Driverul este un amplificator de putere și este destinat să controleze direct comutatorul de alimentare (uneori chei) al convertorului. Acesta trebuie să amplifice semnalul de control în ceea ce privește puterea și tensiunea și, dacă este necesar, să asigure deplasarea potențialului acestuia.
Nodul de ieșire al driverului care controlează poarta izolată (MOSFET, tranzistori IGBT) trebuie să îndeplinească următoarele cerințe:
Tranzistoarele MOS și IGBT-urile sunt dispozitive controlate de tensiune, dar pentru a crește tensiunea de intrare la nivelul optim (12-15 V), este necesar să se asigure o încărcare adecvată în circuitul porții.
Pentru a limita rata de creștere a curentului și a reduce zgomotul dinamic, este necesar să folosiți rezistențe în serie în circuitul porții.
Driverele pentru controlul circuitelor complexe de conversie conțin un numar mare de elemente, deci sunt produse sub formă de circuite integrate. Aceste microcircuite, pe lângă amplificatoarele de putere, conțin și circuite de conversie a nivelului, logica auxiliară, circuite de întârziere pentru formarea timpului „mort”, precum și o serie de protecții, de exemplu, împotriva supracurentului și scurt circuit, reducând tensiunea de alimentare și o serie de altele. Multe companii produc o gamă largă de funcționalități: drivere cheie inferioare pentru circuitul punte, drivere cheie superioare pentru circuitul punte, drivere cheie superioare și inferioare cu gestionat independent fiecare dintre ele, drivere semi-punte, care de multe ori au o singură intrare de control și pot fi folosite pentru o lege de control simetrică, drivere pentru a controla toate tranzistoarele din circuitul de punte.
Un circuit tipic pentru conectarea driverului cheilor superioare și inferioare de la International Rectifier IR2110 cu principiul de alimentare bootstrap este prezentat în Fig. 3.1, a. Ambele taste sunt controlate independent. Diferența dintre acest driver și altele este că IR2110 are un circuit suplimentar de conversie a nivelului atât în canalul inferior, cât și în cel superior, care vă permite să separați alimentarea logicii microcircuitului de tensiunea de alimentare a driverului după nivel. De asemenea, conține protecție împotriva alimentării cu tensiune joasă a șoferului și a sursei „plutitoare” de înaltă tensiune.
Condensatoarele C D, C C sunt proiectate pentru a suprima interferențele de înaltă frecvență în circuitele logice și, respectiv, de alimentare ale driverului. Sursa plutitoare de înaltă tensiune este formată din condensatorul C1 și dioda VD1 (sursa de alimentare bootstrap).
Ieșirile driverului sunt conectate la tranzistoarele de putere folosind rezistențele de poartă R G1 și R G2.
Deoarece driverul este construit pe elemente de câmp și puterea totală cheltuită pentru control este nesemnificativă, condensatorul C1 poate fi folosit ca sursă de alimentare pentru treapta de ieșire, reîncărcat de la sursa de alimentare U PIT prin dioda de înaltă frecvență VD1. Condensatorul C1 și dioda VD1 formează împreună o sursă de alimentare „plutitoare” de înaltă tensiune concepută pentru a controla tranzistorul superior VT1 al suportului de punte. Când tranzistorul inferior VT2 conduce curent, sursa tranzistorului superior VT1 este conectată la firul de alimentare comun, dioda VD1 se deschide și condensatorul C1 este încărcat la tensiunea U C1 = U PIT - U VD1. Dimpotrivă, atunci când tranzistorul inferior intră în starea închisă și tranzistorul superior VT2 începe să se deschidă, dioda VD1 este susținută de tensiune inversă. sursa de putere nutriție. Ca rezultat, treapta de ieșire a driverului începe să fie alimentată exclusiv de curentul de descărcare al condensatorului C1. Astfel, condensatorul C1 „plimbă” în mod constant între firul comun al circuitului și firul sursei de alimentare (punctul 1).
Când utilizați driverul IR2110 cu putere bootstrap, trebuie acordată o atenție deosebită selecției elementelor sursei „plutitoare” de înaltă tensiune. Dioda VD1 trebuie să reziste la o tensiune inversă mare (în funcție de sursa de alimentare a circuitului), un curent direct admis de aproximativ 1 A, un timp de recuperare t rr = 10-100 ns, adică să fie rapid. Literatura de specialitate recomanda dioda SF28 (600 V, 2 A, 35 ns), precum si diode UF 4004...UF 4007, UF 5404...UF 5408, HER 105... HER 108, HER 205... HER 208 și alte clase „ultra-rapide” .
Circuitul driverului este proiectat într-un mod atât de înalt nivel logic semnalul de la orice intrare HIN și LIN corespunde aceluiași nivel la ieșirea sa HO și LO (vezi Fig. 3.1 b, driver de mod comun). Apariția unui semnal logic de nivel înalt la intrarea SD duce la blocarea tranzistoarelor rack-ului podului.
Este recomandabil să utilizați acest microcircuit pentru a controla întrerupătoarele cu invertor cu reglare a tensiunii de ieșire PWM. Trebuie reținut că în sistemul de control este necesar să se prevadă întârzieri de timp (timp „mort”) pentru a preveni curenții de trecere la comutarea tranzistoarelor de tip punte (VT1, VT2 și VT3,VT4, Fig. 1.1).
Capacitatea C1 este o capacitate bootstrap, a cărei valoare minimă poate fi calculată folosind formula:
Unde Q 3 – valoarea încărcăturii de poartă a unui comutator puternic (valoare de referință);
eu Pete– curent de consum al driverului în modul static (valoare de referință, de obicei eu Pete ≈ eu G c T cheie puternică);
Q 1 – modificarea ciclică a încărcării driverului (pentru driverele de 500-600 volți 5 nK);
V P– tensiunea de alimentare a circuitului driver;
– căderea de tensiune pe dioda bootstrap VD1;
T– perioada de comutare a tastelor puternice.
Fig.3.1. Schema de circuit tipică pentru pornirea driverului IR2110 (a) și diagramele de timp ale semnalelor acestuia la intrări și ieșiri (b)
V DD – alimentare cu microcircuit logic;
V SS – punct comun al părții logice a șoferului;
HIN, LIN – semnale de intrare logice care controlează tranzistoarele superioare, respectiv inferioare;
SD – intrare logică pentru dezactivarea driverului;
V CC – tensiunea de alimentare a driverului;
COM – polul negativ alimentare V CC ;
HO, LO – semnale de ieșire ale driverului care controlează tranzistoarele superioare și respectiv inferioare;
V B – tensiunea de alimentare a sursei „plutitoare” de înaltă tensiune;
V S este punctul comun al polului negativ al sursei „plutitoare” de înaltă tensiune.
Valoarea rezultată a capacității bootstrap trebuie mărită de 10-15 ori (de obicei C în intervalul 0,1-1 μF). Aceasta ar trebui să fie o capacitate de înaltă frecvență cu curent de scurgere scăzut (în mod ideal, tantal).
Rezistoarele RG 1, R G 2 determină timpul de pornire al tranzistoarelor puternice, iar diodele VD G 1 și VD G 2, ocolind aceste rezistențe, reduc timpul de oprire la valori minime. Rezistoarele R1, R2 au o valoare mică (până la 0,5 Ohm) și egalizează răspândirea rezistenței ohmice de-a lungul autobuz comun controale (necesar dacă un comutator puternic este o conexiune paralelă a tranzistoarelor mai puțin puternice).
Atunci când alegeți un driver pentru tranzistori de mare putere, trebuie să luați în considerare:
Legea controlului tranzistorilor puternici:
Pentru legea simetrică, driverele de comutator înalte și joase și driverele de jumătate de punte sunt potrivite;
Legea cu un singur capăt necesită drivere cheie superioare și inferioare cu control independent al fiecărei chei puternice. Driverele cu izolație galvanică a transformatorului nu sunt potrivite pentru o lege asimetrică.
Parametrii unei chei puternice (I to sau I drain).
De obicei se folosește o abordare aproximativă:
I out dr max =2 A pot controla VT puternic cu curent de până la 50 A;
I out dr max =3 A – controlează un VT puternic cu un curent de până la 150 A (altfel timpul de pornire și oprire crește semnificativ și pierderile de putere pentru comutare cresc), adică Dacă un tranzistor de înaltă calitate este ales incorect, acesta își pierde principalele avantaje.
Contabilizarea funcțiilor suplimentare.
Companiile produc șoferi cu numeroase funcții de service:
Diferite protecție puternică a cheilor;
Protectie la subtensiune driver;
Cu diode bootstrap încorporate;
Cu timp de întârziere reglabil și nereglabil pentru pornirea unui VT puternic în raport cu momentul opririi celuilalt (combatere prin curenți în semipunte);
Cu sau fără izolare galvanică încorporată. ÎN acest din urmă caz la intrarea driverului este necesar să se conecteze un microcircuit de izolare galvanică (cel mai adesea un optocuplor cu diodă de înaltă frecvență);
În fază sau anti-fază;
Sursa de alimentare driver (sunt necesare trei surse de alimentare de tip bootstrap sau trei surse de alimentare izolate galvanic).
Dacă mai multe tipuri de drivere sunt echivalente, ar trebui să se acorde preferință celor care comută curentul de poartă al tranzistoarelor puternice folosind VT-uri bipolare. Dacă această funcție este realizată de tranzistori cu efect de câmp, atunci pot exista defecțiuni în funcționarea driverului în anumite circumstanțe (supraîncărcări) din cauza efectului de declanșare de „blocare”.
După selectarea tipului de șofer (și a datelor acestuia), sunt necesare măsuri de combatere prin curenți în semi-pod. Metoda standard este de a opri o cheie puternică instantaneu și de a porni una blocată cu întârziere. În acest scop, se folosesc diodele VD G 1 și VD G 2 care, la închiderea VT, ocolesc rezistențele de poartă, iar procesul de oprire va fi mai rapid decât deblocarea.
În plus față de manevrarea rezistențelor de poartă R G 1 și R G 2 folosind diode (VD G 1, VD G 2, Fig. 3.1) pentru a combate curenții din circuitul P al unei cascade puternice, companiile produc drivere integrate care sunt asimetrice în curent de comutare de ieșire VT eu alta iesire m ah mai departe pornit și oprit eu alta iesire m ah off(De exemplu eu alta iesire m ah mai departe=2A, eu alta iesire m ah off=3A). Aceasta stabilește rezistențele de ieșire asimetrice ale microcircuitului, care sunt conectate în serie cu rezistențele de poartă R G 1 și R G 2.
,
.
unde toate valorile din formule sunt date de referință pentru un anumit driver.
Pentru un driver simetric (actual), următoarea egalitate este adevărată:
.
Deci, pentru a preveni apariția curenților de trecere, este necesar să selectați valoarea totală a rezistenței în circuitul porții (datorită 
,
și, în consecință, ajustarea curentului de încărcare al capacității porții VT), întârzierea la pornire 
tranzistor mai mare sau egal cu timpul necesar pentru închiderea VT
Unde 
– timpul de decădere a curentului de scurgere (valoare de referință);
– timpul de întârziere al începerii opririi VT raportat la momentul aplicării tensiunii de blocare pe poartă, în funcție de valoarea curentului de descărcare a porții (în consecință, depinde de rezistența totală din circuitul porții). În cazul diodelor cu poartă shunt (VD G 1, VD G 2, Fig. 3.1), curentul de descărcare este determinat în mod unic de rezistență 
. Prin urmare, pentru a determina 
rezolva urmatoarea proportie
(corespunde) - 
(corespunde) - 
Dacă valoarea ajustată 
va fi un ordin de mărime mai mult 
, atunci aceasta indică o alegere incorectă a tipului de șofer în ceea ce privește puterea (mare 
) și acest lucru corectează performanța tastelor puternice în rău. Pentru determinarea finală a valorii 
puteți folosi datele tehnice de referință ale puternicului VT. În acest scop, se întocmește o proporție
(corespunde) - 
(corespunde) - 
(Dacă soluția oferă o valoare a R G 1 cu semn negativ, atunci întârzierea la pornire va fi asigurată cu o marjă de impedanța de ieșire a driverului).
Pentru a facilita lupta împotriva curenților, unii producători aflati deja în faza de fabricație se asigură că t este oprit< t вкл (например, сборка – полумост СМ35084-5F фирмы Mitsubishi Elektric с parametrii dinamici: t on = 1,1 ms, t on = 2,4 ms, t off = 0,9 ms, t off = 0,5 ms).
Diodele VD G 1 și VD G 2 trebuie să fie de înaltă frecvență și să reziste la tensiunea de alimentare a driverului cu o rezervă.
Pentru a combate curenții de trecere (pentru o lege de control simetrică), puteți selecta driverul semi-bridge dorit (dacă este potrivit pentru alți parametri), al cărui timp de întârziere este reglabil în intervalul 0,4...5 μs (de exemplu, Drivere IR, cum ar fi IR2184 sau IR21844), dacă întârzierea lor este mai mare sau egală cu t off.
În concluzie, este de remarcat faptul că, în loc de vechile modificări ale driverelor, companiile produc noi tipuri care sunt compatibile cu cele vechi, dar pot avea funcții de service suplimentare (de obicei, diode bootstrap încorporate, sau mai degrabă, tranzistori bootstrap care îndeplinesc funcția). de diode care au fost absente anterior). De exemplu, driverul IR2011 a fost întrerupt și a fost înlocuit cu noul IRS2011 sau IR2011S (introducerea este ambiguă în diferite manuale).
Articolul este dedicat dezvoltării Electrum AV LLC pentru uz industrial, ale căror caracteristici sunt similare cu dispozitivele modulare produse de Semikron și CT Concept.
Concepte moderne de dezvoltare electronica de putere, nivelul bazei tehnologice a microelectronicii moderne determină dezvoltarea activă a sistemelor construite pe dispozitive IGBT diverse configurații si putere. În programul de stat „Național baza tehnologica„Două lucrări sunt dedicate acestei direcții privind dezvoltarea unei serii de module IGBT de putere medie la întreprinderea Kontur (Cheboksary) și a unei serii de module IGBT de mare putere la întreprinderea Kremniy (Bryansk). În același timp, utilizarea și dezvoltarea sistemelor bazate pe module IGBT este limitată de lipsa dispozitivelor de driver domestice pentru controlul porților IGBT. Această problemă este relevantă și pentru puternic tranzistoare cu efect de câmp, utilizat în sistemele de convertizor cu tensiuni de până la 200 V.
În prezent, dispozitivele de control pentru tranzistoare cu efect de câmp de mare putere și IGBT sunt reprezentate pe piața „electronică” din Rusia de către Agilent Technologies, IR, Powerex, Semikron și CT Concept. Produsele IR și Agilent conțin doar un conditionator de semnal de control al tranzistorului și circuite de protectieși necesită, în cazul lucrului cu tranzistoare de mare putere sau la frecvențe înalte, elemente suplimentare pentru aplicarea acestora: un convertor DC/DC al puterii necesare pentru generarea tensiunilor de alimentare ale treptelor de ieșire, trepte de ieșire externe puternice pentru generarea porții semnale de control cu abruptul necesar al muchiilor, elemente de protecție (diode Zener, diode etc.), elemente de interfață ale sistemului de control (logica de intrare, formarea diagramelor de control pentru dispozitivele semi-punte, semnale de stare izolate optic ale stării controlate). tranzistor, tensiuni de alimentare etc.). Produsele Powerex necesită, de asemenea, un convertor DC/DC, iar componente externe suplimentare sunt necesare pentru potrivirea cu TTL, CMOS și fibră optică. De asemenea, nu există semnale de stare necesare cu izolare galvanică.
Cele mai complete drivere funcțional sunt de la Semikron (seria SKHI) și CT Concept (tipuri Standard sau SCALE). Driverele CT Concept din seria Standart și driverele SKHI sunt realizate sub formă de plăci de circuite imprimate cu conectori pentru conectarea la sistemul de control și tranzistoare controlate cu elementele necesare instalate pe ele și cu posibilitatea de a instala elemente de reglare de către consumator. Produsele sunt similare prin caracteristicile lor funcționale și parametrice.
Gama de drivere SKHI este prezentată în Tabelul 1.
Tabelul 1. Nomenclatorul șoferilor SKHI
| Tip driver Semikron | Numărul de canale | Tensiune maximă de control. tranzistor, V | Schimbarea tensiunii la poartă, V | Imp. max. Ieșire curent, A | Încărcare maximă de poartă, µC | Frecvență, kHz | Tensiune de izolație, kV | DU/dt, kV/µs |
| SKHI 10/12 | 1 | 1200 | +15/–8 | 8 | 9,6 | 100 | 2,5 | 75 |
| SKHI 10/17 | 1 | 1700 | +15/–8 | 8 | 9,6 | 100 | 4 | 75 |
| SKHI 21A | 1 | 1200 | +15/–0 | 8 | 4 | 50 | 2,5 | 50 |
| SKHI 22A/22B | 2 | 1200 | +15/–7 | 8 | 4 | 50 | 2,5 | 50 |
| SKHI 22A/H4 | 2 | 1700 | +15/–7 | 8 | 4 | 50 | 4 | 50 |
| SKHI 22V/H4 | 2 | 1700 | +15/–7 | 8 | 4 | 50 | 4 | 50 |
| SKHI 23/12 | 2 | 1200 | +15/–8 | 8 | 4,8 | 100 | 2,5 | 75 |
| SKHI 23/17 | 2 | 1700 | +15/–8 | 8 | 4,8 | 100 | 4 | 75 |
| SKHI 24 | 2 | 1700 | +15/–8 | 8 | 5 | 50 | 4 | 50 |
| SKHI 26W | 2 | 1600 | +15/–8 | 8 | 10 | 100 | 4 | 75 |
| SKHI 26F | 2 | 1600 | +15/–8 | 8 | 10 | 100 | 4 | 75 |
| SKHI 27W | 2 | 1700 | +15/–8 | 30 | 30 | 10 | 4 | 75 |
| SKHI 27F | 2 | 1700 | +15/–8 | 30 | 30 | 10 | 4 | 75 |
| SKHI 61 | 6 | 900 | +15/–6,5 | 2 | 1 | 50 | 2,5 | 15 |
| SKHI 71 | 7 | 900 | +15/–6,5 | 2 | 1 | 50 | 2,5 | 15 |
| SKHIВS 01 | 7 | 1200 | +15/–8 | 1,5 | 0,75 | 20 | 2,5 | 15 |
Driverele CT Concept SCALE se bazează pe un ansamblu hibrid de bază și includ elementele principale pentru controlul tranzistoarelor puternice cu efect de câmp sau IGBT care sunt montate pe placă de circuit imprimat, cu posibilitatea de a instala elementele de reglare necesare. Placa este, de asemenea, echipată cu conectorii și prizele necesare.
Gama de ansambluri de driver SCALE hibride de bază de la CT Concept este prezentată în Tabelul 2.
Dispozitivele driver produse de Electrum AV sunt dispozitive complet finisate, complet funcțional, care conțin toate elementele necesare pentru a controla porțile tranzistoarelor puternice, oferind nivelurile necesare de potrivire a semnalelor curente și potențiale, durate ale muchiilor și întârzierilor, precum și nivelurile necesare de protecție a tranzistoarelor controlate atunci când niveluri periculoase tensiune de saturație (suprasarcină curentă sau scurtcircuit) și tensiune insuficientă la poartă. Convertoarele DC/DC și treptele de ieșire tranzistoare utilizate au capacitățile necesare pentru a asigura comutarea tranzistoarelor controlate de orice putere cu viteză suficientă pentru a asigura pierderi minime de comutare. Convertoarele DC/DC și optocuplele au niveluri suficiente de izolare galvanică pentru utilizarea în sisteme de înaltă tensiune.
Tabelul 2. Nomenclatura ansamblurilor de driver SCALE hibride de bază din CT Concept
| Tipul de șofer de la CT Concept | Numărul de canale | Tensiunea de alimentare a driverului, V | Imp. max. curent de ieșire, A | Tensiune maximă la control. tranzistor, V | Putere de iesire, W | Latența, ns | Tensiune de izolație, V | du/dt, kV/μs | Intrare |
| IGD 508E | 1 | ±15 | ±8 | 3300 | 5 | 225 | 5000 | Vol | |
| IGD 515E | 1 | ±15 | ±15 | 3300 | 5 | 225 | 5000 | Vol | |
| IGD 608E | 1 | ±15 | ±8 | 1200 | 6 | 60 | 4000 | >50 | Transă |
| IGD608A1 17 | 1 | ±15 | ±8 | 1700 | 6 | 60 | 4000 | >50 | Transă |
| IGD 615A | 1 | ±15 | ±15 | 1200 | 6 | 60 | 4000 | >50 | Transă |
| IGD615A1 17 | 1 | ±15 | ±15 | 1700 | 6 | 60 | 4000 | >50 | Transă |
| IHD 215A | 2 | ±15 | ±1,5 | 1200 | 1 | 60 | 4000 | >50 | Transă |
| IHD 280A | 2 | ±15 | ±8 | 1200 | 1 | 60 | 4000 | >50 | Transă |
| IHD280A1 17 | 2 | ±15 | ±8 | 1700 | 1 | 60 | 4000 | >50 | Transă |
| IHD 680A | 2 | ±15 | ±8 | 1200 | 3 | 60 | 4000 | >50 | Transă |
| IHD680A1 17 | 2 | ±15 | ±8 | 1700 | 3 | 60 | 4000 | >50 | Transă |
| IHD 580F | 2 | ±15 | ±8 | 2500 | 2,5 | 200 | 5000 | Vol |
Acest articol va prezenta dispozitivele MD115, MD150, MD180 (MD115P, MD150P, MD180P) pentru controlul tranzistorilor unici, precum și MD215, MD250, MD280 (MD215P, MD250P, MD280P) pentru controlul dispozitivelor semi-bridge.
Modul driver pentru IGBT cu un singur canal și tranzistoare cu efect de câmp de mare putere: MD115, MD150, MD180, MD115P, MD150P, ID180P
Modulul driver MD115, MD150, MD180, MD115P, MD150P, MD180P este un circuit integrat hibrid pentru controlul IGBT-urilor și tranzistoarelor puternice cu efect de câmp, inclusiv atunci când sunt conectate în paralel. Modulul asigură potrivirea nivelurilor de curent și tensiune cu majoritatea IGBT-urilor și tranzistoarelor cu efect de câmp de mare putere, cu o tensiune maximă admisă de până la 1700 V, protecție împotriva suprasarcinii sau scurtcircuitului și împotriva nivelului insuficient de tensiune la poarta tranzistorului. Driverul generează un semnal de „alarma” atunci când modul de funcționare al tranzistorului este încălcat. Prin utilizarea elemente exterioare Modul de operare al șoferului este personalizabil pentru un control optim tipuri diferite tranzistoare. Driverul poate fi folosit pentru a conduce tranzistoare cu ieșiri „Kelvin” sau pentru a controla curentul folosind un rezistor de detectare a curentului. Dispozitivele MD115P, MD150P, MD180P conțin un convertor DC/DC încorporat pentru a alimenta treptele de ieșire ale driverului. Dispozitivele MD115, MD150, MD180 necesită o sursă de alimentare externă izolată.
Alocarea PIN
1 - „urgență +” 2 - „urgență –” 3 - „intrare +” 4 - „intrare –” 5 - „U power +” (numai pentru modelele cu indicele „P”) 6 - „U power –” ( numai pentru modelele cu indicele „P”) 7 - „General” 8 - „+E putere” 9 - „ieșire” - control poarta tranzistorului 10 - „–E putere” 11 - „înainte” - intrare de control al tensiunii de saturație a tranzistor controlat 12 - „curent” - intrare pentru monitorizarea curentului care trece prin tranzistorul controlat
Module driver pentru IGBT cu două canale și tranzistoare cu efect de câmp de putere IA215, IA250, IA280, IA215I, IA250I, IA280I
Module driver MD215, MD250, MD280, MD215P, MD250P, MD280P - un circuit integrat hibrid pentru controlul IGBT-urilor și tranzistoarelor puternice cu efect de câmp prin două canale, atât independent, cât și în conexiune semi-bridge, inclusiv atunci când conexiune paralelă tranzistoare. Driverul asigură potrivirea nivelurilor de curent și tensiune cu majoritatea IGBT-urilor și tranzistoarelor cu efect de câmp de mare putere, cu tensiuni maxime admise de până la 1700 V, protecție împotriva supraîncărcărilor sau scurtcircuitelor și nivel insuficient de tensiune la poarta tranzistorului. Intrările șoferului au izolare galvanică din secțiunea de putere cu o tensiune de izolație de 4 kV. Driverul conține convertoare interne DC/DC care formează nivelurile necesare pentru a controla porțile tranzistoarelor. Dispozitivul generează semnalele de stare necesare care caracterizează modul de funcționare al tranzistorilor, precum și disponibilitatea puterii. Folosind elemente externe, modul de funcționare a driverului este ajustat pentru controlul optim al diferitelor tipuri de tranzistoare.
Tabelul 4. Desemnarea pinului modulului driver IGBT cu două canale și tranzistoarelor cu efect de câmp de putere
| PIN nr. | Desemnare | Funcţie | PIN nr. | Desemnare | Funcţie |
| 14 | ВХ1 „+” | Intrare de control direct canalul 1 | 15 | IR | Colector de măsurare pentru monitorizarea tensiunii de saturație pe tranzistorul controlat al primului canal |
| 13 | ВХ1 „–” | Intrarea de control invers a primului canal | 16 | IR1 | Intrare de control al tensiunii de saturație cu prag reglabil și timp de blocare a primului canal |
| 12 | ST „+E groapă” | Starea tensiunii de alimentare a treptei de ieșire a primului canal | 17 | Out2 | Ieșire de control al porții tranzistorului cu timp de pornire reglabil al tranzistorului controlat al primului canal |
| 11 | NV | Intrare pentru conectarea unui condensator suplimentar (setarea timpului de întârziere la pornire) al primului canal | 18 | Out1 | Ieșire de control al porții tranzistorului cu timp de oprire reglabil al tranzistorului controlat al primului canal |
| 10 | SF | Ieșire de alarmă de stare pe tranzistorul controlat al primului canal | 19 | – E groapă | |
| 9 | BLOC | Blocați intrarea | 20 | General | Ieșirile de tensiune de alimentare ale secțiunii de putere a driverului primului canal |
| 8 | Neimplicat | 21 | +E groapă | Ieșirile de tensiune de alimentare ale secțiunii de putere a driverului primului canal | |
| 7 | +5V | 22 | +E groapă " | ||
| 6 | Intrare pentru conectarea alimentării la circuitul de intrare | 23 | General" | Ieșirile de tensiune de alimentare ale secțiunii de putere a celui de-al doilea driver de canal | |
| 5 | ВХ2 „+” | Intrare de control direct canalul 2 | 24 | -E groapa" | Ieșirile de tensiune de alimentare ale secțiunii de putere a celui de-al doilea driver de canal |
| 4 | ВХ2 „–” | Intrare de control invers al celui de-al doilea canal | 25 | Out1" | Ieșire de control al porții tranzistorului cu timp de pornire reglabil al tranzistorului controlat al celui de-al doilea canal |
| 3 | ST „+E groapă”9 | Starea tensiunii de alimentare a treptei de ieșire a celui de-al doilea canal | 26 | Out2" | Ieșire de control al porții tranzistorului cu timp de oprire reglabil al tranzistorului controlat al celui de-al doilea canal |
| 2 | Sz9 | Intrare pentru conectarea unui condensator suplimentar (setarea timpului de întârziere de comutare) al celui de-al doilea canal | 27 | IK1" | Intrare de control al tensiunii de saturație cu prag reglabil și timp de blocare a celui de-al doilea canal |
| 1 | ST9 | Ieșire de alarmă de stare pe tranzistorul controlat al celui de-al doilea canal | 28 | IR" | Colector de măsurare pentru monitorizarea tensiunii de saturație pe tranzistorul controlat al celui de-al doilea canal |
Dispozitivele de ambele tipuri MD1ХХХ și MD2ХХХ asigură generarea de semnale de control al porții tranzistorului cu valori reglabile separat ale curenților de încărcare și descărcare, cu parametrii dinamici necesari, asigură controlul tensiunii și protecția porților tranzistorului în cazul unei tensiuni insuficiente sau excesive pe lor. Ambele tipuri de dispozitive monitorizează tensiunea de saturație a tranzistorului controlat și efectuează o oprire lină a sarcinii de urgență în situații critice, generând un semnal optocupler care indică acest lucru. În plus față de aceste funcții, dispozitivele din seria MD1XXX au capacitatea de a controla curentul printr-un tranzistor controlat folosind un rezistor extern de măsurare a curentului - un „shunt”. Astfel de rezistențe, cu rezistențe de la 0,1 până la câțiva mOhmi și puteri de zeci și sute de W, realizate pe baze ceramice sub formă de benzi de nicrom sau manganin de geometrie precisă cu valori nominale reglabile, au fost dezvoltate și de Electrum AV LLC. Informații mai detaliate despre acestea pot fi găsite pe site-ul www.orel.ru/voloshin.
Tabelul 5. Parametrii electrici de bază
| Circuit de intrare | ||||
| min. | tip. | Max. | ||
| Tensiune de alimentare, V | 4,5 | 5 | 18 | |
| Consum de curent, mA | nu mai mult de 80 fără sarcină nu mai mult de 300 mA cu sarcină | |||
| Logica de intrare | CMOS 3–15 V, TTL | |||
| Curent la intrările de control, mA | nu mai mult de 0,5 | |||
| Tensiunea de ieșire st, V | nu mai mult de 15 | |||
| Curent de ieșire st, mA | cel putin 10 | |||
| Circuit de ieșire | ||||
| Curentul de ieșire de vârf, A | ||||
| MD215 | nu mai mult de 1,5 | |||
| MD250 | nu mai mult de 5.0 | |||
| MD280 | nu mai mult de 8.0 | |||
| Curent mediu de ieșire, mA | nu mai mult de 40 | |||
| Frecvența maximă de comutare, kHz | nu mai puțin de 100 | |||
| Viteza de modificare a tensiunii, kV/µs | cel putin 50 | |||
| Tensiunea maximă pe tranzistorul controlat, V | nu mai puțin de 1200 | |||
| Convertor DC/DC | ||||
| Tensiune de ieșire, V | cel putin 15 | |||
| Putere, W | nu mai puțin de 1 nu mai puțin de 6 (pentru modelele cu indice M) | |||
| Eficienţă | cel putin 80% | |||
| Caracteristici dinamice | ||||
| Întârziere intrare ieșire t activată, µs | nu mai mult de 1 | |||
| Întârzierea opririi de protecție t off, µs | nu mai mult de 0,5 | |||
| Întârziere la pornire stare, μs | nu mai mult de 1 | |||
| Timp de recuperare după declanșarea protecției, μs | nu mai mult de 10 | |||
| cel puțin 1 (setat de capacități Сt,Сt") | ||||
| Timpul de răspuns al circuitului de protecție a tensiunii de saturație atunci când tranzistorul este pornit tblock, µs | cel putin 1 | |||
| Tensiuni de prag | ||||
| min. | tip. | Max. | ||
| Prag de protecție pentru alimentare insuficientă E, V | 10,4 | 11 | 11,7 | |
| Circuitul de protecție a tensiunii de saturație a tranzistorului controlat asigură că ieșirea este oprită și semnalul CT este generat la o tensiune la intrarea „IR”, V | 6 | 6,5 | 7 | |
| Izolatie | ||||
| Tensiunea de izolare a semnalelor de control în raport cu semnalele de putere, V | nu mai puțin de 4000 AC tensiune | |||
| Tensiunea de izolație a convertorului DC/DC, V | nu mai puțin de 3000 de tensiune DC | |||
Driverele propuse vă permit să controlați tranzistorii la frecvențe înalte (până la 100 kHz), ceea ce vă permite să obțineți o eficiență foarte ridicată a proceselor de conversie.
Dispozitivele din seria MD2ХХХ au un bloc logic de intrare încorporat care vă permite să controlați semnale cu valori diferite de la 3 la 15 V (CMOS) și niveluri TTL standard, oferind în același timp un nivel identic de semnale de control al porții tranzistorului și formând un durata de întârziere de comutare a tensiunilor superioare și superioare, reglabilă cu ajutorul condensatorilor externi, brațul inferior al semipuntului, care asigură absența curenților de trecere.
Caracteristici de utilizare a driverelor folosind exemplul dispozitivului MD2ХХХ
Scurtă recenzie
Modulele driver MD215, MD250, MD280, MD215P, MD250P, MD280P sunt module de control universal concepute pentru comutarea IGBT-urilor și a tranzistoarelor cu efect de câmp de mare putere.
Toate tipurile MD2ХХХ au contacte compatibile reciproc și diferă doar prin nivelul curentului maxim al impulsului.
Tipuri de MD cu mai multe de mare putere- MD250, MD280, MD250P, MD280P sunt potrivite pentru majoritatea modulelor sau mai multe tranzistoare conectate în paralel utilizate pe frecvente inalte Oh.
Modulele driver din seria MD2ХХХ sunt solutie completa probleme de control și protecție pentru IGBT-uri și tranzistoare cu efect de câmp de putere. De fapt, nu sunt necesare componente suplimentare nici pe partea de intrare, nici pe partea de ieșire.
Acțiune
Modulele driver MD215, MD250, MD280, MD215P, MD250P, MD280P pentru fiecare dintre cele două canale conțin:
- un circuit de intrare care asigură potrivirea nivelurilor de semnal și o întârziere de comutare de protecție;
- izolarea electrică între circuitul de intrare și partea de putere (ieșire);
- circuit de control al porții tranzistorului; pe un tranzistor deschis;
- circuit pentru monitorizarea nivelului tensiunii de alimentare a părții de putere a driverului;
- amplificator;
- protecție împotriva supratensiunii în partea de ieșire a driverului;
- sursă de tensiune izolată electric - convertor DC//DC (numai pentru module cu indice P)
Ambele canale ale șoferului funcționează independent unul de celălalt.
Datorită izolației electrice furnizate de transformatoare și optocuple (supuse unei tensiuni de testare de 2650 V AC la 50 Hz timp de 1 minut) între circuitul de intrare și unitate de putere, și, de asemenea, extrem de mare viteză creșterea tensiunii - 30 kV/µs, modulele driver sunt utilizate în circuite cu tensiuni de potențial ridicat și salturi mari de potențial care apar între partea de putere și circuitul de control.
Timpii de întârziere foarte scurti ai driverelor din seria MD2XXX le permit să fie utilizate în surse de alimentare de înaltă frecvență, convertoare de înaltă frecvență și convertoare de rezonanță. Datorită timpilor de întârziere extrem de scurti, acestea garantează o funcționare fără probleme în timpul controlului podului.
Una dintre funcțiile principale ale driverelor din seria MD2ХХХ este de a garanta o protecție fiabilă a tranzistoarelor de putere controlate de scurtcircuite și suprasarcini. Starea de urgență a tranzistorului este determinată folosind tensiunea de pe colectorul tranzistorului de putere în stare deschisă. Dacă se depășește un prag definit de utilizator, tranzistorul de putere se oprește și rămâne dezactivat până când nivelul semnalului activ la intrarea de control se termină. După aceasta, tranzistorul poate fi pornit din nou prin aplicarea unui nivel activ la intrarea de control. Acest concept de protecție este utilizat pe scară largă pentru a proteja fiabil IGBT-urile.
Alocarea funcțională a pinii
Pini 14 (VX1 „+”), 13 (VX1 „–”)
Pinii 13 și 14 sunt intrările de control al driverului. Controlul se realizează prin aplicarea nivelurilor logice TTL acestora. Intrarea In1 „+” este directă, adică atunci când i se aplică un 1 logic, tranzistorul de putere se deschide, iar când se aplică un 0, se închide. Intrarea In1 „–” este inversă, adică atunci când i se aplică 1 logic, tranzistorul de putere se închide, iar când este aplicat 1, se deschide. De obicei, In1 „–” este conectat la conductorul comun al părții de intrare a driverului și este controlat folosind intrarea In1 „+”. Conexiunea driverului inversor și neinversător este prezentată în Fig. 10.
Tabelul 6 prezintă diagrama de stare a unui canal de driver.
Izolarea electrică între părțile de intrare și de ieșire ale driverului la acești pini se realizează folosind optocuple. Datorită utilizării lor, este eliminată posibilitatea influenței proceselor tranzitorii care apar asupra tranzistorului de putere pe circuitul de control.
Tabelul 6. Diagrama de stare a unui canal de driver
| In1+ | În 1- | Tensiunea poarta tranzistorului | Tensiune de saturație a tranzistorului > normal | Sf | St "+E groapă" | Afară |
| X | X | + | X | X | L | L |
| X | X | X | + | l | N | l |
| l | X | X | X | X | N | l |
| X | H | X | X | X | H | l |
| H | l | - | - | H | H | H |
Circuitul de intrare are protecție încorporată care împiedică deschiderea simultană a ambilor tranzistori de putere ai semi-puntului. Dacă se aplică un semnal de control activ la intrările de control ale ambelor canale, circuitul va fi blocat și ambele tranzistoare de putere vor fi închise.
Modulele drivere ar trebui să fie amplasate cât mai aproape de tranzistoarele de putere și conectate la acestea cu conductoare cât mai scurte. Intrările In1 „+” și In1 „–” pot fi conectate la circuitul de control și monitorizare cu conductori de până la 25 cm lungime.
Mai mult, conductorii trebuie să circule în paralel. În plus, intrările In1 „+” și In1 „–” pot fi conectate la circuitul de control și monitorizare folosind o pereche torsadată. Conductorul comun la circuitul de intrare trebuie să fie întotdeauna conectat separat pentru ambele canale pentru a asigura transmisia fiabilă a impulsurilor de control.
Ținând cont de faptul că transmisia fiabilă a impulsurilor de control are loc în cazul unui impuls foarte lung, atunci configurație completă trebuie verificat în cazul unui impuls de control minim scurt.
Pin 12 (ST „+E groapa”)
Pinul 12 este o ieșire de stare care confirmă prezența puterii (+18 V) la partea de ieșire (putere) a driverului. Este asamblat conform unui circuit de colector deschis. La operatie normala driver (prezența puterii și nivelul său suficient), pinul de stare este conectat la pinul comun circuit de control folosind un tranzistor deschis. Dacă această ieșire de stare este conectată conform diagramei prezentate în Fig. 11, atunci situația de urgență va corespunde nivel inalt tensiune pe el (+5 V). Funcționarea normală a șoferului va fi constantă nivel scăzut tensiune la acest pin de stare. Valoarea tipică a curentului care curge prin pinul de stare corespunde cu 10 mA, prin urmare, valoarea rezistorului R este calculată folosind formula R = U / 0,01,
unde U este tensiunea de alimentare. Când tensiunea de alimentare scade sub 12 V, tranzistorul de putere este oprit și driverul este blocat.
Pin 11 (Сз)
Un condensator suplimentar este conectat la pinul 11, ceea ce crește timpul de întârziere dintre tonul de impuls de intrare și ieșire pe driver. Implicit (fără un condensator suplimentar) acest timp este de exact 1 µs, datorită căruia driverul nu răspunde la impulsuri mai scurte de 1 µs (protecție împotriva zgomot de impuls). Scopul principal al acestei întârzieri este de a elimina apariția curenților de trecere care apar în semi-poduri. Prin curenții determină încălzirea și declanșarea tranzistorilor de putere protectie in caz de urgenta, crește consumul de curent, deteriorează eficiența circuitului. Prin introducerea acestei întârzieri, ambele canale ale unui driver încărcat pe jumătate de punte pot fi conduse de un singur semnal de undă pătrată.
De exemplu, modulul 2MBI 150 are o întârziere la oprire de 3 μs, prin urmare, pentru a preveni apariția curenților de trecere în modul atunci când canalele sunt controlate în comun, este necesar să se instaleze o capacitate suplimentară de cel puțin 1200; pF pe ambele canale.
Pentru a reduce influența temperaturii ambientale asupra timpului de întârziere, este necesar să selectați condensatori cu TKE scăzut.
Pin 10 (ST)
Pinul 10 este ieșirea de stare a unei alarme pe tranzistorul de putere al primului canal. Un nivel logic ridicat la ieșire corespunde funcționării normale a șoferului, iar un nivel scăzut corespunde unei situații de urgență. Un accident are loc atunci când tensiunea de saturație de pe tranzistorul de putere depășește nivelul pragului. Curentul maxim care trece prin ieșire este de 8 mA.
Pin 9 (BLOCK)
Pinul 6 este intrarea de control al driverului. Când i se aplică unul logic, funcționarea driverului este blocată și o tensiune de blocare este furnizată tranzistorilor de putere. Intrarea de blocare este comună ambelor canale. Pentru funcționarea normală a driverului, la această intrare trebuie aplicat un zero logic.
Pinul 8 nu este folosit.
Pinii 7 (+5 V) și 6 (comune)
Pinii 6 și 7 sunt intrări pentru conectarea alimentării la driver. Alimentarea este furnizată de la o sursă cu o putere de 8 W și o tensiune de ieșire de 5 ± 0,5 V. Puterea trebuie conectată la driver cu conductori scurti (pentru a reduce pierderile și a crește imunitatea la zgomot). Dacă conductoarele de legătură au o lungime mai mare de 25 cm, este necesar să se așeze între ele condensatoare de suprimare a zgomotului (condensator ceramic cu o capacitate de 0,1 μF) cât mai aproape de driver.
Pin 15 (IR)
Pinul 15 (colector de măsurare) este conectat la colectorul tranzistorului de putere. Prin intermediul acestuia, tensiunea de pe tranzistorul deschis este controlată. În cazul unui scurtcircuit sau suprasarcină, tensiunea pe tranzistorul deschis crește brusc. Când pragul de tensiune la colectorul tranzistorului este depășit, tranzistorul de putere este oprit și starea de alarmă ST este declanșată. Diagramele de timp ale proceselor care au loc în driver atunci când protecția este declanșată sunt prezentate în Fig. 7. Pragul de răspuns de protecție poate fi redus prin conectarea diodelor conectate în serie, iar valoarea de prag a tensiunii de saturație este U us. por.=7 –n U pr.VD, unde n este numărul de diode, U pr.VD este căderea de tensiune pe dioda deschisă. Dacă tranzistorul de putere este alimentat de la o sursă de 1700 V, este necesar să instalați o diodă suplimentară cu o tensiune de avarie de cel puțin 1000 V. Catodul diodei este conectat la colectorul tranzistorului de putere. Timpul de răspuns al protecției poate fi ajustat folosind pinul 16-IK1.
Pin 16 (IC1)
Pinul 16 (colector de măsurare), spre deosebire de pinul 15, nu are o diodă încorporată și un rezistor de limitare. Este necesar să conectați un condensator, care determină timpul de răspuns al protecției pe baza tensiunii de saturație pe un tranzistor deschis. Această întârziere este necesară pentru a preveni interferența să afecteze circuitul. Prin conectarea unui condensator, timpul de răspuns al protecției crește proporțional cu capacitatea de blocare t = 4 C U us. por., unde C este capacitatea condensatorului, pF. Acest timp este însumat cu timpul de întârziere intern al șoferului t off (10%) = 3 μs. În mod implicit, driverul conține capacitatea C = 100 pF, prin urmare, întârzierea răspunsului la protecție este t = 4 100 6,3 + t off (10%) = 5,5 μs. Dacă este necesar, acest timp poate fi mărit prin conectarea unei capacități între pinul 16 și firul de alimentare comun al unității de alimentare.
Pinii 17 (out. 2) și 18 (out. 1)
Pinii 17 și 18 sunt ieșirile driverului. Sunt proiectate pentru a conecta tranzistoarele de putere și pentru a ajusta timpul de pornire a acestora. Pinul 17 (out. 2) furnizează un potențial pozitiv (+18 V) porții modulului controlat, iar pinul 18 (out. 1) furnizează un potențial negativ (–5 V). Dacă este necesar să se asigure margini de control abrupte (aproximativ 1 μs) și o putere de sarcină nu foarte mare (două module 2MBI 150 conectate în paralel), conectarea directă a acestor ieșiri la pinii de control ai modulelor este permisă. Dacă trebuie să strângeți marginile sau să limitați curentul de control (în cazul în care incarcatura grea), atunci modulele trebuie conectate la pinii 17 și 18 prin rezistențe de limitare.
Dacă tensiunea de saturație depășește nivelul pragului, la poarta tranzistorului de control are loc o scădere lină de protecție a tensiunii. Timp de reducere a tensiunii la poarta tranzistorului la nivelul de 90%t off (90%) = 0,5 μs, la nivelul de 10%t off (10%) = 3 μs. O scădere lină a tensiunii de ieșire este necesară pentru a elimina posibilitatea unei supratensiuni.
Pini 19 (alimentare – E), 20 (comune) și 21 (alimentare + E)
Pinii 19, 20 și 21 sunt ieșirile de putere ale secțiunii de putere a driverului. Acești pini primesc tensiune de la driverul convertorului DC/DC. În cazul utilizării driverelor precum MD215, MD250, MD280 fără convertoare DC/DC încorporate, conectați-vă aici surse externe alimentare: 19 pini –5 V, 20 pini - comun, 21 pini +18 V pentru curent de până la 0,2 A.
Calculul și selecția șoferului
Datele inițiale pentru calcul sunt capacitatea de intrare a modulului C in sau sarcina echivalentă Q in, rezistența de intrare a modulului R in, oscilația de tensiune la intrarea modulului U = 30 V (dată în informații de referință modulo), maxim frecventa de operare, pe care rulează modulul f max.
Este necesar să găsiți curentul de impuls care curge prin intrarea de control a modulului Imax, putere maxima convertor DC/DC P.
Figura 16 arată circuit echivalent intrare modul, care constă dintr-o capacitate de poartă și un rezistor de limitare.
Dacă sarcina Qin este specificată în datele sursă, atunci este necesar să o recalculăm în capacitatea de intrare echivalentă Cin =Qin /D U.
Puterea reactivă alocată capacității de intrare a modulului este calculată prin formula Рс =f Q intrare D U. Puterea totală a convertorului DC/DC al driverului Р este suma puterii consumate de treapta de ieșire a driver Рout și puterea reactivă alocată capacității de intrare a modulului Рс: P = P out + Pc.
Frecvența de funcționare și oscilația de tensiune la intrarea modulului au fost considerate maxime în calcule, prin urmare, s-a obținut puterea maximă posibilă a convertorului DC/DC în timpul funcționării normale a driverului.
Cunoscând rezistența rezistorului de limitare R, puteți găsi curentul de impuls care curge prin driver: I max =D U/R.
Pe baza rezultatelor calculului, puteți selecta cel mai optim driver necesar pentru a controla modulul de alimentare.
Poate că după ce ați citit acest articol nu va trebui să instalați radiatoare de aceeași dimensiune pe tranzistoare.
Traducerea acestui articol.
Un scurt mesaj de la traducător:
În primul rând, în această traducere pot apărea probleme serioase cu traducerea termenilor, nu am studiat suficient ingineria electrică și proiectarea circuitelor, dar încă știu ceva; De asemenea, am încercat să traduc totul cât mai clar, așa că nu am folosit concepte precum bootstrap, MOSFET etc. În al doilea rând, dacă acum este dificil să faci o greșeală de ortografie (lăudat procesoarelor de text pentru indicarea erorilor), atunci este destul de ușor să faci o greșeală de punctuație.
Și în aceste două puncte, vă rog să mă dați cu piciorul în comentarii cât mai tare posibil.
Acum să vorbim mai multe despre subiectul articolului - cu toată varietatea de articole despre construcția diferitelor Vehicul vedere la sol (mașini) pe MK, pe Arduino, pe<вставить название>, designul circuitului în sine, cu atât mai puțin circuitul de conectare a motorului, nu este descris suficient de detaliat. De obicei arată astfel:
- ia motorul
- luați componentele
- conectați componentele și motorul
- …
- PROFIT!1!
Dar pentru a construi mai mult circuite complexeÎn loc să rotiți pur și simplu un motor PWM într-o direcție prin L239x, sunt necesare de obicei cunoștințe despre poduri complete (sau punți H), tranzistori cu efect de câmp (sau MOSFET) și, ei bine, drivere pentru acestea. Dacă nimic nu o limitează, atunci puteți utiliza tranzistori cu canal p și canal n pentru puntea completă, dar dacă motorul este suficient de puternic, atunci tranzistorii cu canal p vor trebui cântăriți mai întâi. o cantitate mare radiatoare, apoi adăugați răcitoare, dar dacă este păcat să le aruncați, atunci puteți încerca alte tipuri de răcire sau pur și simplu utilizați doar tranzistori cu canale n în circuit. Dar există o mică problemă cu tranzistoarele cu canale n - uneori poate fi destul de dificil să le deschideți „într-un mod amiabil”.
Așa că căutam ceva care să mă ajute să fac o diagramă corectă și am găsit un articol pe blogul unui tânăr pe nume Syed Tahmid Mahbub. Am decis să împărtășesc acest articol.
În multe situații trebuie să folosim FET-urile ca comutatoare nivel superior. De asemenea, în multe situații trebuie să folosim tranzistori cu efect de câmp ca comutatoare atât pentru nivelul superior, cât și pentru cel inferior. De exemplu, în circuitele de punte. În circuitele de punte parțială avem 1 MOSFET de nivel înalt și 1 MOSFET de nivel scăzut. În circuitele de punte complete avem 2 MOSFET-uri de nivel înalt și 2 MOSFET-uri de nivel scăzut. În astfel de situații, va trebui să folosim împreună drivere de nivel înalt și de nivel scăzut. Cea mai comună modalitate de a controla tranzistoarele cu efect de câmp în astfel de cazuri este utilizarea unui driver de comutator de nivel scăzut și înalt pentru MOSFET-uri. Fără îndoială, cel mai popular cip driver este IR2110. Și în acest articol/manual voi vorbi exact despre asta.
Puteți descărca documentația pentru IR2110 de pe site-ul web IR. Aici este linkul de descărcare: http://www.irf.com/product-info/datasheets/data/ir2110.pdf
Să aruncăm mai întâi o privire la diagrama bloc, precum și la descrierea și locația pinilor:
Figura 1 - Schema bloc funcțională a IR2110
Figura 2 - Pinout IR2110
Figura 3 - Descrierea pinilor IR2110
De asemenea, merită menționat faptul că IR2110 vine în două pachete - un PDIP cu 14 pini pentru montare prin pin-out și un SOIC cu 16 pini pentru montare pe suprafață.
Acum să vorbim despre diverse contacte.
VCC este sursa de alimentare de nivel scăzut, ar trebui să fie între 10V și 20V. VDD este sursa logică pentru IR2110, ar trebui să fie între +3V și +20V (față de VSS). Tensiunea reală pe care alegeți să o utilizați depinde de nivelul de tensiune al semnalelor de intrare. Iată graficul:
Figura 4 - Dependența logicii 1 de putere
De obicei, se folosește un VDD de +5V. Când VDD = +5V, pragul de intrare al logicii 1 este puțin mai mare decât 3V. Astfel, când VDD = +5V, IR2110 poate fi utilizat pentru a controla sarcina atunci când intrarea „1” este mai mare de 3 (unii) volți. Aceasta înseamnă că IR2110 poate fi utilizat pentru aproape toate circuitele, deoarece majoritatea circuitelor tind să fie alimentate la aproximativ 5V. Când utilizați microcontrolere, tensiunea de ieșire va fi mai mare de 4V (la urma urmei, microcontrolerul are destul de des VDD = +5V). Când utilizați un controler SG3525 sau TL494 sau alt controler PWM, probabil că va trebui să le alimentați cu o tensiune mai mare de 10V, ceea ce înseamnă că ieșirile vor fi mai mari de 8V la unul logic. Astfel, IR2110 poate fi folosit aproape oriunde.
De asemenea, puteți reduce VDD-ul la aproximativ +4V dacă utilizați un microcontroler sau orice cip care scoate 3,3V (de exemplu, dsPIC33). Când proiectam circuite cu IR2110, am observat că uneori circuitul nu funcționa corect când VDD-ul IR2110 era setat la mai puțin de +4V. Prin urmare, nu recomand să utilizați VDD sub +4V. În majoritatea circuitelor mele, nivelurile de semnal nu au o tensiune mai mică de 4V ca „1” și așa că folosesc VDD = +5V.
Dacă din anumite motive în circuit, nivelul semnalului logic „1” are o tensiune mai mică de 3V, atunci trebuie să utilizați un convertor de nivel/translator de nivel, acesta va ridica tensiunea la limite acceptabile. În astfel de situații, recomand creșterea la 4V sau 5V și utilizarea IR2110 VDD = +5V.
Acum să vorbim despre VSS și COM. VSS este terenul logicii. COM este „returul la nivel scăzut” - practic terenul la nivel scăzut al șoferului. Poate părea că sunt independente și s-ar putea crede că ar fi posibil să izolați ieșirile driverului și logica semnalului driverului. Totuși, acest lucru ar fi greșit. Deși nu sunt cuplate intern, IR2110 este un driver neizolat, ceea ce înseamnă că VSS și COM trebuie să fie ambele conectate la masă.
HIN și LIN sunt intrări logice. Un semnal ridicat pe HIN înseamnă că dorim să controlăm cheia înaltă, adică ieșirea de nivel înalt este efectuată pe HO. Un semnal scăzut pe HIN înseamnă că dorim să dezactivăm MOSFET-ul de nivel înalt, adică HO este ieșirea de nivel scăzut. Ieșirea către HO, mare sau scăzută, nu este considerată relativ la masă, ci relativ la VS. Vom vedea în curând cum circuitele amplificatoare (diodă + condensator) care utilizează VCC, VB și VS oferă putere plutitoare pentru a conduce MOSFET-ul. VS este revenirea plutitoare a puterii. La nivel înalt, nivelul la HO este egal cu nivelul la VB, raportat la VS. La nivel scăzut, nivelul la HO este egal cu VS, în raport cu VS, efectiv zero.
Un semnal LIN ridicat înseamnă că dorim să controlăm comutatorul scăzut, adică ieșirea de nivel înalt este efectuată la LO. Un semnal LIN scăzut înseamnă că dorim să dezactivăm MOSFET-ul de nivel scăzut, adică LO este ieșirea de nivel scăzut. Ieșirea în LO este considerată relativ la masă. Când semnalul este ridicat, nivelul la LO este același ca la VCC, în raport cu VSS, efectiv împământat. Când semnalul este scăzut, nivelul în LO este același ca în VSS, în raport cu VSS, efectiv zero.
SD este folosit ca control de oprire. Când nivelul este scăzut, IR2110 este pornit - funcția de oprire este dezactivată. Când acest pin este ridicat, ieșirile sunt oprite, dezactivând controlul IR2110.
Acum să aruncăm o privire la o configurație comună cu IR2110 pentru a conduce MOSFET-uri ca comutatoare înalte și joase - circuite în jumătate de punte.
Figura 5 - Circuit de bază pe IR2110 pentru control pe jumătate de punte
D1, C1 și C2 împreună cu IR2110 formează circuitul amplificatorului. Când LIN = 1 și Q2 este pornit, C1 și C2 sunt încărcate la nivelul VB, deoarece o diodă este situată sub +VCC. Când LIN = 0 și HIN = 1, încărcarea pe C1 și C2 este utilizată pentru a adăuga tensiune suplimentară, VB la în acest caz,, deasupra nivelului sursei Q1 pentru a controla Q1 într-o configurație de comutator superior. Trebuie selectată o capacitate suficient de mare la C1, astfel încât să fie suficient să furnizeze încărcarea necesară pentru Q1, astfel încât Q1 să fie pornit tot timpul. De asemenea, C1 nu ar trebui să aibă prea multă capacitate, deoarece procesul de încărcare va dura mult timp și nivelul de tensiune nu va crește suficient pentru a menține MOSFET-ul pornit. Cu cât timpul necesar în starea de pornire este mai mare, cu atât capacitatea necesară este mai mare. Astfel, o frecvență mai mică necesită o capacitate C1 mai mare. Un factor de umplere mai mare necesită o capacitate C1 mai mare. Desigur, există formule pentru calcularea capacității, dar pentru aceasta trebuie să cunoașteți mulți parametri și este posibil să nu cunoaștem unii dintre ei, de exemplu, curentul de scurgere al unui condensator. Deci am estimat doar capacitatea aproximativă. Pentru frecvențe joase, cum ar fi 50Hz, folosesc o capacitate de la 47uF la 68uF. Pentru frecvențe înalte, cum ar fi 30-50 kHz, folosesc o capacitate cuprinsă între 4,7 uF și 22 uF. Deoarece folosim un condensator electrolitic, un condensator ceramic trebuie utilizat în paralel cu acest condensator. Condensator ceramic nu este necesar dacă condensatorul de amplificare este tantal.
D2 și D3 descarcă rapid poarta MOSFET-urilor, ocolind rezistențele de poartă și reducând timpul de oprire. R1 și R2 sunt rezistențe de poartă limitatoare de curent.
MOSV poate fi de maxim 500V.
VCC ar trebui să provină de la sursă fără interferențe. Trebuie să instalați condensatori de filtrare și decuplare de la +VCC la masă pentru filtrare.
Să ne uităm acum la câteva exemple de circuite cu IR2110.
Figura 6 - Circuit cu IR2110 pentru semipunte de înaltă tensiune
Figura 7 - Circuit cu IR2110 pentru o punte completă de înaltă tensiune cu control independent cu cheie (se poate face clic)
În Figura 7 vedem IR2110 folosit pentru a controla un pod complet. Nu este nimic complicat și cred că ați înțeles deja acest lucru. De asemenea, puteți aplica o simplificare destul de populară aici: conectăm HIN1 la LIN2 și conectăm HIN2 la LIN1, astfel obținem controlul tuturor celor 4 taste folosind doar 2 semnale de intrare, în loc de 4, acest lucru este arătat în Figura 8.
Figura 8 - Circuit cu IR2110 pentru o punte completă de înaltă tensiune cu control cu cheie cu două intrări (care se poate face clic)
Figura 9 - Circuit cu IR2110 ca driver de nivel superior de înaltă tensiune
În Figura 9 vedem IR2110 folosit ca driver de nivel înalt. Circuitul este destul de simplu și are aceeași funcționalitate ca cea descrisă mai sus. Un lucru care trebuie luat în considerare este că, deoarece nu mai avem un comutator de nivel scăzut, trebuie să existe o sarcină conectată de la OUT la masă. În caz contrar, condensatorul amplificatorului nu se va putea încărca.
Figura 10 - Circuit cu IR2110 ca driver de nivel scăzut
Figura 11 - Circuit cu IR2110 ca driver dublu de nivel scăzut
Dacă întâmpinați probleme cu IR2110 și totul continuă să se defecteze, să arde sau să explodeze, sunt destul de sigur că nu utilizați rezistențe de sursă de poartă, presupunând că l-ați proiectat cu atenție, desigur. NU UITAȚI NICIODATĂ DE REZISTENTELE SURSA-PORTA. Dacă sunteți interesat, puteți citi despre experiența mea cu ei aici (explic și motivul pentru care rezistențele previn deteriorarea).
2.3. Drivere pentru controlul tranzistorilor puternici
Driverele sunt cipuri de control care conectează diverse controlere și circuite logice cu tranzistoare puternice în etapele de ieșire ale convertoarelor sau dispozitivelor de control al motorului. Driverele, care asigură transmisia semnalului, trebuie să introducă o întârziere cât mai mică posibil, iar etapele lor de ieșire trebuie să reziste sarcinii capacitive mari caracteristice circuitelor de poartă ale tranzistoarelor. Curenții de absorbție și curenți ai treptei de ieșire ale driverului ar trebui să fie între 0,5 și 2 A sau mai mult.
Driverul este un amplificator de putere cu impulsuri și este conceput pentru a controla direct comutatoarele de putere ale convertoarelor de parametri de putere. Circuitul driver este determinat de tipul de structură a tranzistorului cheie (bipolar, MOS sau IGBT) și de tipul de conductivitate a acestuia, precum și de locația tranzistorului în circuitul comutatorului („superior”, adică unul ale cărui ambele puteri). terminalele în stare deschisă au un potențial ridicat sau „mai mic”, ambele terminale de putere, în stare deschisă au potențial zero). Șoferul trebuie să amplifice semnalul de control în ceea ce privește puterea și tensiunea și, dacă este necesar, să furnizeze potențialul său de schimbare. De asemenea, șoferului i se pot atribui funcții de protecție a cheilor.
Când proiectați un circuit de control pentru ansambluri de tranzistori de putere, trebuie să știți că:
a) este necesar să se asigure un potențial „plutitor” pentru controlul comutatorului de putere „superior” în circuitul semi-punte;
b) este extrem de important să se creeze o creștere și o scădere rapidă a semnalelor de control care sosesc la porțile elementelor de putere pentru a reduce pierderile de căldură prin comutare;
c) este necesar să se asigure o valoare ridicată a impulsului de curent de control al porții a elementelor de putere pentru a reîncărca rapid condensatorii de intrare;
d) în marea majoritate a cazurilor, este necesară compatibilitatea electrică a părții de intrare a driverului cu semnalele digitale standard TTL/CMOS (de obicei provenite de la microcontrolere).
Pentru o perioadă destul de lungă, dezvoltatorii au fost forțați să proiecteze circuite de driver de control folosind elemente discrete. Primul eveniment important pe calea integrării driverelor de control a fost apariția microcircuitelor din seriile IR21xx și IR22xx (și apoi modificările lor mai moderne IRS21xx, IRS22xx), dezvoltate de International Rectifies. Aceste microcircuite au găsit astăzi o largă aplicație în tehnologia convertoarelor de putere redusă, deoarece îndeplinesc toate cerințele de mai sus.
Circuitul de control al comutatorului de alimentare este întotdeauna construit astfel încât semnalul său de ieșire (sub formă de impulsuri modulate în lățime) să fie specificat în raport cu conductorul „comun” al circuitului. După cum se poate observa din fig. 2.12, A, care arată o treaptă de putere semi-punte pentru un tranzistor de comutare VT 2 este suficient - semnalul „Control 2” poate fi aplicat direct la poarta (baza) tranzistorului prin driverul G2, deoarece sursa (emițătorul) este conectată la conductorul „comun” al circuitului și controlul se realizează relativ la conductorul „comun”.
Dar ce zici de tranzistor? VT 1, care operează în brațul superior al semipodului? Dacă tranzistorul VT 2 este în stare închisă și VT 1 deschis, la sursă VT 1 tensiune de alimentare prezentă E Pete. Prin urmare, pentru a comuta tranzistorul VT 1, aveți nevoie de un dispozitiv G1 izolat galvanic de circuitul „comun”, care va transmite clar impulsurile circuitului de control „Control 1” fără a introduce distorsiuni în semnale. Soluția clasică la această problemă este pornirea transformatorului de control T1 (Fig. 2.12, b), care, pe de o parte, izolează galvanic circuitele de comandă și, pe de altă parte, transmite impulsuri de comutare. Nu întâmplător această soluție tehnică este considerată un „clasic al genului”: este cunoscută de zeci de ani.
A b
Orez. 2.12. Întrerupătoare de alimentare în circuite în semi-punte
Semnalul de intrare este un semnal de cip de control cu amplitudine de nivel logic standard și, cu ajutorul unei tensiuni aplicate pinului Vdd, se poate realiza compatibilitatea cu „logica” clasică de 5 volți și logica mai modernă de 3,3 volți. La ieșirea driverului există tensiuni de control pentru tranzistoarele de putere „superioare” și „inferioare”. Șoferul a luat măsuri pentru a asigura nivelurile de control necesare, a fost creat un echivalent al izolației galvanice (pseudo-izolare) și există funcții suplimentare - o intrare de oprire, o unitate de protecție la subtensiune și un filtru de impuls de control scurt.
După cum se poate vedea din schema bloc (Fig. 2.13), driverul este format din două canale independente, care sunt concepute pentru a controla brațele superioare și inferioare ale circuitelor semi-punte. La intrarea driverului există modele de impulsuri construite pe baza declanșatoarelor Schmitt. Intrările Vcc și Vdd sunt destinate conectării tensiunii de alimentare la părțile de putere și control ale circuitului, magistralele „împământare” ale părții de putere și ale părții de control sunt decuplate (diferite terminale „comune” - Vss și COM).
În marea majoritate a cazurilor, acești pini sunt pur și simplu conectați împreună. Există, de asemenea, posibilitatea unei surse de alimentare separate pentru părțile de control și putere pentru a potrivi nivelurile de intrare cu nivelurile circuitului de control. Intrarea SD este de protecție. Etapele de ieșire sunt construite pe tranzistoare complementare cu efect de câmp. Microcircuitul conține dispozitive suplimentare care asigură funcționarea sa stabilă ca parte a circuitelor de conversie: acesta este un dispozitiv pentru schimbarea nivelului semnalelor de control (deplasare de nivel Vdd/Vcc), un dispozitiv pentru suprimarea zgomotului de impuls scurt (filtru de impuls), o întârziere de comutare dispozitiv (întârziere) și o sursă de alimentare pentru detector de subtensiune (detectare UV).
Orez. 2. 13. Unități funcționale ale microcircuitelor IRS2110 și IRS2113
O diagramă tipică de conectare a driverului este prezentată în Fig. 2.14. Condensatoare CU 1 și CU Z - filtrare. Producătorul recomandă amplasarea lor cât mai aproape de bornele corespunzătoare. Condensator CU 2 si dioda VD 1 - etapa bootstrap, care furnizează putere circuitului de control al tranzistorului lateral „superior”. Condensator CU 4 - filtru în circuitul de alimentare. Rezistoare R 1 și R 2 - obturator.
Uneori, un semnal de control modulat pe lățime poate fi generat nu la două intrări de control separat, ci mai degrabă aplicat la o intrare sub forma unui meandre cu un ciclu de lucru variabil. Această metodă de control poate fi găsită, de exemplu, în convertoare care generează un semnal sinusoidal de o anumită frecvență. În acest caz, este suficient să setați o pauză de „timp mort” între închiderea unui tranzistor cu jumătate de punte și deschiderea celui de-al doilea.
Orez. 2.14. Diagrama de conectare tipică pentru IRS2110 și IRS2113
Un astfel de driver cu o unitate încorporată pentru formarea garantată a unei pauze de „timp mort” este disponibil în gama de produse International Rectifies - acesta este microcircuitul IRS2111 (Fig. 2.15).
Orez. 2.15. Componentele funcționale ale cipului IRS2111
Diagrama bloc arată că șoferul are unități încorporate pentru a forma o pauză de „timp mort” pentru brațele superioare și inferioare ale semi-podului. Conform documentației producătorului, valoarea „timp mort” este setată la 650 ns (valoare tipică), care este destul de suficientă pentru a controla semi-punturi formate din MOSFET-uri de putere tranzistoare.
Driverele pentru controlul circuitelor de convertoare complexe - monofazate și trifazate - conțin un număr mare de elemente, așa că nu este surprinzător faptul că sunt produse sub formă de circuite integrate. Aceste microcircuite, pe lângă driverele în sine, conțin și circuite de conversie a nivelului, logica auxiliară, circuite de întârziere pentru formarea timpului „mort”, circuite de protecție etc. Pe baza domeniului de aplicare a driverelor IC, se disting: scăzute driver-cheie; driver-cheie de top; drivere cheie inferioare și superioare; conducători de semi-pod; drivere de punte monofazate; drivere de pod trifazate.
Principalii parametri ai driverelor integrate sunt împărțiți în două grupe: dinamici și operaționali. Cele dinamice includ timpul de întârziere la comutare la deblocarea și încuierea cheii, timpul de creștere și scădere a tensiunii de ieșire, precum și timpul de reacție al circuitelor de protecție. Cei mai importanți parametri de funcționare: valoarea maximă a impulsului curentului de ieșire de intrare/ieșire, niveluri de intrare, domeniul tensiunii de alimentare, rezistența de ieșire.
Driverelor li se atribuie adesea și unele funcții de protecție pentru tranzistoarele MOS și JGVT. Aceste caracteristici includ: protecția la scurtcircuit cheie; protectie la subtensiune driver;
protectie impotriva curentilor de trecere; protectie impotriva defectarii portii.
Întrebări pentru autocontrol
Care sunt principalele diferențe dintre tranzistoarele bipolare și cele cu efect de câmp care ar trebui luate în considerare atunci când le folosiți ca întrerupătoare electronice?
Ce avantaje ale tranzistoarelor bipolare și cu efect de câmp combină MOPBT?
Listați principalul moduri statice funcționarea tranzistoarelor. În ce moduri ar trebui să fie utilizați tranzistorii în dispozitivele electronice de putere?
Folosind schema Larionov, explicați esența lățimii pulsului
modulare (PWM).
Poate că după ce ați citit acest articol nu va trebui să instalați radiatoare de aceeași dimensiune pe tranzistoare.
Traducerea acestui articol.
Un scurt mesaj de la traducător:
În primul rând, în această traducere pot apărea probleme serioase cu traducerea termenilor, nu am studiat suficient ingineria electrică și proiectarea circuitelor, dar încă știu ceva; De asemenea, am încercat să traduc totul cât mai clar, așa că nu am folosit concepte precum bootstrap, MOSFET etc. În al doilea rând, dacă acum este dificil să faci o greșeală de ortografie (lăudat procesoarelor de text pentru indicarea erorilor), atunci este destul de ușor să faci o greșeală de punctuație.
Și în aceste două puncte, vă rog să mă dați cu piciorul în comentarii cât mai tare posibil.
Acum să vorbim mai multe despre subiectul articolului - cu toată varietatea de articole despre construirea diferitelor vehicule (mașini) la sol pe MK, pe Arduino, pe<вставить название>, designul circuitului în sine, cu atât mai puțin circuitul de conectare a motorului, nu este descris suficient de detaliat. De obicei arată astfel:
- ia motorul
- luați componentele
- conectați componentele și motorul
- …
- PROFIT!1!
Dar pentru a construi circuite mai complexe decât pur și simplu rotirea unui motor PWM într-o direcție prin L239x, de obicei aveți nevoie de cunoștințe despre punți complete (sau punți H), despre tranzistori cu efect de câmp (sau MOSFET) și despre drivere pentru acestea. Dacă nu există restricții, atunci puteți utiliza tranzistori cu canal p și canal n pentru o punte completă, dar dacă motorul este suficient de puternic, atunci tranzistoarele cu canal p vor trebui mai întâi agățate cu un număr mare de radiatoare, apoi se vor adăuga coolere, dar dacă este păcat să le arunci complet, atunci poți încerca alte tipuri de răcire sau pur și simplu folosești doar tranzistori cu canale n în circuit. Dar există o mică problemă cu tranzistoarele cu canale n - uneori poate fi destul de dificil să le deschideți „într-un mod amiabil”.
Așa că căutam ceva care să mă ajute să fac o diagramă corectă și am găsit un articol pe blogul unui tânăr pe nume Syed Tahmid Mahbub. Am decis să împărtășesc acest articol.
În multe situații trebuie să folosim FET-urile ca comutatoare de nivel înalt. De asemenea, în multe situații trebuie să folosim tranzistori cu efect de câmp ca comutatoare atât pentru nivelul superior, cât și pentru cel inferior. De exemplu, în circuitele de punte. În circuitele de punte parțială avem 1 MOSFET de nivel înalt și 1 MOSFET de nivel scăzut. În circuitele de punte complete avem 2 MOSFET-uri de nivel înalt și 2 MOSFET-uri de nivel scăzut. În astfel de situații, va trebui să folosim împreună drivere de nivel înalt și de nivel scăzut. Cea mai comună modalitate de a controla tranzistoarele cu efect de câmp în astfel de cazuri este utilizarea unui driver de comutator de nivel scăzut și înalt pentru MOSFET-uri. Fără îndoială, cel mai popular cip driver este IR2110. Și în acest articol/manual voi vorbi exact despre asta.
Puteți descărca documentația pentru IR2110 de pe site-ul web IR. Aici este linkul de descărcare: http://www.irf.com/product-info/datasheets/data/ir2110.pdf
Să aruncăm mai întâi o privire la diagrama bloc, precum și la descrierea și locația pinilor:
Figura 1 - Schema bloc funcțională a IR2110
Figura 2 - Pinout IR2110
Figura 3 - Descrierea pinilor IR2110
De asemenea, merită menționat faptul că IR2110 vine în două pachete - un PDIP cu 14 pini pentru montare prin pin-out și un SOIC cu 16 pini pentru montare pe suprafață.
Acum să vorbim despre diverse contacte.
VCC este sursa de alimentare de nivel scăzut, ar trebui să fie între 10V și 20V. VDD este sursa logică pentru IR2110, ar trebui să fie între +3V și +20V (față de VSS). Tensiunea reală pe care alegeți să o utilizați depinde de nivelul de tensiune al semnalelor de intrare. Iată graficul:
Figura 4 - Dependența logicii 1 de putere
De obicei, se folosește un VDD de +5V. Când VDD = +5V, pragul de intrare al logicii 1 este puțin mai mare decât 3V. Astfel, când VDD = +5V, IR2110 poate fi utilizat pentru a controla sarcina atunci când intrarea „1” este mai mare de 3 (unii) volți. Aceasta înseamnă că IR2110 poate fi utilizat pentru aproape toate circuitele, deoarece majoritatea circuitelor tind să fie alimentate la aproximativ 5V. Când utilizați microcontrolere, tensiunea de ieșire va fi mai mare de 4V (la urma urmei, microcontrolerul are destul de des VDD = +5V). Când utilizați un controler SG3525 sau TL494 sau alt controler PWM, probabil că va trebui să le alimentați cu o tensiune mai mare de 10V, ceea ce înseamnă că ieșirile vor fi mai mari de 8V la unul logic. Astfel, IR2110 poate fi folosit aproape oriunde.
De asemenea, puteți reduce VDD-ul la aproximativ +4V dacă utilizați un microcontroler sau orice cip care scoate 3,3V (de exemplu, dsPIC33). Când proiectam circuite cu IR2110, am observat că uneori circuitul nu funcționa corect când VDD-ul IR2110 era setat la mai puțin de +4V. Prin urmare, nu recomand să utilizați VDD sub +4V. În majoritatea circuitelor mele, nivelurile de semnal nu au o tensiune mai mică de 4V ca „1” și așa că folosesc VDD = +5V.
Dacă din anumite motive în circuit, nivelul semnalului logic „1” are o tensiune mai mică de 3V, atunci trebuie să utilizați un convertor de nivel/translator de nivel, acesta va ridica tensiunea la limite acceptabile. În astfel de situații, recomand creșterea la 4V sau 5V și utilizarea IR2110 VDD = +5V.
Acum să vorbim despre VSS și COM. VSS este terenul logicii. COM este „returul la nivel scăzut” - practic terenul la nivel scăzut al șoferului. Poate părea că sunt independente și s-ar putea crede că ar fi posibil să izolați ieșirile driverului și logica semnalului driverului. Totuși, acest lucru ar fi greșit. Deși nu sunt cuplate intern, IR2110 este un driver neizolat, ceea ce înseamnă că VSS și COM trebuie să fie ambele conectate la masă.
HIN și LIN sunt intrări logice. Un semnal ridicat pe HIN înseamnă că dorim să controlăm cheia înaltă, adică ieșirea de nivel înalt este efectuată pe HO. Un semnal scăzut pe HIN înseamnă că dorim să dezactivăm MOSFET-ul de nivel înalt, adică HO este ieșirea de nivel scăzut. Ieșirea către HO, mare sau scăzută, nu este considerată relativ la masă, ci relativ la VS. Vom vedea în curând cum circuitele amplificatoare (diodă + condensator) care utilizează VCC, VB și VS oferă putere plutitoare pentru a conduce MOSFET-ul. VS este revenirea plutitoare a puterii. La nivel înalt, nivelul la HO este egal cu nivelul la VB, raportat la VS. La nivel scăzut, nivelul la HO este egal cu VS, în raport cu VS, efectiv zero.
Un semnal LIN ridicat înseamnă că dorim să controlăm comutatorul scăzut, adică ieșirea de nivel înalt este efectuată la LO. Un semnal LIN scăzut înseamnă că dorim să dezactivăm MOSFET-ul de nivel scăzut, adică LO este ieșirea de nivel scăzut. Ieșirea în LO este considerată relativ la masă. Când semnalul este ridicat, nivelul la LO este același ca la VCC, în raport cu VSS, efectiv împământat. Când semnalul este scăzut, nivelul în LO este același ca în VSS, în raport cu VSS, efectiv zero.
SD este folosit ca control de oprire. Când nivelul este scăzut, IR2110 este pornit - funcția de oprire este dezactivată. Când acest pin este ridicat, ieșirile sunt oprite, dezactivând controlul IR2110.
Acum să aruncăm o privire la o configurație comună cu IR2110 pentru a conduce MOSFET-uri ca comutatoare înalte și joase - circuite în jumătate de punte.
Figura 5 - Circuit de bază pe IR2110 pentru control pe jumătate de punte
D1, C1 și C2 împreună cu IR2110 formează circuitul amplificatorului. Când LIN = 1 și Q2 este pornit, C1 și C2 sunt încărcate la nivelul VB, deoarece o diodă este situată sub +VCC. Când LIN = 0 și HIN = 1, încărcarea pe C1 și C2 este utilizată pentru a adăuga o tensiune suplimentară, VB în acest caz, peste nivelul sursei Q1 pentru a conduce Q1 într-o configurație de comutator ridicat. Trebuie selectată o capacitate suficient de mare la C1, astfel încât să fie suficient să furnizeze încărcarea necesară pentru Q1, astfel încât Q1 să fie pornit tot timpul. De asemenea, C1 nu ar trebui să aibă prea multă capacitate, deoarece procesul de încărcare va dura mult timp și nivelul de tensiune nu va crește suficient pentru a menține MOSFET-ul pornit. Cu cât timpul necesar în starea de pornire este mai mare, cu atât capacitatea necesară este mai mare. Astfel, o frecvență mai mică necesită o capacitate C1 mai mare. Un factor de umplere mai mare necesită o capacitate C1 mai mare. Desigur, există formule pentru calcularea capacității, dar pentru aceasta trebuie să cunoașteți mulți parametri și este posibil să nu cunoaștem unii dintre ei, de exemplu, curentul de scurgere al unui condensator. Deci am estimat doar capacitatea aproximativă. Pentru frecvențe joase, cum ar fi 50Hz, folosesc o capacitate de 47uF până la 68uF. Pentru frecvențe înalte, cum ar fi 30-50 kHz, folosesc o capacitate cuprinsă între 4,7 uF și 22 uF. Deoarece folosim un condensator electrolitic, un condensator ceramic trebuie utilizat în paralel cu acest condensator. Un condensator ceramic nu este necesar dacă condensatorul de amplificare este tantal.
D2 și D3 descarcă rapid poarta MOSFET-urilor, ocolind rezistențele de poartă și reducând timpul de oprire. R1 și R2 sunt rezistențe de poartă limitatoare de curent.
MOSV poate fi de maxim 500V.
VCC ar trebui să provină de la sursă fără interferențe. Trebuie să instalați condensatori de filtrare și decuplare de la +VCC la masă pentru filtrare.
Să ne uităm acum la câteva exemple de circuite cu IR2110.
Figura 6 - Circuit cu IR2110 pentru semipunte de înaltă tensiune
Figura 7 - Circuit cu IR2110 pentru o punte completă de înaltă tensiune cu control independent cu cheie (se poate face clic)
În Figura 7 vedem IR2110 folosit pentru a controla un pod complet. Nu este nimic complicat și cred că ați înțeles deja acest lucru. De asemenea, puteți aplica o simplificare destul de populară aici: conectăm HIN1 la LIN2 și conectăm HIN2 la LIN1, astfel obținem controlul tuturor celor 4 taste folosind doar 2 semnale de intrare, în loc de 4, acest lucru este arătat în Figura 8.
Figura 8 - Circuit cu IR2110 pentru o punte completă de înaltă tensiune cu control cu cheie cu două intrări (care se poate face clic)
Figura 9 - Circuit cu IR2110 ca driver de nivel superior de înaltă tensiune
În Figura 9 vedem IR2110 folosit ca driver de nivel înalt. Circuitul este destul de simplu și are aceeași funcționalitate ca cea descrisă mai sus. Un lucru care trebuie luat în considerare este că, deoarece nu mai avem un comutator de nivel scăzut, trebuie să existe o sarcină conectată de la OUT la masă. În caz contrar, condensatorul amplificatorului nu se va putea încărca.
Figura 10 - Circuit cu IR2110 ca driver de nivel scăzut
Figura 11 - Circuit cu IR2110 ca driver dublu de nivel scăzut
Dacă întâmpinați probleme cu IR2110 și totul continuă să se defecteze, să arde sau să explodeze, sunt destul de sigur că nu utilizați rezistențe de sursă de poartă, presupunând că l-ați proiectat cu atenție, desigur. NU UITAȚI NICIODATĂ DE REZISTENTELE SURSA-PORTA. Dacă sunteți interesat, puteți citi despre experiența mea cu ei aici (explic și motivul pentru care rezistențele previn deteriorarea).
