnalului purtător ar trebui să meargă rapid la valoarea minimă.

Pantă mare în forma de undă BPSK atunci când starea logică a formei de undă modulantă se modifică

Aceste evenimente cu pantă mare sunt nedorite deoarece creează energie în componentele de înaltă frecvență care pot interfera cu alte semnale RF. În plus, amplificatoarele au o capacitate limitată de a produce modificări bruște ale tensiunii de ieșire.

Dacă rafinăm implementarea de mai sus cu două funcții suplimentare, putem asigura tranziții fără probleme între caractere. În primul rând, trebuie să ne asigurăm că perioada biților digitali este egală cu una sau mai multe perioade complete ale semnalului purtător. În al doilea rând, trebuie să sincronizăm tranzițiile digitale la semnalul purtător. Cu aceste îmbunătățiri, am putea proiecta sistemul astfel încât să aibă loc o schimbare de fază de 180 ° atunci când semnalul purtător este la (sau aproape de) trecerea cu zero.

QPSK

BPSK transmite un bit per caracter, ceea ce suntem obișnuiți. Tot ceea ce am discutat în legătură cu modulația digitală a presupus că semnalul purtător se modifică în funcție de faptul că tensiunea digitală este scăzută sau ridicată, iar receptorul recreează datele digitale, interpretând fiecare caracter ca 0 sau 1.

Înainte de a discuta cuplarea cu deplasare de fază în cuadratură (QPSK), trebuie să introducem următorul concept important: nu există niciun motiv pentru care un caracter poate transmite doar un bit. Este adevărat că lumea electronicii digitale este construită în jurul circuitelor în care tensiunea este la o extremă sau la cealaltă, astfel încât tensiunea este întotdeauna un bit digital. Dar semnalul radio nu este digital; mai degrabă, folosim semnale analogice pentru a transmite date digitale și este perfect acceptabil să proiectăm un sistem în care semnalele analogice sunt codificate și interpretate astfel încât un caracter să reprezinte doi (sau mai mulți) biți.

Avantajul QPSK este rata de date mai mare: dacă păstrăm aceeași durată a simbolului, putem dubla rata de date de la emițător la receptor. Dezavantajul este complexitatea sistemului. (Ați putea crede că QPSK este mai susceptibil la erori de biți decât BPSK, deoarece are o separare mai mică între valorile posibile. Aceasta este o presupunere rezonabilă, dar dacă vă uitați la matematica lor, se dovedește că probabilitățile de eroare sunt de fapt foarte asemănătoare .)

Variante

Modulația QPSK este, desigur, o tehnică eficientă de modulare. Dar poate fi îmbunătățit.

Salturi de fază

Modulația QPSK standard asigură că tranzițiile dintre simboluri au o pantă mare; deoarece salturile de fază pot fi de ± 90 °, nu putem folosi abordarea descrisă pentru salturile de fază de 180 ° produse de modulația BPSK.

Această problemă poate fi atenuată prin utilizarea uneia dintre cele două opțiuni QPSK. Offset QPSK (Quadrature Phase Shift Keying), care implică adăugarea unei întârzieri la unul dintre cele două fluxuri de date digitale utilizate în procesul de modulare, reduce saltul maxim de fază la 90 °. O altă opțiune este π / 4-QPSK, care reduce saltul maxim de fază la 135 °. Astfel, OQPSK are avantajul de a reduce discontinuitățile de fază, dar π / 4-QPSK câștigă pentru că este compatibil cu codificarea diferențială (discută mai jos).

O altă modalitate de a face față decalajelor dintre caractere este de a implementa o procesare suplimentară a semnalului care creează tranziții mai fluide între caractere. Această abordare este încorporată într-o schemă de modulație numită modulație de frecvență minim shift keying (MSK), precum și o îmbunătățire MSK cunoscută sub numele de Gaussian MSK (GMSK).

Codare diferențială

O altă provocare este că demodularea PSK este mai dificilă decât demodularea FSK. Frecvența este „absolută” în sensul că modificările de frecvență pot fi întotdeauna interpretate prin analizarea modificărilor semnalului în timp. Faza, totuși, este relativă în sensul că nu are un punct de referință universal - emițătorul generează schimbări de fază relativ la un moment în timp, iar receptorul poate interpreta schimbările de fază în raport cu un alt moment în timp.

O manifestare practică a acestui lucru este că, dacă există diferențe între fazele (sau frecvențele) oscilatoarelor utilizate pentru modulare și demodulare, PSK devine nesigur. Și trebuie să presupunem că vor exista diferențe de fază (cu excepția cazului în care receptorul include circuite de recuperare a purtătorului).

QPSK diferențial (DQPSK, QPSK diferențial) este o opțiune compatibilă cu receptoare necoerente (adică receptoare care nu sincronizează generatorul de demodulație cu generatorul de modulație). QPSK diferențial codifică datele prin crearea unui decalaj de fază specific față de simbolul anterior, astfel încât schema de demodulare să analizeze faza simbolului folosind un punct de referință care este comun atât receptorului, cât și emițătorului.

rezumat

• Binary Phase Shift Keying (BPSK) este o tehnică simplă de modulare care poate transmite un bit per simbol.
• Quadrature Phase Shift Keying (QPSK) este mai complexă, dar dublează rata de date (sau atinge aceeași rată de date cu jumătate din lățimea de bandă).
• Compensarea cu deplasare de fază în cuadratura offset (OQPSK), π / 4-QPSK, codificarea cu deplasare minimă de fază (MSK) sunt scheme de modulație care atenuează efectele schimbărilor de tensiune purtătoare cu panta mare în timpul tranzițiilor simbolului.
• QPSK diferențial (DQPSK) utilizează diferența de fază dintre simbolurile adiacente pentru a evita problemele asociate cu lipsa sincronizării de fază între emițător și receptor.

Am spus că aceste semnale sunt obținute ca un caz special de modulare a frecvenței cu un semnal de modulare digitală sub forma unei secvențe de impulsuri corespunzătoare zerourilor și celor ale unui flux binar. Deoarece impulsurile semnalului de modulare își schimbă semnul atunci când bitul de informație este schimbat, am primit tasarea de deplasare a frecvenței.
Prin analogie, putem considera semnalele PSK cheie de schimbare de fază dacă aplicăm un semnal digital ca semnal de modulare la modulatorul de fază. Acest articol se va concentra pe cheia binară de schimbare de fază (BPSK). Acest tip de modulație a găsit o aplicație foarte largă datorită imunității ridicate la zgomot și simplității modulatorului și demodulatorului. În literatura internă, modulația BPSK este denumită FMn-2.

Semnale binare de introducere a deplasării de fază

Luați în considerare un semnal sub forma unei secvențe de impulsuri de informații digitale, așa cum se arată în Figura 1.

Figura 1: Semnal digital unipolar și bipolar

Graficul superior prezintă un semnal digital unipolar, în care corespunde zeroul logic informațional, iar graficul inferior prezintă un semnal digital bipolar, în care corespunde zeroul logic informațional.
Să aplicăm un semnal digital ca semnal modulator unui modulator de fază, așa cum se arată în Fig. 2, cu o abatere de fază egală cu rad.

Figura 2: Modelarea semnalului BPSK bazată pe modulatorul de fază

Deoarece ia doar valori egale cu 0 și 1, componentele în fază și în cuadratura ale anvelopei complexe a semnalului BPSK sunt:
iar schema bloc a modulatorului poate fi simplificată, așa cum se arată în Figura 3.

Figura 3: Diagrama bloc simplificată a unui modulator BPSK

Cititorul atent va observa că această schemă este exact aceeași cu schema AM discutată anterior cu suprimare a purtătorului (DSB), cu un semnal modulator. Graficele explicative ale modelului BPSK sunt prezentate în Figura 4.

Figura 4: Grafice explicative ale modulatorului BPSK

Informațiile sunt transmise la o rată de biți/s, durata unui impuls de informație digitală este egală cu. Semnalul de modulare original este înmulțit cu forma de undă purtătoare (în figură) și obținem un semnal cu deplasare de fază cu un salt de fază cu rad. Am observat același salt de fază în timpul formării semnalului DSB. Astfel, modulația BPSK este un tip degenerat de schimbare de fază care coincide cu modulația de amplitudine echilibrată într-un semnal digital bipolar în bandă de bază.

Spectrul și diagrama vectorială a semnalului BPSK

Deoarece semnalul BPSK poate fi considerat un semnal DSB, spectrul său este spectrul unui semnal digital bipolar în bandă de bază transferat la frecvența purtătoare. Figura 5 prezintă spectrul unui semnal BPSK la o viteză de transmisie și frecvența purtătoare ... Figura 5 arată clar că spectrul de semnal BPSK are un lob principal și lobi laterali în scădere lent. Figura 6 prezintă relațiile de bază dintre spectrul BPSK și parametrii semnalului original în bandă de bază.

Deci, lobul principal al spectrului BPSK are o lățime egală cu dublul ratei de transfer de informații, este simetric față de frecvența purtătoare. Nivelul maximului (primul) lob lateral al spectrului este de -13 dB. De asemenea, puteți spune că lățimea lobilor laterali este egală.
Să considerăm o diagramă vectorială a unui semnal BPSK. Conform expresiei (1), componenta în fază a anvelopei complexe a semnalului BPSK este egală cu, iar componenta în cuadratura este. Când aceasta capătă valori, atunci diagrama vectorială a semnalului BPSK este prezentată în Figura 7.

Figura 7: Diagrama vectorială a semnalului BPSK

Vectorul plic complex poate lua una dintre cele două valori (la transmiterea unui zero de informație) și la transmiterea unei unități de informații.

Schimbarea de fază binară relativă (diferențială) (DBPSK)

Când se transmit informații folosind BPSK, sunt necesare sisteme de urmărire pentru a demodula semnalul. În acest caz, sunt adesea utilizate dispozitive de recepție incoerente, care nu sunt potrivite de fază cu oscilatorul principal din partea de transmisie și, în consecință, nu pot urmări o rotație aleatorie a fazei ca urmare a propagării care depășește intervalul. De exemplu, luați în considerare Figura 8.

Figura 8: Explicații pentru recepția BPSK incoerentă

Diagrama fazorială BPSK originală (în cazul semnalelor PSK, diagrama fazorilor este adesea denumită o constelație) este prezentată în figurile 8a și 8d. Roșul denotă valoarea corespunzătoare informației zero, iar cea albastră. Ca urmare a propagării, semnalul va dobândi o fază inițială aleatorie și constelația se va roti cu un anumit unghi. Figura 8b prezintă cazul în care rotația constelației se află în intervalul de la rad. În acest caz, cu recepție incoerentă, întreaga constelație va fi rotită așa cum arată săgețile din Figura 8b. Apoi, după întoarcere, constelația își va lua poziția inițială și informația va fi demodulată corect. Figura 8e arată cazul când rotația constelației se află în intervalul de la rad. În acest caz, la recepție, constelația va fi rotită și pentru o poziție orizontală, dar după cum urmează din Figura 8f, zerourile și unurile de informații vor fi confundate.
Pentru a elimina confuzia simbolurilor informaționale, se folosește codificarea relativă, sau așa cum este numită și BPSK diferenţial (DBPSK). Esența manipulării relative este că nu fragmentul de informație în sine este codificat, ci schimbarea sa. Structura unui sistem de transmisie de date folosind DBPSK este prezentată în Figura 9.

Figura 9: Structura unui sistem de transmisie de date folosind DBPSK

Fluxul de biți inițial suferă o codificare diferențială, după care este modulat de BPSK și demodulat pe partea de recepție de un demodulator BPSK incoerent. Fluxul demodulat trece prin decodorul diferenţial şi primeşte fluxul recepţionat.
Luați în considerare codificatorul diferenţial prezentat în Figura 10.

Figura 10: Encoder diferențial

Însumarea se realizează modulo doi, ceea ce corespunde unui XOR logic (OR exclusiv). Desemnarea înseamnă o întârziere de un bit de informație. Un exemplu de codificare diferențială este prezentat în Figura 11.

Figura 11: Exemplu de codificare diferențială de flux de biți

Fluxul de biți original este 011100101, la ieșirea codificatorului diferenţial avem 010111001. Primul bit (în exemplul dat, primul 0 nu este codificat), apoi primul este adăugat modulo doi din bitul anterior la ieșirea lui codificatorul și bitul curent la intrare. Pentru decodarea diferenţială, este necesar să se efectueze procedeul opus conform schemei prezentate în Fig. 12 (structura unui decodor diferenţial este prezentată în Fig. 9).

Figura 12: Exemplu de decodare a fluxului de biți diferențial

După cum puteți vedea din fluxul de biți codificat 010111001, am primit originalul 011100101. Acum să luăm în considerare un decodor diferențial dacă inversăm toți biții fluxului codificat pe partea de recepție, adică. în loc de 010111001 vom lua 101000110. Acest lucru este arătat clar în Figura 13.

Figura 13: Exemplu de decodare diferenţială cu inversarea fluxului recepţionat

Din figura 13 rezultă clar că, atunci când toți biții de informație sunt amestecați la ieșirea decodorului diferenţial, informația nu este distorsionată (cu excepția primului bit afișat în roșu), iar acesta este avantajul incontestabil al DBPSK, care face posibilă simplificarea semnificativă a dispozitivelor de transmitere și recepție. Dar trebuie spus și despre dezavantajele codificării diferențiale. Principalul dezavantaj al DBPSK în comparație cu BPSK este imunitatea mai scăzută la zgomot, deoarece erorile de recepție sunt multiplicate în timpul etapei de decodificare.
Să ne uităm la un exemplu. Să presupunem că fluxul original este 011100101, fluxul codificat este 010111001. Să presupunem că al patrulea bit al fluxului codificat a fost primit cu o eroare la primire, apoi la intrarea decodorului va fi 010101001. Și ca rezultat al decodării, doi biți întregi vor fi decodați cu o eroare (vezi Figura 14).

Figura 14: Înmulțirea erorilor de recepție cu decodarea DBPSK

Astfel, ne-am uitat la semnalele binare de schimbare de fază (BPSK) și am arătat că BPSK este un caz special de PSK cu un semnal de intrare sub forma unui flux de impulsuri bipolare, care este degenerat și se reduce la un semnal DSB. Am examinat spectrul BPSK și caracteristicile sale spectrale: lățimea lobului principal, nivelul lobilor laterali. De asemenea, a fost introdus conceptul de codificare binară cu deplasare de fază relativă sau diferențială (DBPSK), care elimină inversarea simbolurilor în timpul recepției incoerente în etapa de decodare, dar înrăutățește imunitatea la zgomot a DBPSK în comparație cu BPSK datorită înmulțirii erorilor la nivelul etapa de decodare.

Cu introducerea digitală a deplasării de fază, faza purtătorului S (t) diferă de faza curentă a undei purtătoare nemodulate printr-un număr finit de valori în conformitate cu simbolurile mesajului transmis CU(t) :

Există două tipuri de codare cu deplasare de fază - codare binară (binară) cu deplasare de fază (BPSK) și codare cu deplasare de fază în cuadratură (QPSK).

4.2.1 Schimbarea de fază binară. Distingeți între manipularea de fază absolută (cu două niveluri) (AFMP) și relativă (diferențială) (OFMP). Cu AFMP (Figura 4.7, c), faza purtătoarei se schimbă la fiecare margine a semnalelor transmise. Semnalul rezultat arată astfel (pentru o perioadă de un bit):

Binar 1

Binar 0

Constelația de semnal a semnalului DPSK corespunzătoare expresiei (4.19) este prezentată în figura (4.8).

Desen. 4.7 - Schimbarea de fază absolută și relativă

Desen. 4.8 - Semnal DPSK constelație de semnal

Trebuie remarcat faptul că BPMD este una dintre cele mai simple forme de codare digitală și este utilizată pe scară largă în telemetrie atunci când se generează semnale în bandă largă. Principalul dezavantaj al DPSK este că la manipularea unui semnal cu undă pătrată se obțin tranziții foarte ascuțite și, ca urmare, semnalul ocupă un spectru foarte larg. Majoritatea modulatoarelor BPSK aplică anumite tipuri de filtrare care fac tranzițiile de fază mai puțin bruște, îngustând astfel spectrul semnalului. Operația de filtrare este aproape întotdeauna efectuată pe semnalul de modulare înainte de manipulare (Figura 4.9).

Figura 4.9 - Diagrama funcțională a formării semnalului radio DFMP

Un astfel de filtru este denumit în mod obișnuit un filtru fundamental. Cu toate acestea, atunci când se reduce banda de frecvență ocupată de semnalul radio prin filtrare, trebuie să se țină cont de problema interferenței intersimbol care rezultă.

Aici, după modulator, se adaugă un amplificator de putere a semnalului radio și un filtru trece-înalt cu bandă îngustă. Scopul principal al filtrului este de a atenua radiația emițătorului la frecvențe care sunt multipli ai frecvenței fundamentale a undei purtătoare; pericolul unor astfel de emisii se datorează efectelor neliniare dintr-un amplificator de putere, care de obicei apar și sunt amplificate atunci când se încearcă creșterea eficienței acestui amplificator. Adesea, acest filtru este folosit în același timp pentru receptor - el suprimă semnalele externe puternice din afara benzii de frecvență a semnalelor radio dorite înainte de a converti frecvența în jos.

4.2.2 Schimbarea de fază în cuadratura (QPSK).În BPSK, un simbol de canal poartă un bit transmis. Cu toate acestea, după cum sa menționat mai sus, un simbol de canal poate transporta mai mulți biți de informații. De exemplu, o pereche de biți consecutivi poate avea patru valori: (0, 0) (0, 1) (1, 0) (1, 1).

Dacă se folosește un simbol de canal pentru a transmite fiecare pereche, atunci sunt necesare patru simboluri de canal, de exemplu ( s 1 (t), s 2 (t), s 3 (t), s 4 (t)), asa de M= 4. În acest caz, rata de transmisie a simbolurilor în canalul de comunicație se dovedește a fi de două ori mai mică decât rata de sosire a biților de informații la intrarea modulatorului și, prin urmare, fiecare simbol de canal poate ocupa acum un interval de timp de durată. T Cu = 2T b. Cu tasarea cu schimbare de fază M-ary, semnalul radio poate fi scris în următoarea formă:

Aici (t) poate lua valori din mulțimea:

Unde - o fază inițială arbitrară.

În cele ce urmează, în loc de patru simboluri de canal sau patru semnale radio, vom vorbi despre un singur semnal radio, a cărui amplitudine complexă poate lua cele patru valori indicate, prezentate în Figura 4.10 sub forma unei constelații de semnal.

Fiecare grup de doi biți este reprezentat de un unghi de fază corespunzător, toate unghiurile de fază sunt la 90 ° unul de celălalt. Se poate observa că fiecare punct de semnal este distanțat de axa reală sau imaginară cu = 45 °.

Semnalele KFMP-4 pot fi generate folosind un dispozitiv a cărui diagramă funcțională este prezentată în Figura 4.11, iar diagramele de timp ale funcționării acestuia sunt prezentate în Figura 4.12.

Figura 4.10 - Semnal radio constelație KFMP-4

Secvența de biți transmiși 1, 0, 1, 1, 0, 0, 1, 0, 0, 1, 1, 0, ... este împărțită în două subsecvențe de impar 1, 1, 0, 1, 0, 1 , ... și chiar 0, 1, 0, 0, 1, 0, ... biți folosind un demultiplexor DD1.

Biții cu același număr în aceste subsecvențe formează perechi care sunt priviți în mod convenabil ca biți complecși; partea reală a unui bit complex este un pic într-o subsecvență ciudată eu, și partea imaginară Q- un pic de o secvență uniformă. În acest caz, biții din secvența impară din ramura în fază sunt întârziați pentru un timp Tb dispozitiv DD2... În plus, durata fiecărei secvențe este redusă la o valoare de 2 Tb prelungitoare DD3 și DD4.

Biții complecși obținuți în acest fel sunt transformați într-o secvență complexă de impulsuri electrice dreptunghiulare cu o durată de 2 Tb cu valori de +1 sau -1 ale părților lor reale și imaginare, care sunt utilizate pentru a modula exp de unde purtătoare (
). Rezultatul este un semnal radio KFMP-4.

Desen. 4.11 - Schema funcțională a dispozitivului de formare KFMP-4

semnal radio

Figura 4.12 - Diagrame de timp la formarea KFMP-4

semnal radio

Diagrama de tranziție de fază pentru KFMP-4 este prezentată în Figura 4.13.

Figura 4.13 - Diagrama tranzițiilor de fază pentru semnalul radio KFMP-4

În această diagramă, punctul de semnal cu coordonatele (+1, +1) este situat pe o linie care face un unghi de + 45 ° cu axele de coordonate și corespunde transmiterii simbolurilor +1 și +1 în canalele de cuadratura ale modulatorul. Dacă următoarea pereche de caractere este ( - 1, +1), care corespunde unghiului + 135 °, apoi de la punctul (+1, +1) la punctul ( - 1, + 1), puteți desena o săgeată care caracterizează tranziția fazei semnalului radio de la valoarea +45 la valoarea + 135 °. Utilitatea acestei diagrame poate fi ilustrată prin următorul exemplu. Din figura 4.13 rezultă că patru traiectorii de fază trec prin origine. De exemplu, o tranziție de la un punct de constelație (+1, +1) la un punct (-1, -1) înseamnă o modificare de 180 ° a fazei instantanee a undei purtătoare de înaltă frecvență. Deoarece un filtru trece-înalt cu bandă îngustă este instalat de obicei la ieșirea modulatorului (a se vedea figura 4.9), o astfel de modificare a fazei semnalului este însoțită de o modificare semnificativă a valorilor anvelopei semnalului la ieșirea acestui filtru. şi, prin urmare, în întreaga linie de transport. Inconsecvența valorilor anvelopei semnalului radio este nedorită în sistemele de transmisie digitală din multe motive. CPMF offset nu are acest dezavantaj.

4.2.3 Schimbarea de fază în cuadratura offset. Această metodă de modelare a semnalului este aproape complet similară cu metoda în cuadratura de formare a semnalului QPSK-4, totuși, cu singura diferență că subsecvența din ramura cuadratură este deplasată în timp (întârziată) în timp. T b sau, echivalent, jumătate din durata simbolului canalului. Pentru a implementa această metodă, trebuie să eliminați elementul de întârziere T b DD2în ramura în fază. Cu o astfel de modificare, subsecvența în cuadratura a simbolurilor canalului va fi întârziată cu timpul T cu o subsecvență relativ în fază (Figura 4.14).

Figura 4.14 - Diagrame de timp la formarea KFMP-4

compensarea semnalului radio

Ca urmare, nu există traiectorii care trec prin origine pe diagrama de tranziție de fază (Figura 4.15) pentru această metodă de manipulare. Aceasta înseamnă că faza instantanee a semnalului radio nu are salturi de + 180 ° și, prin urmare, anvelopa acestui semnal nu are scăderi adânci, așa cum a fost cazul cu QFMP-4 (Figura 4.11).

Figura 4.15 - Diagrama tranzițiilor de fază ale semnalului radio KFMP-4

decalaj

4.2.4 Semnale KFMP-8. Fluxul de biți de informații care ajung la intrarea modulatorului poate fi împărțit în grupuri de 3, 4 biți etc., formând apoi semnale KFMP-8, KFMP-16 etc. Figura 4.16 prezintă constelația de semnal pentru semnalul radio KFMP-8.

Figura 4.16 - Constelația de semnal pentru semnalul radio KFMP-8

Această metodă de modulare necesită opt simboluri de canal, ale căror faze inițiale diferă de faza instantanee a undei purtătoare nemodulate cu un unghi multiplu de 45 °. Dacă amplitudinile tuturor simbolurilor canalelor sunt aceleași, atunci punctele semnalului sunt situate pe un cerc. Valorile posibile ale părților reale și imaginare ale amplitudinilor complexe ale acestor simboluri sunt proporționale cu coeficienții euși Q luând valori din set

. (4.23)

Problema stabilirii corespondențelor între punctele constelației de semnal și tripleții de biți de informație nu este în întregime simplă. Acest proces este denumit în mod obișnuit ca codificarea semnalului. V Tabelul 4.1 prezintă un exemplu de astfel de potrivire, care este posibil, dar nu cel mai bun, deoarece pentru a stabili cea mai bună potrivire, trebuie mai întâi să determinați cum să demodulați un astfel de semnal în prezența interferenței și apoi să calculați probabilitatea de eroare la primire. fie un simbol de canal, fie un bit de informare. Cea mai bună poate fi numită metoda de codificare a semnalului în care probabilitatea de eroare este cea mai mică.

Tabelul 4.1 - Corespondența dintre punctele constelației și tripleții de _ biți de informație

Figura 4.17 prezintă o diagramă funcțională a dispozitivului pentru generarea semnalului radio KFMP-8.

Lucrarea modelatorului este următoarea: demultiplexor DD1 alocă un flux de intrare de biți de informație de durată Tbîn trei subsecvențe, elemente de întârzieri DD2și DD3 aliniați în timp aceste subsecvențe, expansori DD4- DD6 măriți durata fiecărui simbol până la valoarea duratei simbolului canalului T c = 3 T b. Codarea semnalului în acest caz se reduce la calcularea valorilor componentelor în fază și în cuadratura ale anvelopei complexe a semnalului radio QFMP-8. Această operație este efectuată de un codificator de semnal, care include un transcoder DD7 având două ieșiri digitale cu 3 - cuvinte biți, care în convertoarele digital-analogic (DAC) DD1 șiDD2 convertite în valori analogice cu valorile necesare (4.23).

Figura 4.17 - Schema funcțională a dispozitivului de formare

Semnal radio KFMP-8

4.2. 5 π / 4 - Introducere cu deplasare de fază în cuadratura. Cu KFMP-4 și KFMP-4 cu un offset, modificarea maximă a fazei instantanee a semnalului radio este de 180 °, respectiv 90 °. În prezent utilizat pe scară largă π / 4-Quadrature Phase Shift Keying, la care saltul maxim de fază este de 135 °, iar toate valorile posibile ale fazei instantanee a semnalului radio sunt multipli de π / 4. Nicio traiectorie de tranziție de fază pentru această metodă de modulare nu trece prin origine. Ca rezultat, anvelopa RF are scăderi mai mici în comparație cu QPSK. O diagramă funcțională a unui dispozitiv pentru formarea unui astfel de semnal radio este prezentată în Figura 4.18.

Figura 4.18 - Schema funcțională a dispozitivului de formare

semnal radio cu relativă π / 4-quadratură

tastare cu schimbare de fază

O secvență de biți de informații ( n i, i = 1,2, ...) este împărțit în două subsecvențe: impar ( n 2 i-1, i = 1,2, ...) și chiar ( n 2 i, i = 1, 2, ...) biți, dintre care biții sunt selectați în perechi. Fiecare nouă pereche de astfel de biți definește increment de fază vibrația purtătorului de valoare
conform tabelului 4.2

Tabel 4.2 - Increment de fază purtătoare din valorile biților

Dacă introducem notația pentru abaterea fazei semnalului radio de la faza undei purtătoare nemodulate în intervalul anterior, atunci noile valori ale abaterii fazei acestui semnal și amplitudinea complexă în intervalul curent sunt determinate de egalități:

Ca urmare, valorile părților reale și imaginare ale anvelopei complexe ale acestui semnal la intervalul de timp curent cu o durată de 2 T b se dovedesc a fi egale:

(4.24)

(4.25)

Din egalitățile (4.24), (4.25) rezultă că valorile posibile ale fazei pe intervalul cu numărul i depinde de valoarea fazei semnalului radio în intervalul cu numărul ( i- unu). Conform tabelului 4.2, noile valori sunt multipli de π / 2.

Figura 4.19, a prezintă constelația de puncte de semnal posibile pentru intervalul cu numărul i, dacă
; o constelație similară pentru cazul în care, este prezentată în Figura 4.19, b. Constelația generală de puncte de semnal pentru această metodă de modulație este prezentată în Figura 4.19, c și este obținută prin suprapunerea figurii 4.19, a, b una peste alta. În figura 4.19, în, direcțiile tranzițiilor nu sunt indicate prin săgeți, deoarece pentru fiecare tranziție sunt posibile direcții în ambele direcții.

Figura 4.19 - Constelații de semnal ale unui semnal radio cu π / 4-quadratură

manipulare relativă

De asemenea, este important de subliniat că prin această metodă de modulare, fiecare nouă pereche de biți de informație nu determină faza completă a undei purtătoare, ci doar incrementul acestei faze pentru intervalul cu numărul i față de faza completă a plicului complex în intervalul cu numărul ( i- unu). Astfel de tehnici de modulare sunt numite relativ.

4.2. 6 Spectrul semnalului PMF. Indicând semnalul modulator prin CT), scriem semnalul modulat în următoarea formă:

În timpul modulării, un astfel de semnal își schimbă faza inițială de la -  /2 inainte de +  /2 și invers la schimbarea semnalului de modulare CT) din 0 inainte de 1 si inapoi.

Valoarea

, (4.27)

care caracterizează abaterea maximă de fază de la valoarea medie se numește indice de schimbare de fază. După transformări trigonometrice, expresia (4.26) se poate scrie după cum urmează:

Pentru a găsi spectrul semnalului FMF, este suficient să găsiți spectrele funcției ca ( CT))și păcat ( CT))... Această metodă este potrivită pentru toate situațiile. In acest caz, i.e. pentru impulsuri modulante dreptunghiulare, puteți utiliza o metodă vizuală mai simplă pentru a calcula.

Figura 4.7, b-d arată că un semnal cu manipulare activată 180  poate fi considerată ca suma unui semnal AMP cu amplitudinea de două ori mai mare decât o formă de undă nemodulată, a cărei fază este opusă fazei purtătorului de semnal AMP. Acest model poate fi generalizat la cazul oricărei valori a saltului de fază ( <> 180  ) ... În consecință, FMP la unghi  poate fi considerată ca suma semnalului AMP și purtătorul nemodulat. Prin urmare, putem concluziona că spectrul semnalului de fază coincide ca formă cu spectrul semnalului AMF (cu excepția purtătorului).

Dacă folosim oricare dintre cele două metode considerate mai sus, expresiile pentru spectrul FMF au forma

Din expresia (4.29) se poate observa că amplitudinile tuturor componentelor spectrale depind de mărimea saltului de fază.  și ciclul de lucru al trenului de impulsuri.

Pentru FMP activat  = 180  se obtin expresii mai simple:

. (4.30)

Exemple de spectre calculate prin expresiile (4.29) și (4.30) sunt prezentate în Figura 4.20.

Figura 4.20 - Spectrele semnalelor PMF

După cum se poate observa din spectrele de mai sus, banda de frecvență necesară este de două ori mai largă decât pentru impulsurile video, adică

ω = 2 /  sau F = 2 / , (4.31)

iar la FMF pe  = 180 și Q = 2 nu există purtător în spectru.

După cum am văzut, atunci când se transmit mesaje discrete, nu se utilizează doar FMP cu două poziții. Metodele FMP cu patru și opt poziții în cuadratura sunt folosite din ce în ce mai pe scară largă. Mărimile saltului de fază a semnalului în aceste cazuri pot lua 4, respectiv 8 valori. Pentru astfel de cazuri se aplică și rezultatele obținute mai sus. Spectrul benzilor laterale, deși păstrează aceeași formă, își va schimba amplitudinea odată cu o modificare a mărimii saltului.

Pentru cazuri mai complexe, când se alternează salturi de fază de mărimi diferite, formulele de mai sus nu sunt valabile. Spectrul poate varia semnificativ.

Semnalul tastat de defazare are forma:

unde și sunt parametri constanți, este frecvența purtătoarei.

Informația este transmisă printr-o fază. Deoarece în timpul demodulării coerente există o purtătoare în receptor, defazajul curent este calculat comparând semnalul (3.21) cu purtătorul. Schimbarea de fază este una la unu cu semnalul de informare.

Schimbarea de fază binară(BPSK - Introducere binară cu schimbare de fază)

Setul de valori ale semnalului de informații este pus într-o corespondență unu-la-unu cu setul de schimbări de fază. Când valoarea semnalului de informare se modifică, faza semnalului radio se modifică cu 180º. Astfel, semnalul BPSK poate fi scris ca

Prin urmare, ... Astfel, pentru a efectua BPSK, este suficient să înmulțim semnalul purtător cu semnalul informațional, care are mai multe valori. La ieșirea semnalelor modulatorului

, .

Orez. 3.38. Forma de undă de timp BPSK și constelație:

a - mesaj digital; b - semnal modulator; c - oscilatie HF modulata; d - constelație de semnal

Forma de undă și constelația ei sunt prezentate în Figura 3.38.

BPSK diferențial (relativ) (DBPSK) este o subspecie din familia BPSK. Nevoia de modulare relativă se datorează faptului că majoritatea schemelor de recuperare a purtătorului conduc la ambiguitatea de fază a purtătorului recuperat. Ca rezultat al recuperării, se poate forma o schimbare de fază permanentă, multipli de 180º. Compararea semnalului primit cu purtătorul recuperat va duce în acest caz la inversare (schimbarea valorilor tuturor biților la invers). Acest lucru poate fi evitat prin codificarea nu a defazajului absolut, ci a modificării acesteia în raport cu valoarea din intervalul de biți anterior. De exemplu, dacă valoarea biților s-a modificat în intervalul curent de biți față de cel precedent, atunci valoarea fazei semnalului modulat se modifică cu 180º, dacă rămâne aceeași, atunci faza nu se schimbă.

Densitatea spectrală de putere a semnalului BPSK este aceeași cu cea a semnalului OOK, cu excepția absenței semnalului purtător în spectru:

, (3,22)

Schimbarea de fază în cuadratura(QPSK - Schimbarea de fază în cuadratura)

Quadrature Phase Shift Keying (QPSK) este o schimbare de fază pe patru niveluri (= 4), în care faza oscilației de înaltă frecvență poate lua 4 valori diferite cu un pas care este un multiplu de π / 2.

Relația dintre defazajul oscilației modulate din mulțime și multe simboluri (dibiți) ale unui mesaj digital stabilit în fiecare caz de standardul pentru canalul radio și afișat de constelația de semnal Figura 3.39. Săgețile indică posibile tranziții de la o stare de fază la alta.

Se poate observa din figură că corespondența dintre valorile simbolurilor și faza semnalului este stabilită în așa fel încât în ​​punctele adiacente ale constelației de semnal, valorile simbolurilor corespunzătoare diferă doar în un pic. Atunci când se transmite într-un mediu zgomotos, cea mai probabilă eroare va fi determinarea fazei unui punct de constelație adiacent. Cu codificarea specificată, în ciuda faptului că a existat o eroare în determinarea semnificației simbolului, aceasta va corespunde unei erori în unul (și nu doi) biți de informație. Astfel, se obține o reducere a probabilității unei erori de bit. Această metodă de codare se numește cod Gray.

Fiecare valoare a fazei semnalului modulat corespunde la 2 biți de informație și, prin urmare, modificarea semnalului modulator cu modulația QPSK are loc de 2 ori mai puțin decât cu modulația BPSK la aceeași rată de transmisie a informațiilor. Se știe că densitatea de putere spectrală a unui semnal pe mai multe niveluri coincide cu densitatea de putere spectrală a unui semnal binar atunci când se înlocuiește un interval de simbol cu ​​un simbol ... Pentru modulația cu 4 niveluri = 4 și deci.

Densitatea spectrală de putere a unui semnal QPSK cu un semnal modulator cu impulsuri dreptunghiulare pe baza (3.22) este determinată de expresia:

.

Din această formulă se poate observa că distanța dintre primele zerouri ale densității spectrale de putere a semnalului QPSK este de 2 ori mai mică decât pentru semnalul BPSK. Cu alte cuvinte, eficiența spectrală a modulației QPSK este de 2 ori mai mare decât cea a modulației binare BPSK.

Semnalul QPSK poate fi scris ca

Unde .

Semnalul QPSK poate fi reprezentat ca componente în fază și în cuadratura

Unde este componenta în fază a celui de-al-lea simbol,