Utilizarea semnalelor de bandă largă.

În prezent, pentru a combate decolorarea selectivă și multipath (semnale ecou), sunt utilizate NPS seriale cu simboluri aceeasi frecventași ShPS paralel cu simboluri frecvente diferite. Formarea primului dintre NPS-urile menționate se realizează prin manipularea fazei simbolurilor P-secventa M valoroasa. Al doilea dintre NPS-urile utilizate sunt compuse din semnale elementare care formează un set de funcții ortogonale pe un interval de timp egal cu durata elementului de semnal atunci (de exemplu, oscilații armonice ortogonale, polinoame Hermite etc.).

Din punct de vedere fizic, eficacitatea utilizării SPS pentru a combate decolorarea poate fi explicată după cum urmează. În primul rând, datorită faptului că energia BPS este distribuită pe o gamă largă de frecvențe, estomparea necorelată în zone separate spectrul (decolorarea selectivă) nu poate afecta în mod semnificativ recepția întregului semnal în ansamblu. Aici putem trage o anumită analogie cu recepția diversității de frecvență. În al doilea rând, este posibil să selectați doar unul dintre fasciculele de intrare în dispozitivul de recepție, deoarece NPS, după cum este cunoscut, au un vârf pronunțat în funcția de autocorelare (Fig. 2.31). Acesta este cel mai mult metoda radicala eliminarea interferențelor dintre fasciculele de intrare, adică atenuarea selectivă și fenomenele de ecou, ​​poate fi realizată dacă durata impulsurilor la ieșirea dispozitivului de recepție este mai mică decât timpul minim de întârziere reciprocă a fasciculelor (< ). Această condiție usor de facut alegerea corecta baze ShPS. În al treilea rând, din posibilitatea selectării unui singur fascicul, urmează în mod logic posibilitatea fundamentală de recepție separată a tuturor fasciculelor.

Condiție suplimentară soluții la această problemă, pe lângă cele menționate mai sus (< ), является выполнение неравенства < т.е. timp maximîntârzierea reciprocă a fasciculelor ar trebui să fie mai mică decât durata elementului de semnal, care este asigurată de o alegere rațională a ratei de transmisie a semnalului. Prin recepționarea separată a fasciculelor și prin adăugarea lor optimă (după o fazare adecvată), nu numai că puteți scăpa de fenomenele de estompare selectivă și ecou, ​​ci și de a crește semnificativ fiabilitatea recepției pentru o anumită putere a emițătorului sau de a reduce puterea de emițător pentru o anumită putere. fiabilitate.

Principiul construcției sistemului bandă largă ilustrat în Fig. 5.6. Semnalul primar de bandă îngustă cu un spectru larg este furnizat mixerului, unde sunt furnizate și oscilații cu o bandă de frecvență de la un generator de semnal de bandă largă (WGS). Se realizează astfel formarea unei rețele de bandă largă, care modulează frecvența purtătoare a transmițătorului (TCF). Lățimea spectrului semnal transmis determinată de banda de frecvenţă.

Pe partea de primire se întâmplă transformări inverse. Pentru funcționarea normală a sistemului, generatoarele de semnal în bandă largă ai dispozitivelor de emisie și de recepție trebuie să fie identice și trebuie să funcționeze sincron și în fază. Un pas necesar în procesarea semnalului primit este trecerea acestuia fie printr-un corelator, fie printr-un filtru potrivit (MF), așa cum se arată în Fig. 5.6. Selectarea maximului principal al funcției de autocorelare este efectuată de un rezolvator (DS). Într-un sistem de comunicare binar, acesta decide să primească fie un semnal de trimitere, fie un semnal de pauză.

Sistemele de comunicații în bandă largă sunt un mijloc radical de combatere nu numai a decolorării. Ele oferă o luptă eficientă împotriva interferențelor aditive concentrate și pulsate, menținând în același timp rezistența la interferența fluctuațiilor. Într-adevăr, dacă intrarea unui receptor a unui semnal în bandă largă cu o bandă primește un semnal în bandă largă cu o putere R S, putere de interferență concentrată (de exemplu, de la o stație radio de bandă îngustă) și zgomot de fluctuație cu densitate spectrală , atunci raportul semnal-interferență la intrarea receptorului este

(5.13)

Pe măsură ce efectul de interferență al interferenței concentrate crește, acesta scade și tinde să .

Interferența creată de NPS în sistemele de bandă îngustă este similară ca natură cu zgomotul de fluctuație și influența sa este invers proporțională cu raportul, unde este lățimea spectrului semnalului de bandă îngustă. Aceasta determină posibilitatea colaborare sisteme de comunicații radio în bandă largă și în bandă îngustă.

Ca rezultat al procesării NPS în dispozitivul de recepție, raportul semnal-zgomot la ieșirea corelatorului (filtru potrivit) crește conform teoriei imunității potențiale la zgomot proporțional cu baza semnalului ÎN:

Deci, în creștere ÎN pentru un dat , este posibil să se transmită informații în cazul , ceea ce îngreunează recepția ShPS dacă nu se cunoaște forma acestora și crește secretul energetic al comunicării. In cele din urma, sisteme de bandă largă comunicațiile oferă transmisie multicast a informațiilor într-o bandă de frecvență mai îngustă decât atunci când se utilizează semnale în bandă îngustăși același număr de corespondenți.

METODA DE COMUNICARE INTERMITENTĂ

In spate anul trecut Se acordă din ce în ce mai multă atenție sistemelor de comunicații intermitente care asigură o fidelitate sporită și o viteză medie de transmitere a informațiilor pe canalele radio.

Atunci când se utilizează împrăștierea troposferică și ionosferică a undelor radio pentru comunicații la distanță lungă la anumite intervale de timp, din cauza condițiilor proaste de propagare a acestora, nicio metodă de recepție nu asigură obținerea unui semnal rezultat peste nivelul necesar pentru recepția normală. Cea mai eficientă metodă de transmitere a informațiilor în astfel de cazuri este metoda de comunicare intermitentă. Într-un sistem de comunicații intermitente, informațiile sunt transmise numai în acele perioade de timp în care este asigurată recepția fiabilă a semnalelor.

Metoda se bazează pe utilizarea unui canal de comunicație inversă, care oferă o evaluare a condițiilor de propagare a undelor radio. Înainte de începerea următoarei sesiuni de comunicare, este emis un semnal de sondare, iar informațiile sunt acumulate la capătul de transmisie într-un dispozitiv de stocare. Când raportul semnal-interferență la punctul de recepție este peste o anumită valoare de prag, canalul din spate este trimisă o comandă specială pentru a transmite informația acumulată, care este „declanșată”, adică transmisă la o viteză de multe ori mai mare decât viteza de transmisie în sisteme continue comunicatii. Când nivelul semnalului scade, punctul de recepție întrerupe transmiterea informațiilor echipa speciala, după care semnalul de sondare începe să fie emis din nou etc.

Difuzare mesaje discrete prin AM, FM sau FM (OFM) se efectuează de obicei semnale simple, a cărui bază v=2 TF (2.1) nu depășește mai multe unități. Astfel de semnale sunt în bandă îngustă, deoarece lățimea spectrului semnalului transmis F este egală în ordinea mărimii cu lățimea spectrului semnalului original (unde T- durata unui semnal original). Cu toate acestea, în prezent sunt utilizate sisteme care utilizează semnale complexe de bandă largă Cu bază de câteva sute sau chiar mii și cu o lățime a spectrului F>> Fm. Una dintre modalitățile de a extinde spectrul semnalului transmis este de a potrivi semnalul original semnal complex, constând din un numar mare P semnale elementare cu o durată De atunci baza semnalului transmis v= 2 TF= n>>1. Există și alte metode de generare a semnalelor de bandă largă pe baza utilizării tipuri speciale modulare. Principalele avantaje ale semnalelor de bandă largă, care au atras un interes sporit pentru ele în ultimii ani, sunt că astfel de semnale pot combate în mod eficient efectele interferențelor multicai și concentrate pe spectru. În canalele cu mai multe căi, unde semnalul rezultat la locația de recepție este suma semnalelor fasciculelor individuale (5.74), pe lângă decolorarea generală cauzată de interferența acestor fascicule, este posibilă și interferența intersimbol. Constă în faptul că, din cauza întârzierilor mari ale razelor unul față de celălalt, semnalele simbolurilor învecinate se suprapun. Dacă aceste simboluri sunt diferite și întârzierea este de același ordin de mărime cu durata semnalelor corespunzătoare, atunci sunt posibile distorsiuni semnificative, reducând imunitatea la zgomot a comunicației. Să explicăm acest lucru folosind exemplul unui sistem binar, al cărui dispozitiv de recepție constă din două filtre potrivite și un circuit de decizie (vezi Fig. 5.7). Să vă reamintim că tensiune de ieșire filtrul potrivit, condiționat de semnalul util recepționat, este funcția de autocorelare a semnalului.De aceea, durata semnalului de ieșire este determinată de intervalul de corelare a semnalului, care este aproximativ egal cu Pentru semnalele de bandă îngustă, durata tensiunii de ieșire este de aceeași ordine cu durata mesajului elementar . În fig. 8.10.a prezintă, ca exemplu, anvelopele de tensiune la ieșirea filtrelor potrivite la recepția secvenței binare 1011, când semnalul este de bandă îngustă și este format din trei fascicule. Linii continue sunt prezentate tensiunile corespunzătoare primului fascicul, iar linia punctată arată tensiunile corespunzătoare celorlalte două fascicule. Din figură reiese clar că în momentul numărării valoare maximă Tensiunile primului fascicul de pe filtrul opus există tensiuni de la alte fascicule. Există o suprapunere a semnalelor care ajung la dispozitivul de decizie simultan de la două filtre, iar probabilitatea de eroare crește brusc. Această împrejurare limitează viteza transferului de informații, deoarece pt operatie normala este necesar ca durata elementului de mesaj T a fost de multe ori mai mare decât întârzierea maximă a razelor una față de cealaltă

Orez. 8.10. Răspunsuri la ieșirea filtrelor potrivite în sistem binar: bandă îngustă multifaz (A)și bandă largă (b) semnale

O imagine diferită se observă în cazul semnalelor în bandă largă, când v>>1 Și<<T (Fig. 8.106). Semnalele de ieșire în acest caz nu se suprapun dacă . < T. Această condiție este mai puțin strictă și, prin urmare, este posibilă creșterea semnificativă a vitezei de funcționare în comparație cu sistemele de bandă îngustă. Divizarea fasciculelor în sistemele cu bandă largă elimină interferența dintre ele, adică una dintre cauzele decolorării semnalului. Mai mult, aici este posibil, prin prelucrare suplimentară, să se însumeze toate razele separate și astfel utilizați multipath pentru a îmbunătăți imunitatea la zgomot.

Să luăm în considerare funcționarea sistemelor cu semnale în bandă largă sub influența zgomotului aditiv. La prima vedere, utilizarea semnalelor în bandă largă pare inadecvată, deoarece duce la o creștere a puterii de interferență în banda de semnal și crește probabilitatea de interferență reciprocă între semnalele adiacente în spectru. Cu toate acestea, acest lucru nu este chiar adevărat. Cu recepția optimă a mesajelor discrete, imunitatea la zgomot într-un canal cu zgomot gaussian, așa cum este cunoscut, este determinată numai de raportul dintre energia semnalului și densitatea spectrală a interferenței, adică nu depinde de lățimea spectrului de semnal. În consecință, imunitatea la zgomot a sistemelor de bandă îngustă și de bandă largă sub interferențe de fluctuație este aceeași. Dacă recepția este efectuată folosind un filtru adaptat unui semnal de bandă largă având un spectru uniform în bandă F, apoi conform (4.35) coeficientul de transmisie al filtrului k(f) poate fi luat egal cu 1 în bandă F și numără k(f)=0 la alte frecvente. Apoi, în conformitate cu (4.34), raportul dintre puterile de semnal și de zgomot la ieșirea filtrului potrivit

(8.16)

care coincide cu expresia (4.3). Câștigul obținut în acest caz este de n ori datorită faptului că aici, la fel ca în cazul acumulării sincrone (vezi § 4.2), ca urmare a procesării unui semnal complex și a zgomotului într-un filtru potrivit, toate P- semnalele elementare sunt adăugate prin tensiune, iar interferența - prin putere.

Când este expus la interferențe concentrate în spectru, și o astfel de interferență este orice semnal de bandă îngustă situat în bandă F, toate componentele spectrale ale interferenței vor trece la ieșirea filtrului potrivit. Prin urmare, înlocuind în (8.16), în loc de Rsh putere de interferență concentrată Rp, primim

Dacă în spectrul semnalului există m interferență concentrată independentă, apoi, evident,

(8.17)

Rezultă că raportul dintre semnal și zgomot, celelalte lucruri fiind egale, este direct proporțional cu lățimea spectrului de semnal. F. Astfel, semnalele în bandă largă pot combate mai eficient interferența concentrată în spectru decât semnalele în bandă îngustă. Aici, desigur, trebuie să țineți cont de faptul că, din cauza unei creșteri m puterea totală de interferență crește proporțional F, atunci extinderea spectrului semnalului câștigător nu dă

Avantajele sistemelor de comunicații în bandă largă sunt dezvăluite mai clar atunci când chestiunea influențelor reciproce între semnale este formulată mai general. În unele cazuri, transmiterea informațiilor prin canale radio este dificilă din cauza congestionării mari a intervalelor de frecvență utilizate. În condiții reale, trebuie luată în considerare inevitabila, din diverse motive, încălcarea reglementării frecvențelor alocate fiecărui semnal. Există adesea transmisie simultană de semnale cu spectre care se suprapun reciproc. Cazul limitativ este situația în care nu există deloc reglarea frecvenței. Să presupunem că în domeniul de frecvență transmisie simultană P semnale în bandă îngustă, fiecare dintre acestea putând fi localizat oriunde în interval cu probabilitate egală. În aceste condiții, să calculăm raportul semnal la interferență atunci când transmitem un semnal suplimentar în bandă îngustă sau în bandă largă. Pentru simplitate, vom presupune că totul P semnalele de bandă îngustă au aceeași putere RPși au aceeași bandă de frecvență

Cu un spectru energetic uniform. Dacă spectrul semnalului de bandă îngustă primit, a cărui lățime de bandă este, de asemenea, egală cu F, complet blocat k semnale de interferență, atunci raportul dintre semnal și zgomot la ieșirea filtrului potrivit în conformitate cu 1(8.17) va fi egal cu:

După condiție, toate valorile k se află în limitele În plus, gradul de suprapunere a spectrelor semnalelor utile și a oricăror semnale interferente și, prin urmare, puterea de interferență este o variabilă aleatorie continuă. Astfel, raportul este aleatoriu și se află în interval

(8.18)

Orez. 8.11. Distribuții cumulate ale raportului semnal-zgomot în sistemele cu semnale în bandă largă și în bandă îngustă

Distribuția cumulativă, adică probabilitatea ca aceasta să nu depășească o anumită valoare q descrise printr-o relație continuă Pe orez. Figura 8.11 prezintă un exemplu de grafic al acestei funcții pentru (8.18).

Să calculăm acum raportul qw,, dacă, în aceleași condiții, în locul unui semnal util de bandă îngustă, se transmite un semnal de bandă largă. Vom presupune că spectrul său ocupă uniform întreaga gamă, adică. F = FD. Conform (8.17) în acest caz relaţia qw este o valoare constantă

iar distribuţia integrală se modifică brusc la. Graficul acestei distribuții pentru Рс=PP prezentat de asemenea în Fig. 8.11. Dintr-o comparaţie a distribuţiilor şi qw rezultă că există o anumită probabilitate de valori care sunt mai mici qw0. Deoarece cea mai mare parte a erorilor apar la raporturi semnal-zgomot scăzute, în condiții de încărcare în gamă mare, atunci când probabilitatea este suficient de mare, transmisia de informații printr-un semnal în bandă îngustă are, în medie, o imunitate la zgomot mai mică în comparație cu transmisia printr-un semnal în bandă largă. Se pune întrebarea: ce se va întâmpla dacă toate stațiile transmit informații folosind semnale de bandă largă? Lăsați în intervalul de frecvență FD sunt puse n semnale de bandă largă care se suprapun complet, fiecare cu o lățime spectrală F= FD si putere Rs. Dacă în aceste condiții este transmis un alt semnal similar, atunci raportul semnal-zgomot la ieșirea filtrului potrivit în conformitate cu (8.16) va fi egal cu:

(8.19)

unde este spectrul energetic al semnalelor.

Prin urmare, aici distribuția cumulată qw are, de asemenea, forma unui salt prezentat în Fig. 8.11. De aici rezultă că interferența reciprocă atunci când se utilizează semnale în bandă largă în benzi ocupate este mai puțin periculoasă decât atunci când se transmit semnale în bandă îngustă. Este interesant de observat că, în ciuda suprapunerii complete a spectrelor, alegerea adecvată a duratei semnalului T este întotdeauna posibil să se obțină excesul necesar peste interferență (8.19).

Semnalele în bandă largă au o densitate spectrală relativ scăzută, care în unele cazuri poate fi chiar mai mică decât densitatea zgomotului. Această caracteristică permite transmiterea sub acoperire a semnalelor în bandă largă, precum și reducerea la minimum a efectului lor de interferență asupra semnalelor în bandă îngustă.

Trimiteți-vă munca bună în baza de cunoștințe este simplu. Utilizați formularul de mai jos

Studenții, studenții absolvenți, tinerii oameni de știință care folosesc baza de cunoștințe în studiile și munca lor vă vor fi foarte recunoscători.

postat pe http://www.allbest.ru//

postat pe http://www.allbest.ru//

Introducere

Sistemele de comunicație cu ShPS ocupă un loc special printre diferitele sisteme de comunicație, ceea ce se explică prin proprietățile lor. În primul rând, au imunitate ridicată la zgomot atunci când sunt expuși la interferențe puternice. În al doilea rând, ele oferă adresarea codului unui număr mare de abonați și separarea codului acestora atunci când funcționează într-o bandă de frecvență comună. În al treilea rând, acestea asigură compatibilitatea primirii informațiilor cu o fiabilitate ridicată a măsurării parametrilor mișcării unui obiect cu precizie și rezoluție ridicată. Toate aceste proprietăți ale sistemelor de comunicații cu ShPS sunt cunoscute de mult timp, dar deoarece puterile de interferență erau relativ scăzute, iar baza elementului nu permitea implementarea dispozitivelor de formare și procesare în dimensiuni acceptabile, sistemele de comunicații cu ShPS nu erau la scară largă. dezvoltat de mult timp. Până acum situația s-a schimbat dramatic. Puterea interferenței la intrarea receptorului poate fi cu câteva ordine de mărime mai mare decât puterea semnalului util. Pentru a asigura o imunitate ridicată la zgomot în cazul unei astfel de interferențe, este necesar să se utilizeze NPS cu baze ultra-mari (zeci până la sute de mii), ansamblurile (sistemele) de semnale ar trebui să fie formate din zeci până la sute de milioane de NPS cu ultra- baze mari.De remarcat faptul că bazele teoriei NPS cu baze ultra-mari s-au format doar recent.La rândul său, implementarea dispozitivelor pentru generarea și procesarea unor astfel de semnale devine posibilă în viitorul apropiat datorită dezvoltării rapide a circuite integrate la scară foarte mare (VLSI), microprocesoare specializate (SMP), dispozitive cu unde acustice de suprafață (SAW) și dispozitive cuplate de încărcare (CCD) Toate aceste motive au determinat o nouă perioadă de înflorire a sistemelor de comunicații cu ShPS, ca un rezultat din care, după ceva timp, vor apărea astfel de sisteme de a doua generație.

Scopul cuprinzător al acestui material didactic este de a consolida și îmbunătăți cunoștințele legate de cursul teoretic de prelegeri - „Metode digitale de procesare a semnalului”. Acest manual este destinat să susțină un curs teoretic, astfel încât studenții să poată studia în practică semnalele în bandă largă și sistemele de comunicație folosind un computer personal.

Obiectivele manualului educațional sunt:

Introducere în principalele tipuri de ShPS;

Studiul metodelor de procesare ShPS;

Studiul semnalelor cu deplasare de fază folosind exemple de cod Barker și secvențe M;

Studiul proprietăților ShPS folosind un program special de calculator

Modulul: „Sisteme de comunicații în bandă largă”

Înțelegerea semnalelor de bandă largă

Definiţia ShPS. Aplicarea ShPS în sistemele de comunicații.

Semnalele de bandă largă (complexe, asemănătoare zgomotului) (WPS) sunt acele semnale pentru care produsul dintre lățimea spectrului activ F și durata T este mult mai mare decât unitatea. Acest produs se numește baza de semnal B. Pentru ShPS

B = FT>>1 (1)

Semnalele cu bandă largă sunt uneori numite semnale complexe, spre deosebire de semnalele simple (de exemplu, dreptunghiulare, triunghiulare etc.) cu B = 1. Deoarece semnalele cu o durată limitată au un spectru nelimitat, se folosesc diverse metode și tehnici pentru a determina lățimea spectrului.

Creșterea bazei în ShPS se realizează prin modulare (sau manipulare) suplimentară în frecvență sau fază în timpul duratei semnalului. Ca urmare, spectrul semnalului F (în timp ce își menține durata T) este extins semnificativ. Modularea suplimentară a amplitudinii intra-semnal este rar utilizată.

În sistemele de comunicații cu rețele de bandă largă, lățimea de spectru a semnalului emis F este întotdeauna mult mai mare decât lățimea de spectru a mesajului de informații.

ShPS sunt utilizate în sistemele de comunicații în bandă largă (BCS) deoarece:

vă permit să realizați pe deplin beneficiile metodelor optime de procesare a semnalului;

oferă imunitate ridicată la zgomot la comunicații;

vă permit să combateți cu succes propagarea pe mai multe căi a undelor radio prin divizarea fasciculelor;

permite operarea simultană a mai multor abonați într-o bandă de frecvență comună;

vă permit să creați sisteme de comunicare cu secretizare sporită;

asigura compatibilitatea electromagnetică (EMC) a ShPSS cu sisteme de comunicații radio în bandă îngustă și de transmisie radio, sisteme de difuzare de televiziune;

să ofere o mai bună utilizare a spectrului de frecvență într-o zonă limitată în comparație cu sistemele de comunicații în bandă îngustă.

Imunitatea la zgomot a ShPSS.

Este determinată de relația binecunoscută care conectează raportul semnal-zgomot la ieșirea receptorului q2 cu raportul semnal-zgomot la intrarea receptorului c2:

unde c2 = Рс/Рп (Рс, Рп - puterea ShPS și interferența);

q2=2E/ Np, E - energia ShPS, Np - densitatea de putere spectrală a interferenței în banda ShPS. În consecință, E = РсТ și Nп = Рп /F;

B - Baza ShPS.

Raportul semnal-zgomot la ieșirea q2 determină caracteristicile de funcționare ale recepției NPS, iar raportul semnal-zgomot la intrarea c2 determină energia semnalului și a zgomotului. Valoarea lui q2 poate fi obținută conform cerințelor sistemului (10...30 dB) chiar dacă c2<<1. Для этого достаточно выбрать ШПС с необходимой базой В, удовлетворяющей (2). Как видно из соотношения (2), прием ШПС согласованным фильтром или коррелятором сопровождается усилением сигнала (или подавлением помехи) в 2В раз. Именно поэтому величину

KShPS = q2/s2 (3)

se numește câștig de procesare al ShPS sau pur și simplu câștig de procesare. Din (2), (3) rezultă că câștigul de procesare KSPS = 2V. În SHPS, recepția informațiilor este caracterizată de raportul semnal-interferență h2= q2/2, adică.

Relațiile (2), (4) sunt fundamentale în teoria sistemelor de comunicații cu rețele de bandă largă. Ele au fost obținute pentru interferență sub formă de zgomot alb cu o densitate spectrală de putere uniformă într-o bandă de frecvență a cărei lățime este egală cu lățimea spectrului NPS. În același timp, aceste relații sunt valabile pentru o gamă largă de interferențe (bandă îngustă, pulsată, structurală), ceea ce determină semnificația lor fundamentală.

Astfel, unul dintre scopurile principale ale sistemelor de comunicații cu rețele de bandă largă este acela de a asigura recepția fiabilă a informațiilor sub influența interferențelor puternice, atunci când raportul semnal/interferență la intrarea receptorului c2 poate fi mult mai mic decât unu. Trebuie remarcat încă o dată că relațiile de mai sus sunt strict valabile pentru interferența sub forma unui proces aleator gaussian cu o densitate de putere spectrală uniformă (zgomot „alb”).

Principalele tipuri de ShPS

Sunt cunoscute un număr mare de SPS diferite, ale căror proprietăți sunt reflectate în multe cărți și articole de jurnal. ShPS sunt împărțite în următoarele tipuri:

semnale modulate în frecvență (FM);

semnale cu mai multe frecvențe (MF);

semnale cu deplasare de fază (PM) (semnale cu modulație de fază de cod - semnale QPSK);

semnale de frecvență discretă (DF) (semnale cu modulație de frecvență cod - semnale FFM, semnale cu deplasare de frecvență (FM));

discrete composite frequency (DCF) (semnale compozite cu modulație de frecvență de cod - semnale CFM).

Semnalele cu modul în frecvență (FM) sunt semnale continue a căror frecvență variază în funcție de o lege dată. Figura 1a prezintă un semnal FM, a cărui frecvență variază conform unei legi în formă de V de la f0-F/2 la f0+F/2, unde f0 este frecvența purtătoare centrală a semnalului, F este lățimea spectrului, în viraj egal cu abaterea de frecventa F = ?fd. Durata semnalului este T.

Figura 1b prezintă planul timp-frecvență (f, t), pe care umbrirea arată aproximativ distribuția energiei semnalului FM în frecvență și timp. Baza semnalului FM prin definiție (1) este egală cu:

B = FT=?fäT (5)

postat pe http://www.allbest.ru//

postat pe http://www.allbest.ru//

Figura 1 - Semnal modulat în frecvență și plan timp-frecvență

Semnalele cu frecvență modulată sunt utilizate pe scară largă în sistemele radar, deoarece un filtru potrivit poate fi creat pentru un anumit semnal FM folosind dispozitive cu unde acustice de suprafață (SAW). În sistemele de comunicații, este necesar să existe multe semnale. În același timp, nevoia de a schimba rapid semnalele și a comuta echipamentele de generare și procesare duce la faptul că legea modificării frecvenței devine discretă. În acest caz, ele trec de la semnalele FM la semnalele DF.

Semnalele cu mai multe frecvențe (MF) (Figura 2a) sunt suma N armonici u(t) ... uN(t), ale căror amplitudini și faze sunt determinate în conformitate cu legile generării semnalului. Pe planul timp-frecvență (Figura 2b), distribuția energiei unui element (armonic) al semnalului MF la frecvența fk este evidențiată prin umbrire. Toate elementele (toate armonicile) acoperă complet pătratul selectat cu laturile F și T. Baza semnalului B este egală cu aria pătratului. Lățimea spectrului elementului F0?1/T. Prin urmare, baza semnalului MF

adică coincide cu numărul de armonici. Semnalele MF sunt continue și este dificil să se adapteze tehnicile digitale pentru formarea și procesarea lor. Pe lângă acest dezavantaj, au și următoarele:

a) au un factor de creastă slab (vezi Figura 2a);

b) pentru a obține o bază mare B, este necesar să existe un număr mare de canale de frecvență N. Prin urmare, semnalele MF nu sunt luate în considerare în continuare.

Semnalele cu deplasare de fază (PM) reprezintă o secvență de impulsuri radio, ale căror faze se modifică conform unei legi date. De obicei, faza ia două valori (0 sau p). În acest caz, semnalul FM de frecvență radio corespunde unui semnal FM video (Figura 3a), format din impulsuri pozitive și negative. Dacă numărul de impulsuri este N, atunci durata unui impuls este egală cu Ф0 = T/N, iar lățimea spectrului său este aproximativ egală cu lățimea spectrului semnalului F0 =1/Ф0=N/Т. Pe planul timp-frecvență (Figura 3b)

postat pe http://www.allbest.ru//

postat pe http://www.allbest.ru//

Figura 2 - Semnal multifrecventa si plan timp-frecventa

postat pe http://www.allbest.ru//

postat pe http://www.allbest.ru//

Figura 3 - Semnal cu codificare de fază și plan timp-frecvență

Umbrirea indică distribuția energiei unui element (impuls) al semnalului FM. Toate elementele se suprapun pe un pătrat selectat cu laturile F și T. Baza semnalului FM

B = FT =F/ф0=N, (7)

acestea. B este egal cu numărul de impulsuri din semnal.

Posibilitatea de a utiliza semnale PM ca BPS cu baze B = 104...106 este limitată în principal de echipamentele de procesare. Când se utilizează filtre potrivite sub formă de dispozitive SAW, este posibilă recepția optimă a semnalelor FM cu baze maxime Vmax = 1000 ... 2000. Semnalele FM procesate de astfel de filtre au spectre largi (aproximativ 10 ... 20 MHz) și relativ scurte durate (60 ... 100 µs). Prelucrarea semnalelor FM folosind linii de întârziere a frecvenței video la transferul spectrului de semnale în regiunea de frecvență video face posibilă obținerea bazelor B = 100 la F? 1 MHz, T? 100 µs.

Filtrele potrivite bazate pe dispozitive cuplate cu încărcare (CCD) sunt foarte promițătoare. Conform datelor publicate, folosind filtre CCD potrivite, este posibil să se proceseze semnale FM cu baze de 102 ... 103 la durate de semnal de 10-4 ... 10-1 s. Corelatorul digital CCD este capabil să proceseze semnale până la baza 4.104.

Trebuie remarcat faptul că este recomandabil să procesați semnalele PM cu baze mari folosind corelatoare (pe un LSI sau pe un CCD). În acest caz, B = 4 104 pare să fie limita. Dar atunci când se utilizează corelatori, este necesar în primul rând să se rezolve problema intrării accelerate în sincronism. Deoarece semnalele FM fac posibilă utilizarea pe scară largă a metodelor și tehnicilor digitale de generare și procesare și este posibilă implementarea unor astfel de semnale cu baze relativ mari, prin urmare semnalele FM sunt unul dintre tipurile promițătoare de NPS.

Semnalele de frecvență discretă (DF) reprezintă o secvență de impulsuri radio (Figura 4a), ale căror frecvențe purtătoare variază în funcție de o lege dată. Fie numărul de impulsuri din semnalul DF să fie M, durata impulsului să fie T0=T/M și lățimea sa spectrală F0=1/T0=M/T. Deasupra fiecărui impuls (Figura 4a) este indicată frecvența purtătoare a acestuia. Pe planul timp-frecvență (Figura 4b), pătratele în care este distribuită energia impulsurilor semnalului DF sunt umbrite.

După cum se poate observa din Figura 4b, energia semnalului DF este distribuită neuniform pe planul timp-frecvență. baza de date de semnal HF

B = FT = МF0МТ0 = М2F0Т0 = М2 (8)

deoarece baza impulsului este F0T0 = l. Din (8) rezultă principalul avantaj al semnalelor MF: pentru a obține baza necesară B, numărul de canale este M =, adică semnificativ mai mic decât pentru semnalele MF. Această împrejurare a condus la atenția asupra unor astfel de semnale și a utilizării lor în sistemele de comunicații. În același timp, pentru baze mari B = 104 ... 106, este nepotrivit să se utilizeze numai semnale DF, deoarece numărul de canale de frecvență este M = 102 ... 103, ceea ce pare excesiv de mare.

Semnalele de frecvență compusă discretă (DCF) sunt semnale CD în care fiecare impuls este înlocuit cu un semnal asemănător zgomotului. Figura 5a prezintă un semnal video FM, ale cărui părți individuale sunt transmise la frecvențe purtătoare diferite. Numerele de frecvență sunt indicate deasupra semnalului FM. Figura 5b prezintă planul timp-frecvență, pe care distribuția energiei semnalului DFS este evidențiată prin umbrire. Figura 5b nu este diferită ca structură de Figura 4b, dar pentru Figura 5b aria F0T0 = N0 este egală cu numărul de impulsuri de semnal FM dintr-un element de frecvență al semnalului DFS. Baza semnalului DFS

B = FT = М2F0Т0 = N0М2 (9)

Numărul de impulsuri ale semnalului PM total N=N0М

Semnalul DFS prezentat în Figura 5 conține semnale FM ca elemente. Prin urmare, vom abrevia acest semnal ca semnal DFS-FM. Ca elemente ale semnalului DFS, putem lua semnale DFS. Dacă baza elementului de semnal DF este B = F0T0 = M02, atunci baza întregului semnal este B = M02M2

Un astfel de semnal poate fi abreviat ca DSCH-FM. Numărul de canale de frecvență dintr-un semnal DFS-FM este M0M. Dacă semnalul DF (vezi Figura 4) și semnalul FM-FM au baze egale, atunci au același număr de canale de frecvență. Prin urmare, semnalul DFS-FM nu are avantaje speciale față de semnalul DF. Dar principiile construirii unui semnal FM pot fi utile atunci când se construiesc sisteme mari de semnale FM. Astfel, cele mai promițătoare semnale în bandă largă pentru sistemele de comunicații sunt semnalele FM, DC și DFS-FM.

postat pe http://www.allbest.ru//

postat pe http://www.allbest.ru//

Figura 4 - Semnal de frecvență discretă și plan timp-frecvență

postat pe http://www.allbest.ru//

postat pe http://www.allbest.ru//

Figura 5 - Semnal de frecvență compus discret cu modificarea de fază DFS-FM și plan timp-frecvență.

Principii de filtrare optimă. Filtru optim ShPS

Recepția și procesarea semnalelor de către diferite dispozitive radio, de regulă, se efectuează pe un fundal de interferențe mai mult sau mai puțin intense. Alegerea sistemului de dispozitiv depinde de care dintre următoarele sarcini trebuie rezolvate:

1 . Detectarea semnalului, atunci când trebuie doar să răspundeți dacă vibrația primită conține un semnal util sau este formată doar din zgomot.

2. Estimarea parametrilor atunci când este necesară determinarea cu cea mai mare acuratețe a valorii unuia sau mai multor parametri ai semnalului util (amplitudine, frecvență, poziție în timp etc.). Pentru teoria circuitelor și semnalelor radio, cel mai mare interes este în studierea posibilităților de reducere a efectelor nocive ale interferenței pentru un anumit semnal și o anumită interferență prin alegerea corectă a funcției de transfer al receptorului. Prin urmare, în viitor, vor fi determinate caracteristicile receptorilor care se potrivesc optim cu semnalul și interferența. În funcție de care dintre problemele de mai sus este rezolvată, criteriile pentru optimitatea unui filtru pentru un semnal dat în prezența interferenței cu caracteristici statistice date pot fi diferite. Pentru problema detectării unui semnal în zgomot, cel mai utilizat criteriu este raportul maxim semnal-zgomot la ieșirea filtrului.

Cerințele pentru un filtru care maximizează raportul semnal-zgomot sunt formulate după cum urmează. Un amestec aditiv de semnal S(t) și zgomot n(t) este furnizat la intrarea unei rețele liniare cu două porturi cu parametri constanti și funcție de transfer (Figura 6).

postat pe http://www.allbest.ru//

postat pe http://www.allbest.ru//

Figura 6

Semnalul este complet cunoscut, ceea ce înseamnă că sunt specificate forma și poziția lui pe axa timpului. Zgomotul este un proces probabilistic cu caracteristici statistice date. Este necesar să se sintetizeze un filtru care să asigure că la ieșire se obține cel mai mare raport posibil dintre valoarea de vârf a semnalului și valoarea medie pătrată a zgomotului, cu alte cuvinte, pentru a determina funcția de transfer. În acest caz, nu există nicio condiție pentru păstrarea formei semnalului la ieșirea filtrului, deoarece forma nu contează pentru a o detecta în zgomot.

Să prezentăm rezultatele rezolvării problemei pentru interferența „standard”, cum ar fi zgomotul alb. Să ne amintim că zgomotul alb este un proces aleatoriu cu o distribuție uniformă a energiei pe spectrul de frecvență, de exemplu. W(у) = W0 = const și 0<щ

Aici A este un coeficient constant arbitrar, o funcție conjugată complex cu funcția spectrală a semnalului.

Din relația (10) urmează două condiții pentru caracteristicile fază-frecvență (PFC) și amplitudine-frecvență (AFC) ale filtrului potrivit:

1) K(s)=AS(s) (11)

acestea. modulul funcției de transfer, până la un coeficient A constant, coincide cu spectrul de amplitudine a semnalului și

2) цk=-[цs(ш)+шt0] (12)

цs(ш) - spectrul de fază al semnalului.

Semnificația fizică a expresiilor obținute pentru răspunsul în frecvență (11) și răspunsul de fază (12) al filtrului optim este clar din următoarele considerații. Când relația (11) este satisfăcută, energia zgomotului, care ocupă o bandă de frecvență infinită la intrarea filtrului, este atenuată la ieșire mult mai puternic decât energia unui semnal având aceeași lățime spectrală ca și lățimea de bandă a receptorului.

Primul termen din expresia pentru răspunsul de fază -ts(φ) compensează caracteristica de fază a semnalului de intrare cis(φ); ca urmare a trecerii prin filtru la momentul t0, toate armonicile semnalului se adună în fază , formând un vârf în semnalul de ieșire. În același timp, aceasta duce la o modificare a formei semnalului la ieșirea filtrului. Al doilea termen ut0 înseamnă întârzierea tuturor componentelor semnalului pentru același timp t0>Tc, unde Tc este durata semnalului. Din punct de vedere fizic, aceasta înseamnă că, pentru a utiliza pe deplin energia semnalului de intrare, întârzierea răspunsului filtrului nu trebuie să fie mai mică decât durata semnalului.

Utilizarea expresiei (10) reduce problema sintetizării unui filtru adaptat la problema construirii unui circuit electric folosind un coeficient de transmisie cunoscut.

O altă modalitate este de a determina răspunsul la impuls al circuitului și apoi de a proiecta o rețea cu patru terminale cu un astfel de răspuns.

Prin definiție, răspunsul la impuls al unui circuit g(t) este semnalul de la ieșire ca răspuns la un impact sub forma unei funcții g, adică. având densitate spectrală uniformă pentru toate frecvențele. În acest caz, densitatea spectrală a semnalului la ieșire și tipul de semnal la ieșire, conform transformării Fourier și ținând cont de relația (10),

Răspunsul la impuls al filtrului optim, adică răspunsul la impulsul d este astfel o imagine în oglindă a semnalului cu care se potrivește acest filtru. Axa de simetrie trece prin punctul t0/2 de pe axa absciselor (Figura 7).

postat pe http://www.allbest.ru//

postat pe http://www.allbest.ru//

Figura 7

Forma de undă de ieșire a unui filtru optim poate fi determinată folosind relația generală

Prin definiție, semnalul la ieșirea filtrului optim este

unde Bs(t-t0) este funcția de autocorelare a semnalului (ACF).

Deci, semnalul la ieșirea filtrului potrivit, până la un coeficient A constant, coincide cu funcția de autocorelare a semnalului de intrare. Raportul semnal-zgomot la ieșire este principala măsură a eficacității filtrului optim (OF). Prezentăm doar rezultatul calculelor, conform cărora

unde este valoarea medie pătrată a zgomotului la ieșirea filtrului, valoarea de vârf a semnalului de ieșire;

E este energia semnalului la intrarea filtrului;

W0 este densitatea spectrală de putere a zgomotului alb.

Expresia (16), care ne permite să determinăm eficiența filtrului potrivit, arată că în cazul zgomotului alb raportul semnal-zgomot la ieșire depinde doar de energia semnalului și de spectrul energetic al zgomotului W0. În cazul ShPS:

E = energia semnalului NE0, E0 - energia unei parcele elementare, N - numărul de parcele din semnal, c - raportul semnal/zgomot la intrarea OF.

Din expresiile (15.17) rezultă: în primul rând, OF mărește raportul semnal-zgomot în ceea ce privește puterea de ieșire de N ori, iar în al doilea rând, una dintre posibilele implementări ale filtrului optim este un corelator sau un program care calculează ACF a semnalului.

Semnale cu cheie de schimbare de fază

Schimbarea de fază este adesea folosită ca modulare intra-semnal. Semnalele cu deplasare de fază (PM) sunt o secvență de impulsuri radio de amplitudine egală, ale căror faze inițiale variază în funcție de o lege dată. În cele mai multe cazuri, semnalul FM constă din impulsuri radio cu două valori inițiale de fază: 0 și.

Figura 8a prezintă un exemplu de semnal FM constând din 7 impulsuri radio. Figura 8b prezintă anvelopa (în cazul general complex) a aceluiași semnal. În exemplul luat în considerare, plicul este o secvență de impulsuri video pozitive și negative unice de formă dreptunghiulară. Această ipoteză despre dreptunghiularea impulsurilor care formează semnalul FM este valabilă pentru studii teoretice. Cu toate acestea, atunci când semnalele FM sunt generate și transmise pe canale de comunicație cu o lățime de bandă limitată, impulsurile sunt distorsionate, iar semnalul FM încetează să fie la fel de ideal ca în Figura 8a. Plicul caracterizează pe deplin semnalul FM. Prin urmare, această lucrare examinează proprietățile anvelopei semnalului PM.

Un impuls dreptunghiular u(t) cu unitatea de amplitudine și durată 0, care formează baza FM, se scrie ca u (t) = 1 la 0 t 0.

Un plic format din N impulsuri video unități poate fi reprezentat astfel:

U(t) = un u

unde amplitudinea an ia valorile +1 sau -1. Durata totală a semnalului PM este T = N0.

Secvența de simboluri (amplitudini ale pulsului) A = (a1, a2 … an …aN) se numește secvență de cod. Sunt posibile următoarele denumiri echivalente de secvențe de cod:

A =(111-1-11-1) = (1110010) =(+ + + - - + -), aici N = 7.

postat pe http://www.allbest.ru//

postat pe http://www.allbest.ru//

Figura 8 - Semnal FM, anvelopa sa complexă

Spectrul de semnale FM

Proprietățile spectrale ale semnalelor PM sunt determinate de spectrele impulsului u(t) și de secvența de cod A. Spectrul impulsului video dreptunghiular S():

S() = 0 exp (- i0/2)

Spectrul unui semnal dreptunghiular este format din trei factori. Prima - egală cu φ0 este aria pulsului 1φ0. Al doilea factor sin(0/2)/(0/2) sub forma unei funcții de referință sin(x)/x caracterizează distribuția de frecvență a spectrului. Al treilea factor este o consecință a deplasării centrului pulsului față de origine cu jumătate din durata pulsului 0/2.

Spectrul semnalului PM G(), mai precis spectrul anvelopei, ținând cont de teorema deplasării, are următoarea formă:

G() = S() an exp [-i(n-1)0]

Suma din partea dreaptă este spectrul secvenței de cod A și este notat în continuare cu H(). Asa de,

u(t) S(), A H(), U(t) G(),

Reprezentarea spectrului unui semnal FM ca produs este convenabilă prin faptul că mai întâi puteți găsi spectrele S() și H() separat, apoi, prin înmulțirea lor, obțineți spectrul semnalului FM. Proprietățile spectrului unui impuls dreptunghiular sunt binecunoscute: are o structură de lobi cu zerouri în punctele /, 2/ etc. Spectrul de amplitudine al secvenței de cod, în medie, se apropie de spectrul zgomotului alb și se caracterizează prin fluctuații semnificative în jurul mediei, egale cu

Spectrul de fază al secvenței de cod este, de asemenea, caracterizat de o robustețe semnificativă.

Funcția de autocorelare (ACF).

ACF-ul semnalelor FM are forma tipică pentru toate tipurile de NPS. ACF normalizat constă dintr-un tip central (principal) cu amplitudine 1, situat pe maximele intervalului (-,) și lateral (fond) distribuite pe intervalul (-,) și (,).

Amplitudinile tipurilor laterale iau valori diferite, dar pentru semnalele cu corelație „bună” acestea sunt mici, adică. semnificativ mai mică decât amplitudinea vârfului central. Raportul dintre amplitudinea vârfului central (în acest caz 1) și amplitudinea maximă a maximelor laterale se numește coeficient de suprimare K. Pentru NPS arbitrar cu baza B

Pentru FM ShPS K1. Un exemplu de ACF al NPS este dat în Figura 9. Valoarea lui K depinde în mod semnificativ de tipul secvenței de cod A. Prin alegerea corectă a legii de formare A, este posibil să se obțină o suprimare maximă, iar în unele cazuri , egalitatea amplitudinilor tuturor maximelor laterale.

Semnale Barker

Secvența de cod de semnal Barker constă din 1 simbol și este caracterizată printr-un ACF normalizat de forma:

unde l = 0, 1, ... (N-1)/2.

Semnul din ultima linie depinde de valoarea lui N. Figurile 8-9 prezintă semnalul FM, anvelopa sa complexă și ACF-ul codului Barker de șapte cifre.

Din (18) rezultă că una dintre caracteristicile semnalului Barker este egalitatea amplitudinilor tuturor maximelor laterale (N-1) ale ACF și toate au nivelul minim posibil care nu depășește 1/N. Tabelul 1 prezintă secvențele cunoscute de coduri Barker și nivelurile acestora de tipuri de ACF laterale. Secvențele de cod cu proprietăți (18) nu au fost găsite pentru N 13.

postat pe http://www.allbest.ru//

postat pe http://www.allbest.ru//

Figura 9 - ACF al codului Barker format din șapte cifre

Tabelul 1 Secvențe de coduri Barker

	Secvență de cod	Nivelul lobului lateral
	1 1 1 -1 -1 1 -1
	1 1 1 -1 -1 -1 1 -1 -1 1
	1 1 1 1 1 -1 -1 1 1 -1 1 -1 1

Formarea și procesarea semnalelor Barker. Formarea semnalelor Barker poate fi efectuată în mai multe moduri, la fel ca un semnal PM arbitrar. Deoarece semnalele lui Barker au fost primul PNS și cu cel mai bun ACF, vom lua în considerare pe scurt una dintre modalitățile posibile de generare și procesare a semnalelor Barker.

Figura 10 prezintă un generator de semnal Barker cu N=7. Generatorul de impulsuri de ceas (CPG) generează impulsuri de ceas dreptunghiulare înguste, a căror perioadă de repetare este egală cu durata semnalului Barker T=7f0, iar f0 este durata unui singur impuls dreptunghiular (unitate). Generatorul de impulsuri de ceas pornește un generator de impulsuri unice (SPG), care, la rândul său, generează impulsuri dreptunghiulare individuale cu durata φ0 și perioada T. Impulsurile dreptunghiulare unice sunt alimentate la intrarea unei linii de întârziere multi-tap (MLD), care are N- 1=6 secțiuni cu robinete la intervale de timp , egale cu f0. Numărul de atingeri, inclusiv începutul liniei, este 7. Deoarece secvența de cod Barker cu N = 7 are forma 111-1 -11 -1, apoi impulsurile de la prima, a doua, a treia și a șasea atingere (numărând de la începutul liniei) sunt recepționate direct la sumatorul de intrare (+), iar impulsurile de la a patra, a cincea și a șaptea priză ajung la intrarea sumatorului prin invertoare (IN), care convertesc impulsurile individuale pozitive în impulsuri negative, adică. , ei schimbă faza cu p. Prin urmare, invertoarele sunt numite și defazatoare. La ieșirea sumatorului există un semnal video Barker (Figura 8b), care este apoi alimentat la o intrare a modulatorului echilibrat (BM), a cărei cealaltă intrare este alimentată cu o oscilație de radiofrecvență la frecvența purtătoare, generată. de un generator de frecvență purtătoare (LFO). Modulatorul echilibrat efectuează deplasarea de fază a oscilației de frecvență radio a LFO în conformitate cu secvența codului Barker: un impuls video cu amplitudinea 1 corespunde unui impuls radio cu faza 0, iar un impuls video cu amplitudinea -1 corespunde unei puls radio cu faza p. Astfel, la ieșirea modulatorului echilibrat există un semnal de radiofrecvență Barker (Figura 8a).

postat pe http://www.allbest.ru//

postat pe http://www.allbest.ru//

Figura 10 - Generator de semnal Barker cu N = 7

Procesarea optimă a semnalelor Barker, precum și a altor NPS, se realizează fie folosind filtre potrivite, fie folosind corelatori. Există mai multe moduri posibile de a construi filtre și corelatoare potrivite, care diferă unele de altele în implementarea tehnică, dar oferind același raport maxim semnal-zgomot la ieșire. Figura 11 prezintă o diagramă a unui filtru adaptat pentru un semnal Barker cu N = 7. De la ieșirea amplificatorului de frecvență intermediară al receptorului, semnalul este alimentat la un filtru de impuls unic (SPFI), care procesează (filtre) în mod optim. un singur impuls radio dreptunghiular cu o frecvenţă centrală egală cu frecvenţa intermediară a receptorului . La ieșirea SFOI, impulsul radio are o anvelopă triunghiulară. Impulsurile radio triunghiulare cu o durată de bază de 2 f0 sunt furnizate MLZ, care are 6 secțiuni și 7 robinete (inclusiv începutul liniei). Apăsările urmează până la f0. Deoarece răspunsul la impuls al filtrului potrivit este același cu semnalul în oglindă, răspunsul la impuls codat al filtrului pentru semnalul Barker cu N=7 ar trebui setat în conformitate cu secvența -11-1-1111. Prin urmare, impulsurile radio de la a doua, a cincea, a șasea și a șaptea atingere ale MLZ intră direct în sumatorul (+), iar impulsurile radio de la prima, a treia și a patra atingere - prin invertoare (IN), care schimbă faza în p. La ieșirea sumatorului există un ACF al semnalului Barker, al cărui anvelopă este prezentat în Figura 9.

postat pe http://www.allbest.ru//

postat pe http://www.allbest.ru//

Figura 11 - Filtru de semnal Barker potrivit cu N = 7

M - secvențe

Printre semnalele cu deplasare de fază, semnalele ale căror secvențe de cod sunt secvențe de lungime maximă sau secvențe M sunt de o importanță deosebită.

M-secvențele aparțin categoriei de secvențe binare liniare recurente și reprezintă un set de N simboluri binare care se repetă periodic. Mai mult, fiecare simbol curent dj este format ca urmare a adunării modulo 2 a unui anumit număr m de simboluri anterioare, dintre care unele sunt înmulțite cu 1, iar altele cu 0.

Pentru al j-lea caracter avem:

d j = a i d j - i = a 1 d j -1 . . . a m d j -m(4)

Unde a1...am sunt numerele 0 sau 1.

Din punct de vedere tehnic, generatorul de secvențe M este construit sub forma unui registru (flip-flops conectate în serie) cu robinete, un circuit de feedback și un sumator modulo 2. Un exemplu de astfel de generator este prezentat în Figura 12. Înmulțirea cu a1 ...sunt în (4) înseamnă pur și simplu retragerea prezenței sau absenței, i.e. conectarea declanșatorului corespunzător (bitul de înregistrare) cu sumatorul. Într-un registru de m-biți, perioada maximă este: Nm - 1. Valoarea m se numește memorie de secvență. Dacă robinetele sunt alese în mod arbitrar, atunci o secvență de lungime maximă nu va fi întotdeauna respectată la ieșirea generatorului. Regula de selectare a tapelor, care face posibilă obținerea unei secvențe cu o perioadă de Nm-1, presupune găsirea de polinoame primitive ireductibile de gradul m cu coeficienți egali cu 0 și 1. Coeficienții nenuli în polinoame determină numărul de reprize. în registru.

Deci, când m=6 există 3 polinoame primitive:

a6 a5 a4 a3 a2 a1 a0

p1 (x) = x 6 + x + 1 1 0 0 0 0 1 1

p2 (x) = x 6 + x 5 + x 2 + x + 1 1 1 0 0 1 1 1

p3 (x) = x 6 + x 5 + x 3 + x 2 + 1 1 1 0 1 1 0 1

Figura 12 prezintă prima opțiune.

Figura 12 - Generator de secvențe M cu perioada N = 26 - 1 = 63

Caracteristici ale funcției de autocorelare a secvenței M. Funcția de autocorelare normalizată (ACF) este de cel mai mare interes. Există două cazuri de obținere a unei astfel de funcție: în moduri periodice (PAKF) și aperiodice. ACF periodic are un vârf principal egal cu unitatea și un număr de emisii laterale, ale căror amplitudini sunt 1/N. Pe măsură ce N crește, PACF se apropie de ideal, atunci când vârfurile laterale devin neglijabil mici în comparație cu cea principală.

Vârfurile laterale ale ACF în modul aperiodic sunt semnificativ mai mari decât vârfurile laterale ale PACF. Valoarea RMS a vârfurilor laterale (calculată prin varianță) este

Secvențe M trunchiate

Prin împărțirea secvenței M (perioada completă N) în segmente de durată Nс, se poate obține un număr mare de NPS, considerând fiecare dintre segmente ca un semnal independent. Dacă segmentele nu se suprapun, atunci numărul lor este n = N/(Nc-1). În acest fel, se poate obține un număr mare de secvențe pseudoaleatoare. Proprietățile de autocorelare ale unor astfel de secvențe sunt mult mai rele decât cele ale unei secvențe M de aceeași durată și depind de Nc. S-a stabilit că 90% dintre segmente au ub 3/, iar 50% au 2/.

secvența de filtrare a frecvenței semnalului

Literatură

1. Semnale asemănătoare zgomotului în sistemele de transmisie a informațiilor. Ed. V.B. Pestriakov. - M., „Sov. radio”, 1973, -424c.

2. Yu.S. Lezin. Introducere în teoria sistemelor de inginerie radio. - M.: Radio şi comunicare, 1985, -384c.

3. L.E. Varakin. Sisteme de comunicații cu semnale asemănătoare zgomotului. - M.: Radio şi comunicare, 1985, -384c.

Postat pe Allbest.ru

...

Documente similare

Răspunsul la impuls al filtrului optim. Răspunsul filtrului optim la semnalul primit. Comprimarea în timp a semnalului. Răspunsul în frecvență al filtrului optim. Echivalența caracteristicilor de detecție în corelarea și prelucrarea filtrului.

rezumat, adăugat 21.01.2009


Un algoritm pentru calcularea unui filtru în domeniile timp și frecvență folosind transformarea Fourier rapidă discretă (FFT) și transformarea Fourier rapidă inversă (IFFT). Calculul semnalului de ieșire și al puterii de zgomot inerente a filtrului sintetizat.

lucrare curs, adaugat 26.12.2011


Principii de codificare sursă la transmiterea mesajelor discrete. Procesul de luare a deciziilor de către receptor la recepţionarea unui semnal. Calculul unui filtru potrivit. Construcția codului rezistent la zgomot. Decodificarea unei secvențe care conține o eroare dublă.

lucrare curs, adaugat 18.10.2014


Dezvoltarea unui model de sistem de transmisie de mesaje discrete. Principii de codificare sursă la transmiterea informațiilor. Calculul probabilităților simbolurilor binare; entropia și redundanța codului. Răspunsul de impuls și de frecvență complex al unui filtru potrivit.

lucrare curs, adăugată 27.03.2016


Scopul și caracteristicile sistemelor de comunicații în bandă largă. Bazele utilizării semnalelor asemănătoare zgomotului. Sisteme de secvențe pseudoaleatoare. Diagrame bloc ale generatoarelor de secvențe de cod liniar. Generați coduri la viteză mare.

lucrare de curs, adăugată 05.04.2015


Sisteme de comunicații discrete. Modularea codului de impuls diferențial. Cuantificarea nivelului și codificarea semnalului. Imunitatea la zgomot a sistemelor de comunicație cu modulare impuls-cod. Rată digitală de biți. Semnal de impuls la intrarea integratorului.

rezumat, adăugat 03.12.2011


Găsirea funcției de corelare a semnalului de intrare. Analiza spectrală și de frecvență a semnalului de intrare, caracteristicile amplitudine-frecvență și fază-frecvență. Răspunsul tranzitoriu și la impuls al circuitului. Determinarea densității spectrale a semnalului de ieșire.

lucrare curs, adaugat 27.04.2012


Funcții de timp, caracteristici de frecvență și reprezentare spectrală a semnalului. Frecvențele limită ale spectrelor de semnal. Determinarea adâncimii de biți a codului. Interval de prelevare a semnalului. Determinarea secvenței de cod. Construcția funcției de autocorelare.

lucrare de curs, adăugată 02.09.2013


Problema imunității la zgomot de comunicare, utilizarea filtrelor pentru a o rezolva. Valoarea capacității și inductanței unui filtru liniar, parametrii și caracteristicile acestuia. Simularea filtrului și a semnalelor în mediul Electronics Workbench. Trecerea unui semnal printr-un filtru.

lucrare curs, adaugat 20.12.2012


Calculul transformării Z a unei secvențe discrete de mostre de semnal. Definiţia discrete convolution. Ordinea construirii unui circuit de filtru nerecursiv căruia îi corespunde funcția sistemului. Eșantioane ale unui semnal discret conform parametrilor specificați.

Inițial, această tehnologie a fost creată în scopuri militare și de informații. Ideea principală a metodei este de a distribui semnalul de informații pe o bandă radio largă, ceea ce în cele din urmă face mult mai dificilă suprimarea sau interceptarea semnalului.

Esența acestei tehnologii este de a transforma semnalul original în așa fel încât semnalul rezultat să fie extins și distribuit pe întreaga gamă disponibilă. Datorită legii conservării energiei, pe măsură ce intervalul de frecvență ocupat se extinde, densitatea de energie a semnalului transmis scade. O consecință directă a acestei circumstanțe este o scădere a puterii maxime, care implică „zgomot” semnalului util. De fapt, acest lucru nu este mare lucru, deoarece există metode eficiente pentru a restabili un semnal util care este „pierdut” împotriva zgomotului de fundal.

Apare o întrebare logică: „De ce să vă creați probleme (reduceți puterea semnalului) pentru a le rezolva mai târziu (selectați un semnal util din zgomotul de fundal)?” De fapt, motivul acestui act ilogic (doar la prima vedere) este foarte logic - necesitatea de a plasa cât mai multe canale de date într-un interval de frecvență îngust. Inițial, s-a avut în vedere utilizarea a două tehnologii de codare a semnalului folosind metoda de alocare a spectrului. Ele se mai numesc și metode de modulație, deoarece, ca urmare a utilizării lor, informații utile sunt „suprapuse” semnalului original de înaltă frecvență.

Primulbazat pe metodă FHSS (Frequency Hopping Spread Spectrum - codificarea unui semnal cu extinderea spectrului folosind metoda saltului de frecvență).

Orez. 10. Extinderea spectrului prin salt de frecvență

Pentru a se asigura că traficul radio nu poate fi interceptat sau suprimat de zgomotul de bandă îngustă, s-a propus transmiterea cu o schimbare constantă a purtătorului într-un interval larg de frecvență (vezi Fig. 10). Ca rezultat, puterea semnalului a fost distribuită pe întreaga gamă, iar ascultarea unei anumite frecvențe producea doar o cantitate mică de zgomot. Secvența de frecvențe purtătoare a fost pseudo-aleatorie, cunoscută doar de emițător și receptor. O încercare de a suprima un semnal într-un anumit interval îngust, de asemenea, nu a degradat prea mult semnalul, deoarece doar o mică parte a informației a fost suprimată.

Atunci când alegeți metoda FHSS, întreaga bandă de 2,4 GHz este utilizată pentru transmisia de date (ca o bandă largă, care este împărțită în 79 de subcanale). Principalul dezavantaj al acestei metode este viteza redusă de transfer de date, care nu depășește 2 Mbit/s.

Al doileadintre care se bazează pe aplicare tehnologii DSSS (Direct Sequence Spread Spectrum - codificarea unui semnal cu spectru extins folosind un cod de secvență directă) împreună cu utilizarea modulației CCK (Complementary Code Keying - modulație suplimentară de cod), care acceptă rate de transfer de date de până la 11 Mbps.

Spectrul de răspândire secvențială directă utilizează, de asemenea, întreaga gamă de frecvență alocată unei singure legături fără fir. Spre deosebire de metoda FHSS, întreaga gamă de frecvență este ocupată nu datorită comutării constante de la frecvență la frecvență, ci datorită faptului că Fiecare bit de informație este înlocuit cu N-biți, astfel încât viteza de ceas a semnalizării crește cu un factor de N.Și asta, la rândul său, înseamnă că spectrul semnalului se extinde și de N ori. Este suficient să selectați rata de date și valoarea N în mod corespunzător, astfel încât spectrul semnalului să umple întregul interval.

Codul care înlocuiește unitatea binară a informațiilor originale se numește secvență de răspândire, iar fiecare bit al unei astfel de secvențe se numește cip.

În consecință, viteza de transmisie a codului rezultat se numește viteza cipului. Un zero binar este codificat ca inversul secvenței de împrăștiere. Receptorii trebuie să cunoască secvența de răspândire pe care o folosește emițătorul pentru a înțelege informațiile transmise.

Foarte des, valoarea secvenței de răspândire este secvența Barker, care constă din 11 biți: 10110111000. Dacă transmițătorul folosește această secvență, atunci transmiterea a trei biți 110 duce la transmiterea următorilor biți:

10110111000 10110111000 01001000111.

Scopul codificării utilizând metoda DSSS este același cu metoda FHSS - creșterea imunității la interferențe. Interferența în bandă îngustă va distorsiona doar anumite frecvențe ale spectrului de semnal, astfel încât receptorul este probabil să poată recunoaște corect informațiile transmise.

Dacă se selectează tehnologia DSSS, se formează mai multe canale DSSS largi în banda de 2,4 GHz și nu pot fi utilizate mai mult de trei dintre ele simultan. Acest lucru realizează o rată maximă de transfer de date de 11 Mbit/s, ceea ce corespunde standardului IEEE 802.11b de mai târziu.