Tranzistoarele puternice cu efect de câmp MOSFET sunt bune pentru toată lumea, cu excepția unei mici nuanțe - este adesea imposibil să le conectați direct la pinii microcontrolerului.
Acest lucru se datorează, în primul rând, faptului că curenții admisibili pentru pinii microcontrolerului depășesc rar 20 mA și pentru MOSFET-uri cu comutare foarte rapidă (cu fronturi bune), atunci când trebuie să încărcați sau să descărcați foarte rapid poarta (care are întotdeauna o anumită capacitate). ), curenții sunt necesari cu un ordin de mărime mai mult.
Și, în al doilea rând, sursa de alimentare a controlerului este de obicei de 3 sau 5 volți, ceea ce, în principiu, face posibilă controlul direct doar a unei clase mici de lucrători pe teren (care se numesc nivel logic - cu un nivel de control logic). Și având în vedere că, de obicei, sursa de alimentare a controlerului și sursa de alimentare a restului circuitului au un fir negativ comun, această clasă este redusă exclusiv la N-canal „nivel logic” - jucători de câmp.
Una dintre soluții, în această situație, este utilizarea unor microcircuite speciale - drivere, care sunt proiectate precis pentru a atrage curenți mari prin porțile muncitorilor de câmp. Cu toate acestea, această opțiune nu este lipsită de dezavantaje. În primul rând, șoferii nu sunt întotdeauna disponibili în magazine și, în al doilea rând, sunt destul de scumpi.
În acest sens, a apărut ideea de a realiza un driver simplu, bugetar, care să poată fi folosit pentru a controla atât lucrătorii de teren pe canalul N, cât și pe canalul P în orice circuite de joasă tensiune, să zicem până la 20 de volți. un adevărat chiller radio, în cea mai mare parte a oricărui junk electronic, prin urmare, după o serie de experimente, s-a născut următoarea schemă:
- R1 = 2,2 kOhm, R2 = 100 Ohm, R3 = 1,5 kOhm, R4 = 47 Ohm
- D 1 - dioda 1N4148 (buton de sticlă)
- T 1, T 2, T 3 - tranzistoare KST2222A (SOT-23, marcaj 1P)
- T 4 - tranzistor BC807 (SOT-23, marcaj 5C)
Capacitatea dintre Vcc și Out simbolizează conectarea unui operator de câmp pe canal P, capacitatea dintre Out și Gnd simbolizează conectarea unui operator de câmp pe canal N (capacitățile porților acestor operatori de câmp).
Linia punctată este împărțită în două etape (I și II). În acest caz, prima treaptă funcționează ca un amplificator de putere, iar a doua treaptă ca un amplificator de curent. Funcționarea circuitului este descrisă în detaliu mai jos.
Asa de. Dacă la intrarea In apare un nivel ridicat de semnal, atunci tranzistorul T1 se pornește, tranzistorul T2 se oprește (deoarece potențialul de la baza sa scade sub potențialul de la emițător). Ca urmare, tranzistorul T3 se închide și tranzistorul T4 se deschide și prin acesta se reîncarcă capacitatea de poartă a driverului de câmp conectat. (Curentul de bază al tranzistorului T4 circulă pe calea E T4 -> B T4 -> D1-> T1-> R2-> Gnd).
Dacă la intrarea In apare un nivel scăzut de semnal, atunci totul se întâmplă invers - tranzistorul T1 se închide, drept urmare potențialul de bază al tranzistorului T2 crește și se deschide. Aceasta, la rândul său, face ca tranzistorul T3 să se pornească și tranzistorul T4 să se oprească. Reîncărcarea capacității porții a driverului de câmp conectat are loc prin tranzistorul deschis T3. (Curentul de bază al tranzistorului T3 circulă pe calea Vcc-> T2-> R4-> B T3 -> E T3).
Aceasta este, în general, întreaga descriere, dar unele puncte, probabil, necesită o explicație suplimentară.
În primul rând, pentru ce sunt tranzistorul T2 și dioda D1 în prima etapă? Totul este foarte simplu aici. Nu degeaba am scris mai sus căile curenților de bază ai tranzistorilor de ieșire pentru diferite stări ale circuitului. Priviți-le din nou și imaginați-vă cum ar fi dacă nu ar exista tranzistorul T2 cu bandă. În acest caz, tranzistorul T4 ar fi deblocat de un curent mare (adică curentul de bază al tranzistorului) care curge de la ieșirea Out prin T1 și R2 deschis, iar tranzistorul T3 ar fi deblocat de un curent mic care curge prin rezistorul R3. Acest lucru ar duce la o margine de avans foarte prelungită a impulsurilor de ieșire.
Ei bine, și în al doilea rând, probabil că mulți vor fi interesați de ce sunt necesare rezistențe R2 și R4. Le-am înfipt pentru a limita cel puțin puțin curentul de vârf prin bazele tranzistoarelor de ieșire, precum și pentru a tăia în cele din urmă marginile de început și de urma ale impulsurilor.
Dispozitivul asamblat arată astfel:
Driverul este cablat pentru componente smd, și în așa fel încât să poată fi conectat cu ușurință la placa principală a dispozitivului (în poziție verticală). Adică pe placa principală putem avea o jumătate de punte, sau altceva, și deja în această placă nu mai rămâne decât să conectam plăcile driverului vertical în locurile potrivite.
Aspectul are unele particularități. Pentru a reduce drastic dimensiunea plăcii, a trebuit să cablăm „puțin incorect” tranzistorul T4. Înainte de a o lipi pe placă, trebuie să o întoarceți cu fața în jos (marcare) și să îndoiți picioarele în direcția opusă (față de placă).
După cum puteți vedea, timpii de creștere sunt practic independenți de nivelul tensiunii de alimentare și sunt puțin peste 100 ns. Destul de bun pentru un astfel de design de buget, după părerea mea.
Poate că, după ce ați citit acest articol, nu va trebui să instalați radiatoare de aceeași dimensiune pe tranzistoare.
Traducerea acestui articol.
Un mic mesaj de la traducător:
În primul rând, în această traducere pot exista probleme serioase cu traducerea termenilor, nu m-am ocupat suficient de inginerie electrică și de circuite, dar totuși știu ceva; De asemenea, am încercat să traduc totul cât mai clar, așa că nu am folosit concepte precum bootstrap, tranzistor MOS etc. În al doilea rând, dacă este deja dificil să faci o greșeală de ortografie (lăudați procesoarele de text cu indicarea erorilor), atunci este destul de ușor să faceți o greșeală de punctuație.
Și în aceste două puncte, vă rog să mă dați cu piciorul în comentarii cât mai tare posibil.
Acum să vorbim mai multe despre subiectul articolului - cu toată varietatea de articole despre construirea diferitelor vehicule (mașini) la sol pe MK, pe Arduino, pe<вставить название>, designul circuitului în sine, și cu atât mai mult schema de conectare a motorului, nu este descrisă suficient de detaliat. De obicei arată așa:
- luăm motorul
- luam componentele
- conectam componentele si motorul
- …
- PROFIT! 1!
Dar pentru a construi circuite mai complexe decât pentru a răsuci pur și simplu un motor PWM într-o direcție prin L239x, de obicei trebuie să știți despre punți complete (sau punți H), despre tranzistori cu efect de câmp (sau MOSFET) și despre driverele pentru acestea. . Dacă nimic nu limitează, atunci puteți utiliza tranzistori cu canal p și canal n pentru o punte completă, dar dacă motorul este suficient de puternic, atunci tranzistoarele cu canal p vor trebui mai întâi ponderate cu un număr mare de radiatoare, apoi adăugați răcitoare , dar dacă este păcat să le arunci, atunci poți încerca și alte tipuri de răcire, sau doar să folosești doar tranzistori cu canale n în circuit. Dar există o mică problemă cu tranzistoarele cu canale n - deschiderea lor „într-un mod amiabil” poate fi uneori destul de dificilă.
Așa că căutam ceva care să mă ajute să înțeleg diagrama corect și am găsit un articol pe blogul unui tânăr pe nume Syed Tahmid Mahbub. Am decis să împărtășesc acest articol.
În multe situații, trebuie să folosim tranzistori cu efect de câmp ca comutatoare de nivel superior. De asemenea, în multe situații, trebuie să folosim tranzistori cu efect de câmp ca comutatoare atât a nivelului superior, cât și a celui inferior. De exemplu, în circuitele de punte. În circuitele de punte incomplete, avem 1 MOSFET de nivel înalt și 1 MOSFET de nivel scăzut. În circuitele de punte complete, avem 2 MOSFET-uri de nivel înalt și 2 MOSFET-uri de nivel scăzut. În astfel de situații, va trebui să folosim împreună drivere de nivel înalt și de nivel scăzut. Cel mai obișnuit mod de a conduce FET-uri în astfel de cazuri este utilizarea unui driver cheie de nivel scăzut și înalt pentru MOSFET. De departe, cel mai popular driver IC este IR2110. Și în acest articol/tutorial voi vorbi despre asta.
Puteți descărca documentația pentru IR2110 de pe site-ul web IR. Aici este linkul de descărcare: http://www.irf.com/product-info/datasheets/data/ir2110.pdf
Să aruncăm mai întâi o privire la diagrama bloc și la descrierea și locațiile pinului:
Figura 1 - Schema bloc funcțională a IR2110
Figura 2 - Pinout IR2110
Figura 3 - Descrierea pinilor IR2110
De asemenea, merită menționat faptul că IR2110 vine în două pachete - un PDIP cu 14 pini pentru montare cu pini și un SOIC cu 16 pini pentru montare pe suprafață.
Acum să vorbim despre diferite contacte.
VCC este sursa de alimentare de nivel scăzut, ar trebui să fie între 10V și 20V. VDD este puterea logică pentru IR2110, trebuie să fie între + 3V și + 20V (față de VSS). Tensiunea reală pe care alegeți să o utilizați depinde de nivelul de tensiune al semnalelor de intrare. Iată graficul:
Figura 4 - Dependența 1 logic de sursa de alimentare
De obicei se folosește un VDD de + 5V. La VDD = + 5V, pragul de intrare al logicii 1 este puțin mai mare decât 3V. Astfel, când VDD = + 5V, IR2110 poate fi utilizat pentru a conduce o sarcină atunci când intrarea „1” este mai mare de 3 (oarecum) volți. Aceasta înseamnă că IR2110 poate fi utilizat pentru aproape toate circuitele, deoarece majoritatea circuitelor tind să fie alimentate cu aproximativ 5V. Când utilizați microcontrolere, tensiunea de ieșire va fi mai mare de 4V (la urma urmei, microcontrolerul are destul de des VDD = + 5V). Când se folosește un controler SG3525 sau TL494 sau alt controler PWM, este probabil ca acestea să fie alimentate cu o tensiune mai mare de 10V, ceea ce înseamnă că ieșirile vor fi mai mari de 8V cu una logică. Astfel, IR2110 poate fi folosit aproape oriunde.
De asemenea, puteți reduce VDD-ul la aproximativ + 4V dacă utilizați un microcontroler sau orice cip care oferă ieșire de 3,3V (de exemplu, dsPIC33). Când am proiectat circuite cu IR2110, am observat că uneori circuitul nu a funcționat așa cum era de așteptat când VDD-ul IR2110 a fost setat la mai puțin de + 4V. Prin urmare, nu recomand să utilizați VDD sub + 4V. În majoritatea circuitelor mele, nivelurile de semnal nu au o tensiune mai mică de 4V ca „1” și, prin urmare, folosesc VDD = + 5V.
Dacă din anumite motive în circuit, nivelul semnalului logic „1” are o tensiune mai mică de 3V, atunci trebuie să utilizați un convertor de nivel / traducător de nivel, acesta va ridica tensiunea la limite acceptabile. În astfel de situații, recomand creșterea la 4V sau 5V și utilizarea VDD-ului IR2110 = + 5V.
Acum să vorbim despre VSS și COM. VSS este terenul logicii. COM este „retur scăzut” - practic, terenul scăzut al șoferului. Ar putea părea că sunt independente și ați putea crede că ar putea fi posibil să izolați ieșirile driverului și logica semnalului driverului. Cu toate acestea, ar fi greșit. Deși nu este conectat intern, IR2110 este un driver neizolat, ceea ce înseamnă că VSS și COM trebuie să fie ambele conectate la masă.
HIN și LIN sunt intrări logice. Un semnal ridicat pe HIN înseamnă că dorim să controlăm cheia înaltă, adică un nivel înalt este transmis la HO. Un semnal scăzut pe HIN înseamnă că dorim să dezactivăm MOSFET-ul de nivel înalt, adică o ieșire de nivel scăzut este efectuată pe HO. Ieșirea HO, mare sau scăzută, este considerată nu relativă la masă, ci relativă la VS. Vom vedea în curând cum circuitele de amplificare (diodă + condensator) care utilizează VCC, VB și VS oferă putere flotantă pentru a conduce MOSFET-ul. VS este o revenire a puterii plutitoare. Când nivelul este ridicat, nivelul la HO este egal cu nivelul la VB, în raport cu VS. La un nivel scăzut, nivelul la HO este VS, în raport cu VS, practic zero.
Un semnal LIN ridicat înseamnă că vrem să conducem un comutator scăzut, adică o ieșire ridicată se face pe LO. Un semnal LIN scăzut înseamnă că dorim să dezactivăm MOSFET-ul de nivel scăzut, adică un pin de nivel scăzut este aplicat la LO. Ieșirea spre LO este considerată relativ la sol. Când semnalul este ridicat, nivelul în LO este același ca în VCC, în raport cu VSS, efectiv împământat. Când semnalul este scăzut, nivelul în LO este același ca în VSS, în raport cu VSS, efectiv zero.
SD este folosit ca control de oprire. Când nivelul este scăzut, IR2110 este activat - funcția de oprire este dezactivată. Când acest pin este ridicat, ieșirile sunt oprite, dezactivând controlul IR2110.
Acum să aruncăm o privire la configurațiile comune cu IR2110 pentru a conduce MOSFET-uri ca comutatoare înalte și joase - circuite în jumătate de punte.
Figura 5 - Circuit de bază pe IR2110 pentru control pe jumătate de punte
D1, C1 și C2 împreună cu IR2110 formează un circuit amplificator. Când LIN = 1 și Q2 este pornit, C1 și C2 sunt încărcate la VB, deoarece o diodă este situată sub + VCC. Când LIN = 0 și HIN = 1, încărcarea pe C1 și C2 este utilizată pentru a adăuga tensiune suplimentară, VB în acest caz, peste nivelul sursei Q1 pentru a conduce Q1 în configurația high-key. Trebuie aleasă o capacitate suficient de mare pentru C1 pentru ca aceasta să fie suficientă pentru a asigura taxa necesară pentru ca Q1 să mențină Q1 tot timpul. De asemenea, C1 nu ar trebui să aibă o capacitate prea mare, deoarece procesul de încărcare va dura mult timp și nivelul de tensiune nu va crește suficient pentru a menține MOSFET-ul pornit. Cu cât durează mai mult în starea de pornire, cu atât este necesară mai multă capacitate. Astfel, o frecvență mai mică necesită o capacitate C1 mai mare. Factorii de umplere mai mari necesită capacități mai mari C1. Desigur, există formule pentru calcularea capacității, dar pentru aceasta trebuie să cunoașteți mulți parametri, iar unii dintre ei este posibil să nu știm, de exemplu, curentul de scurgere al unui condensator. Prin urmare, am estimat doar capacitatea aproximativă. Pentru frecvențe joase, cum ar fi 50Hz, folosesc o capacitate de 47μF până la 68μF. Pentru frecvențe înalte, cum ar fi 30-50kHz, folosesc 4,7μF până la 22μF. Deoarece folosim un condensator electrolitic, un condensator ceramic trebuie utilizat în paralel cu acest condensator. Condensatorul ceramic este opțional dacă condensatorul de amplificare este tantal.
D2 și D3 descarcă rapid poarta MOSFET-urilor, ocolind rezistențele de poartă și reducând timpul de oprire. R1 și R2 sunt rezistențe de poartă limitatoare de curent.
MOSV poate fi de maxim 500V.
VCC ar trebui să provină dintr-o sursă fără interferențe. Trebuie să instalați condensatori de filtrare și decuplare de la + VCC la masă pentru filtrare.
Să ne uităm acum la câteva exemple de circuite cu IR2110.
Figura 6 - Schemă cu IR2110 pentru o semi-punte de înaltă tensiune
Figura 7 - Schemă cu IR2110 pentru o punte completă de înaltă tensiune cu control independent cu cheie (se poate face clic)
În Figura 7, vedem un IR2110 folosit pentru a conduce un pod complet. Nu este nimic complicat în el și cred că l-ai înțeles deja acum. De asemenea, aici puteți aplica o simplificare destul de populară: conectăm HIN1 la LIN2 și conectăm HIN2 la LIN1, astfel obținem controlul tuturor celor 4 taste folosind doar 2 semnale de intrare, în loc de 4, acest lucru este prezentat în Figura 8.
Figura 8 - Schemă cu IR2110 pentru o punte completă de înaltă tensiune cu control prin taste cu două intrări (pe care se poate face clic)
Figura 9 - Schemă cu IR2110 ca driver de nivel superior de înaltă tensiune
În Figura 9, vedem IR2110 folosit ca driver de nivel superior. Circuitul este destul de simplu și are aceeași funcționalitate ca cea descrisă mai sus. Există un lucru de luat în considerare - deoarece nu mai avem un comutator de nivel scăzut, trebuie să existe o sarcină conectată de la OUT la masă. În caz contrar, condensatorul de amplificare nu se va putea încărca.
Figura 10 - Schemă cu IR2110 ca driver de nivel scăzut
Figura 11 - Schemă cu IR2110 ca driver dublu de nivel scăzut
Dacă aveți probleme cu IR2110 și totul continuă să se prăbușească, să ardă sau să explodeze, atunci sunt sigur că este pentru că nu folosiți rezistențe gate-source, presupunând, desigur, că proiectați totul cu atenție. NU UITAȚI NICIODATĂ DE REZISTENTE DE PE OBTURATORUL SURSEI... Dacă sunteți interesat, puteți citi despre experiența mea cu ei aici (explic și motivul pentru care rezistențele previn deteriorarea).
2.3. Drivere de control al tranzistorului de putere
Driverele sunt cipuri de control care conectează diverse controlere și circuite logice cu tranzistoare puternice ale treptelor de ieșire ale convertoarelor sau dispozitivelor de control al motorului. Driverele, care asigură transmisia semnalului, ar trebui să introducă o întârziere cât mai mică posibil, iar etapele lor de ieșire ar trebui să reziste la sarcina capacitivă mare tipică pentru circuitele de poartă ale tranzistoarelor. Curenții de scufundare și scufundare ai treptei de ieșire a driverului trebuie să fie de 0,5 până la 2 A sau mai mult.
Driverul este un amplificator de putere cu impulsuri și este proiectat să controleze direct comutatoarele de putere ale convertoarelor parametrilor de putere. Circuitul driver este determinat de tipul de structură a tranzistorului cheie (bipolar, MOS sau IGBT) și de tipul conductivității acestuia, precum și de locația tranzistorului în circuitul comutatorului („sus”, adică unul al cărui ambele ieșiri de putere în stare deschisă au un potențial ridicat, sau „de jos”, ambele ieșiri de putere având potențial zero în starea deschisă). Șoferul trebuie să amplifice semnalul de control în ceea ce privește puterea și tensiunea și, dacă este necesar, să furnizeze potențialul său de schimbare. De asemenea, șoferului i se pot atribui funcții de protecție a cheilor.
Când proiectați un circuit de control pentru ansambluri de tranzistori de putere, trebuie să știți că:
a) este necesar să se asigure un potențial de control „plutitor” al comutatorului de putere „superior” în circuitul podului de podea;
b) este extrem de important să se creeze o creștere și o scădere rapidă a semnalelor de comandă furnizate porților elementelor de putere pentru a reduce pierderile de căldură pentru comutare;
c) este necesar să se asigure o valoare mare a impulsului de curent pentru controlul porții elementelor de putere pentru reîncărcare rapidă a condensatoarelor de intrare;
d) în majoritatea covârșitoare a cazurilor, este necesară compatibilitatea electrică a părții de intrare a driverului cu semnalele digitale standard TTL / CMOS (de regulă, provenite de la microcontrolere).
Pentru o lungă perioadă de timp, dezvoltatorii au fost forțați să proiecteze circuite de driver de control pe elemente discrete. Primul eveniment important pe calea integrării driverelor de control a fost apariția microcircuitelor din seriile IR21xx și IR22xx (și apoi modificările lor mai moderne IRS21xx, IRS22xx), dezvoltate de International Rectifies. Astăzi, aceste microcircuite sunt utilizate pe scară largă în echipamentele de conversie de putere redusă, deoarece îndeplinesc toate cerințele de mai sus.
Circuitul de control al comutatorului de alimentare este întotdeauna construit astfel încât semnalul său de ieșire (sub formă de impulsuri modulate pe lățimea impulsurilor) este setat în raport cu conductorul „comun” al circuitului. După cum se vede din fig. 2.12, A, care prezintă o treaptă de putere semi-punte, pentru un tranzistor comutator VT 2 este suficient - semnalul „Control 2” poate fi aplicat direct la poarta (baza) tranzistorului prin generatorul G2, deoarece sursa sa (emițătorul) este conectată la conductorul „comun” al circuitului și controlul se realizează relativ la conductorul „comun”.
Dar ce zici de tranzistor VT 1, care funcționează în brațul superior al semipodului? Dacă tranzistorul VT 2 este în stare închisă și VT 1 deschis, la sursa VT 1 tensiune de alimentare prezentă E Pete. Prin urmare, pentru comutarea tranzistorului VT 1, este necesar un dispozitiv G1 izolat galvanic de circuitul „comun”, care va transmite clar impulsurile circuitului de control „Control 1”, fără a introduce distorsiuni în semnale. Soluția clasică la această problemă este pornirea transformatorului de control T1 (Fig. 2.12, b), care, pe de o parte, izolează galvanic circuitele de comandă și, pe de altă parte, transmite impulsuri de comutare. Nu întâmplător această soluție tehnică este considerată un „clasic al genului”: este cunoscută de mai bine de un deceniu.
A b
Orez. 2.12. Chei de alimentare în circuite semi-bridge
Semnalul de intrare este semnalul microcircuitului de control al amplitudinii standard a nivelului logic și, cu ajutorul tensiunii aplicate pinului Vdd, se poate asigura compatibilitatea cu „logica” clasică de 5 volți și cu atât mai mult. unul modern de 3,3 volți. La ieșirea driverului, există tensiuni de control pentru tranzistoarele de putere „superioare” și „inferioare”. În șofer, s-au luat măsuri pentru asigurarea nivelurilor de control necesare, a fost creat un echivalent de izolare galvanică (pseudoizolare), există funcții suplimentare - o intrare de oprire, o unitate de protecție a subtensiunii de alimentare, un filtru de impulsuri de control scurte.
După cum se poate vedea din schema bloc (Fig. 2.13), driverul este format din două canale independente, care sunt concepute pentru a controla brațele superioare și inferioare ale circuitelor semi-punte. La intrarea driverului, există modele de impulsuri bazate pe declanșatoare Schmitt. Intrările Vcc și Vdd sunt proiectate pentru a conecta tensiunea de alimentare a părților de putere și de control ale circuitului, magistralele „la pământ” ale părții de putere și ale părții de control sunt decuplate (diferiți pini „comune” - Vss și COM).
În marea majoritate a cazurilor, acești ace sunt pur și simplu legați împreună. Posibilitatea de alimentare separată a părților de comandă și putere este, de asemenea, prevăzută pentru potrivirea nivelurilor de intrare cu nivelurile circuitului de control. Intrarea SD este de protecție. Etapele de ieșire se bazează pe tranzistoare complementare cu efect de câmp. Microcircuitul conține dispozitive suplimentare care asigură funcționarea sa stabilă ca parte a circuitelor de conversie: acesta este un dispozitiv pentru schimbarea nivelului semnalelor de control (schimbarea nivelului Vdd / Vcc), un dispozitiv pentru suprimarea zgomotului de impuls scurt (filtru de impuls), o întârziere de comutare dispozitiv (întârziere) și un detector de joasă tensiune.alimentare (detectare UV).
Orez. 2. 13. Unități funcționale ale microcircuitelor IRS2110 și IRS2113
Un circuit tipic de comutare a driverului este prezentat în Fig. 2.14. Condensatoare CU 1 și CUЗ - filtrare. Producătorul recomandă plasarea lor cât mai aproape de pinii corespunzători. Condensator CU 2 si dioda VD 1 - etapa bootstrap, care furnizează energie circuitului de control al tranzistorului brațului „superior”. Condensator CU 4 - filtru în circuitul de alimentare. Rezistoare R 1 și R 2 - șurub.
Uneori, semnalul de control modulat pe lățime poate fi generat nu de două intrări de control separat, ci alimentat la o intrare sub forma unui meandre cu un ciclu de lucru variabil. O astfel de metodă de control poate fi găsită, de exemplu, în convertoare care generează un semnal sinusoidal de o anumită frecvență. În acest caz, este suficient să setați o pauză „timp mort” între închiderea unui tranzistor cu jumătate de punte și deschiderea celui de-al doilea.
Orez. 2.14. Schema de cablare tipică pentru IRS2110 și IRS2113
Există un astfel de driver cu o unitate încorporată pentru formarea garantată a unei pauze „timp mort” în nomenclatorul companiei „International Rectifies” - acesta este un microcircuit IRS2111 (Fig. 2.15).
Orez. 2.15. Unități funcționale ale microcircuitului IRS2111
Diagrama bloc arată că șoferul are noduri încorporate pentru formarea unui „timp mort” de pauză pentru brațele superioare și inferioare ale semi-podului. Conform documentației producătorului, valoarea „timp mort” este setată la 650 ns (valoare tipică), ceea ce este suficient pentru a conduce semi-punturi constând din tranzistoare MOSFET puternice.
Driverele pentru controlul circuitelor de convertoare complexe - monofazate și trifazate - conțin un număr mare de elemente, așa că nu este surprinzător faptul că sunt produse sub formă de circuite integrate. Aceste microcircuite, pe lângă driverele în sine, conțin și circuite de conversie a nivelului, logică auxiliară, circuite de întârziere pentru formarea timpului „mort”, circuite de protecție etc. În funcție de domeniul de aplicare al driverelor IC, există: cheie inferioară șoferi; driver-cheie de top; drivere de taste inferioare și superioare; conducători de semi-pod; drivere de poduri monofazate; drivere de pod trifazate.
Principalii parametri ai driverelor integrale sunt împărțiți în două grupe: dinamici și operaționali. Cele dinamice includ timpul de întârziere la comutare la deschiderea și închiderea cheii, timpii de creștere și scădere a tensiunii de ieșire și timpul de reacție a circuitelor de protecție. Cei mai importanți parametri de funcționare sunt: valoarea maximă a impulsului curentului de intrare/ieșire, nivelurile de intrare, domeniul tensiunii de alimentare, impedanța de ieșire.
Adesea, driverelor li se atribuie și unele funcții de protecție pentru tranzistoarele MOSFET și JGBT. Aceste funcții includ următoarele: protecție la scurtcircuit a cheii; protecție împotriva subtensiunii de alimentare a driverului;
protectie impotriva curentilor de trecere; protectie la defectarea obturatorului.
Întrebări pentru autocontrol
Care sunt principalele diferențe dintre tranzistoarele bipolare și cele cu efect de câmp ar trebui luate în considerare atunci când le folosiți ca comutatoare electronice?
Care sunt avantajele tranzistoarelor bipolare și cu efect de câmp combina MOSFET-ul?
Enumerați principalele moduri statice de funcționare ale tranzistorilor. În ce moduri ar trebui să fie utilizați tranzistorii în dispozitivele electronice de putere?
Explicați, conform schemei lui Larionov, esența lățimii pulsului
modulație (PWM).
IGBT-urile de putere și MOSFET-urile au devenit principalele elemente utilizate în convertoarele de comutare de putere. Caracteristicile lor statice și dinamice unice fac posibilă crearea de dispozitive capabile să livreze zeci sau chiar sute de kilowați la o sarcină cu dimensiuni minime și o eficiență care depășește 95%.
IGBT-urile și MOSFET-urile au în comun o poartă izolată, ceea ce are ca rezultat elementele având caracteristici de control similare. Datorită coeficientului negativ de temperatură al curentului de scurtcircuit, a devenit posibilă crearea tranzistoarelor care sunt rezistente la scurtcircuite. Acum tranzistoarele cu timp de supracurent normalizat sunt produse de aproape toate companiile de top.
Absența curentului de control în modurile statice face posibilă abandonarea circuitelor de control bazate pe elemente discrete și crearea circuitelor de control integrate - drivere. În prezent, o serie de companii, precum International Rectifier, Hewlett-Packard, Motorola, produc o gamă largă de dispozitive care controlează un singur tranzistor, semi-punturi și punți - în două și trifazate. Pe lângă faptul că furnizează curentul de poartă, acestea sunt, de asemenea, capabile să îndeplinească o serie de funcții auxiliare, cum ar fi protecția la supracurent și la scurtcircuit ( Protecție la supracurent, protecție la scurtcircuit) și căderea de tensiune de control ( Blocare sub tensiune- UVLO). Căderea tensiunii de control este o condiție periculoasă pentru elementele cheie cu gateketed. În acest caz, tranzistorul poate intra în modul liniar și poate eșua din cauza supraîncălzirii cristalului.
Poate fi dificil pentru utilizatori să înțeleagă gama largă de circuite integrate produse în prezent pentru utilizarea în circuitele de alimentare, în ciuda asemănării caracteristicilor lor de bază. Acest articol discută caracteristicile utilizării celor mai populare drivere produse de diverse companii.
Principala funcție auxiliară a driverelor este protecția la supracurent. Pentru o mai bună înțelegere a funcționării circuitului de protecție, este necesar să se analizeze comportamentul tranzistorilor de putere în modul de scurtcircuit (sau scurtcircuit - o abreviere familiară dezvoltatorilor).
Cauzele supraîncărcărilor de curent sunt variate. Cel mai adesea acestea sunt cazuri de urgență, cum ar fi o defecțiune a carcasei sau un scurtcircuit de sarcină.
Supraîncărcarea poate fi cauzată și de caracteristicile circuitului, de exemplu, un curent de recuperare tranzitoriu sau invers al diodei brațului opus. Astfel de suprasarcini ar trebui eliminate prin metode de circuite: utilizarea circuitelor de formare a traiectoriei (snubbere), alegerea unui rezistor de poartă, izolarea circuitelor de control de magistralele de alimentare etc.
Pornirea tranzistorului cu un scurtcircuit în circuitul de sarcină
Diagrama schematică și diagramele de tensiuni corespunzătoare acestui mod sunt prezentate în Fig. 1a și 2. Toate diagramele au fost obținute prin analiza circuitelor folosind programul PSpice. Pentru analiză, au fost utilizate modele îmbunătățite de MOSFET de la International Rectifier și macromodele de IGBT și drivere dezvoltate de autorul articolului.
Orez. 2
Scurtcircuit al sarcinii la tranzistorul pornit
Orez. 3
După cum s-a menționat, valoarea permanentă a curentului de scurtcircuit este determinată de tensiunea porții. Cu toate acestea, o scădere a acestei tensiuni duce la o creștere a tensiunii de saturație și, în consecință, la o creștere a pierderilor de conducție. Rezistența la scurtcircuit este strâns legată de panta tranzistorului. IGBT-urile cu câștig de curent ridicat au o tensiune de saturație scăzută, dar timpi scurti de suprasarcină. De obicei, tranzistoarele cele mai tolerante la erori au tensiuni de saturație ridicate și, prin urmare, pierderi mari.
Curentul de scurtcircuit admisibil al unui IGBT este mult mai mare decât cel al unui tranzistor bipolar. În mod obișnuit, este de 10 ori curentul nominal la tensiunile de poartă permise. Firme de vârf, cum ar fi International Rectifier, Siemens, Fuji, produc tranzistori care pot rezista la astfel de suprasarcini fără deteriorare. Acest parametru este specificat în datele de referință pentru tranzistori și se numește raportul de scurtcircuit, iar timpul de suprasarcină permis este tsc - Timp de rezistență la scurtcircuit.
Răspunsul rapid al circuitului de protecție este, în general, benefic pentru majoritatea aplicațiilor. Utilizarea unor astfel de circuite în combinație cu IGBT-uri extrem de economice crește eficiența circuitului fără a sacrifica fiabilitatea.
Utilizarea driverelor pentru protecția la suprasarcină
Să luăm în considerare metodele de deconectare a tranzistorilor în modul de suprasarcină folosind exemplul driverelor fabricate de International Rectifier, Motorola și Hewlett-Packard, deoarece aceste microcircuite fac posibilă implementarea funcțiilor de protecție cel mai complet.
Şofer umăr superior
Orez. 4. Structura driverului IR2125
În fig. 4 prezintă o diagramă bloc, iar Fig. 5 este o diagramă tipică de conectare a driverului IR2125 folosind funcția de protecție la suprasarcină. Pinul 6 - CS este folosit în acest scop. Tensiune de acționare protecție - 230 mV. Pentru a măsura curentul în emițător, este instalat un rezistor RSENSE, a cărui valoare și divizorul R1, R4 determină curentul de protecție.
Orez. 5. Schema de pornire a IR2125
După cum sa menționat mai sus, dacă tensiunea de poartă este redusă atunci când apare o suprasarcină, perioada de detectare a defecțiunii poate fi mărită. Acest lucru este necesar pentru a exclude fals pozitive. Această funcție este implementată în microcircuitul IR2125. Condensatorul C1, conectat la pinul ERR, determină timpul de analiză a stării de suprasarcină. La C1 = 300 pF, timpul de analiză este de aproximativ 10 μs (acesta este timpul de încărcare a condensatorului la o tensiune de 1,8 V - tensiunea de prag a circuitului comparator). EROARE DE TEMPORIZARE conducător auto). În acest moment, circuitul de stabilizare a curentului colectorului este pornit, iar tensiunea de poartă scade. Dacă starea de suprasarcină persistă, atunci după 10 µs tranzistorul se oprește complet.
Protecția este dezactivată atunci când semnalul de intrare este eliminat, ceea ce permite utilizatorului să organizeze un circuit de protecție a declanșării. Când îl utilizați, trebuie acordată o atenție deosebită alegerii timpului de reînchidere, care ar trebui să fie mai mare decât constanta de timp termică a cristalului tranzistorului de putere. Constanta de timp termică poate fi determinată din graficul de impedanță termică Zthjc pentru impulsuri simple.
Orez. 6
Nu este necesară nicio rezistență de măsurare pentru a analiza starea de supratensiune de saturație. Când se aplică un semnal de control pozitiv la poartă, apare o tensiune la intrarea de protecție a driverului SC, care este determinată de suma căderilor de tensiune pe dioda deschisă VD2 și pe tranzistorul de putere deschis Q1 și divizorul R1, R4, care stabilește curentul de funcționare. Căderea de tensiune pe diodă este practic neschimbată și este de aproximativ 0,5 V. Tensiunea tranzistorului deschis la curentul de scurtcircuit selectat este determinată din graficul Von = f (Ic). Dioda VD4, ca și VD1, trebuie să fie rapidă și de înaltă tensiune.
Pe lângă protecția la supracurent, driverul analizează tensiunea de alimentare a părții de intrare VСС și a treptei de ieșire VB, oprind tranzistorul atunci când VB scade sub 9 V, ceea ce este necesar pentru a preveni funcționarea liniară a tranzistorului. Această situație poate apărea atât atunci când sursa de alimentare de joasă tensiune este deteriorată, cât și atunci când capacitatea C2 este selectată incorect. Valoarea acestuia din urmă ar trebui calculată pe baza valorilor încărcăturii porții, curentului de poartă și frecvenței de repetare a impulsului. Pentru a calcula capacitatea bootstrap Cb, următoarele formule sunt recomandate în documentația International Rectifier:
Cb = 15 * 2 * (2 * Qg + Igbs / f + It) / (Vcc - Vf - Vls),
It = (Ion + Ioff) * tw.
Unde
Ion și Ioff sunt curenții de pornire și oprire a porții, tw = Qg / Ion este timpul de comutare, Qg este sarcina de poartă, f este rata de repetare a impulsului, Vcc este tensiunea de alimentare, Vf este căderea de tensiune directă pe pompa de încărcare diodă (VD1 în Fig. 6), Vls este căderea de tensiune directă pe dioda opusă (VD3 în Fig. 6), Igbs este curentul de poartă în modul static.
Dacă este imposibil să alimentați driverul de la capacitatea bootstrap, este necesar să utilizați o sursă de alimentare „plutitoare”.
Driver de punte trifazat
În fig. 7 prezintă schema de conectare a driverului de punte trifazat IR213 * folosind funcția de protecție la suprasarcină. Intrarea ITR este utilizată în acest scop. Tensiunea de acționare a protecției - 500 mV. Pentru a măsura curentul total al punții, în emițători este instalat un rezistor RSENSE, a cărui valoare, împreună cu divizorul R2, R3, determină curentul de protecție.
Orez. 7. Schema de conectare IR2130
Driverul IR2130 asigură controlul tranzistoarelor MOSFET și IGBT la tensiuni de până la 600 V, are protecție împotriva supracurentului și tensiunilor scăzute de alimentare. Circuitul de protecție conține un tranzistor cu efect de câmp de scurgere deschis pentru indicarea defecțiunii (FAULT). Are, de asemenea, un amplificator de curent de sarcină încorporat pentru a genera semnale de control și semnale de feedback. Șoferul generează timpul de întârziere (tdt - timp mort) între pornirea tranzistoarelor brațelor superioare și inferioare pentru a exclude curenții prin intermediul. Acest timp variază de la 0,2 la 2 μs pentru diferite modificări.
Pentru utilizarea corectă a acestui microcircuit și crearea de circuite fiabile pe baza acestuia, trebuie luate în considerare mai multe nuanțe.
O caracteristică a driverelor IR213 * este absența unei funcții de limitare a tensiunii la poartă în timpul unui scurtcircuit. Din acest motiv, constanta de timp a lanțului R1C1, concepută pentru a întârzia activarea protecției, nu trebuie să depășească 1 μs. Proiectantul trebuie să fie conștient de faptul că puntea se va declanșa în 1 μs după apariția unui scurtcircuit, în urma căruia curentul (în special cu o sarcină rezistivă) poate depăși valoarea calculată. Pentru a reseta protecția, este necesar să opriți sursa de alimentare a driverului sau să aplicați o tensiune de blocare (nivel înalt) intrărilor de nivel scăzut. De asemenea, rețineți că printre microcircuitele din această serie există un driver IR2137, care asigură protecție pentru tensiunea de saturație a tranzistoarelor superioare și formează timpul de întârziere necesar pentru funcționarea acestei protecții. O astfel de protecție este foarte importantă pentru șoferii care controlează circuitele de punte trifazate, deoarece atunci când are loc o defecțiune, curentul de scurtcircuit curge către carcasă, ocolind rezistența de măsurare RSENSE. Acest microcircuit asigură conectarea separată a rezistențelor de poartă pentru pornire, oprire și oprire de urgență, ceea ce vă permite să realizați pe deplin toate caracteristicile dinamice ale tranzistoarelor IGBT.
Curentul de pornire/oprire pentru IR213 * este de 200/420 mA (120/250 mA pentru IR2136). Acest lucru trebuie luat în considerare atunci când alegeți tranzistoarele de putere și rezistențele de poartă pentru acestea. Parametrii pentru tranzistor indică cantitatea de încărcare a porții (de obicei în nK), care determină, la un curent dat, timpul de pornire/oprire a tranzistorului. Durata tranzitorii de comutare trebuie să fie mai mică decât timpul de întârziere tdt generat de driver. Utilizarea tranzistoarelor de mare putere poate duce, de asemenea, la deschideri false și la trecerea curentului datorită efectului Miller. Reducerea rezistenței de poartă sau utilizarea rezistențelor de poartă separate pentru pornire și oprire nu rezolvă întotdeauna problema din cauza curentului de oprire insuficient al driverului însuși. În acest caz, este necesar să folosiți amplificatoare tampon.
Avantajul circuitelor integrate fabricate de International Rectifier este că aceste dispozitive sunt capabile să reziste la fluctuațiile de înaltă tensiune între partea de intrare și ieșire. Pentru driverele din seria IR21 **, această tensiune este de 500–600 V, ceea ce face posibilă controlul tranzistorilor în circuite semi-punte și punte atunci când sunt alimentate de la o tensiune industrială redresată de 220 V fără izolație galvanică. Pentru a controla tranzistoarele din circuitele proiectate pentru alimentarea cu energie de la o tensiune redresată de 380 V, International Rectifier lansează drivere din seria IR22**. Aceste microcircuite funcționează cu tensiuni de ieșire de până la 1200 V. Toate driverele International Rectifier rezistă la marginile de tensiune induse de până la 50 V / ns. Acest parametru se numește dv / dt immune. Demonstrează o rezistență ridicată la modul de blocare, care este extrem de periculos pentru circuitele pulsate de înaltă tensiune.
Conducător de umăr inferior
Pentru a controla tranzistoarele brațului inferior, microcircuitele fabricate de Motorola sunt o alternativă bună. Schema bloc a unuia dintre ele - MC33153 este prezentată în Fig. opt.
Orez. 8. Schema bloc a MC33153
O caracteristică a acestui driver este capacitatea de a utiliza două metode de protecție (prin curent și tensiune de saturație) și separarea modului de suprasarcină și modul de scurtcircuit. Există, de asemenea, posibilitatea de a furniza o tensiune de control negativă, care poate fi foarte utilă pentru a conduce module puternice cu încărcături mari de poartă. Oprire la căderea tensiunii de control - UVLO se efectuează la 11 V.
Concluzia 1 ( Intrare de detectare a curentului) este destinat pentru conectarea unui rezistor de măsurare a curentului. În microcircuit, acest pin este intrarea a două comparatoare - cu o tensiune de declanșare de 65 și 130 mV. Astfel, la șofer sunt analizate condițiile de suprasarcină și scurtcircuit. La suprasarcină, primul comparator este declanșat ( Comparator de supracurent) și dezactivează semnalul de control al obturatorului. Protecția este resetată atunci când este aplicat semnalul de blocare (nivel înalt, deoarece intrarea de intrare este inversată). În acest caz, semnalul de eroare la ieșire ( Ieșire de eroare) nu este servit. Dacă curentul depășește de două ori valoarea setată, acesta este considerat un scurtcircuit. În acest caz, al doilea comparator este răsturnat ( Comparator de scurtcircuit), iar la ieșirea de control apare un semnal de nivel înalt. La acest semnal, controlerul care controlează funcționarea circuitului trebuie să închidă întregul circuit. Timpul de reînchidere trebuie determinat, după cum sa menționat mai sus, de constanta de timp termică a tranzistoarelor de putere.
Concluzia 8 ( Intrare desaturare) este conceput pentru a implementa protecție pentru tensiunea de saturație. Tensiunea de acționare a acestei intrări este de 6,5 V. Aceeași intrare este destinată conectării condensatorului Cblank, care formează timpul de întârziere a acționării protecției. O astfel de întârziere este necesară, deoarece după aplicarea tensiunii de pornire și oprire la poarta de pe tranzistor pentru o perioadă de timp, în timp ce dioda boxer își revine, se menține o tensiune înaltă.
Orez. 9. Protecție la tensiune de saturație
Orez. 10. Protectie curenta
Driver izolat galvanic
Izolarea galvanică este uneori necesară în circuitele în care o treaptă de putere puternică este alimentată de la tensiunea rețelei, iar semnalele de control sunt generate de un controler care este conectat prin magistrală la diferite dispozitive periferice. Izolarea secțiunii de putere și a circuitului de control în astfel de cazuri reduce zgomotul de comutare și permite, în cazuri extreme, protejarea circuitelor de joasă tensiune.
Orez. 11. Schema bloc a HCPL316
În opinia noastră, unul dintre cele mai interesante microcircuite pentru această aplicație este HCPL316 fabricat de Hewlett-Packard. Structura sa este prezentată în Fig. 11, iar schema de conectare este prezentată în Fig. 12.
Orez. 12. Schema de conectare HCPL316
Semnalul de control și semnalul de eroare sunt izolate optic. Tensiune de izolare - până la 1500 V. Driverul asigură protecție numai pentru tensiunea de saturație (pin 14 - DESAT). O caracteristică interesantă este prezența intrărilor directe și inverse, care simplifică comunicarea cu diferite tipuri de controlere. Ca și în cazul MC33153, microcircuitul poate genera un semnal de ieșire bipolar, iar curentul de ieșire de vârf poate ajunge la 3 A. Din acest motiv, driverul este capabil să conducă tranzistoare IGBT cu un curent de colector de până la 150 A, care este marele său avantaj față de dispozitive similare.
Circuite auxiliare
În driverele de înaltă tensiune de la International Rectifier, datorită consumului lor redus, treptele de ieșire pot fi alimentate folosind așa-numitele condensatoare „bootstrap” de valori mici. Dacă acest lucru nu este posibil, este necesar să folosiți surse de alimentare „plutitoare”. Ca astfel de surse, este cel mai ieftin să folosiți transformatoare cu mai multe înfășurări cu un redresor și un stabilizator pe fiecare înfășurare. Desigur, dacă doriți să aveți un semnal de ieșire bipolar, atunci fiecare astfel de sursă trebuie să fie bipolară. Cu toate acestea, o soluție mai elegantă este utilizarea convertoarelor izolatoare DC-DC precum seria DCP01 * de la Burr-Brown. Aceste microcircuite sunt evaluate pentru o putere de până la 1 W și pot genera un semnal de ieșire bipolar dintr-un semnal de intrare unipolar. Tensiune de izolare - până la 1 kV. Izolarea se realizează folosind o barieră de transformator la o frecvență de 800 kHz. Când se utilizează mai multe microcircuite, acestea pot fi sincronizate în frecvență.
În convertizoarele de putere, este adesea necesar să existe un semnal proporțional cu curentul de ieșire pentru a genera feedback. Această problemă este rezolvată în diferite moduri: cu ajutorul transformatoarelor de curent, șunturilor și amplificatoarelor diferențiale etc. Toate aceste metode au dezavantajele lor. Pentru soluția cea mai de succes a problemei formării unui semnal de curent și conectarea acestuia la controler, International Rectifier a dezvoltat microcircuite - senzori de curent IR2171 și IR2172, în care semnalul de curent este convertit într-un semnal PWM. Circuitul de comutare IR2171 este prezentat în Fig. 13. Microcircuitul poate rezista la o cădere de tensiune de până la 600 V și este alimentat de o capacitate „bootstrap”. Frecvența purtătorului PWM este de 35 kHz pentru IR2171 și 40 kHz pentru IR2172. Domeniu de tensiune de intrare ± 300 mV. Tensiunea de ieșire este îndepărtată din colectorul deschis, ceea ce face ușoară conectarea izolației optice.
Cu greu este posibil să descriem toate microcircuitele produse în lume pentru a fi utilizate în unități de putere. Cu toate acestea, chiar și informațiile date ar trebui să ajute dezvoltatorul să navigheze în oceanul bazei de elemente moderne. Concluzia principală din tot ce s-a spus este următoarea: nu încercați să faceți ceva pe elemente discrete până nu sunteți sigur că nimeni nu produce un circuit integrat care să vă rezolve problema.
Literatură
- Utilizați Gate Charge pentru a proiecta circuitul Gate Drive pentru Power MOSFET și IGBT. AN-944.
- Caracterizarea aplicației IGBT-urilor. INT990.
- Caracteristici IGBT. AN-983.
- Protecție la scurtcircuit. AN-984.
- Circuite integrate pentru driver MOS-Gate HV plutitoare. AN-978.
- Motorola MC33153 Date tehnice.
- Date tehnice Hewlett Packard HCPL316.
- Burr Brown DCP011515 Date tehnice.
- Ivanov V.V., Kolpakov A. Aplicarea IGBT. Componente electronice, 1996, nr. 1.
MOP (burghez MOSFET) înseamnă Metal-Oxide-Semiconductor din această abreviere, structura acestui tranzistor devine clară.
Dacă pe degete, atunci are un canal semiconductor care servește ca un fel de placă a unui condensator, iar a doua placă este un electrod metalic situat printr-un strat subțire de oxid de siliciu, care este un dielectric. Când se aplică o tensiune pe poartă, acest condensator este încărcat, iar câmpul electric al porții trage sarcini către canal, în urma cărora apar sarcini mobile în canal care pot forma un curent electric și rezistența sursei de scurgere. scade brusc. Cu cât tensiunea este mai mare, cu atât mai multe încărcări și cu atât rezistența este mai mică, ca urmare, rezistența poate scădea la valori reduse - sutimi de ohm, iar dacă creșteți mai mult tensiunea, stratul de oxid se va descompune și Khan-ul. tranzistor.
Avantajul unui astfel de tranzistor, în comparație cu unul bipolar, este evident - trebuie aplicată tensiune pe poartă, dar deoarece există un dielectric, curentul va fi zero, ceea ce înseamnă necesarul. puterea de a controla acest tranzistor va fi redusă, de fapt, consuma doar in momentul comutarii, cand condensatorul este incarcat si descarcat.
Dezavantajul provine din proprietatea sa capacitivă - prezența unei capacități la poartă necesită un curent de încărcare mare atunci când este deschisă. În teorie, egal cu infinitul la intervale infinitezimale de timp. Și dacă curentul este limitat de un rezistor, atunci condensatorul se va încărca lent - nu puteți scăpa de constanta de timp a circuitului RC.
Tranzistoarele MOS sunt P și N canal. Principiul lor este același, singura diferență este în polaritatea purtătorilor de curent din canal. În consecință, într-o direcție diferită a tensiunii de control și includerea în circuit. Foarte des, tranzistoarele sunt realizate sub formă de perechi complementare. Adică, există două modele cu caracteristici complet identice, dar unul dintre ele este N, iar celălalt este canalul P. Marcarea lor, de regulă, diferă cu o cifră.
 |
Eu am cel mai popular MNP tranzistoarele sunt IRF630(canal n) și IRF9630(canal p) la un moment dat le-am amestecat cu o duzină și jumătate de fiecare tip. Posedă un corp nu foarte mare TO-92 acest tranzistor poate trage prin el însuși până la 9A. Rezistența sa deschisă este de numai 0,35 Ohm.
Cu toate acestea, acesta este un tranzistor destul de vechi, acum sunt lucruri mai abrupte, de exemplu IRF7314, capabil să tragă același 9A, dar în același timp se potrivește în carcasa SO8 - de dimensiunea unei celule de notebook.
Una dintre problemele de andocare MOSFET tranzistorul și microcontrolerul (sau circuitul digital) este că, pentru a se deschide complet până la saturația completă, acest tranzistor trebuie să fie introdus în poartă mai mult de tensiune. De obicei, acesta este de aproximativ 10 volți, iar MK poate da maximum 5.
Există trei opțiuni:
Dar, în general, este încă mai corect să instalați driverul, deoarece, pe lângă funcțiile de bază de generare a semnalelor de control, ca sclipitoare suplimentară, oferă și protecție la curent, protecție împotriva defecțiunilor, supratensiunii, optimizează viteza de deschidere la maxim. , in general, nu isi mananca curentul degeaba. Alegerea unui tranzistor nu este, de asemenea, foarte dificilă, mai ales dacă nu vă deranjați cu moduri de limitare. În primul rând, ar trebui să vă faceți griji cu privire la valoarea curentului de scurgere - I Drain sau eu D alege un tranzistor pentru curentul maxim pentru sarcina ta, mai bine cu o marjă de 10 la sută. Următorul parametru important pentru tine este V GS- tensiunea de saturație a Sursei-Porți sau, mai simplu, tensiunea de control. Uneori o scriu, dar de cele mai multe ori trebuie să se uite în afara topurilor. Se caută un grafic al caracteristicii de ieșire Dependență eu D din V DS la valori diferite V GS... Și îți dai seama ce fel de regim vei avea.
De exemplu, trebuie să alimentați motorul la 12 volți, cu un curent de 8A. Șoferul s-a blocat și ai doar un semnal de control de 5 volți. Primul lucru care mi-a venit în minte după acest articol este IRF630. Potrivit pentru curent cu o marjă de 9 A față de 8 necesar. Dar să ne uităm la caracteristica de ieșire:
Dacă intenționați să conduceți un PWM la această cheie, atunci trebuie să vă întrebați despre timpii de deschidere și de închidere ai tranzistorului, să alegeți cel mai mare și, raportat la timp, să calculați frecvența maximă la care este capabil. Această valoare este numită Întârzierea comutatorului sau t on,t off, în general, ceva de genul acesta. Ei bine, frecvența este 1 / t. De asemenea, nu va fi de prisos să ne uităm la capacitatea obturatorului. C iss pe baza acestuia, precum și a rezistenței de limitare din circuitul de poartă, puteți calcula constanta de timp de încărcare a circuitului de poartă RC și puteți estima viteza. Dacă constanta de timp este mai mare decât perioada PWM, atunci tranzistorul nu se va deschide/închide, ci va atârna într-o stare intermediară, deoarece tensiunea de la poarta sa va fi integrată de acest circuit RC într-o tensiune constantă.
Când manipulați acești tranzistori, luați în considerare faptul că le este frică de electricitatea statică nu doar puternic, ci FOARTE PUTERNICĂ... Este mai mult decât realist să străpungi obturatorul cu o încărcare statică. Deci cum l-am cumpărat, imediat în folieși nu-l scoateți până nu îl lipiți. Ne-am impamantat in spatele bateriei si ne-am pus o palarie de folie :).
