„Driverul ZVS” (Zero Voltage Switching) este un generator de joasă tensiune foarte simplu și, prin urmare, destul de comun. Este asamblat după o schemă simplă, în timp ce eficiență această decizie poate ajunge la 90% și mai mult. Pentru a asambla dispozitivul, sunt suficiente un inductor, o pereche de tranzistoare cu efect de câmp, patru rezistențe, două diode, două diode Zener și un circuit oscilant de lucru cu un punct de mijloc pe bobină. Puteți face fără punctul de mijloc și vom vorbi despre asta mai târziu.

Puteți găsi multe implementări ale acestui circuit în rețea, inclusiv încălzitoare cu inducție, aragazuri cu inducție, transformatoare de înaltă tensiune și doar convertoare de înaltă frecvență Voltaj. Circuitul seamănă cu un generator Royer, dar nu este unul. Să vedem cum funcționează această schemă.

Când se aplică curent circuitului, curentul începe să curgă către drenurile ambelor tranzistoare cu efect de câmp, în același timp, capacitățile porții sunt încărcate prin rezistențe. Deoarece tranzistoarele cu efect de câmp nu sunt complet identice, unul dintre ei (de exemplu Q1) se deschide mai repede și începe să conducă curentul, în timp ce poarta celuilalt tranzistor Q2 este descărcată prin dioda D2, care este astfel ținută bine închisă.

Deoarece schema include circuit oscilator, tensiunea la drenul tranzistorului cu efect de câmp închis Q2 crește mai întâi, dar apoi scade, trecând prin zero, moment în care poarta tranzistorului cu efect de câmp deschis Q1 se descarcă rapid și deschide mai întâi tranzistorul Q1 este acum oprit și, deoarece este acum blocat, scurgerea sa nu mai este zero, iar poarta celui de-al doilea tranzistor Q2 este reîncărcată rapid prin rezistor, iar al doilea tranzistor Q2 este acum deschis, în timp ce se descarcă poarta de tranzistorul Q1 prin dioda D1.

După o jumătate de perioadă, totul se repetă exact invers - al doilea tranzistor se va închide, iar primul se va deschide etc. În acest fel, în circuit vor apărea auto-oscilații sinusoidale. Choke L1 limitează curentul de alimentare și atenuează micile supratensiuni de comutare.

Este ușor de observat că ambele tranzistoare cu efect de câmp sunt oprite când tensiune zero la scurgerile lor, când curentul din bobina buclei este maxim, ceea ce înseamnă că pierderile de comutare sunt minime și chiar și cu o putere a dispozitivului de 1 kW (de exemplu, pentru), cheile au nevoie doar de radiatoare mici. Acest lucru explică marea popularitate a acestei scheme.

Frecvența auto-oscilațiilor poate fi calculată cu ușurință folosind formula f = 1/(2π*√[L*C]), deoarece inductanța înfășurării primare (dacă se folosește o conexiune la transformator) și capacitatea condensatorului formează un circuit care are propria frecvență de rezonanță. Este important de reținut că amplitudinea oscilațiilor va fi de aproximativ 3,14 (Pi) ori mai mare decât tensiunea de alimentare.

Aici componente tipice care sunt folosite pentru asamblare: rezistențe de cinci wați 470 Ohm pentru limitarea curentului de încărcare a porților; două rezistențe de 10 kOhm pentru tragerea porților la minus; Diode Zener pentru 12, 15 sau 18 volți, pentru a proteja porțile de depășirea tensiunii admisibile; și diode UF4007 pentru descărcarea porților prin brațele opuse ale circuitului.

Tranzistoarele cu efect de câmp IRFP250 și IRFP260 sunt potrivite pentru acest driver ZVS. Desigur, dacă este necesar răcire suplimentară, atunci fiecare tranzistor trebuie instalat pe un radiator separat, deoarece tranzistoarele nu funcționează simultan. Dacă există un singur radiator, atunci utilizarea substraturilor izolante este obligatorie. Alimentarea circuitului nu trebuie să depășească 36 de volți din cauza restricțiilor normale de poartă.

Dacă circuitul nu are punct de mijloc, atunci pur și simplu instalați două șocuri în loc de una pe fiecare braț, iar modul de funcționare rămâne același, exact ca la o singură accelerație.

Între timp, produse bazate pe acest circuit auto-oscilant ZVS au apărut deja pe Aliexpress, atât cu un șoc, cât și cu două. Varianta cu două șocuri este deosebit de convenabilă ca sursă de alimentare rezonantă pentru încălzirea inductoarelor fără punct de mijloc.

Tranzistoarele puternice cu efect de câmp MOSFET sunt bune pentru toată lumea, cu excepția unei mici nuanțe - este adesea imposibil să le conectați direct la pinii microcontrolerului.

Acest lucru se datorează, în primul rând, faptului că curenti admisibili pentru pinii microcontrolerului rareori depășesc 20 mA, iar pentru foarte comutare rapidă MOSFET-urile (cu fronturi bune), atunci când trebuie să încărcați sau să descărcați foarte rapid poarta (care are întotdeauna o oarecare capacitate), necesită curenți cu un ordin de mărime mai mari.

Și, în al doilea rând, sursa de alimentare a controlerului este de obicei de 3 sau 5 volți, ceea ce, în principiu, permite controlul direct doar de către o clasă mică de lucrători pe teren (care sunt numiți nivel logic - cu nivel logic management). Și având în vedere că, de obicei, sursa de alimentare a controlerului și sursa de alimentare a restului circuitului au un fir negativ comun, această clasă se reduce exclusiv la dispozitivele de câmp „nivel logic” cu canale N.

Una dintre soluțiile în această situație este utilizarea de microcircuite speciale - drivere, care sunt proiectate precis pentru a atrage curenți mari prin porțile de câmp. Cu toate acestea, această opțiune nu este lipsită de dezavantaje. În primul rând, șoferii nu sunt întotdeauna disponibili în magazine și, în al doilea rând, sunt destul de scumpi.

În acest sens, a apărut ideea de a realiza un driver simplu, cu costuri reduse, liber, care să poată fi folosit pentru a controla atât dispozitivele de câmp cu canal N, cât și pe canal P în orice circuite de joasă tensiune, să zicem până la 20 de volți. Ei bine, din fericire , eu, ca un adevărat drogat de radio, plin de tot felul de gunoaie electronice, așa că după o serie de experimente s-a născut această schemă:

1. R1 =2,2 kOhm, R2 =100 Ohm, R3 =1,5 kOhm, R4 =47 Ohm
2. D 1 - dioda 1N4148 (buton de sticlă)
3. T 1, T 2, T 3 - tranzistoare KST2222A (SOT-23, marcaj 1P)
4. T 4 - tranzistor BC807 (SOT-23, marcaj 5C)

Capacitatea dintre Vcc și Out simbolizează conectarea unui comutator de câmp pe canal P, capacitatea dintre Out și Gnd simbolizează conectarea unui comutator de câmp pe canal N (capacitatea de poartă a acestor comutatoare de câmp).

Linia punctată împarte circuitul în două etape (I și II). În acest caz, prima treaptă funcționează ca un amplificator de putere, iar a doua treaptă ca un amplificator de curent. Funcționarea circuitului este descrisă în detaliu mai jos.

Asa de. Dacă apare intrarea In nivel inalt semnal, apoi tranzistorul T1 se deschide, tranzistorul T2 se închide (deoarece potențialul de la bază scade sub potențialul de la emițător). Ca urmare, tranzistorul T3 se închide și tranzistorul T4 se deschide și prin acesta se reîncarcă capacitatea de poartă a comutatorului de câmp conectat. (Curentul de bază al tranzistorului T4 circulă pe calea E T4 -> B T4 -> D1-> T1-> R2-> Gnd).

Dacă la intrarea In apare un nivel scăzut al semnalului, atunci totul se întâmplă invers - tranzistorul T1 se închide, drept urmare potențialul de bază al tranzistorului T2 crește și se deschide. Aceasta, la rândul său, face ca tranzistorul T3 să se pornească și tranzistorul T4 să se oprească. Capacitatea de poartă a comutatorului de câmp conectat este reîncărcată prin tranzistorul deschis T3. (Curentul de bază al tranzistorului T3 circulă pe calea Vcc->T2->R4->B T3 ->E T3).

Aceasta este practic întreaga descriere, dar unele puncte probabil necesită o explicație suplimentară.

În primul rând, ce sunt tranzistorul T2 și dioda D1 în prima etapă? Totul este foarte simplu aici. Nu degeaba am scris deasupra căilor pentru fluxul curenților de bază ai tranzistoarelor de ieșire diferite state sistem. Priviți-le din nou și imaginați-vă ce s-ar întâmpla dacă nu ar exista tranzistorul T2 cu cablajul. În acest caz, tranzistorul T4 ar fi deblocat de un curent mare (adică curentul de bază al tranzistorului) care curge de la ieșirea Out prin T1 și R2 deschise, iar tranzistorul T3 ar fi deblocat de un curent mic care curge prin rezistorul R3. Acest lucru ar duce la o margine de avans foarte lungă a impulsurilor de ieșire.

Ei bine, în al doilea rând, mulți vor fi probabil interesați de ce sunt necesare rezistențe R2 și R4. Le-am conectat pentru a limita cel puțin puțin curentul de vârf prin bazele tranzistoarelor de ieșire, precum și pentru a egaliza în cele din urmă marginile de început și de final ale impulsurilor.

Dispozitivul asamblat arată astfel:

Dispunerea driverului este realizată pentru componente SMD și în așa fel încât să poată fi conectat cu ușurință la placa principală a dispozitivului (în poziție verticală). Adică pe placa principală putem avea instalat un semi-bridge sau altceva și tot ce rămâne este să-l conectam vertical la această placă în locurile potrivite placi de sofer.

Cablajul are unele particularități. Pentru a reduce radical dimensiunea plăcii, a trebuit să direcționăm „puțin incorect” tranzistorul T4. Înainte de a o lipi pe placă, trebuie să o întoarceți cu fața în jos (marcată) și să îndoiți picioarele reversul(la bord).

După cum puteți vedea, durata fronturilor este practic independentă de nivelul tensiunii de alimentare și este puțin mai mare de 100 ns. După părerea mea, destul de bine pentru un design atât de buget.

Drivere FET

Drivere pentru tranzistori MOSFET și IGBT - dispozitive pentru controlul puternic dispozitive semiconductoareîn treptele de ieșire ale convertoarelor energie electrica. Ele sunt folosite ca o legătură intermediară între circuit de control(controler sau procesor de semnal digital) și actuatoare puternice.

Etapele dezvoltării electronicii energetice (de putere) sunt determinate de progresele înregistrate în tehnologiile întrerupătoarelor de putere și a circuitelor de control ale acestora. Direcția dominantă în electronica de putere este creșterea frecvențelor de funcționare a convertoarelor care fac parte din sursele de alimentare cu comutare. Transformarea energiei electrice în mai mult frecvente inalte vă permite să îmbunătățiți caracteristicile specifice de greutate și dimensiune ale transformatoarelor de impulsuri, condensatoarelor și bobinelor de filtru. Dinamic și parametri statici dispozitivele de alimentare sunt îmbunătățite în mod constant, dar și cheile puternice trebuie controlate eficient. Driverele puternice de mare viteză ale tranzistoarelor MOSFET și IGBT sunt proiectate pentru o interacțiune echilibrată între circuitul de control și etapele de ieșire. Driverele au curenți mari de ieșire (până la 9 A), timpi scurti de creștere, timpi de cădere, întârzieri și alte lucruri interesante. trăsături distinctive. Clasificarea șoferului este prezentată în Figura 2.15.

Figura 2.15 - Clasificarea conducătorilor auto

Șoferul trebuie să aibă macar, unu ieșire externă(în circuitele push-pull sunt două), ceea ce este obligatoriu. Poate servi ca amplificator pre-puls sau direct elementul cheie ca parte din sursa de puls nutriție.

Ca dispozitiv controlat în circuite de putere în diverse scopuri Pot fi utilizate tranzistoare bipolare, tranzistoare MOS și dispozitive de tip declanșator (tiristoare, triacuri). Cerințe pentru funcționarea șoferului control optimîn fiecare dintre aceste cazuri sunt diferite. Driverul tranzistorului bipolar trebuie să controleze curentul de bază în timpul pornirii și să asigure resorbția purtătorilor minoritari în bază în timpul etapei de oprire. Valori maxime Curenții de control diferă puțin de cei mediați pe intervalul corespunzător. Tranzistorul MOS este controlat de tensiune, dar la începutul intervalelor de pornire și oprire, driverul trebuie să treacă mult curenti de impuls capacitățile dispozitivelor de încărcare și descărcare. Dispozitivele de tip declanșator necesită formarea unui impuls de curent scurt numai la începutul intervalului de comutare, deoarece oprirea (comutarea) pentru cele mai obișnuite dispozitive are loc de-a lungul electrozilor principali, și nu de-a lungul electrozilor de control. Toate aceste cerințe trebuie îndeplinite într-o măsură sau alta de către șoferii corespunzători.

Figurile 2.16...2.18 prezintă circuite tipice pentru conectarea tranzistoarelor MOSFET bipolare și cu efect de câmp folosind un singur tranzistor în driver. Acestea sunt așa-numitele circuite cu oprire pasivă a tranzistorului de putere. După cum se poate observa din figură, structura circuitelor de driver este complet identică, ceea ce face posibilă utilizarea acelorași circuite pentru a controla tranzistoarele de ambele tipuri. În acest caz, resorbția purtătorilor acumulați în structura tranzistorului are loc printr-un element pasiv - un rezistor extern. Rezistența sa, care oprește tranziția de control nu numai la oprire, ci și în timpul intervalului de pornire, nu poate fi aleasă prea mică, ceea ce limitează rata de resorbție a sarcinii.

Pentru a crește viteza tranzistorului și a crea comutatoare de înaltă frecvență, este necesar să se reducă rezistența circuitului de resetare a încărcării. Acest lucru se face folosind un tranzistor de resetare, care este pornit numai în intervalul de pauză. Circuitele de control corespunzătoare pentru tranzistoarele bipolare și MOS sunt prezentate în Figura 2.17.

Poate că după ce ați citit acest articol nu va trebui să instalați radiatoare de aceeași dimensiune pe tranzistoare.
Traducerea acestui articol.

Un scurt mesaj de la traducător:

În primul rând, în această traducere pot fi probleme serioase cu traducerea termenilor, nu am studiat suficient ingineria electrică și proiectarea circuitelor, dar încă știu ceva; De asemenea, am încercat să traduc totul cât mai clar, așa că nu am folosit concepte precum bootstrap, MOSFET etc. În al doilea rând, dacă ortografia este acum dificil să faci o greșeală (laudă procesoare de cuvinte indicând erori), atunci este destul de ușor să faci o greșeală de punctuație.
Și în aceste două puncte, vă rog să mă dați cu piciorul în comentarii cât mai tare posibil.

Acum să vorbim mai multe despre subiectul articolului - cu toată varietatea de articole despre construcția diferitelor Vehicul vedere la sol (mașini) pe MK, pe Arduino, pe<вставить название>, designul circuitului în sine, cu atât mai puțin circuitul de conectare a motorului, nu este descris suficient de detaliat. De obicei arată așa:
- ia motorul
- luați componentele
- conectați componentele și motorul
- …
- PROFIT!1!

Dar pentru a construi mai mult circuite complexeÎn loc să rotiți pur și simplu un motor PWM într-o direcție prin L239x, sunt de obicei necesare cunoștințe despre punți complete (sau punți H), tranzistori cu efect de câmp (sau MOSFET) și, ei bine, drivere pentru acestea. Dacă nimic nu o limitează, atunci puteți utiliza tranzistori cu canal p și canal n pentru puntea completă, dar dacă motorul este suficient de puternic, atunci tranzistorii cu canal p vor trebui cântăriți mai întâi. o cantitate mare radiatoare, apoi adăugați răcitoare, dar dacă este păcat să le aruncați, atunci puteți încerca alte tipuri de răcire sau pur și simplu utilizați doar tranzistori cu canale n în circuit. Dar există o mică problemă cu tranzistoarele cu canale n - uneori poate fi destul de dificil să le deschideți „într-un mod amiabil”.

Așa că căutam ceva care să mă ajute să fac o diagramă corectă și am găsit un articol pe blogul unui tânăr pe nume Syed Tahmid Mahbub. Am decis să împărtășesc acest articol.

În multe situații trebuie să folosim FET-urile ca comutatoare de nivel înalt. De asemenea, în multe situații trebuie să folosim tranzistori cu efect de câmp ca comutatoare atât pentru nivelul superior, cât și pentru cel inferior. De exemplu, în circuitele de punte. În circuitele de punte parțială avem 1 MOSFET de nivel înalt și 1 MOSFET de nivel scăzut. În circuitele de punte complete avem 2 MOSFET-uri de nivel înalt și 2 MOSFET-uri de nivel scăzut. În astfel de situații, va trebui să folosim împreună drivere de nivel înalt și de nivel scăzut. Cea mai comună metodă de control tranzistoare cu efect de câmpîn astfel de cazuri este să utilizați driverul cheie inferioară și niveluri superioare pentru MOSFET. Fără îndoială, cel mai popular cip driver este IR2110. Și în acest articol/manual voi vorbi exact despre asta.

Puteți descărca documentația pentru IR2110 de pe site-ul web IR. Aici este linkul de descărcare: http://www.irf.com/product-info/datasheets/data/ir2110.pdf

Să aruncăm mai întâi o privire la diagrama bloc, precum și la descrierea și locația pinilor:

Figura 1 - Schema bloc funcțională a IR2110

Figura 2 - Pinout IR2110

Figura 3 - Descrierea pinilor IR2110

De asemenea, merită menționat faptul că IR2110 vine în două pachete - un pinout PDIP cu 14 pini și un suport de suprafață SOIC cu 16 pini.

Acum să vorbim despre diverse contacte.

VCC este sursa de alimentare de nivel scăzut, ar trebui să fie între 10V și 20V. VDD este sursa logică pentru IR2110, ar trebui să fie între +3V și +20V (față de VSS). Tensiunea reală pe care alegeți să o utilizați depinde de nivelul de tensiune al semnalelor de intrare. Iată graficul:

Figura 4 - Dependența logicii 1 de putere

De obicei, se folosește un VDD de +5V. Când VDD = +5V, pragul de intrare al logicii 1 este puțin mai mare decât 3V. Astfel, când VDD = +5V, IR2110 poate fi utilizat pentru a controla sarcina atunci când intrarea „1” este mai mare de 3 (unii) volți. Aceasta înseamnă că IR2110 poate fi utilizat pentru aproape toate circuitele, deoarece majoritatea circuitelor tind să fie alimentate la aproximativ 5V. Când utilizați microcontrolere, tensiunea de iesire va fi mai mare de 4V (la urma urmei, microcontrolerul are destul de des VDD = +5V). Când utilizați un controler SG3525 sau TL494 sau alt controler PWM, probabil că va trebui să le alimentați cu o tensiune mai mare de 10V, ceea ce înseamnă că ieșirile vor fi mai mari de 8V la unul logic. Astfel, IR2110 poate fi folosit aproape oriunde.

De asemenea, puteți reduce VDD-ul la aproximativ +4V dacă utilizați un microcontroler sau orice cip care scoate 3,3V (de exemplu, dsPIC33). Când proiectam circuite cu IR2110, am observat că uneori circuitul nu funcționa corect când VDD-ul IR2110 era setat la mai puțin de +4V. Prin urmare, nu recomand să utilizați VDD sub +4V. În majoritatea circuitelor mele, nivelurile de semnal nu au o tensiune mai mică de 4V ca „1” și așa că folosesc VDD = +5V.

Dacă din anumite motive în circuit, nivelul semnalului logic „1” are o tensiune mai mică de 3V, atunci trebuie să utilizați un convertor de nivel/translator de nivel, acesta va ridica tensiunea la limite acceptabile. În astfel de situații, recomand creșterea la 4V sau 5V și utilizarea IR2110 VDD = +5V.

Acum să vorbim despre VSS și COM. VSS este terenul logicii. COM este „întoarcere la nivel scăzut” - practic terenul la nivel scăzut al șoferului. Poate părea că sunt independente și s-ar putea crede că ar fi posibil să izolați ieșirile driverului și logica semnalului driverului. Totuși, acest lucru ar fi greșit. Deși nu sunt cuplate intern, IR2110 este un driver neizolat, ceea ce înseamnă că VSS și COM trebuie să fie ambele conectate la masă.

HIN și LIN sunt intrări logice. Un semnal ridicat pe HIN înseamnă că dorim să controlăm cheia înaltă, adică ieșirea de nivel înalt este efectuată pe HO. Semnal scăzut la HIN înseamnă că dorim să dezactivăm MOSFET-ul de nivel înalt, adică HO este ieșirea de nivel scăzut. Ieșirea către HO, mare sau scăzută, nu este considerată relativ la masă, ci relativ la VS. Vom vedea în curând cum circuitele de amplificare (diodă + condensator) care utilizează VCC, VB și VS oferă putere plutitoare pentru a conduce MOSFET-ul. VS este revenirea plutitoare a puterii. La nivel înalt, nivelul la HO este egal cu nivelul la VB, raportat la VS. La nivel scăzut, nivelul la HO este egal cu VS, în raport cu VS, efectiv zero.

Un semnal LIN ridicat înseamnă că vrem să controlăm comutatorul scăzut, adică LO scoate un nivel înalt. Un semnal LIN scăzut înseamnă că dorim să dezactivăm MOSFET-ul de nivel scăzut, adică LO este ieșirea de nivel scăzut. Ieșirea în LO este considerată relativ la masă. Când semnalul este ridicat, nivelul la LO este același ca la VCC, în raport cu VSS, efectiv împământat. Când semnalul este scăzut, nivelul în LO este același ca în VSS, în raport cu VSS, efectiv zero.

SD este folosit ca control de oprire. Când nivelul este scăzut, IR2110 este pornit - funcția de oprire este dezactivată. Când acest pin este ridicat, ieșirile sunt oprite, dezactivând controlul IR2110.
Acum să aruncăm o privire la o configurație comună cu IR2110 pentru a conduce MOSFET-uri ca comutatoare înalte și joase - circuite în jumătate de punte.

Figura 5 - Circuit de bază pe IR2110 pentru control pe jumătate de punte

D1, C1 și C2 împreună cu IR2110 formează circuitul amplificatorului. Când LIN = 1 și Q2 este pornit, C1 și C2 sunt încărcate la nivelul VB, deoarece o diodă este situată sub +VCC. Când LIN = 0 și HIN = 1, încărcarea pe C1 și C2 este utilizată pentru a adăuga tensiune suplimentară, VB la în acest caz,, deasupra nivelului sursei Q1 pentru a controla Q1 într-o configurație de comutator superior. La C1 trebuie selectată o capacitate suficient de mare, astfel încât să fie suficientă pentru a asigura taxa necesară pentru Q1, astfel încât Q1 este pornit în tot acest timp. De asemenea, C1 nu ar trebui să aibă prea multă capacitate, deoarece procesul de încărcare va dura mult timp și nivelul de tensiune nu va crește suficient pentru a menține MOSFET-ul pornit. Cu cât timpul necesar în starea de pornire este mai mare, cu atât capacitatea necesară este mai mare. Astfel, o frecvență mai mică necesită o capacitate C1 mai mare. Un factor de umplere mai mare necesită o capacitate C1 mai mare. Desigur, există formule pentru calcularea capacității, dar pentru aceasta trebuie să cunoașteți mulți parametri și este posibil să nu cunoaștem unii dintre ei, de exemplu, curentul de scurgere al unui condensator. Deci am estimat doar capacitatea aproximativă. Pentru frecvențe joase, cum ar fi 50Hz, folosesc o capacitate de 47uF până la 68uF. Pentru frecvențe înalte, cum ar fi 30-50 kHz, folosesc capacități cuprinse între 4,7 uF și 22 uF. Din moment ce folosim condensator electrolitic, atunci trebuie folosit un condensator ceramic în paralel cu acest condensator. Condensator ceramic nu este necesar dacă condensatorul de amplificare este tantal.

D2 și D3 descarcă rapid poarta MOSFET-urilor, ocolind rezistențele de poartă și reducând timpul de oprire. R1 și R2 sunt rezistențe de poartă limitatoare de curent.

MOSV poate fi de maxim 500V.

VCC ar trebui să provină de la sursă fără interferențe. Trebuie să instalați condensatori de filtrare și decuplare de la +VCC la masă pentru filtrare.

Să ne uităm acum la câteva exemple de circuite cu IR2110.

Figura 6 - Circuit cu IR2110 pentru semipunte de înaltă tensiune

Figura 7 - Circuit cu IR2110 pentru punte completă de înaltă tensiune cu gestionat independent taste (pe care se poate face clic)

În Figura 7 vedem IR2110 folosit pentru a controla un pod complet. Nu este nimic complicat și cred că ați înțeles deja acest lucru. De asemenea, puteți aplica o simplificare destul de populară aici: conectăm HIN1 la LIN2 și conectăm HIN2 la LIN1, astfel obținem controlul tuturor celor 4 taste folosind doar 2 semnale de intrare, în loc de 4, acest lucru este arătat în Figura 8.

Figura 8 - Schemă cu IR2110 pentru o punte completă de înaltă tensiune cu control cu ​​cheie cu două intrări (pe care se poate face clic)

Figura 9 - Circuit cu IR2110 ca driver de nivel superior de înaltă tensiune

În Figura 9 vedem IR2110 folosit ca driver de nivel înalt. Circuitul este destul de simplu și are aceeași funcționalitate ca cea descrisă mai sus. Un lucru care trebuie luat în considerare este că, deoarece nu mai avem un comutator de nivel scăzut, trebuie să existe o sarcină conectată de la OUT la masă. În caz contrar, condensatorul amplificatorului nu se va putea încărca.

Figura 10 - Circuit cu IR2110 ca driver de nivel scăzut

Figura 11 - Circuit cu IR2110 ca driver dublu de nivel scăzut

Dacă întâmpinați probleme cu IR2110 și totul continuă să se defecteze, să arde sau să explodeze, sunt destul de sigur că nu utilizați rezistențe de sursă de poartă, presupunând că l-ați proiectat cu atenție, desigur. NU UITAȚI NICIODATĂ DE REZISTENTELE SURSA-PORTA. Dacă sunteți interesat, puteți citi despre experiența mea cu ei aici (explic și motivul pentru care rezistențele previn deteriorarea).

În prezent, MOSFET-urile și tranzistoare IGBT. Dacă considerăm acești tranzistori ca o sarcină pentru circuitul lor de control, atunci sunt condensatori cu o capacitate de mii de picofarads. Pentru a deschide tranzistorul, această capacitate trebuie încărcată, iar la închidere, trebuie descărcată și cât mai repede posibil. Acest lucru trebuie făcut nu numai pentru ca tranzistorul să aibă timp să funcționeze la frecvențe înalte. Cu cât tensiunea de poartă a tranzistorului este mai mare, cu atât este mai mică rezistența canalului pentru MOSFET-uri sau tensiunea de saturație colector-emițător mai mică pentru tranzistoarele IGBT. Tensiunea de prag pentru deschiderea tranzistoarelor este de obicei de 2–4 volți, iar maximul la care tranzistorul este complet deschis este de 10–15 volți. Prin urmare, ar trebui aplicată o tensiune de 10-15 volți. Dar chiar și în acest caz, capacitatea porții nu este încărcată imediat și de ceva timp tranzistorul funcționează în partea neliniară a caracteristicii sale cu o rezistență mare a canalului, ceea ce duce la o scădere mare de tensiune pe tranzistor și la încălzirea excesivă a acestuia. Aceasta este așa-numita manifestare a efectului Miller.

Pentru ca capacitatea porții să se încarce rapid și tranzistorul să se deschidă, este necesar ca circuitul dumneavoastră de control să poată furniza cât mai mult curent de încărcare tranzistorului. Capacitatea porții a tranzistorului poate fi găsită din datele pașaportului pentru produs și atunci când calculați, ar trebui să luați Cvx = Ciss.

De exemplu, să luăm tranzistorul MOSFET IRF740. Are următoarele caracteristici care ne interesează:

Timp de deschidere (Timp de creștere - Tr) = 27 (ns)

Timp de închidere (Timp de cădere - Tf) = 24 (ns)

Capacitate de intrare - Ciss = 1400 (pF)

Calculăm curentul maxim de deschidere al tranzistorului astfel:

Determinăm curentul maxim de închidere al tranzistorului folosind același principiu:

Deoarece folosim de obicei 12 volți pentru a alimenta circuitul de control, vom determina rezistența de limitare a curentului folosind legea lui Ohm.

Adică rezistor Rg=20 Ohm, conform seriei standard E24.

Vă rugăm să rețineți că nu este posibil să controlați un astfel de tranzistor direct de la controler; voi prezenta ce tensiune maxima pe care îl poate furniza controlerul va fi în limita de 5 volți, iar curentul maxim va fi în limita a 50 mA. Ieșirea controlerului va fi supraîncărcată, iar tranzistorul va prezenta efectul Miller, iar circuitul dumneavoastră va eșua foarte repede, deoarece cineva, fie controlerul, fie tranzistorul, se va supraîncălzi mai întâi.
Prin urmare, este necesar să alegeți șoferul potrivit.
Driverul este un amplificator de putere cu impulsuri și este conceput pentru a controla tastele de alimentare. Driverele pot fi chei superioare și inferioare separat sau combinate într-o singură carcasă într-un driver de cheie superior și inferior, de exemplu, cum ar fi IR2110 sau IR2113.
Pe baza informațiilor prezentate mai sus, trebuie să selectăm un driver capabil să mențină curentul de poartă a tranzistorului Ig = 622 mA.
Astfel, vom folosi driverul IR2011 capabil să suporte un curent de poartă Ig = 1000 mA.

De asemenea, este necesar să se țină cont de tensiunea maximă de sarcină pe care o vor comuta întrerupătoarele. În acest caz, este egal cu 200 de volți.
În continuare, foarte parametru important este viteza de blocare. Acest lucru elimină curgerea curenților de trecere în circuitele push-pull prezentate în figura de mai jos, provocând pierderi și supraîncălzire.

Dacă citiți cu atenție începutul articolului, atunci, conform datelor pașaportului tranzistorului, puteți vedea că timpul de închidere ar trebui să fie mai mic decât timpul de deschidere și, în consecință, curentul de oprire ar trebui să fie mai mare decât curentul de deschidere Dacă > Ir. Este posibil să se asigure un curent de închidere mai mare prin reducerea rezistenței Rg, dar apoi și curentul de deschidere va crește, acest lucru va afecta mărimea supratensiunii de comutare la oprire, în funcție de rata de decădere a curentului di/dt. Din acest punct de vedere, o creștere a vitezei de comutare este un factor negativ în mare măsură care reduce fiabilitatea dispozitivului.

În acest caz, vom profita de proprietatea remarcabilă a semiconductorilor de a trece curentul într-o direcție și vom instala o diodă în circuitul de poartă care va trece curentul de oprire al tranzistorului If.

Astfel, curentul de poartă Ir va trece prin rezistorul R1, iar curentul de poartă If va trece prin dioda VD1 și, deoarece rezistența joncțiunii p–n a diodei este mult mai mică decât rezistența rezistorului R1, atunci If>Ir . Pentru a ne asigura că curentul de oprire nu depășește valoarea sa, conectăm un rezistor în serie cu dioda, a cărui rezistență va fi determinată prin neglijarea rezistenței diodei în stare deschisă.

Să luăm cel mai apropiat cel mai mic din seria standard E24 R2=16 Ohm.

Acum să ne uităm la ce înseamnă numele driverului cheie superior și al driverului cheie inferioară.
Se știe că tranzistoarele MOSFET și IGBT sunt controlate de tensiune, și anume tensiunea poartă-sursă (Gate-Source) Ugs.
Care sunt tastele de sus și de jos? Figura de mai jos prezintă o diagramă a unui semi-pod. Această schemă conține tastele superioare și inferioare, VT1 și, respectiv, VT2. Comutatorul superior VT1 este conectat prin dren la sursa pozitivă Vcc, și de către sursă la sarcină și trebuie deschis de o tensiune aplicată față de sursă. Cheia inferioară, scurgerea este conectată la sarcină, iar sursa este conectată la negativul de alimentare (masă) și trebuie deschisă prin tensiune aplicată față de pământ.

Și dacă totul este foarte clar cu cheia inferioară, aplicați-i 12 volți - se deschide, aplicați 0 volți la ea - se închide, atunci pentru cheia superioară aveți nevoie de un circuit special care o va deschide în raport cu tensiunea de la sursă a tranzistorului. Această schemă este deja implementată în interiorul driverului. Tot ce avem nevoie este să adăugăm la driver capacitatea de amplificare C2, care va fi încărcată de tensiunea de alimentare a driverului, dar în raport cu sursa tranzistorului, așa cum se arată în figura de mai jos. Această tensiune este cea care se va debloca cheie de sus.

Acest circuit este destul de funcțional, dar utilizarea unei capacități de amplificare îi permite să funcționeze în intervale înguste. Această capacitate este încărcată atunci când tranzistorul inferior este deschis și nu poate fi prea mare dacă circuitul trebuie să funcționeze la frecvențe înalte și, de asemenea, nu poate fi prea mică atunci când funcționează la frecvente joase. Adică, cu acest design, nu putem menține întrerupătorul superior deschis la nesfârșit; acesta se va închide imediat după ce condensatorul C2 este descărcat, dar dacă folosim o capacitate mai mare, atunci este posibil să nu aibă timp să se reîncarce în următoarea perioadă de funcționare a tranzistor.
Ne-am confruntat cu această problemă de mai multe ori și de foarte multe ori a trebuit să experimentăm cu selectarea unei capacități de amplificare la schimbarea frecvenței de comutare sau a algoritmului de funcționare al circuitului. Problema a fost rezolvată în timp și foarte simplu, în cel mai fiabil și „aproape” ieftin mod. În timp ce studiam referința tehnică pentru DMC1500, am devenit interesați de scopul conectorului P8.

După ce a citit cu atenție manualul și a înțeles cu atenție circuitul întregii unități, s-a dovedit că acesta este un conector pentru conectarea unei surse de alimentare separate, izolată galvanic. Conectăm minusul sursei de alimentare la sursa comutatorului superior, iar plusul la intrarea driverului Vb și partea pozitivă a capacității de amplificare. Astfel, condensatorul este încărcat constant, făcând posibilă menținerea cheii superioare deschisă atât timp cât este necesar, indiferent de starea cheii inferioare. Această adăugare la schemă vă permite să implementați orice algoritm de comutare a tastelor.
Ca sursă de alimentare pentru încărcarea capacității de amplificare, puteți utiliza fie un transformator convențional cu un redresor și un filtru, fie un convertor DC-DC.