Utilizarea driverului de cheie de nivel scăzut și înalt IR2110 - explicație și exemple de circuite. Driver MOSFET puternic pentru circuite de joasă tensiune

14.08.2019 știri

Poate că, după ce ați citit acest articol, nu va trebui să instalați radiatoare de aceeași dimensiune pe tranzistoare.
Traducerea acestui articol.

Un mic mesaj de la traducător:

În primul rând, în această traducere pot exista probleme serioase cu traducerea termenilor, nu m-am ocupat suficient de inginerie electrică și de circuite, dar totuși știu ceva; De asemenea, am încercat să traduc totul cât mai clar, așa că nu am folosit concepte precum bootstrap, tranzistor MOS etc. În al doilea rând, dacă este deja dificil să faci o greșeală de ortografie (lăudați procesoarele de text cu indicarea erorilor), atunci este destul de ușor să faceți o greșeală de punctuație.
Și în aceste două puncte, vă rog să mă dați cu piciorul în comentarii cât mai tare posibil.

Acum să vorbim mai multe despre subiectul articolului - cu toată varietatea de articole despre construirea diferitelor vehicule (mașini) la sol pe MK, pe Arduino, pe<вставить название>, designul circuitului în sine, și cu atât mai mult schema de conectare a motorului, nu este descrisă suficient de detaliat. De obicei arată așa:
- luăm motorul
- luam componentele
- conectam componentele si motorul
- …
- PROFIT! 1!

Dar pentru a construi circuite mai complexe decât pentru a răsuci pur și simplu un motor PWM într-o direcție prin L239x, de obicei trebuie să știți despre punți complete (sau punți H), despre tranzistori cu efect de câmp (sau MOSFET) și despre driverele pentru acestea. . Dacă nimic nu limitează, atunci puteți utiliza tranzistori cu canal p și canal n pentru o punte completă, dar dacă motorul este suficient de puternic, atunci tranzistoarele cu canal p vor trebui mai întâi ponderate cu un număr mare de radiatoare, apoi adăugați răcitoare , dar dacă este păcat să le arunci, atunci poți încerca și alte tipuri de răcire, sau doar să folosești doar tranzistori cu canale n în circuit. Dar există o mică problemă cu tranzistoarele cu canale n - deschiderea lor „într-un mod amiabil” poate fi uneori destul de dificilă.

Așa că căutam ceva care să mă ajute să înțeleg diagrama corect și am găsit un articol pe blogul unui tânăr pe nume Syed Tahmid Mahbub. Am decis să împărtășesc acest articol.

În multe situații, trebuie să folosim tranzistori cu efect de câmp ca comutatoare de nivel superior. De asemenea, în multe situații, trebuie să folosim tranzistori cu efect de câmp ca comutatoare atât a nivelului superior, cât și a celui inferior. De exemplu, în circuitele pod. În circuitele de punte incomplete, avem 1 MOSFET de nivel înalt și 1 MOSFET de nivel scăzut. În circuitele de punte complete, avem 2 MOSFET-uri de nivel înalt și 2 MOSFET-uri de nivel scăzut. În astfel de situații, va trebui să folosim împreună drivere de nivel înalt și de nivel scăzut. Cel mai obișnuit mod de a conduce FET-uri în astfel de cazuri este utilizarea unui driver cheie de nivel scăzut și înalt pentru MOSFET. De departe, cel mai popular driver IC este IR2110. Și în acest articol/tutorial voi vorbi despre asta.

Puteți descărca documentația pentru IR2110 de pe site-ul web IR. Aici este linkul de descărcare: http://www.irf.com/product-info/datasheets/data/ir2110.pdf

Să aruncăm mai întâi o privire la diagrama bloc și la descrierea și locațiile pinului:

Figura 1 - Schema bloc funcțională a IR2110

Figura 2 - Pinout IR2110

Figura 3 - Descrierea pinilor IR2110

De asemenea, merită menționat faptul că IR2110 vine în două pachete - un PDIP cu 14 pini pentru montare cu pini și un SOIC cu 16 pini pentru montare pe suprafață.

Acum să vorbim despre diferite contacte.

VCC este sursa de alimentare de nivel scăzut, ar trebui să fie între 10V și 20V. VDD este puterea logică pentru IR2110, aceasta trebuie să fie între + 3V și + 20V (față de VSS). Tensiunea reală pe care alegeți să o utilizați depinde de nivelul de tensiune al semnalelor de intrare. Iată graficul:

Figura 4 - Dependența 1 logic de sursa de alimentare

De obicei se folosește un VDD de + 5V. La VDD = + 5V, pragul de intrare al logicii 1 este puțin mai mare decât 3V. Astfel, când VDD = + 5V, IR2110 poate fi utilizat pentru a conduce o sarcină atunci când intrarea „1” este mai mare de 3 (oarecum) volți. Aceasta înseamnă că IR2110 poate fi utilizat pentru aproape toate circuitele, deoarece majoritatea circuitelor tind să fie alimentate cu aproximativ 5V. Când utilizați microcontrolere, tensiunea de ieșire va fi mai mare de 4V (la urma urmei, microcontrolerul are destul de des VDD = + 5V). Când se folosește un controler SG3525 sau TL494 sau alt controler PWM, este probabil ca acestea să fie alimentate cu o tensiune mai mare de 10V, ceea ce înseamnă că ieșirile vor fi mai mari de 8V cu una logică. Astfel, IR2110 poate fi folosit aproape oriunde.

De asemenea, puteți reduce VDD-ul la aproximativ + 4V dacă utilizați un microcontroler sau orice cip care oferă ieșire de 3,3V (de exemplu, dsPIC33). Când am proiectat circuite cu IR2110, am observat că uneori circuitul nu funcționa așa cum era de așteptat când VDD-ul IR2110 a fost setat la mai puțin de + 4V. Prin urmare, nu recomand să utilizați VDD sub + 4V. În majoritatea circuitelor mele, nivelurile de semnal nu au o tensiune mai mică de 4V ca „1” și, prin urmare, folosesc VDD = + 5V.

Dacă din anumite motive în circuit, nivelul semnalului logic „1” are o tensiune mai mică de 3V, atunci trebuie să utilizați un convertor de nivel / traducător de nivel, acesta va ridica tensiunea la limite acceptabile. În astfel de situații, recomand creșterea la 4V sau 5V și utilizarea VDD-ului IR2110 = + 5V.

Acum să vorbim despre VSS și COM. VSS este terenul logicii. COM este „retur scăzut” - practic, terenul scăzut al șoferului. Ar putea părea că sunt independente și ați putea crede că ar putea fi posibil să izolați ieșirile driverului și logica semnalului driverului. Cu toate acestea, ar fi greșit. Deși nu este conectat intern, IR2110 este un driver neizolat, ceea ce înseamnă că VSS și COM trebuie să fie ambele conectate la masă.

HIN și LIN sunt intrări logice. Un semnal ridicat pe HIN înseamnă că dorim să controlăm cheia înaltă, adică un nivel înalt este transmis la HO. Un semnal scăzut pe HIN înseamnă că dorim să dezactivăm MOSFET-ul de nivel înalt, adică o ieșire de nivel scăzut este efectuată pe HO. Ieșirea HO, mare sau scăzută, este considerată nu relativă la masă, ci relativă la VS. Vom vedea în curând cum circuitele amplificatoare (diodă + condensator) care utilizează VCC, VB și VS oferă putere plutitoare pentru a conduce MOSFET-ul. VS este o revenire a puterii plutitoare. Când nivelul este ridicat, nivelul la HO este egal cu nivelul la VB, în raport cu VS. La un nivel scăzut, nivelul la HO este VS, în raport cu VS, practic zero.

Un semnal LIN ridicat înseamnă că vrem să conducem un comutator scăzut, adică o ieșire ridicată se face pe LO. Un semnal LIN scăzut înseamnă că dorim să dezactivăm MOSFET-ul de nivel scăzut, adică un pin de nivel scăzut este aplicat la LO. Ieșirea spre LO este considerată relativ la sol. Când semnalul este ridicat, nivelul în LO este același ca în VCC, în raport cu VSS, efectiv împământat. Când semnalul este scăzut, nivelul în LO este același ca în VSS, în raport cu VSS, efectiv zero.

SD este folosit ca control de oprire. Când nivelul este scăzut, IR2110 este activat - funcția de oprire este dezactivată. Când acest pin este ridicat, ieșirile sunt oprite, dezactivând controlul IR2110.
Acum să aruncăm o privire la configurațiile comune cu IR2110 pentru a conduce MOSFET-uri ca comutatoare înalte și joase - circuite în jumătate de punte.

Figura 5 - Circuit de bază pe IR2110 pentru control pe jumătate de punte

D1, C1 și C2 împreună cu IR2110 formează un circuit amplificator. Când LIN = 1 și Q2 este pornit, C1 și C2 sunt încărcate la VB, deoarece o diodă este situată sub + VCC. Când LIN = 0 și HIN = 1, încărcarea pe C1 și C2 este utilizată pentru a adăuga tensiune suplimentară, VB în acest caz, peste nivelul sursei Q1 pentru a conduce Q1 în configurația high-key. Trebuie aleasă o capacitate suficient de mare pentru C1 pentru ca aceasta să fie suficientă pentru a asigura taxa necesară pentru ca Q1 să mențină Q1 tot timpul. De asemenea, C1 nu ar trebui să aibă o capacitate prea mare, deoarece procesul de încărcare va dura mult timp și nivelul de tensiune nu va crește suficient pentru a menține MOSFET-ul pornit. Cu cât durează mai mult în starea de pornire, cu atât este necesară mai multă capacitate. Astfel, o frecvență mai mică necesită o capacitate C1 mai mare. Factorii de umplere mai mari necesită capacități mai mari C1. Desigur, există formule pentru calcularea capacității, dar pentru aceasta trebuie să cunoașteți mulți parametri, iar unii dintre ei este posibil să nu știm, de exemplu, curentul de scurgere al unui condensator. Prin urmare, am estimat doar capacitatea aproximativă. Pentru frecvențe joase, cum ar fi 50Hz, folosesc o capacitate de 47μF până la 68μF. Pentru frecvențe înalte, cum ar fi 30-50kHz, folosesc 4,7μF până la 22μF. Deoarece folosim un condensator electrolitic, un condensator ceramic trebuie utilizat în paralel cu acest condensator. Condensatorul ceramic este opțional dacă condensatorul de amplificare este tantal.

D2 și D3 descarcă rapid poarta MOSFET-urilor, ocolind rezistențele de poartă și reducând timpul de oprire. R1 și R2 sunt rezistențe de poartă limitatoare de curent.

MOSV poate fi de maxim 500V.

VCC ar trebui să provină dintr-o sursă fără interferențe. Trebuie să instalați condensatori de filtrare și decuplare de la + VCC la masă pentru filtrare.

Să ne uităm acum la câteva exemple de circuite cu IR2110.

Figura 6 - Schemă cu IR2110 pentru o semi-punte de înaltă tensiune

Figura 7 - Schemă cu IR2110 pentru o punte completă de înaltă tensiune cu control independent cu cheie (se poate face clic)

În Figura 7, vedem un IR2110 folosit pentru a conduce un pod complet. Nu este nimic complicat în el și cred că l-ai înțeles deja acum. De asemenea, aici puteți aplica o simplificare destul de populară: conectăm HIN1 la LIN2 și conectăm HIN2 la LIN1, astfel obținem controlul tuturor celor 4 taste folosind doar 2 semnale de intrare, în loc de 4, acest lucru este prezentat în Figura 8.

Figura 8 - Schemă cu IR2110 pentru o punte completă de înaltă tensiune cu control prin taste cu două intrări (pe care se poate face clic)

Figura 9 - Schemă cu IR2110 ca driver de nivel superior de înaltă tensiune

În Figura 9, vedem IR2110 folosit ca driver de nivel superior. Circuitul este destul de simplu și are aceeași funcționalitate ca cea descrisă mai sus. Există un lucru de luat în considerare - deoarece nu mai avem un comutator de nivel scăzut, trebuie să existe o sarcină conectată de la OUT la masă. În caz contrar, condensatorul de amplificare nu se va putea încărca.

Figura 10 - Schemă cu IR2110 ca driver de nivel scăzut

Figura 11 - Schemă cu IR2110 ca driver dublu de nivel scăzut

Dacă aveți probleme cu IR2110 și totul continuă să se prăbușească, să ardă sau să explodeze, atunci sunt sigur că este pentru că nu folosiți rezistențe gate-source, presupunând, desigur, că proiectați totul cu atenție. NU UITAȚI NICIODATĂ DE REZISTENTE DE PE OBTURATORUL SURSEI... Dacă sunteți interesat, puteți citi despre experiența mea cu ei aici (explic și motivul pentru care rezistențele previn deteriorarea).

MOSFET-urile de putere și tranzistoarele bipolare cu poartă izolată (IGBT) sunt elementele de bază ale electronicii moderne de putere și sunt utilizate ca elemente de comutare pentru curenți și tensiuni mari. Cu toate acestea, pentru a potrivi semnalele de control logic de joasă tensiune cu nivelurile de control ale porții ale tranzistoarelor MOSFET și IGBT, sunt necesare dispozitive intermediare de potrivire - drivere de înaltă tensiune (în continuare, pentru concizie, prin „driver de înaltă tensiune” înțelegem „de înaltă tensiune”. drivere ale tranzistoarelor MOSFET și IGBT").

În cele mai multe cazuri, se utilizează următoarea clasificare a driverelor de înaltă tensiune:

Drivere independente ale brațului superior și inferior al semi-podului, integrate într-un singur microcircuit ( Șofer lateral înalt și jos);
Drivere de braț superior și inferior incluse într-un circuit semi-bridge ( Șofer pe jumătate de pod);
Șoferi de umăr superior ( Șofer partea înaltă);
Conducători de umăr inferior ( Șofer partea joasă).

În fig. 1 prezintă circuitele de comandă corespunzătoare acestor tipuri de drivere.

Orez. 1.

În primul caz (Fig. 1a), două sarcini independente sunt controlate de la un singur semnal de control. Sarcinile, respectiv, sunt conectate între sursa tranzistorului inferior și magistrala de alimentare de înaltă tensiune (conducătorul brațului inferior), precum și între scurgerea tranzistorului superior și masă (conducătorul brațului superior) . Așa-numitele puncte de mijloc (drenul tranzistorului superior și sursa tranzistorului inferior) nu sunt interconectate.

În al doilea caz (Fig. 1b), punctele de mijloc sunt conectate. Mai mult, sarcina poate fi conectată atât la brațul superior, cât și la cel inferior, dar conectată la punctul de mijloc în același mod ca un circuit cu jumătate de punte (așa-numitul circuit cu punte completă). Strict vorbind, în schema 1a, nimic nu împiedică conectarea punctelor de mijloc. Dar în acest caz, cu o anumită combinație de semnale de intrare, este posibilă deschiderea simultană a două tranzistoare simultan și, în consecință, fluxul unui curent excesiv de mare de la magistrala de înaltă tensiune la sol, ceea ce va duce la defecțiune. a unuia sau ambilor tranzistori simultan. Eliminarea unei astfel de situații în această schemă este preocuparea dezvoltatorului. În driverele semi-pont (diagrama 1b), o astfel de situație este exclusă la nivelul logicii de control intern a microcircuitului.

În al treilea caz (1c), sarcina este conectată între drenul tranzistorului superior și masă, iar în al patrulea (1d) - între sursa tranzistorului inferior și magistrala de alimentare de înaltă tensiune, adică. implementate separat două „jumătăți” ale schemei 1a.

În ultimii ani, STMicroelectronics s-a concentrat (în nișa driverelor de înaltă tensiune) doar pe șoferii din primele două tipuri (familii L638xși L639x, despre care se va discuta mai jos). Cu toate acestea, modelele anterioare conțin microcircuite driver care controlează pornirea sau oprirea unui singur tranzistor MOSFET sau IGBT (categoria „Single” în ceea ce privește STMicroelectronics). Cu o anumită schemă de conectare, acești șoferi pot controla sarcina atât a brațului superior, cât și a celui inferior. Remarcăm și microcircuitul TD310 - trei drivere independente într-un singur pachet. Această soluție va fi eficientă la gestionarea unei sarcini trifazate. STMicroelectronics clasifică acest microcircuit ca un driver „multiplu”.

L368x

Tabelul 1 prezintă compoziția și parametrii microcircuitelor din familia L368x. Microcircuitele din această familie includ atât drivere independente cu braț înalt și inferior (H&L), cât și drivere pentru circuit în jumătate de punte (HB).

Tabelul 1. Parametrii driverului familiei L638x

Nume	Voffcet, B	Io +, mA	Io-, mA	Ton, ns	Toff, ns	Tdt, ns	Un fel	Control
L6384E	600	400	650	200	250	Prog.	HB	IN / -SD
L6385E	600	400	650	110	105		H&L	HIN / LIN
L6386E	600	400	650	110	150		H&L	HIN / LIN / -SD
L6387E	600	400	650	110	105		H&L	HIN / LIN
L6388E	600	200	350	750	250	320	HB	HIN / LIN

Să explicăm câțiva dintre parametrii:

V OFFSET - tensiunea maximă posibilă între sursa tranzistorului superior și masă;

I O + (I O-) - curent de ieșire maxim atunci când tranzistorul superior (inferior) al etajului de ieșire al microcircuitului este deschis;

T ON (T OFF) - întârzierea de propagare a semnalului de la intrările HIN și LIN la ieșirile HO și LO la pornire (oprit);

T DT - timpul de pauză - un parametru legat de driverele semi-bridge. La schimbarea stărilor active, circuitul logic introduce forțat pauze pentru a evita pornirea brațelor superioare și inferioare în același timp. De exemplu, dacă umărul inferior este dezactivat, atunci ambii umeri sunt opriți pentru un timp, iar abia apoi cel de sus este pornit. Și, invers, dacă umărul superior este dezactivat, atunci ambii umeri sunt opriți pentru un timp, apoi cel de jos este pornit. Acest timp poate fi fie fix (ca în L6388E), sau setați prin alegerea valorii rezistenței externe corespunzătoare (ca în L6384E).

Control. Microcircuitele driverelor independente ale brațelor superioare și inferioare sunt controlate de intrările HIN și LIN. Mai mult, nivelul ridicat al semnalului logic include, respectiv, brațul superior sau inferior al șoferului. În plus, microcircuitul L6386E utilizează o intrare SD suplimentară, care oprește ambele brațe, indiferent de starea de la intrările HIN și LIN.

L6384E utilizează semnale SD și IN. Semnalul SD dezactivează ambele brațe, indiferent de starea de la intrarea IN. Semnalul IN = 1 este echivalent cu o combinație de semnale (HIN = 1, LIN = 0) și, invers, IN = 0 este echivalent cu o combinație de semnale (HIN = 0, LIN = 1). Astfel, pornirea simultană a tranzistoarelor brațelor superioare și inferioare este imposibilă în principiu.

În microcircuitul L6388E, controlul se efectuează la intrările HIN și LIN, prin urmare, în principiu, este posibil să se aplice o combinație (HIN = 1, LIN = 1) intrărilor, cu toate acestea, circuitul logic intern o transformă în o combinație (HIN = 0, LIN = 0), eliminând astfel pornirea simultană a ambelor tranzistoare.

În ceea ce privește parametrii, să începem cu microcircuitele de tip H&L.

Valoarea V OFFSET de 600 de volți este, într-un fel, standardul pentru această clasă de microcircuite.

Valoarea curentului de ieșire I O + (I O-), egală cu 400/650 mA, este un indicator mediu, orientat către tranzistoarele tipice de uz general. În comparație cu circuitele integrate din familia IRS (generația G5 HVIC), International Rectifier oferă în principal circuite integrate cu un parametru de 290/600 mA. Linia International Rectifier include însă și modele cu parametri de 2500/2500 mA (IRS2113) și viteză puțin mai mică, sau microcircuite cu curenți de ieșire de până la 4000/4000 mA (IRS2186). Adevărat, în acest caz, timpul de comutare comparativ cu L6385E crește la 170/170 ns.

Timp de comutare. Valorile T ON (T OFF) egale cu 110/105 ns (pentru L6385E) depășesc valorile similare ale microcircuitelor familiei IRS (deși nu foarte semnificativ). Cea mai bună performanță (60/60 ns) a fost obținută de International Rectifier în modelul IRS2011, dar prin reducerea tensiunii VOFFSET la 200 V.

Cu toate acestea, observăm că STMicroelectronics oferă drivere în care firul comun al etapelor de intrare (joasă tensiune) și de ieșire (înaltă tensiune) este unul singur. International Rectifier, pe lângă circuitele integrate cu o arhitectură similară, oferă drivere cu magistrale comune separate pentru etapele de intrare și de ieșire.

Comparând parametrii driverului semi-punt L6384E cu produsele International Rectifier, putem concluziona că acesta este inferior (atât ca curenți de ieșire, cât și ca viteză) doar modelului IRS21834, care implementează logica de intrare HIN / -LIN. Dacă logica de intrare IN / -SD este critică, atunci driverul L6384E îl depășește pe International Rectifier.

Să aruncăm o privire mai atentă la microcircuitul driver L6385E, a cărui structură și diagramă de conectare sunt prezentate în Fig. 2.

Orez. 2.

Microcircuitul conține două drivere independente ale brațului superior (ieșire HVG) și inferior (ieșire LVG). Implementarea driverului low-side este destul de banală, deoarece potențialul la pinul GND este constant și, prin urmare, sarcina este de a converti semnalul logic de joasă tensiune de intrare LIN la nivelul de tensiune la ieșirea LVG necesar pentru a deschide tranzistor low-side. În brațul superior, potențialul la terminalul OUT se modifică în funcție de starea tranzistorului inferior. Există diverse soluții de circuite utilizate pentru a construi stadiul brațului superior. În acest caz, se utilizează un circuit de control bootstrap relativ simplu și ieftin (circuit cu o sursă de alimentare „plutitoare”). Într-o astfel de schemă, durata impulsului de control este limitată de dimensiunea capacității bootstrap. În plus, este necesar să se asigure condiții pentru încărcarea sa constantă folosind o treaptă de schimbare a nivelului de înaltă tensiune, de mare viteză. Această etapă asigură conversia semnalelor logice la nivelurile necesare pentru funcționarea stabilă a circuitului de control al tranzistorului high-side.

Când tensiunea de control scade sub o anumită limită, tranzistoarele de ieșire pot intra în funcționare liniară, ceea ce, la rândul său, va duce la supraîncălzirea cristalului. Pentru a preveni acest lucru, circuitele de monitorizare a tensiunii (UVLO - Blocare sub tensiune) și pentru partea superioară (controlul potențialului V BOOT), și pentru umărul inferior (control V CC).

Driverele de înaltă tensiune de astăzi tind să integreze o diodă bootstrap într-un pachet de circuit integrat. Acest lucru elimină necesitatea unei diode externe, care este destul de voluminoasă în comparație cu microcircuitul driverului în sine. Dioda bootstrap încorporată (mai precis, circuitul bootstrap) este utilizată nu numai în driverul L6385E, ci și în toate celelalte microcircuite ale acestei familii.

L6386E este o variantă a lui L6385E cu funcții suplimentare. Structura și schema de conectare sunt prezentate în Fig. 3.

Orez. 3.

Principalele diferențe dintre L6386E și L6385E. Mai întâi, se adaugă o intrare SD suplimentară, un nivel scăzut al semnalului la care se oprește ambii tranzistori, indiferent de starea intrărilor HIN și LIN. Este adesea folosit ca semnal de declanșare, care nu este asociat cu circuitul de generare a semnalelor de control de intrare. În al doilea rând, a fost adăugată o cascadă pentru controlul curentului care curge prin tranzistorul etapei inferioare. Comparând cu circuitul anterior, vedem că drenul tranzistorului brațului inferior este conectat la masă nu direct, ci printr-un rezistor de curent (senzor de curent). Dacă scăderea de tensiune peste ea depășește valoarea de prag V REF, atunci se formează un nivel scăzut la ieșirea DIAG. Rețineți că această stare nu afectează funcționarea circuitului, ci este doar un indicator.

Câteva cuvinte despre utilizarea microcircuitelor din familia L638x. Spațiul limitat al articolului nu permite luarea în considerare a exemplelor de aplicație, cu toate acestea, documentul „Ghid de aplicație L638xE” de la STMicroelectronics oferă exemple de circuit de control al motorului trifazat, circuite de balast pentru lămpi fluorescente reglabile, convertoare DC/DC cu diferite arhitecturi și o serie de altele. De asemenea, sunt prezentate diagrame ale plăcilor demo pentru toate microcircuitele din această familie (inclusiv topologia plăcilor cu circuite imprimate).

Rezumând analiza familiei L638x, observăm că, fără a avea caracteristici unice în ceea ce privește vreun anumit parametri, driverele acestei familii sunt printre cele mai bune din industrie atât în ceea ce privește setul de parametri, cât și soluțiile tehnice aplicate.

Familia de drivere de înaltă tensiune
semi-pod L639x

La prima vedere, microcircuitele din această familie pot fi considerate o dezvoltare a microcircuitului L6384E. Cu toate acestea, analizând funcționalitatea driverelor din familia L639x, este foarte dificil să recunoaștem L6384E ca prototip (cu excepția absenței altor drivere semi-bridge din linia STMicroelectronics). Tabelul 2 enumeră compoziția și parametrii microcircuitelor din familia L639x.

Masa 2. Parametrii driverului familiei L639x

Nume	Voffcet, B	Io +, mA	Io-, mA	Ton, ns	Toff, ns	Tdt, μs	Un fel	Smart SD	OU	Comp.	Control
L6390	600	270	430	125	125	0,15…2,7	HB	există	există	există	HIN / -LIN / -SD
L6392	600	270	430	125	125	0,15…2,7	HB		există		HIN / -LIN / -SD
L3693	600	270	430	125	125	0,15…2,7	HB			există	PH / -BR / -SD

Caracteristica principală a acestei familii de microcircuite este prezența unor elemente încorporate suplimentare: un amplificator operațional sau un comparator (pentru L6390 -și ambele). În fig. 4 prezintă structura și schema de conectare a microcircuitului L6390.

Orez. 4.

Care sunt beneficiile elementelor suplimentare în aplicațiile practice? Amplificatoare operaționale (în L6390 și L6392) sunt concepute pentru a măsura curentul care circulă prin sarcină. Mai mult, deoarece ambele ieșiri (OP + și OP-) sunt disponibile, devine posibil să se formeze la ieșirea corespunzătoare a microcircuitului atât o valoare absolută, cât și o abatere de la o anumită tensiune de referință (corespunzând, de exemplu, valorii maxime admisibile). ). În driverul L6390, comparatorul îndeplinește o funcție foarte specifică de „închidere inteligentă” ( Oprire inteligentă) - adică când este depășit curentul maxim admisibil în sarcină, comparatorul începe să influențeze logica driverului și asigură deconectarea lină a sarcinii. Viteza de oprire este setată de circuitul RC conectat la pinul SD / OD. Mai mult, deoarece această ieșire este bidirecțională, poate fi atât o ieșire de indicare a erorii pentru microcontrolerul de control, cât și o intrare pentru oprirea forțată.

Toate microcircuitele conțin logica protecției împotriva deschiderii simultane a tranzistorilor brațelor superioare și inferioare și, în consecință, formarea unei pauze atunci când starea ieșirii se schimbă. Timpul de pauză T DT pentru toate microcircuitele din familie este programabil și este determinat de valoarea rezistenței conectate la pinul DT.

Logica de control în microcircuite L6390 și L6392 același tip - semnale HIN, LIN și SD.

Diferența de cip L6393 de la L6390 și L6392 nu este doar lipsa unui amplificator operațional. Comparatorul din L6393 este independent de restul circuitelor și, în principiu, poate fi utilizat în scopuri arbitrare. Cu toate acestea, cea mai rezonabilă aplicație este controlul curentului și formarea unui semn de depășire (prin analogie cu pinul DIAG din microcircuitul L6386E discutat mai sus). Principala diferență constă în logica de control - combinația de semnale de control FAZĂ, FRANĂ și SD este destul de rară (dacă nu unică) pentru microcircuite din această clasă. Secvența de control este prezentată în Fig. 5.

Orez. 5.

Diagrama de secvență este axată pe controlul direct de la semnalele motorului, de exemplu, curent continuu și implementează așa-numitul. mecanism de oprire întârziată. Să presupunem că FRÂNA este un semnal către un actuator, de exemplu. nivelul său scăzut pornește motorul indiferent de starea semnalului FAZĂ. Din nou, să presupunem că FAZĂ este un semnal de la un senzor de feedback, cum ar fi un senzor de frecvență montat pe un arbore de motor sau un semnal de captare care indică un punct de oprire. Atunci un nivel ridicat al semnalului FRÂNĂ nu va opri motorul imediat, ci doar printr-o pantă pozitivă a semnalului FAZĂ. De exemplu, dacă vorbim despre o acționare a căruciorului, atunci semnalul de oprire (nivel ridicat de FRÂNĂ) poate fi dat în prealabil, dar oprirea va avea loc doar într-un anumit punct (când este declanșat senzorul FAZĂ).

În fig. 6 prezintă structura și schema de conectare a microcircuitului L6393.

Orez. 6.

Despre parametri. Curenții de ieșire I O + (I O-) de 270/430 mA sunt inferiori circuitelor integrate de la International Rectifier (care, după cum s-a menționat mai sus, sunt de obicei 290/600 mA). Cu toate acestea, parametrii dinamici T ON / T OFF (125/125 ns) sunt superiori (și adesea semnificativ) tuturor IC-urilor din familia IRS.

Concluzii asupra familiei L639x. Cu caracteristici cantitative suficient de ridicate, care în sine ne permit să clasificăm familia L639x ca un grup de lideri ai industriei, funcțiile suplimentare dau un salt calitativ, deoarece permit implementarea într-un singur microcircuit a acelor funcții care au fost implementate anterior folosind o serie de componente suplimentare. .

Concluzie

Desigur, gama de drivere de înaltă tensiune de la STMicroelectronics nu poate fi considerată foarte largă (cel puțin în comparație cu produse similare de la International Rectifier). Cu toate acestea, caracteristicile cantitative și calitative ale familiilor luate în considerare nu sunt inferioare celor mai bune produse IR.

Vorbind despre driverele pentru tranzistoarele MOSFET și IGBT, nu se poate să nu menționăm tranzistoarele în sine; STMicroelectronics produce o gamă destul de largă de tranzistoare cu efect de câmp (de exemplu, MDMESH V și SuperMesh3) și tranzistoare cu poartă izolată bipolară. Deoarece aceste componente electronice au fost tratate recent în acest jurnal, ele sunt lăsate în afara domeniului de aplicare al acestui articol.

În cele din urmă, așa cum am menționat mai sus, linia STMicroelectronics de drivere MOSFET și IGBT nu se limitează la driverele semi-bridge. Nomenclatorul driverelor din categoriile „Single” și „Multiple” și parametrii acestora pot fi găsite pe site-ul oficial al STMicroelectronics - http://www.st.com/ .

Literatură

1. Ghid de aplicare L638xE // document al companiei ST Microelectronics an5641.pdf.

2. Yachmennikov V. Îmbunătățirea eficienței cu tranzistoare MDmesh V // News of electronics, №14, 2009.

3. Ilyin P., Alimov N. Revizuirea MOSFET-urilor și IGBT-urilor STMicroelectronics // News of Electronics, nr. 2, 2009.

4. Medjahid D. Soluții extrem de eficiente bazate pe tranzistoare SuperMESH3 // Electronics News, №16, 2009.

MDMEDH V în carcasă PowerFlat

STMicroelectronics, Liderul mondial în MOSFET-uri de putere, a dezvoltat un nou pachet PowerFlat îmbunătățit pentru familia MDMESH V, special conceput pentru montare la suprafață. Dimensiuni carcasa 8x8 mm cu inaltimea de 1 mm (PowerFlat 8x8 HV). Înălțimea sa redusă permite surse de alimentare mai subțiri, precum și reducerea dimensiunii PCB-ului sau creșterea densității de ambalare. Contactul de scurgere din carcasa PowerFlat este o suprafață metalică mare expusă, care îmbunătățește disiparea căldurii și, în consecință, crește fiabilitatea. Această carcasă este capabilă să funcționeze în intervalul de temperatură -55 ... 150 ° C.

Tranzistoarele din familia MDMESH V sunt cele mai bune tranzistoare din lume în ceea ce privește rezistența unui canal deschis în gama de tensiuni de funcționare de 500 ... 650 V. De exemplu, tranzistoarele din serie STW77N65M5 din familia MDMESH V au o valoare maximă Rdson de 0,033 Ohm pentru o tensiune de funcționare de 650 V și un curent static maxim de 69 A. În același timp, sarcina de poartă a unui astfel de tranzistor este de numai 200 nK. STL21N65M5 - este primul tranzistor din familia MDMESH V dintr-un pachet PowerFlat. Cu o tensiune de funcționare de 650 V, tranzistorul STL21N65M5 are o rezistență de canal deschis de 0,190 Ohm și un curent static maxim de 17 A, în timp ce sarcina de poartă este de 50 nK.

Despre ST Microelectronics

Driverul este un amplificator de putere și este conceput pentru a controla direct întrerupătorul de alimentare (uneori întrerupătoare) al convertorului. Acesta trebuie să amplifice semnalul de control în ceea ce privește puterea și tensiunea și, dacă este necesar, să asigure deplasarea potențialului acestuia.

Nodul de ieșire al driverului de poartă izolată (MOSFET, IGBT) trebuie să îndeplinească următoarele cerințe:

Tranzistoarele MIS și IGBT-urile sunt dispozitive controlate de tensiune, totuși, pentru a crește tensiunea de intrare la nivelul optim (12-15 V), este necesar să se asigure o încărcare adecvată în circuitul porții.

Pentru a limita rata de creștere a curentului și a reduce zgomotul dinamic, în circuitul porții trebuie utilizate rezistențe în serie.

Driverele pentru gestionarea circuitelor complexe de conversie conțin un număr mare de elemente, prin urmare sunt eliberate sub formă de circuite integrate. Aceste microcircuite, pe lângă amplificatoarele de putere, conțin și circuite de conversie a nivelului, logica auxiliară, circuite de întârziere pentru formarea timpului „mort”, precum și o serie de protecții, de exemplu, împotriva supracurentului și scurtcircuitului, subtensiunii și un număr. a altora. Multe firme produc o gamă largă de funcții: drivere pentru cheia inferioară a circuitului de punte, drivere pentru cheia superioară a circuitului de punte, drivere pentru cheile superioare și inferioare cu control independent al fiecăreia dintre ele, drivere pentru jumătate de punte, care de multe ori au o singură intrare de control și pot fi utilizate pentru legea de control simetric, drivere pentru a controla toate tranzistoarele din circuitul de punte.

O schemă tipică pentru pornirea driverului tastelor superioare și inferioare de la International Rectifier IR2110 cu un principiu de alimentare bootstrap este prezentată în Figura 3.1, a. Ambele chei sunt gestionate independent. Diferența dintre acest driver și altele este că un circuit suplimentar de conversie a nivelului a fost introdus în IR2110 atât în canalul inferior, cât și în cel superior, ceea ce face posibilă separarea alimentării logicii microcircuitului de tensiunea de alimentare a driverului după nivel. De asemenea, conține protecție la subtensiune pentru driver și sursă plutitoare de înaltă tensiune.

Condensatoarele C D, C C sunt proiectate pentru a suprima zgomotul de înaltă frecvență în circuitele de alimentare ale logicii și, respectiv, driverului. Sursa flotantă de înaltă tensiune este formată dintr-un condensator C1 și o diodă VD1 (alimentare bootstrap).

Ieșirile driverului sunt conectate la tranzistoarele de putere folosind rezistențele de poartă R G1 și R G2.

Deoarece driverul este construit pe elemente de câmp și puterea totală consumată pentru control este neglijabilă, condensatorul C1 poate fi folosit ca sursă de alimentare pentru treapta de ieșire, reîncărcat de la o sursă de alimentare U PIT printr-o diodă de înaltă frecvență VD1. Condensatorul C1 și dioda VD1 formează împreună o sursă de alimentare „plutitoare” de înaltă tensiune, concepută pentru a controla tranzistorul superior VT1 al rack-ului podului. Când tranzistorul inferior VT2 conduce curent, sursa tranzistorului superior VT1 este conectată la firul de alimentare comun, dioda VD1 se deschide și condensatorul C1 este încărcat la tensiunea U C1 = U PIT - U VD1. Dimpotrivă, atunci când tranzistorul inferior intră în starea închisă și tranzistorul superior VT2 începe să se deschidă, dioda VD1 este susținută de tensiunea inversă a sursei de alimentare. Ca urmare, treapta de ieșire a driverului începe să fie alimentată exclusiv de curentul de descărcare al condensatorului C1. Astfel, condensatorul C1 „merg” constant între firul comun al circuitului și firul sursei de alimentare (punctul 1).

Când utilizați driverul IR2110 cu putere bootstrap, trebuie acordată o atenție deosebită selecției elementelor sursei „plutitoare” de înaltă tensiune. Dioda VD1 trebuie să reziste la o tensiune inversă mare (în funcție de sursa de alimentare a circuitului), curentul direct admis este de aproximativ 1 A, timpul de recuperare t rr = 10-100 ns, adică trebuie să fie rapid. Literatura de specialitate recomanda dioda SF28 (600 V, 2 A, 35 ns), precum si diode UF 4004 ... UF 4007, UF 5404 ... UF 5408, HER 105 ... HER 108, HER 205 ... HER 208 și alte clase „ultra-rapide”...

Circuitul driver este proiectat în așa fel încât un nivel logic ridicat al semnalului la orice intrare HIN și LIN să corespundă aceluiași nivel la ieșirea sa HO și LO (vezi Fig. 3.1 b, driver în fază). Apariția unui semnal logic ridicat la intrarea SD duce la blocarea tranzistoarelor rack-ului podului.

Este recomandabil să utilizați acest microcircuit pentru a controla cheile unui invertor cu reglare PWM a tensiunii de ieșire. Trebuie amintit că este necesar să se prevadă întârzieri de timp (timp „mort”) în sistemul de comandă pentru a preveni curenții de trecere la comutarea tranzistoarelor în punte (VT1, VT2 și VT3, VT4, Fig. 1.1).

Capacitatea C1 este o capacitate bootstrap, a cărei valoare minimă poate fi calculată prin formula:

Unde Q 3 - valoarea încărcăturii de poartă a unei chei puternice (valoare de referință);

eu Pete- consumul de curent al driverului în modul static (valoare de referință, de obicei eu Pete ≈ eu G c T cheie puternică);

Q 1 - modificarea ciclică a încărcării driverului (pentru drivere 500-600 - 5 nK volți);

V P- tensiunea de alimentare a circuitului driver;

- căderea de tensiune pe dioda bootstrap VD1;

T- perioada de comutare a tastelor puternice.

Figura 3.1. Circuit tipic pentru pornirea driverului IR2110 (a) și diagramele de timp ale semnalelor acestuia la intrări și ieșiri (b)

V DD - alimentarea logicii microcircuitului;

V SS - punct comun al părții logice a șoferului;

HIN, LIN - semnale de intrare logice care controlează tranzistoarele superioare, respectiv inferioare;

SD - intrare logică pentru dezactivarea driverului;

V CC - tensiunea de alimentare a driverului;

COM - polul negativ al sursei de alimentare V CC;

HO, LO - semnale de ieșire ale driverului care controlează tranzistoarele superioare și respectiv inferioare;

V B - tensiunea de alimentare a sursei „plutitoare” de înaltă tensiune;

V S este punctul comun al polului negativ al sursei „plutitoare” de înaltă tensiune.

Valoarea obținută a capacității bootstrap trebuie mărită de 10-15 ori (de obicei C în intervalul 0,1-1 μF). Ar trebui să fie o capacitate de înaltă frecvență cu un curent de scurgere scăzut (în mod ideal, tantal).

Rezistoarele R G 1, R G 2 determină timpul de pornire al tranzistoarelor puternice, iar diodele VD G 1 și VD G 2, ocolind aceste rezistențe, reduc timpul de oprire la valori minime. Rezistoarele R 1, R 2 sunt mici (până la 0,5 Ohm) și egalizează răspândirea rezistențelor ohmice de-a lungul magistralei de control comun (obligatoriu dacă un comutator puternic este o conexiune paralelă a tranzistoarelor mai puțin puternice).

Atunci când alegeți un driver pentru tranzistori puternici, trebuie să luați în considerare:

Legea de control al tranzistorului de putere:

Pentru legea simetrică, driverele cu cheie înaltă și joasă și driverele cu jumătate de punte sunt potrivite;

Legea asimetrică necesită drivere cu cheie înaltă și joasă, cu control independent al fiecărei taste puternice. Driverele cu izolație galvanică a transformatorului nu sunt potrivite pentru legea dezechilibrată.

Parametri cheie puternici (I to sau I drain).

De obicei se folosește o abordare aproximativă:

I out dr max = 2 A pot controla VT puternic cu un curent de până la 50 A;

I out dr max = 3 A - pentru a controla un VT puternic cu un curent de până la 150 A (altfel timpul de pornire și oprire crește semnificativ, iar pierderile de putere pentru comutare cresc), adică. un tranzistor de înaltă calitate cu alegerea greșită a driverului își pierde principalele avantaje.

Contabilizarea funcțiilor suplimentare.

Firmele lansează drivere cu numeroase funcții de service:

Diferite protecții puternice ale cheilor;

Protecție împotriva subtensiunii de alimentare a driverului;

Cu diode bootstrap încorporate;

Cu un timp de întârziere reglabil și nereglat pentru pornirea unui VT puternic în raport cu momentul în care altul este oprit (luptă prin curenți în semi-punte);

Cu izolare galvanică încorporată sau lipsă. În acest din urmă caz, la intrarea driverului trebuie conectat un microcircuit de izolare galvanică (cel mai adesea un optocuplor cu diodă de înaltă frecvență);

În fază sau anti-fază;

Sursa de alimentare driver (sunt necesare surse de alimentare bootstrap sau trei surse de alimentare izolate galvanic).

Cu echivalența mai multor tipuri de drivere, ar trebui să se acorde preferință celor care comută curentul de poartă a tranzistoarelor puternice folosind VT bipolar. Dacă această funcție este îndeplinită de tranzistori cu efect de câmp, atunci pot exista defecțiuni în funcționarea driverului în anumite circumstanțe (supraîncărcări) din cauza efectului de declanșare al „blocării”.

După selectarea tipului de șofer (și a datelor acestuia), sunt necesare măsuri pentru combaterea curenților prin semi-pod. Modul standard este de a opri o cheie puternică instantaneu și de a porni una blocată cu întârziere. În acest scop, se folosesc diodele VD G 1 și VD G 2 care, atunci când VT este închis, ocolesc rezistențele de poartă, iar procesul de oprire va fi mai rapid decât deblocarea.

Pe lângă ocolirea rezistențelor de poartă RG 1 și RG 2 folosind diode (VD G 1, VD G 2, Figura 3.1), pentru a combate curenții din circuitul P al unei cascade puternice, firmele produc drivere integrate asimetrice în tura de ieșire -pe VT curent eu dr afară m ah mai departeși oprit eu dr afară m ah off(de exemplu eu dr afară m ah mai departe= 2A, eu dr afară m ah off= 3A). Aceasta stabilește rezistențele de ieșire asimetrice ale microcircuitului, care sunt conectate în serie cu rezistențele de poartă R G 1 și R G 2.

,
.

unde toate valorile din formule sunt datele de referință ale unui anumit driver.

Pentru un driver simetric (în curenți), egalitatea este adevărată

Deci, pentru a preveni apariția curenților de trecere, este necesar să se selecteze valoarea totală a rezistențelor din circuitul porții (datorită
, și, în consecință, prin ajustarea curentului de încărcare a capacității porții VT), întârzierea la pornire
tranzistorul este mai mare sau egal cu timpul necesar pentru închiderea VT

Unde
- timpul de decadere a curentului de scurgere (valoare de referinta);

- timpul de întârziere al începerii opririi VT în raport cu momentul în care se aplică tensiunea de blocare pe poartă, în funcție de valoarea curentului de descărcare a porții (în consecință, depinde de rezistența totală din circuitul porții). În cazul diodelor cu poartă de șunt (VD G 1, VD G 2, Figura 3.1), curentul de descărcare este determinat în mod unic de rezistență
... Prin urmare, pentru a determina
decide urmatoarea proportie

(chibrituri) -

Dacă valoarea corectată
va fi cu un ordin de mărime mai mult
, atunci aceasta indică o alegere incorectă a tipului de șofer în ceea ce privește puterea (mare
) și acest lucru corectează performanța tastelor puternice în rău. Pentru determinarea finală a valorii
puteți utiliza datele tehnice de referință ale puternicului VT. Pentru aceasta se întocmește proporția

(chibrituri) -

(Dacă soluția dă valoarea lui R G 1 cu semn negativ, atunci întârzierea la pornire va fi asigurată cu o marjă de impedanța de ieșire a driverului).

Pentru a facilita lupta împotriva curenților, unii producători aflati deja în faza de fabricație se asigură că se oprește< t вкл (например, сборка – полумост СМ35084-5F фирмы Mitsubishi Elektric с динамическими параметрами: t з вкл =1,1 мс, t вкл =2,4 мс, t з выкл =0,9 мс, t выкл =0,5 мс).

Diodele VD G 1 și VD G 2 trebuie să fie de înaltă frecvență și să reziste la tensiunea de alimentare a driverului cu o marjă.

Pentru a combate curenții de trecere (pentru o lege de control simetrică), puteți selecta driverul de jumătate de punte necesar (dacă se potrivește cu alți parametri), în care timpul de întârziere este reglabil în intervalul 0,4 ... 5 μs (de exemplu, Drivere IR de tip IR2184 sau IR21844), dacă întârzierea lor este mai mare sau egală cu t off.

În concluzie, este de remarcat faptul că firmele, în loc de modificările vechi ale driverului, lansează noi tipuri care sunt compatibile cu cele vechi, dar pot avea funcții de service suplimentare (de obicei diode bootstrap încorporate, sau mai degrabă tranzistori bootstrap care îndeplinesc funcția de diode care au fost absente anterior). De exemplu, driverul IR2011 a fost întrerupt și a fost introdus un nou IRS2011 sau IR2011S pentru a-l înlocui (există o intrare ambiguă în diferite manuale).

Articolul este dedicat dezvoltărilor Electrum AV LLC pentru uz industrial, în ceea ce privește caracteristicile lor similare cu dispozitivele modulare fabricate de Semikron și CT Concept.

Conceptele moderne pentru dezvoltarea electronicii de putere, nivelul bazei tehnologice a microelectronicii moderne determină dezvoltarea activă a sistemelor construite pe dispozitive IGBT de diferite configurații și capacități. În programul de stat „Baza tehnologică națională” două lucrări sunt dedicate acestei direcții privind dezvoltarea unei serii de module IGBT de putere medie la întreprinderea Kontur (Cheboksary) și a unei serii de module IGBT de mare putere la întreprinderea Kremniy (Bryansk). ). În același timp, utilizarea și dezvoltarea sistemelor bazate pe module IGBT este limitată de lipsa dispozitivelor de driver domestice pentru controlul porților IGBT. Această problemă este relevantă și pentru tranzistoarele cu efect de câmp de mare putere utilizate în sistemele convertoare cu tensiuni de până la 200 V.

În prezent, pe piața „electronică” din Rusia, dispozitivele de control pentru tranzistoare puternice cu efect de câmp și IGBT sunt reprezentate de Agilent Technologies, IR, Powerex, Semikron, CT Concept. Produsele IR și Agilent conțin doar un dispozitiv de generare a semnalelor pentru controlul porții tranzistorului și a circuitelor de protecție și, în cazul lucrului cu tranzistoare de mare putere sau la frecvențe înalte, pentru aplicarea acestora sunt necesare elemente suplimentare: etaje externe de ieșire pentru generarea de semnale de comandă pentru porți cu abrupția necesară a muchiilor, elemente de protecție (diode zener, diode etc.), elemente de interfață ale sistemului de control (logica de intrare, formarea unei scheme de control pentru dispozitive cu semi-punte, semnale de stare izolate optic). a stării unui tranzistor controlat, tensiuni de alimentare etc.). Produsele Powerex necesită, de asemenea, un convertor DC / DC și sunt necesare elemente externe suplimentare pentru potrivirea cu TTL, CMOS și FOCL. Lipsesc și semnalele de stare necesare cu izolație galvanică.

Cele mai complete din punct de vedere funcțional sunt driverele de la Semikron (seria SKHI) și CT Concept (tipurile Standard sau SCALE). Driverele CT Concept din seria Standart și driverele SKHI sunt realizate sub formă de plăci de circuite imprimate cu conectori pentru conectarea la sistemul de control și tranzistoare controlate cu elementele necesare instalate pe acestea și cu posibilitatea de a instala elemente de reglare de către consumator. În ceea ce privește caracteristicile lor funcționale și parametrice, produsele sunt apropiate.

Nomenclatura driverului SKHI este prezentată în tabelul 1.

Tabelul 1. Nomenclatorul șoferului SKHI

Tip de driver Semikron	Numărul de canale	Tensiune maximă la control tranzistor, V	Modificarea tensiunii la poartă, V	Mach imp. afară. curent, A	Încărcare maximă de poartă, μC	Frecvență, kHz	Tensiune de izolare, kV	DU / dt, kV / μs
SKHI 10/12	1	1200	+15/–8	8	9,6	100	2,5	75
SKHI 10/17	1	1700	+15/–8	8	9,6	100	4	75
SKHI 21A	1	1200	+15/–0	8	4	50	2,5	50
SKHI 22A / 22V	2	1200	+15/–7	8	4	50	2,5	50
SKHI 22A / H4	2	1700	+15/–7	8	4	50	4	50
SKHI 22B / H4	2	1700	+15/–7	8	4	50	4	50
SKHI 23/12	2	1200	+15/–8	8	4,8	100	2,5	75
SKHI 23/17	2	1700	+15/–8	8	4,8	100	4	75
SKHI 24	2	1700	+15/–8	8	5	50	4	50
SKHI 26W	2	1600	+15/–8	8	10	100	4	75
SKHI 26F	2	1600	+15/–8	8	10	100	4	75
SKHI 27W	2	1700	+15/–8	30	30	10	4	75
SKHI 27F	2	1700	+15/–8	30	30	10	4	75
SKHI 61	6	900	+15/–6,5	2	1	50	2,5	15
SKHI 71	7	900	+15/–6,5	2	1	50	2,5	15
SKHIBS 01	7	1200	+15/–8	1,5	0,75	20	2,5	15

Driverele CT Concept SCALE se bazează pe un ansamblu hibrid de bază și includ elementele principale pentru conducerea tranzistoarelor puternice de câmp sau IGBT, care sunt montate pe o placă de circuit imprimat, cu posibilitatea de a instala elementele de reglare necesare. Placa este, de asemenea, echipată cu conectorii și sloturile necesare.

Nomenclatura ansamblurilor hibride de bază ale driverelor SCALE din CT Concept este prezentată în Tabelul 2.

Dispozitivele driver fabricate de „Electrum AV” sunt dispozitive complet complete, complete din punct de vedere funcțional, care conțin toate elementele necesare pentru controlul porților tranzistoarelor puternice, oferind nivelurile necesare de potrivire a semnalelor de curent și potențial, timpi de creștere și întârzieri, precum și cele necesare. niveluri de protecție a tranzistoarelor controlate la niveluri periculoase de tensiune de saturație (suprasarcină curentă sau scurtcircuit) și tensiune de poartă insuficientă. Convertizoarele DC/DC aplicate și treptele de ieșire tranzistoare au puterile necesare pentru a asigura comutarea tranzistoarelor controlate de orice putere la o viteză suficientă pentru a asigura pierderi minime de comutare. Convertoarele DC/DC și optocuplele au niveluri suficiente de izolare galvanică pentru aplicații de înaltă tensiune.

Tabelul 2. Nomenclatura ansamblurilor hibride de bază ale driverelor SCALE din CT Concept

Tipul de șofer după CT Concept	Numărul de canale	Tensiunea de alimentare a driverului, V	Mach imp. curent de ieșire, A	Tensiune maximă la exercițiu. tranzistor, V	Putere de ieșire, W	Întârziere, ns	Tensiune de izolare, V	du / dt, kV / μs	Intrare
IGD 508E	1	± 15	± 8	3300	5	225	5000		Wols
IGD 515E	1	± 15	± 15	3300	5	225	5000		Wols
IGD 608E	1	± 15	± 8	1200	6	60	4000	>50	Transă
IGD608А1 17	1	± 15	± 8	1700	6	60	4000	>50	Transă
IGD 615A	1	± 15	± 15	1200	6	60	4000	>50	Transă
IGD615А1 17	1	± 15	± 15	1700	6	60	4000	>50	Transă
IHD 215A	2	± 15	± 1,5	1200	1	60	4000	>50	Transă
IHD 280A	2	± 15	± 8	1200	1	60	4000	>50	Transă
IHD280А1 17	2	± 15	± 8	1700	1	60	4000	>50	Transă
IHD 680A	2	± 15	± 8	1200	3	60	4000	>50	Transă
IHD680A1 17	2	± 15	± 8	1700	3	60	4000	>50	Transă
IHD 580 F	2	± 15	± 8	2500	2,5	200	5000		Wols

Acest articol va prezenta dispozitivele MD115, MD150, MD180 (MD115P, MD150P, MD180P) pentru controlul tranzistorilor unici, precum și MD215, MD250, MD280 (MD215P, MD250P, MD280P) pentru controlul dispozitivelor semi-bridge.

Modul driver pentru IGBT cu un singur canal și tranzistoare puternice cu efect de câmp: MD115, MD150, MD180, MD115P, MD150P, ID180P

Modulul driver MD115, MD150, MD180, MD115P, MD150P, MD180P este un circuit integrat hibrid pentru controlul IGBT-urilor și tranzistoarelor puternice cu efect de câmp, inclusiv în cazul conexiunii lor paralele. Modulul asigură potrivirea pe nivelurile de curenți și tensiuni cu majoritatea IGBT-urilor și tranzistoare puternice cu efect de câmp cu o tensiune maximă admisă de până la 1700 V, protecție împotriva suprasarcinii sau scurtcircuitului, împotriva nivelului de tensiune insuficient la poarta tranzistorului. Driverul generează un semnal de „urgență” atunci când modul de funcționare a tranzistorului este încălcat. Cu ajutorul elementelor externe, modul de funcționare al șoferului este reglat pentru controlul optim al diferitelor tipuri de tranzistoare. Driverul poate fi folosit pentru a conduce tranzistoare cu ieșiri „Kelvin” sau pentru a controla curentul cu un rezistor de detectare a curentului. Dispozitivele MD115P, MD150P, MD180P conțin un convertor DC/DC încorporat pentru alimentarea treptelor de ieșire ale driverului. Pentru dispozitivele MD115, MD150, MD180, este necesară o sursă de alimentare externă izolată.

Atribuirea PIN

1 - „trouble +” 2 - „trouble -” 3 - „input +” 4 - „input -” 5 - „U pit +” (numai pentru modelele cu indicele „P”) 6 - „U pit -” ( numai pentru modelele cu indicele "P") 7 - "Comun" 8 - "+ E pit" 9 - "ieșire" - controlul porții tranzistorului 10 - "–E pit" 11 - "napr" - intrare de controlul tensiunii de saturație a tranzistorului controlat 12 - "Current" - intrarea de control a curentului care curge prin tranzistorul controlat

Module de driver IGBT cu două canale și FET-uri de putere IA215, IA250, IA280, IA215I, IA250I, IA280I

Modulele driver MD215, MD250, MD280, MD215P, MD250P, MD280P sunt un circuit integrat hibrid pentru controlul IGBT și a tranzistoarelor puternice cu efect de câmp pe două canale, atât independent, cât și în conexiune semi-bridge, inclusiv atunci când tranzistoarele sunt conectate în paralel. Driverul asigură potrivirea nivelurilor de curenți și tensiuni cu majoritatea IGBT-urilor și tranzistoare puternice cu efect de câmp cu tensiuni maxime admise de până la 1700 V, protecție împotriva supraîncărcărilor sau scurtcircuitelor, nivel insuficient de tensiune la poarta tranzistorului. Intrările driverului sunt izolate galvanic de secțiunea de putere cu o tensiune de izolare de 4 kV. Driverul conține convertoare interne DC/DC care generează nivelurile necesare pentru a conduce porțile tranzistoarelor. Dispozitivul generează semnalele de stare necesare care caracterizează modul de funcționare al tranzistorilor, precum și prezența puterii. Cu ajutorul elementelor externe, modul de funcționare al șoferului este reglat pentru controlul optim al diferitelor tipuri de tranzistoare.

Tabelul 4. Desemnarea pinilor modulului driver al IGBT cu două canale și tranzistoarelor cu efect de câmp de putere

PIN nr.	Desemnare	Funcţie	PIN nr.	Desemnare	Funcţie
14	ВХ1 „+”	Intrarea de control direct a primului canal	15	IR	Colector de măsurare pentru monitorizarea tensiunii de saturație pe tranzistorul controlat al primului canal
13	ВХ1 "-"	Intrarea de control invers a primului canal	16	IR1	Intrare de control al tensiunii de saturație cu prag reglabil și timp de blocare a primului canal
12	ST „+ E groapă”	Starea tensiunii de alimentare a treptei de ieșire a primului canal	17	Out2	Ieșirea de control al porții a tranzistorului cu ajustarea timpului de pornire a tranzistorului controlat al primului canal
11	Sz	Intrare pentru conectarea unui condensator suplimentar (setarea timpului de întârziere la pornire) al primului canal	18	Out1	Ieșire de control al porții tranzistorului cu reglarea timpului de oprire a tranzistorului controlat al primului canal
10	SF	Ieșire stare alarmă pe tranzistorul controlat al primului canal	19	– E groapă
9	BLOC	Blocarea intrării	20	Uzual	Ieșirile tensiunilor de alimentare ale secțiunii de putere a driverului primului canal
8		Neimplicat	21	+ E groapă	Ieșirile tensiunilor de alimentare ale secțiunii de putere a driverului primului canal
7	+ 5V		22	+ E groapă "
6		Intrare pentru conectarea sursei de alimentare a circuitului de intrare	23	general"	Ieșirile tensiunilor de alimentare ale secțiunii de putere a driverului celui de-al doilea canal
5	ВХ2 „+”	Intrare de control direct al celui de-al doilea canal	24	-E groapa"	Ieșirile tensiunilor de alimentare ale secțiunii de putere a driverului celui de-al doilea canal
4	ВХ2 "-"	Intrare de control invers al celui de-al doilea canal	25	Out1"	Ieșirea de control al porții a tranzistorului cu ajustarea timpului de pornire a tranzistorului controlat al celui de-al doilea canal
3	ST „+ E groapă” 9	Starea tensiunii de alimentare a etajului de ieșire al celui de-al doilea canal	26	Out2"	Ieșirea de control al porții a tranzistorului cu ajustarea timpului de oprire a tranzistorului controlat al celui de-al doilea canal
2	Sz9	Intrare pentru conectarea unui condensator suplimentar (setarea timpului de întârziere de comutare) al celui de-al doilea canal	27	IR1 "	Intrare de control al tensiunii de saturație cu prag reglabil și timp de blocare a celui de-al doilea canal
1	ST9	Ieșire de stare de alarmă pe tranzistorul controlat al celui de-al doilea canal	28	IR "	Colector de măsurare pentru monitorizarea tensiunii de saturație pe tranzistorul controlat al celui de-al doilea canal

Dispozitivele de ambele tipuri MD1XXX și MD2XXX asigură formarea de semnale de control pentru porțile tranzistoarelor cu o valoare reglabilă separat a curenților de încărcare și descărcare, cu parametrii dinamici necesari, asigură controlul tensiunii și protecția porților tranzistorilor în caz de tensiune insuficientă sau excesivă asupra acestora. Ambele tipuri de dispozitive monitorizează tensiunea de saturație a tranzistorului controlat și produc o deconectare lină a sarcinii de urgență în situații critice, generând un semnal opto-cuplat care indică acest lucru. În plus față de aceste funcții, dispozitivele din seria MD1XXX au capacitatea de a controla curentul prin tranzistorul controlat folosind un rezistor extern de măsurare a curentului - „shunt”. Astfel de rezistențe cu rezistențe de la 0,1 până la câțiva mOhm și puteri de zeci și sute de wați, realizate pe baze ceramice sub formă de benzi de nicrom sau manganin de geometrie precisă cu reglaj nominal, au fost dezvoltate și de Electrum AV LLC. Informații mai detaliate despre acestea pot fi găsite pe site-ul www.orel.ru/voloshin.

Tabelul 5. Principalii parametri electrici

Circuit de intrare
	min.	un fel.	Max.
Tensiune de alimentare, V	4,5	5	18
Curent de consum, mA	nu mai mult de 80 fără sarcină nu mai mult de 300 mA cu sarcină
Logica de intrare	CMOS 3-15 V, TTL
Intrări de control curent, mA	nu mai mult de 0,5
Tensiunea de ieșire st, V	nu mai mult de 15
Curentul de ieșire la ieșirea st, mA	nu mai puțin de 10
Circuit de ieșire
Curent de ieșire de vârf, A
MD215	nu mai mult de 1,5
MD250	nu mai mult de 5.0
MD280	nu mai mult de 8.0
Curent mediu de ieșire, mA	nu mai mult de 40
Frecvența maximă de comutare, kHz	nu mai puțin de 100
Rata de schimbare a tensiunii, kV / μs	nu mai puțin de 50
Tensiunea maximă pe tranzistorul controlat, V	nu mai puțin de 1200
Convertor DC/DC
Tensiuni de ieșire, V	nu mai puțin de 15
Putere, W	nu mai puțin de 1 nu mai puțin de 6 (pentru modelele cu indice M)
Eficienţă	nu mai putin de 80%
Caracteristici dinamice
Întârziere intrare ieșire t activată, μs	nu mai mult de 1
Întârzierea opririi de protecție t off, μs	nu mai mult de 0,5
Întârziere de activare a stării, μs	nu mai mult de 1
Timp de recuperare după acționarea protecției, μs	nu mai mult de 10
	nu mai puțin de 1 (setat de capacități Сt, Сt ")
Timpul de răspuns al circuitului de protecție a tensiunii de saturație atunci când tranzistorul este pornit tblock, μs	nu mai puțin de 1
Tensiuni de prag
	min.	un fel.	Max.
Pragul de funcționare de protecție pentru alimentare insuficientă cu E, V	10,4	11	11,7
Circuitul de protecție pentru tensiunea de saturație a tranzistorului controlat asigură oprirea ieșirii și formarea semnalului CT la tensiunea la intrarea "IK", V.	6	6,5	7
Izolatie
Tensiunea de izolare a semnalelor de control în raport cu semnalele de putere, V	nu mai puțin de 4000 de tensiune alternativă
Tensiunea de izolare a convertorului DC/DC, V	nu mai puțin de 3000 de tensiune constantă

Driverele propuse vă permit să controlați tranzistori cu frecvență înaltă (până la 100 kHz), ceea ce vă permite să obțineți o eficiență foarte mare a proceselor de conversie.

Dispozitivele din seria MD2XXX au un bloc încorporat de logică de intrare care vă permite să controlați semnale cu diferite valori de la 3 la 15 V (CMOS) și niveluri TTL standard, oferind în același timp un nivel identic de semnale de control pentru porțile de tranzistoare și formând durata întârzierii de comutare a brațului superior și inferior al semi-puntului, ceea ce face posibilă asigurarea absenței curenților de trecere.

Caracteristici de utilizare a driverelor pe exemplul dispozitivului MD2XXX

Scurtă recenzie

Modulele driver MD215, MD250, MD280, MD215P, MD250P, MD280P sunt module de control universal concepute pentru comutarea IGBT și a tranzistoarelor puternice cu efect de câmp.

Toate tipurile de MD2XXX au contacte compatibile reciproc și diferă doar prin nivelul curentului maxim de impuls.

Tipurile MD cu puteri mai mari - MD250, MD280, MD250P, MD280P sunt potrivite pentru majoritatea modulelor sau mai multe tranzistoare conectate în paralel utilizate la frecvențe înalte.

Modulele driver din seria MD2XXX reprezintă o soluție completă pentru problemele de control și protecție pentru IGBT-uri și tranzistoare puternice cu efect de câmp. De fapt, nu sunt necesare componente suplimentare nici la intrare, nici la ieșire.

Acțiune

Modulele driver MD215, MD250, MD280, MD215P, MD250P, MD280P pentru fiecare dintre cele două canale conțin:

un circuit de intrare care asigură potrivirea nivelului de semnal și o întârziere de comutare de protecție;
izolarea electrică între circuitul de intrare și partea de putere (ieșire);
circuit de control al porții tranzistorului; pe un tranzistor deschis;
un circuit pentru monitorizarea tensiunii de alimentare a secțiunii de putere a șoferului;
amplificator;
protecție împotriva supratensiunii în partea de ieșire a driverului;
sursă de tensiune izolată electric - convertor DC/DC (numai pentru module cu indice P)

Ambele canale ale driverului funcționează independent unul de celălalt.

Datorită izolației electrice prin intermediul transformatoarelor și optocuplelor (supuse unei tensiuni de încercare de 2650 V AC tensiune la 50 Hz timp de 1 minut) între circuitul de intrare și secțiunea de putere, precum și ratei de trecere a tensiunii extrem de ridicate de 30 kV / μs, modulele driver sunt utilizate în circuite cu tensiuni potențiale mari și supratensiuni mari de potențial care apar între secțiunea de putere și circuitul de control.

Timpii de întârziere foarte scurti ai driverelor din seria MD2XXX permit utilizarea acestora în surse de alimentare de înaltă frecvență, convertoare de înaltă frecvență și convertoare de rezonanță. Datorită timpilor de întârziere extrem de scurti, ele garantează o funcționare fără probleme la direcția podului.

Una dintre funcțiile principale ale driverelor din seria MD2XXX este de a garanta o protecție fiabilă a tranzistoarelor de putere controlate de scurtcircuit și suprasarcină. Starea de siguranță a tranzistorului este determinată folosind tensiunea de la colectorul tranzistorului de putere în stare deschisă. Dacă pragul definit de utilizator este depășit, tranzistorul de putere se oprește și rămâne blocat până la sfârșitul nivelului de semnal activ la intrarea de control. După aceea, tranzistorul poate fi pornit din nou prin aplicarea unui nivel activ la intrarea de control. Acest concept de protecție este utilizat pe scară largă pentru a proteja fiabil IGBT-urile.

Scopul funcțional al știfturilor

Concluzii 14 (ВХ1 "+"), 13 (ВХ1 "-")

Pinii 13 și 14 sunt intrările de control ale driverului. Managementul se realizează prin furnizarea acestora cu niveluri logice TTL. Intrarea In1 „+” este directă, adică atunci când i se aplică un 1 logic, tranzistorul de putere se deschide, iar când se aplică 0, se închide. Intrarea In1 „-” este inversă, adică atunci când i se aplică un 1 logic, tranzistorul de putere este închis, iar când este aplicat 1, se deschide. De obicei, In1 "-" este conectat la conductorul comun al părții de intrare a driverului și este controlat prin intrarea In1 "+". Pornirea inversoare și neinversătoare a driverului este prezentată în Fig. 10.

Tabelul 6 prezintă diagrama de stare a unui canal de driver.

Izolarea electrică între părțile de intrare și de ieșire ale driverului la acești pini se realizează folosind optocuple. Datorită utilizării lor, este exclusă posibilitatea influenței proceselor tranzitorii care apar asupra tranzistorului de putere din circuitul de control.

Tabelul 6. Diagrama de stare a unui canal de driver

Bx1 +	Bx1–	Tensiune la poarta tranzistorului	Tensiune de saturație a tranzistorului> normal	Sf	St "+ E groapă"	Afară
X	X	+	X	X	L	L
X	X	X	+	l	N	l
l	X	X	X	X	N	l
X	H	X	X	X	H	l
H	l	-	-	H	H	H

Circuitul de intrare are protecție încorporată, care împiedică deschiderea simultană a ambelor tranzistoare de putere ale semi-puntului. Dacă se aplică un semnal de control activ la intrările de control ale ambelor canale, atunci circuitul se va bloca și ambele tranzistoare de putere vor fi închise.

Modulele driver trebuie amplasate cât mai aproape de tranzistoarele de putere și conectate la acestea cu conductoare cât mai scurte. Intrările Bx1 "+" și Bx1 "-" pot fi conectate la circuitul de control și monitorizare cu conductori de până la 25 cm lungime.

Mai mult, conductorii trebuie să circule în paralel. În plus, intrările Bx1 "+" și Bx1 "-" pot fi conectate la circuitul de control și monitorizare folosind o pereche torsadată. Conductorul comun la circuitul de intrare trebuie întotdeauna conectat separat pentru ambele canale pentru a asigura transmisia fiabilă a impulsurilor de control.

Având în vedere că transmisia fiabilă a impulsurilor de control are loc în cazul unui impuls foarte lung, configurația completă trebuie verificată în cazul unui impuls de control minim scurt.

Concluzia 12 (ST „+ E groapa”)

Pinul 12 este o ieșire de stare care confirmă prezența sursei de alimentare (+18 V) la partea de ieșire (putere) a driverului. Este asamblat conform circuitului colector deschis. În timpul funcționării normale a driverului (prezența puterii și nivelul său suficient), ieșirea de stare este conectată la ieșirea comună a circuitului de control folosind un tranzistor deschis. Dacă această ieșire de stare este conectată conform diagramei prezentate în Fig. 11, atunci situația de urgență va corespunde unui nivel de tensiune ridicat la ea (+5 V). Funcționarea normală a driverului va corespunde unui nivel scăzut de tensiune la acest pin de stare. Valoarea tipică a curentului care curge prin pinul de stare corespunde cu 10 mA, prin urmare, valoarea rezistorului R este calculată folosind formula R = U / 0,01,

unde U este tensiunea de alimentare. Când tensiunea de alimentare scade sub 12 V, tranzistorul de putere este oprit și driverul este blocat.

Concluzia 11 (Sz)

Un condensator suplimentar este conectat la pinul 11, ceea ce mărește timpul de întârziere dintre impulsurile de intrare și de ieșire activate pe driver. Implicit (fără un condensator suplimentar) acest timp este de exact 1 μs, datorită căruia driverul nu răspunde la impulsuri mai scurte de 1 μs (protecție împotriva zgomotului de impuls). Scopul principal al acestei întârzieri este de a elimina apariția curenților de trecere care apar în semi-poduri. Prin curenți, tranzistoarele de putere se încălzesc, declanșează protecția de urgență, măresc consumul de curent și înrăutățesc eficiența circuitului. Prin introducerea acestei întârzieri, ambele canale ale driverului încărcate pe o jumătate de punte pot controla un semnal sub forma unei undă pătrată.

De exemplu, modulul 2MBI 150 are o întârziere la oprire de 3 μs, prin urmare, pentru a exclude apariția curenților de trecere în modul atunci când canalele sunt controlate în comun, este necesar să se furnizeze o capacitate suplimentară de cel puțin 1200 pF pe ambele canale.

Pentru a reduce influența temperaturii ambientale asupra timpului de întârziere, este necesar să alegeți condensatori cu un TKE mic.

Concluzia 10 (CT)

Pinul 10 este ieșirea de stare a situației de urgență pe tranzistorul de putere al primului canal. Un nivel logic ridicat la ieșire corespunde funcționării normale a driverului, iar un nivel scăzut corespunde unei defecțiuni. Alarma apare atunci când tensiunea de saturație de pe tranzistorul de putere depășește nivelul pragului. Curentul maxim care curge prin ieșire este de 8 mA.

Pin 9 (BLOC)

Pinul 6 este intrarea de control a driverului. Când i se aplică o unitate logică, driverul este blocat și tensiunea de blocare este aplicată tranzistorilor de putere. Intrarea de blocare este comună ambelor canale. Pentru funcționarea normală a driverului, la această intrare trebuie aplicat un zero logic.

Pinul 8 nu este folosit.

Concluziile 7 (+5 V) și 6 (comune)

Pinii 6 și 7 sunt intrări pentru conectarea alimentării la driver. Alimentarea este furnizată de la o sursă de 8 W cu o tensiune de ieșire de 5 ± 0,5 V. Alimentarea trebuie conectată la driver cu conductori scurti (pentru a reduce pierderile și a crește imunitatea la zgomot). Dacă conductoarele de conectare au mai mult de 25 cm lungime, este necesar să amplasați între ei condensatori de suprimare a interferențelor cât mai aproape de driver (condensator ceramic cu o capacitate de 0,1 μF).

Pin 15 (IR)

Pinul 15 (colector de măsurare) este conectat la colectorul tranzistorului de putere. Prin intermediul acestuia, este monitorizată tensiunea pe tranzistorul deschis. În cazul unui scurtcircuit sau suprasarcină, tensiunea pe tranzistorul deschis crește brusc. Când valoarea pragului de tensiune de pe colectorul tranzistorului este depășită, tranzistorul de putere este blocat și starea de defecțiune ST este declanșată. Diagramele de timp ale proceselor care au loc în șofer atunci când protecția este declanșată sunt prezentate în Fig. 7. Pragul de funcționare a protecției poate fi redus prin conectarea diodelor conectate în serie între ele, iar valoarea de prag a tensiunii de saturație U sat. por. = 7 –n U pr.VD, unde n este numărul de diode, U pr.VD - căderea de tensiune pe o diodă deschisă. Dacă tranzistorul de putere este alimentat de la o sursă de 1700 V, este necesar să instalați o diodă suplimentară cu o tensiune de avarie de cel puțin 1000 V. Catodul diodei este conectat la colectorul tranzistorului de putere. Timpul de răspuns al protecției poate fi reglat folosind ieșirea 16-IR1.

Pin 16 (IR1)

Pinul 16 (colector de măsurare), spre deosebire de pinul 15, nu are o diodă încorporată și o rezistență de limitare. Este necesar să conectați un condensator, care determină timpul de răspuns al protecției tensiunii de saturație pe un tranzistor deschis. Această întârziere este necesară pentru a elimina influența interferenței asupra circuitului. Datorită conexiunii condensatorului, timpul de răspuns al protecției crește proporțional cu capacitatea de blocare t = 4 C U sat. por., unde C este capacitatea condensatorului, pF. Acest timp se adaugă la timpul de întârziere intern al șoferului t off (10%) = 3 μs. Implicit, driverul are o capacitate C = 100 pF, prin urmare, întârzierea de funcționare a protecției este t = 4 100 6,3 + t off (10%) = 5,5 μs. Dacă este necesar, acest timp poate fi mărit prin conectarea capacității dintre pinul 16 și firul de alimentare comun al unității de alimentare.

Concluziile 17 (out 2) și 18 (out 1)

Pinii 17 și 18 sunt ieșirile driverului. Sunt proiectate pentru a conecta tranzistoarele de putere și pentru a ajusta timpul de pornire a acestora. Prin pinul 17 (out 2), un potențial pozitiv (+18 V) este furnizat la poarta modulului controlat, iar prin pinul 18 (out 1) - un potențial negativ (–5 V). Dacă este necesar să se asigure margini de control abrupte (aproximativ 1 μs) și o putere de sarcină nu foarte mare (două module 2MBI 150 conectate în paralel), este permisă conectarea directă a acestor ieșiri la ieșirile de control ale modulelor. Dacă trebuie să strângeți marginile sau să limitați curentul de control (în cazul unei sarcini mari), atunci modulele trebuie conectate la pinii 17 și 18 prin rezistențe de limitare.

În cazul în care tensiunea de saturație depășește nivelul pragului, are loc o scădere lină de protecție a tensiunii la poarta tranzistorului de control. Timpul de scădere a tensiunii la poarta tranzistorului până la nivelul de 90% t off (90%) = 0,5 μs, până la nivelul de 10% t off (10%) = 3 μs. O scădere lină a tensiunii de ieșire este necesară pentru a exclude posibilitatea unei supratensiuni.

Pini 19 (-E groapa), 20 (Comune) și 21 (+ E groapa)

Pinii 19, 20 și 21 sunt ieșirile de alimentare ale secțiunii de putere a șoferului. Acești pini sunt alimentați cu tensiune de la convertorul DC/DC al driverului. În cazul utilizării driverelor precum MD215, MD250, MD280 fără convertoare DC/DC încorporate, sursele de alimentare externe sunt conectate aici: pin 19 –5 V, pin 20 - comun, 21 pini +18 V pentru curent de până la 0,2 A.

Calculul și selectarea șoferului

Datele inițiale pentru calcul sunt capacitatea de intrare a C în modul sau sarcina echivalentă Q in, rezistența de intrare a R în modul, oscilația de tensiune la intrarea modulului U = 30 V (dată în informațiile de referință ale modulului) , frecvența maximă de funcționare la care funcționează modulul f max.

Este necesar să găsiți curentul de impuls care curge prin intrarea de control a modulului Imax, puterea maximă a convertorului DC / DC P.

Figura 16 prezintă circuitul echivalent al intrării modulului, care constă din capacitatea porții și rezistența de limitare.

Dacă datele inițiale stabilesc sarcina Q in, atunci este necesar să o recalculăm în capacitatea de intrare echivalentă C in = Q in / D U.

Puterea reactivă alocată la capacitatea de intrare a modulului se calculează prin formula Pc = f Q în D U. Puterea totală a convertorului DC/DC al driverului P este suma puterii consumate de treapta de ieșire a driver Pout și puterea reactivă alocată la capacitatea de intrare a modulului Pc: P = P out + Ps.

Frecvența de funcționare și oscilația tensiunii la intrarea modulului au fost considerate ca fiind maxime în calcule, prin urmare, puterea maximă posibilă a convertorului DC/DC a fost obținută în timpul funcționării normale a driverului.

Cunoscând rezistența rezistorului de limitare R, puteți găsi curentul de impuls care curge prin driver: I max = D U / R.

Pe baza rezultatelor calculelor, este posibil să selectați cel mai optim driver necesar pentru a controla modulul de alimentare.

Tranzistoarele puternice cu efect de câmp MOSFET sunt bune pentru toată lumea, cu excepția unei mici nuanțe - este adesea imposibil să le conectați direct la pinii microcontrolerului.

Acest lucru se datorează, în primul rând, faptului că curenții admisibili pentru pinii microcontrolerului depășesc rar 20 mA și pentru MOSFET-uri cu comutare foarte rapidă (cu margini bune), atunci când trebuie să încărcați sau să descărcați foarte rapid poarta (care are întotdeauna o anumită capacitate). ), curenții sunt necesari cu un ordin de mărime mai mult.

Și, în al doilea rând, sursa de alimentare a controlerului este de obicei de 3 sau 5 volți, ceea ce, în principiu, face posibilă controlul direct doar a unei clase mici de lucrători pe teren (care se numesc nivel logic - cu un nivel de control logic). Și având în vedere că, de obicei, sursa de alimentare a controlerului și sursa de alimentare a restului circuitului au un fir negativ comun, această clasă este redusă exclusiv la N-canal „nivel logic” - jucători de câmp.

Una dintre soluții, în această situație, este utilizarea unor microcircuite speciale - drivere, care sunt proiectate precis pentru a atrage curenți mari prin porțile muncitorilor de câmp. Cu toate acestea, această opțiune nu este lipsită de dezavantaje. În primul rând, șoferii nu sunt întotdeauna disponibili în magazine și, în al doilea rând, sunt destul de scumpi.

În acest sens, a apărut ideea de a realiza un driver simplu, bugetar, care să poată fi folosit pentru a controla atât lucrătorii de teren pe canalul N, cât și pe canalul P în orice circuite de joasă tensiune, să zicem până la 20 de volți. un adevărat chiller radio, în cea mai mare parte a oricărui junk electronic, prin urmare, după o serie de experimente, s-a născut următoarea schemă:

R1 = 2,2 kOhm, R2 = 100 Ohm, R3 = 1,5 kOhm, R4 = 47 Ohm
D 1 - dioda 1N4148 (buton de sticlă)
T 1, T 2, T 3 - tranzistoare KST2222A (SOT-23, marcaj 1P)
T 4 - tranzistor BC807 (SOT-23, marcaj 5C)

Capacitatea dintre Vcc și Out simbolizează conexiunea operatorului de câmp pe canal P, capacitatea dintre Out și Gnd simbolizează conectarea operatorului de câmp pe canal N (capacitățile porților acestor operatori de câmp).

Linia punctată este împărțită în două etape (I și II). În acest caz, prima treaptă funcționează ca un amplificator de putere, iar a doua treaptă ca un amplificator de curent. Funcționarea circuitului este descrisă în detaliu mai jos.

Asa de. Dacă la intrarea In apare un nivel ridicat de semnal, atunci tranzistorul T1 se pornește, tranzistorul T2 se oprește (deoarece potențialul de la baza sa scade sub potențialul de la emițător). Ca urmare, tranzistorul T3 se închide, iar tranzistorul T4 se deschide și prin acesta se reîncarcă capacitatea de poartă a driverului de câmp conectat. (Curentul de bază al tranzistorului T4 circulă pe calea E T4 -> B T4 -> D1-> T1-> R2-> Gnd).

Dacă la intrarea In apare un nivel scăzut al semnalului, atunci totul se întâmplă invers - tranzistorul T1 se închide, în urma căruia potențialul de bază al tranzistorului T2 crește și se deschide. Aceasta, la rândul său, face ca tranzistorul T3 să se pornească și tranzistorul T4 să se oprească. Reîncărcarea capacității porții a driverului de câmp conectat are loc prin tranzistorul deschis T3. (Curentul de bază al tranzistorului T3 circulă pe calea Vcc-> T2-> R4-> B T3 -> E T3).

Aceasta este, în general, întreaga descriere, dar unele puncte, probabil, necesită o explicație suplimentară.

În primul rând, pentru ce sunt tranzistorul T2 și dioda D1 în prima etapă? Totul este foarte simplu aici. Nu degeaba am scris mai sus căile curenților de bază ai tranzistorilor de ieșire pentru diferite stări ale circuitului. Priviți-le din nou și imaginați-vă cum ar fi dacă nu ar exista tranzistorul T2 cu bandă. În acest caz, tranzistorul T4 ar fi deblocat cu un curent mare (adică curentul de bază al tranzistorului) care curge de la ieșirea Out prin T1 și R2 deschise, iar tranzistorul T3 ar fi deblocat de un curent mic care curge prin rezistorul R3. Acest lucru ar duce la o margine de avans foarte prelungită a impulsurilor de ieșire.

Ei bine, și în al doilea rând, probabil că mulți vor fi interesați de ce sunt necesare rezistențe R2 și R4. Le-am blocat pentru a limita cel puțin puțin curentul de vârf prin bazele tranzistoarelor de ieșire, precum și pentru a tăia în cele din urmă marginile de început și de urma ale impulsurilor.

Dispozitivul asamblat arată astfel:

Driverul este cablat pentru componente smd și în așa fel încât să poată fi conectat cu ușurință la placa principală a dispozitivului (în poziție verticală). Adică pe placa principală putem avea o jumătate de punte, sau altceva, și deja în această placă nu mai rămâne decât să conectam plăcile driverului vertical în locurile potrivite.

Aspectul are unele particularități. Pentru a reduce drastic dimensiunea plăcii, a trebuit să cablăm „puțin incorect” tranzistorul T4. Înainte de a o lipi pe placă, trebuie să o întoarceți cu fața în jos (marcare) și să îndoiți picioarele în direcția opusă (față de placă).

După cum puteți vedea, timpii de creștere sunt practic independenți de nivelul tensiunii de alimentare și sunt puțin peste 100 ns. Destul de bun pentru un astfel de design de buget, după părerea mea.