Poate că, după ce ați citit acest articol, nu va trebui să puneți radiatoare de aceeași dimensiune pe tranzistori.
Traducerea acestui articol.

O mică notă de la traducător:

În primul rând, în această traducere pot apărea probleme serioase cu traducerea termenilor, nu am studiat suficient electricitatea și circuitele, dar încă știu ceva; De asemenea, am încercat să traduc totul cât mai clar posibil, așa că nu am folosit concepte precum bootstrap, MOSFET etc. În al doilea rând, dacă ortografie este deja dificil să faci o greșeală (lauda procesoarelor de text care indică erori), atunci greșeala de punctuație este destul de simplă.
Și în aceste două puncte, vă rog să mă dați cu piciorul în comentarii cât mai tare posibil.

Acum să vorbim mai multe despre subiectul articolului - cu toată varietatea de articole despre construirea diferitelor vehicule la sol (mașini) pe MK, pe Arduino, pe<вставить название>, designul circuitului în sine, și cu atât mai mult schema de conectare a motorului, nu este descrisă suficient de detaliat. De obicei arată așa:
- ia motorul
- luați componente
- conectați componentele și motorul
- …
- PROFIT!1!

Dar construirea de circuite mai complexe decât simpla rotire a unui motor PWM într-un sens printr-un L239x necesită de obicei cunoștințe despre poduri complete (sau punți H), FET-uri (sau MOSFET) și drivere pentru acestea. Dacă nimic nu limitează, atunci tranzistorii cu canal p și n canal pot fi utilizați pentru o punte completă, dar dacă motorul este suficient de puternic, atunci tranzistorii cu canal p vor trebui mai întâi agățați cu un număr mare de radiatoare, atunci răcitoarele ar trebui fi adăugat, dar dacă este păcat să le arunci, atunci poți încerca și alte tipuri de răcire, sau doar să folosești doar tranzistori n-canal în circuit. Dar există o mică problemă cu tranzistoarele cu canale n - uneori este destul de dificil să le deschideți „într-un mod bun”.

Așa că căutam ceva care să mă ajute să desenez diagrama corectă și am găsit un articol pe blogul unui tânăr pe nume Syed Tahmid Mahbub. Am decis să împărtășesc acest articol.

În multe situații, trebuie să folosim FET-urile ca comutatoare de nivel înalt. De asemenea, în multe situații, trebuie să folosim FET-urile ca comutatoare de nivel superior și inferior. De exemplu, în circuitele de punte. În circuitele de punte parțială, avem 1 MOSFET de nivel înalt și 1 MOSFET de nivel scăzut. În circuitele de punte complete avem 2 MOSFET-uri de nivel înalt și 2 MOSFET-uri de nivel scăzut. În astfel de situații, va trebui să folosim împreună drivere de nivel înalt și de nivel scăzut. Cel mai obișnuit mod de a conduce FET-uri în astfel de cazuri este utilizarea unui driver de comutator de nivel scăzut și înalt pentru MOSFET. Fără îndoială, cel mai popular driver IC este IR2110. Și în acest articol/tutorial voi vorbi despre asta.

Puteți descărca documentația pentru IR2110 de pe site-ul web IR. Aici este linkul de descărcare: http://www.irf.com/product-info/datasheets/data/ir2110.pdf

Să aruncăm mai întâi o privire la diagrama bloc, precum și la descrierea și locația pinilor:

Figura 1 - Schema bloc funcțională a IR2110

Figura 2 - Pinout IR2110

Figura 3 - Descrierea pinilor IR2110

De asemenea, merită menționat că IR2110 vine în două pachete - un PDIP cu 14 pini pentru montarea la ieșire și un SOIC cu 16 pini pentru montarea la suprafață.

Acum să vorbim despre diferitele contacte.

VCC este o putere de nivel scăzut, trebuie să fie între 10V și 20V. VDD este puterea logică pentru IR2110 și trebuie să fie între +3V și +20V (în ceea ce privește VSS). Tensiunea reală pe care alegeți să o utilizați depinde de nivelul de tensiune al semnalelor de intrare. Iată graficul:

Figura 4 - Dependența 1 logic de putere

De obicei se folosește un VDD de +5V. Cu VDD = +5V, pragul de intrare logic 1 este puțin mai mare decât 3V. Astfel, când VDD = +5V, IR2110 poate fi utilizat pentru a conduce o sarcină atunci când intrarea „1” este mai mare de 3 (ceva) volți. Aceasta înseamnă că IR2110 poate fi utilizat pentru aproape toate circuitele, deoarece majoritatea circuitelor sunt alimentate de obicei la aproximativ 5V. Când utilizați microcontrolere, tensiunea de ieșire va fi mai mare de 4V (la urma urmei, microcontrolerul are adesea VDD = +5V). Când utilizați un controler SG3525 sau TL494 sau alt controler PWM, probabil va trebui să le furnizați o tensiune mai mare de 10V, ceea ce înseamnă că ieșirile vor fi mai mari de 8V la una logică. Astfel, IR2110 poate fi folosit aproape oriunde.

De asemenea, puteți reduce VDD la aproximativ +4V dacă utilizați un microcontroler sau orice cip care scoate 3,3V (de exemplu, dsPIC33). Când proiectam circuite cu IR2110, am observat că uneori circuitul nu funcționează corect atunci când VDD-ul IR2110 este setat la mai puțin de +4V. Prin urmare, nu recomand să utilizați VDD sub +4V. În majoritatea circuitelor mele, nivelurile de semnal nu au tensiuni mai mici de 4V ca „1”, așa că folosesc VDD = +5V.

Dacă din anumite motive în circuit, nivelul logic al semnalului „1” are o tensiune mai mică de 3V, atunci trebuie să utilizați un convertor de nivel / traducător de nivel, acesta va ridica tensiunea la limite acceptabile. În astfel de situații, recomand să treci la 4V sau 5V și să folosești VDD-ul IR2110 = +5V.

Acum să vorbim despre VSS și COM. VSS este țara logicii. COM este "returul scăzut" - practic solul la nivel scăzut al șoferului. Poate părea că sunt independente și s-ar putea gândi că ar fi posibil să izolați ieșirile șoferului și logica semnalului șoferului. Totuși, acest lucru ar fi greșit. Deși nu este conectat intern, IR2110 este un driver neizolat, ceea ce înseamnă că VSS și COM trebuie să fie ambele conectate la masă.

HIN și LIN sunt intrări logice. Un semnal ridicat pe HIN înseamnă că vrem să acționăm comutatorul de sus, adică o ieșire de nivel înalt este efectuată pe HO. Un semnal scăzut pe HIN înseamnă că dorim să dezactivăm MOSFET-ul de nivel înalt, adică se face o ieșire de nivel scăzut pe HO. Ieșirea în HO, mare sau scăzută, nu este socotită în raport cu masă, ci în raport cu VS. Vom vedea în curând cum circuitele de amplificare (diodă + condensator) care utilizează VCC, VB și VS oferă putere plutitoare pentru a conduce MOSFET-ul. VS este o revenire a puterii plutitoare. La un nivel ridicat, nivelul de pe HO este egal cu nivelul de pe VB, în raport cu VS. Când este scăzut, nivelul la HO este egal cu VS, în raport cu VS, efectiv zero.

Un semnal LIN ridicat înseamnă că vrem să conducem un comutator scăzut, adică o ieșire de nivel înalt este efectuată pe LO. Un semnal LIN scăzut înseamnă că dorim să dezactivăm MOSFET-ul de nivel scăzut, adică o ieșire de nivel scăzut este efectuată pe LO. Ieșirea în LO este considerată relativ la sol. Când semnalul este ridicat, nivelul în LO este același ca în VCC, în raport cu VSS, efectiv împământat. Când semnalul este scăzut, nivelul în LO este același ca în VSS, în raport cu VSS, efectiv zero.

SD este folosit ca control de oprire. Când nivelul este scăzut, IR2110 este pornit - funcția de oprire este dezactivată. Când acest pin este ridicat, ieșirile sunt dezactivate, dezactivând controlul IR2110.
Acum să aruncăm o privire la configurațiile comune cu IR2110 pentru a conduce MOSFET-uri ca comutatoare înalte și joase - circuite în jumătate de punte.

Figura 5 - Circuit de bază pe IR2110 pentru control pe jumătate de punte

D1, C1 și C2 împreună cu IR2110 formează un circuit de amplificare. Când LIN = 1 și Q2 este pornit, atunci C1 și C2 sunt încărcate la VB, deoarece o diodă este sub +VCC. Când LIN = 0 și HIN = 1, încărcarea pe C1 și C2 este utilizată pentru a adăuga o tensiune suplimentară, VB în acest caz, peste nivelul sursei Q1 pentru a conduce Q1 într-o configurație cu comutator înalt. Pentru C1 trebuie aleasă o capacitate suficient de mare, astfel încât să fie suficient să se asigure încărcarea necesară pentru Q1 pentru a menține Q1 pornit în tot acest timp. De asemenea, C1 nu ar trebui să aibă prea multă capacitate, deoarece procesul de încărcare va dura mult timp și nivelul de tensiune nu va crește suficient pentru a menține MOSFET-ul pornit. Cu cât este necesar mai mult timp în starea de pornire, cu atât este necesară mai multă capacitate. Astfel, o frecvență mai mică necesită o capacitate C1 mai mare. Un factor de umplere mai mare necesită o capacitate C1 mai mare. Desigur, există formule pentru calcularea capacității, dar pentru aceasta trebuie să cunoașteți mulți parametri și este posibil să nu cunoaștem unii dintre ei, de exemplu, curentul de scurgere al unui condensator. Deci am estimat doar capacitatea aproximativă. Pentru frecvențe joase, cum ar fi 50Hz, folosesc o capacitate de la 47uF până la 68uF. Pentru frecvențe înalte, cum ar fi 30-50kHz, folosesc o capacitate de 4,7uF până la 22uF. Deoarece folosim un condensator electrolitic, un condensator ceramic trebuie utilizat în paralel cu acest condensator. Un condensator ceramic este opțional dacă condensatorul de amplificare este tantal.

D2 și D3 descarcă rapid poarta MOSFET-urilor, ocolind rezistențele de poartă și reducând timpul de oprire. R1 și R2 sunt rezistențe de poartă limitatoare de curent.

MOSV poate fi de maxim 500V.

VCC trebuie să provină dintr-o sursă neîntreruptă. Trebuie să instalați filtru și condensatori de decuplare de la +VCC la masă pentru filtrare.

Să ne uităm acum la câteva exemple de circuite cu IR2110.

Figura 6 - Diagrama cu IR2110 pentru o jumătate de punte de înaltă tensiune

Figura 7 - Diagramă cu IR2110 pentru o punte completă de înaltă tensiune cu management independent al cheilor (pe care se poate face clic)

În Figura 7 vedem un IR2110 folosit pentru a conduce un pod complet. Nu este nimic complicat în ea și cred că deja înțelegi asta acum. De asemenea, putem aplica o simplificare destul de populară aici: conectăm HIN1 la LIN2 și conectăm HIN2 la LIN1, astfel obținem controlul tuturor celor 4 taste folosind doar 2 semnale de intrare, în loc de 4, acest lucru este arătat în Figura 8.

Figura 8 - Diagramă cu IR2110 pentru o punte completă de înaltă tensiune cu control cu ​​cheie cu două intrări (pe care se poate face clic)

Figura 9 - Schemă cu IR2110 ca driver de nivel superior de înaltă tensiune

În Figura 9 vedem IR2110 folosit ca driver de nivel superior. Schema este destul de simplă și are aceeași funcționalitate ca cea descrisă mai sus. Un lucru de luat în considerare - deoarece nu mai avem un comutator de nivel scăzut, trebuie să existe o sarcină conectată de la OUT la masă. În caz contrar, condensatorul de amplificare nu se va putea încărca.

Figura 10 - Schemă cu IR2110 ca driver de nivel scăzut

Figura 11 - Schemă cu IR2110 ca driver dublu de nivel scăzut

Dacă întâmpinați probleme cu IR2110 și totul continuă să se prăbușească, să ardă sau să explodeze, atunci sunt destul de sigur că nu folosiți rezistențe gate-source, cu condiția să fi proiectat totul cu atenție, desigur. NU UITAȚI NICIODATĂ DE REZISTENTELE SURSA-PORTA. Dacă sunteți interesat, puteți citi despre experiența mea cu ei aici (explic și motivul pentru care rezistențele previn deteriorarea).

Drivere FET

Driverele MOSFET și IGBT sunt dispozitive pentru conducerea dispozitivelor semiconductoare puternice în etapele de ieșire ale convertoarelor de energie electrică. Ele sunt folosite ca o legătură intermediară între circuitul de control (controler sau procesor de semnal digital) și actuatoare puternice.

Etapele dezvoltării electronicii energetice (de putere) sunt determinate de progresele în tehnologia întrerupătoarelor de putere și a circuitelor de control ale acestora. Direcția dominantă în electronica de putere este creșterea frecvențelor de operare a convertoarelor care fac parte din sursele de alimentare cu comutare. Conversia energiei electrice la frecvențe mai mari îmbunătățește caracteristicile specifice de greutate și dimensiune ale transformatoarelor de impulsuri, condensatoarelor și bobinelor de filtrare. Parametrii dinamici și statici ai dispozitivelor de alimentare se îmbunătățesc constant, dar și comutatoarele puternice trebuie gestionate eficient. Pentru o interacțiune echilibrată între circuitul de control și etapele de ieșire, sunt proiectate drivere puternice de mare viteză MOSFET și tranzistori IGBT. Driverele au curenți mari de ieșire (până la 9 A), timpi scurti de creștere, scăderi, întârzieri și alte caracteristici interesante. Clasificarea șoferilor este prezentată în Figura 2.15.

Figura 2.15 - Clasificarea conducătorilor auto

Driverul trebuie să aibă cel puțin un pin extern (două în circuite push-pull) care este necesar. Poate servi ca pre-amplificator, precum și direct un element cheie în compoziția unei surse de alimentare comutatoare.

Ca dispozitiv controlat în circuitele de putere pentru diverse scopuri, pot fi utilizați tranzistori bipolari, tranzistori MOS și dispozitive de tip declanșator (tiristoare, triacuri). Cerințele pentru un șofer care efectuează un control optim în fiecare dintre aceste cazuri sunt diferite. Driverul tranzistorului bipolar trebuie să controleze curentul de bază la pornire și să se asigure că purtătorii minoritari din bază sunt absorbiți în stadiul de oprire. În acest caz, valorile maxime ale curentului de control diferă puțin de valorile medii pe intervalul corespunzător. Tranzistorul MOS este controlat de tensiune, cu toate acestea, la începutul intervalelor de pornire și oprire, driverul trebuie să treacă curenți mari de impuls pentru încărcarea și descărcarea capacităților dispozitivului. Dispozitivele de tip declanșator necesită formarea unui impuls de curent scurt numai la începutul intervalului de comutare, deoarece oprirea (comutarea) în cele mai comune dispozitive are loc de-a lungul electrozilor principali, și nu de-a lungul electrozilor de control. Toate aceste cerințe trebuie să fie îndeplinite într-o oarecare măsură de către șoferii corespunzători.

Figurile 2.16 ... 2.18 prezintă circuite tipice pentru pornirea tranzistoarelor MOS bipolare și cu efect de câmp folosind un singur tranzistor în driver. Acestea sunt așa-numitele circuite cu oprire pasivă a tranzistorului de putere. După cum se poate observa din figură, aceste circuite sunt destul de identice în structura driverului, ceea ce permite utilizarea acelorași circuite pentru a controla ambele tipuri de tranzistoare. În acest caz, absorbția purtătorilor acumulați în structura tranzistorului are loc printr-un element pasiv - un rezistor extern. Rezistența sa, care oprește tranziția de control nu numai când este oprită, ci și în timpul intervalului de pornire, nu poate fi aleasă prea mică, ceea ce limitează rata de absorbție a sarcinii.

Pentru a crește viteza tranzistorului și a crea comutatoare de înaltă frecvență, este necesar să se reducă rezistența circuitului de resetare a încărcării. Acest lucru se face folosind un tranzistor de resetare, care este pornit numai în intervalul de pauză. Circuitele de control corespunzătoare pentru tranzistoarele bipolare și MOS sunt prezentate în Figura 2.17.

În prezent, tranzistoarele MOSFET și IGBT sunt utilizate în principal ca întrerupătoare de putere de mare și medie putere. Dacă considerăm acești tranzistori ca o sarcină pentru circuitul lor de control, atunci sunt condensatori cu o capacitate de mii de picofarads. Pentru a deschide tranzistorul, această capacitate trebuie să fie încărcată, iar atunci când este închisă, trebuie să fie descărcată și cât mai repede posibil. Trebuie să faceți acest lucru nu numai pentru ca tranzistorul să aibă timp să funcționeze la frecvențe înalte. Cu cât tensiunea de poartă a tranzistorului este mai mare, cu atât rezistența canalului MOSFET este mai mică sau tensiunea de saturație colector-emițător a tranzistoarelor IGBT este mai mică. Tensiunea de prag pentru deschiderea tranzistoarelor este de obicei de 2–4 volți, iar maximul la care tranzistorul este complet deschis este de 10–15 volți. Prin urmare, ar trebui aplicată o tensiune de 10-15 volți. Dar chiar și în acest caz, capacitatea porții nu este încărcată imediat și de ceva timp tranzistorul funcționează într-o secțiune neliniară a caracteristicii sale cu o rezistență mare a canalului, ceea ce duce la o cădere mare de tensiune pe tranzistor și la încălzirea excesivă a acestuia. Aceasta este așa-numita manifestare a efectului Miller.

Pentru ca capacitatea porții să se încarce rapid și tranzistorul să se deschidă, este necesar ca circuitul dumneavoastră de control să poată furniza cât mai mult curent posibil pentru a încărca tranzistorul. Capacitatea porții a tranzistorului poate fi găsită din datele pașaportului pentru produs, iar în calcul ar trebui luată Cvx = Ciss.

De exemplu, luați MOSFET - tranzistorul IRF740. Are următoarele caracteristici care ne interesează:

Timp de creștere - Tr = 27 (ns)

Timp de închidere (Timp de cădere - Tf) = 24 (ns)

Capacitate de intrare (capacitate de intrare - Ciss) = 1400 (pF)

Curentul maxim de deschidere a tranzistorului este calculat ca:

Curentul maxim de închidere al tranzistorului este determinat de același principiu:

Deoarece folosim de obicei 12 volți pentru a alimenta circuitul de control, vom determina rezistența de limitare a curentului folosind legea lui Ohm.

Adică, rezistența Rg \u003d 20 Ohm, conform seriei standard E24.

Rețineți că nu va funcționa să controlați un astfel de tranzistor direct de la controler, voi introduce că tensiunea maximă pe care o poate furniza controlerul va fi în 5 volți, iar curentul maxim în 50 mA. Ieșirea controlerului va fi supraîncărcată, iar efectul Miller va apărea pe tranzistor, iar circuitul dumneavoastră va eșua foarte repede, deoarece cineva, fie controlerul, fie tranzistorul, se va supraîncălzi mai devreme.
Prin urmare, este necesar să alegeți șoferul potrivit.
Driverul este un amplificator de putere cu impulsuri și este conceput pentru a controla întrerupătoarele de alimentare. Driverele pot fi taste de sus și de jos separat sau combinate într-un singur pachet într-un driver de taste de sus și de jos, de exemplu, cum ar fi IR2110 sau IR2113.
Pe baza informațiilor de mai sus, trebuie să selectăm un driver capabil să mențină curentul de poartă a tranzistorului Ig = 622 mA.
Astfel, driverul IR2011 este potrivit pentru noi, capabil să suporte curentul de poartă Ig = 1000 mA.

De asemenea, este necesar să se țină cont de tensiunea maximă de sarcină pe care o vor comuta tastele. În acest caz, este egal cu 200 de volți.
Următorul parametru foarte important este viteza de blocare. Acest lucru elimină curgerea curenților de trecere în circuitele push-pull prezentate în figura de mai jos, provocând pierderi și supraîncălzire.

Dacă citiți cu atenție începutul articolului, atunci, conform datelor pașaportului tranzistorului, se poate observa că timpul de închidere ar trebui să fie mai mic decât timpul de deschidere și, în consecință, curentul de blocare este mai mare decât curentul de deschidere Dacă> Ir. Un curent de închidere mai mare poate fi furnizat prin reducerea rezistenței Rg, dar apoi și curentul de deschidere va crește, acest lucru va afecta mărimea supratensiunii de comutare la oprire, în funcție de rata de decădere a curentului di/dt. Din acest punct de vedere, o creștere a vitezei de comutare este mai mult un factor negativ care reduce fiabilitatea dispozitivului.

În acest caz, vom folosi proprietatea remarcabilă a semiconductorilor de a trece curentul într-o singură direcție și vom instala o diodă în circuitul de poartă care va trece curentul de oprire al tranzistorului If.

Astfel, curentul de deblocare Ir va curge prin rezistorul R1, iar curentul de blocare If va circula prin dioda VD1 și, deoarece rezistența joncțiunii p-n a diodei este mult mai mică decât rezistența rezistorului R1, atunci dacă> Ir. Pentru ca curentul de blocare să nu depășească valoarea sa, pornim un rezistor în serie cu dioda, a cărui rezistență este determinată prin neglijarea rezistenței diodei în stare deschisă.

Să luăm cel mai apropiat cel mai mic din seria standard E24 R2 = 16 Ohm.

Acum să luăm în considerare ce înseamnă numele șoferului cheii superioare și inferioare.
Se știe că tranzistoarele MOSFET și IGBT sunt controlate de tensiune, și anume tensiunea poartă-sursă (Gate-Source) Ugs.
Care este cheia de sus și de jos? Figura de mai jos prezintă o diagramă a unui semi pod. Această schemă conține cheile superioare și inferioare, VT1 și, respectiv, VT2. Cheia de sus VT1 este conectată prin scurgere la plusul sursei Vcc și de către sursă la sarcină și trebuie deschisă de tensiunea aplicată în raport cu sursa. Cheia inferioară, prin scurgere, este conectată la sarcină, iar de la sursă la sursa de minus (masă) și trebuie deschisă de o tensiune aplicată față de pământ.

Și dacă totul este foarte clar cu cheia inferioară, i-a aplicat 12 volți - s-a deschis, i-a aplicat 0 volți - s-a închis, atunci pentru cheia superioară aveți nevoie de un circuit special care o va deschide în raport cu tensiunea de la sursă a tranzistorului. O astfel de schemă este deja implementată în interiorul șoferului. Tot ce avem nevoie este să adăugăm o capacitate de amplificare C2 la driver, care va fi încărcată de tensiunea de alimentare a driverului, dar relativ la sursa tranzistorului, așa cum se arată în figura de mai jos. Cu această tensiune se va debloca cheia superioară.

Acest circuit este destul de eficient, dar utilizarea unei capacități de amplificare îi permite să funcționeze în intervale înguste. Această capacitate este încărcată atunci când tranzistorul inferior este pornit și nu poate fi prea mare dacă circuitul urmează să fie operat la frecvențe înalte și nici nu poate fi prea mică atunci când funcționează la frecvențe joase. Adică, cu acest design, nu putem menține cheia superioară deschisă la infinit, se va închide imediat după ce condensatorul C2 este descărcat, dar dacă utilizați o capacitate mai mare, atunci este posibil să nu aibă timp să se reîncarce în următoarea perioadă de funcționare a tranzistorului .
Ne-am confruntat cu această problemă de mai multe ori și de foarte multe ori a trebuit să experimentăm cu selectarea capacității de amplificare la schimbarea frecvenței de comutare sau a algoritmului circuitului. Problema a fost rezolvată în timp și foarte simplu, în cel mai fiabil și „aproape” ieftin mod. Studiind referința tehnică pentru DMC1500, ne-a interesat scopul conectorului P8.

După ce a citit cu atenție manualul și a avut o bună înțelegere a circuitului întregii unități, s-a dovedit că acesta este un conector pentru conectarea unei surse de alimentare separate, izolată galvanic. Conectăm minusul sursei de alimentare la sursa tastei superioare, iar plusul la intrarea driverului Vb și partea pozitivă a capacității de amplificare. Astfel, condensatorul este încărcat constant, datorită căruia devine posibilă menținerea cheii superioare deschisă atât timp cât este necesar, indiferent de starea cheii inferioare. Această adăugare la schemă vă permite să implementați orice algoritm de comutare a tastelor.
Ca sursă de alimentare pentru încărcarea capacității de amplificare, puteți utiliza fie un transformator convențional cu un redresor și un filtru, fie un convertor DC-DC.

„ZVS-driver” (Zero Voltage Switching) este un generator de joasă tensiune foarte simplu și, prin urmare, destul de comun. Este asamblat după o schemă simplă, în timp ce eficiența acestei soluții poate ajunge la 90% sau mai mult. Pentru a asambla dispozitivul, sunt suficiente un inductor, o pereche de tranzistoare cu efect de câmp, patru rezistențe, două diode, două diode Zener și un circuit oscilator de lucru cu un punct de mijloc pe bobină. Puteți face fără un punct de mijloc și vom vorbi despre asta mai târziu.

Puteți găsi multe implementări ale acestui circuit pe net, inclusiv încălzitoare cu inducție, aragazuri cu inducție, transformatoare de înaltă tensiune și pur și simplu convertoare de tensiune de înaltă frecvență. Circuitul seamănă cu un generator Royer, dar acesta nu este. Să aruncăm o privire la modul în care funcționează această schemă.

Când se aplică curent circuitului, curentul începe să curgă către drenurile ambelor tranzistoare cu efect de câmp, în același timp, capacitățile porții prin rezistențe sunt încărcate. Deoarece FET-urile nu sunt exact aceleași, unul dintre ele (Q1, de exemplu) se deschide mai repede și începe să conducă curentul, în timp ce poarta celuilalt tranzistor Q2 este descărcată prin dioda D2, care este astfel ținută bine închisă.

Deoarece în circuit este inclus un circuit oscilator, tensiunea de dren a tranzistorului cu efect de câmp închis Q2 crește mai întâi, dar apoi scade, trecând prin zero, în acest moment poarta tranzistorului cu efect de câmp deschis Q1 este descărcată rapid, iar tranzistorul Q1 deschis mai întâi este acum blocat și, deoarece este acum blocat, atunci scurgerea sa nu mai este zero, iar poarta celui de-al doilea tranzistor Q2 se reîncarcă rapid prin rezistor, iar al doilea tranzistor Q2 se deschide acum, în timp ce descarcă poarta tranzistorului. Q1 prin dioda D1.

După o jumătate de perioadă, totul se repetă exact invers - al doilea tranzistor se va închide, iar primul se va deschide etc. În acest fel, în circuit vor avea loc auto-oscilații sinusoidale. Inductorul L1 limitează curentul de alimentare și atenuează micile supratensiuni de comutare.

Este ușor de observat că blocarea ambelor tranzistoare cu efect de câmp are loc la tensiune zero pe drenurile lor, când curentul din bobina buclei este maxim, ceea ce înseamnă că pierderile de comutare sunt minime și chiar și cu o putere a dispozitivului de 1 kW ( de exemplu, pentru), cheile au nevoie doar de calorifere mici. Acest lucru explică doar marea popularitate a acestei scheme.

Frecvența auto-oscilațiilor poate fi calculată cu ușurință folosind formula f = 1/(2π*√[ L*C]), deoarece inductanța înfășurării primare (dacă se folosește conexiunea transformatorului) și capacitatea condensatorului formează o circuit cu propria frecvență de rezonanță. Este important să ne amintim că amplitudinea oscilațiilor va fi mai mare decât tensiunea de alimentare de aproximativ 3,14 (Pi) ori.

Iată componentele tipice care sunt utilizate pentru asamblare: rezistențe de cinci wați 470 ohmi pentru a limita curentul de încărcare a porților; două rezistențe de 10 kΩ pentru a trage porțile la minus; diode zener pentru 12, 15 sau 18 volți, pentru a proteja porțile de depășirea tensiunii admisibile; și diode UF4007 pentru descărcarea porților prin picioare opuse de circuit.

Tranzistoarele cu efect de câmp IRFP250 și IRFP260 sunt potrivite pentru acest driver ZVS. Desigur, dacă este necesară o răcire suplimentară, atunci fiecare tranzistor trebuie instalat pe un radiator separat, deoarece tranzistoarele nu funcționează simultan. Dacă există un singur radiator, atunci utilizarea substraturilor izolante este obligatorie. Sursa de alimentare a circuitului nu trebuie să depășească 36 de volți, acest lucru se datorează restricțiilor obișnuite pentru porți.

Dacă circuitul este fără un punct de mijloc, atunci pur și simplu pun două șocuri în loc de una, pe fiecare braț, iar modul de funcționare rămâne același, exact ca la un șoc.

Între timp, produse bazate pe acest circuit auto-oscilant ZVS au apărut deja pe Aliexpress, atât cu un inductor, cât și cu două. Varianta cu două bobine este potrivită în special ca sursă de alimentare rezonantă pentru încălzirea inductoarelor fără punct de mijloc.

Driverul este un amplificator de putere și este destinat controlului direct al comutatorului de alimentare (uneori chei) al convertorului. Acesta trebuie să amplifice semnalul de control în ceea ce privește puterea și tensiunea și, dacă este necesar, să asigure deplasarea potențialului acestuia.

Nodul de ieșire al driverului de poartă izolată (MOSFET, IGBT) trebuie să îndeplinească următoarele cerințe:

Tranzistoarele MOS și IGBT-urile sunt dispozitive controlate de tensiune, totuși, pentru a crește tensiunea de intrare la un nivel optim (12-15 V), este necesar să se asigure o încărcare adecvată în circuitul porții.

Pentru a limita rata de creștere a curentului și pentru a reduce zgomotul dinamic, este necesar să folosiți rezistențe în serie în circuitul porții.

Driverele pentru controlul circuitelor complexe de convertizor conțin un număr mare de elemente, astfel încât acestea sunt produse sub formă de circuite integrate. Aceste microcircuite, pe lângă amplificatoarele de putere, conțin și circuite de conversie a nivelului, logica auxiliară, circuite de întârziere pentru formarea timpului „mort”, precum și o serie de protecții, de exemplu, împotriva supracurentului și scurtcircuitului, reducerea tensiunii de alimentare și un număr al altora. Multe companii produc numeroase game funcționale: drivere low-key, driver high-key, driver high-key și low-key cu control independent al fiecăruia dintre ele, driver half-bridge, care adesea au o singură intrare de control și pot fi utilizate pentru o lege de control simetrică, driverele să conducă toate tranzistoarele din circuitul podului.

Un circuit tipic pentru pornirea driverului comutatoarelor superioare și inferioare de la International Rectifier IR2110 cu un principiu de alimentare bootstrap este prezentat în Fig. 3.1, a. Controlul ambelor taste este independent. Diferența dintre acest driver și altele este că IR2110 are un circuit suplimentar de conversie a nivelului atât în ​​canalul inferior, cât și în cel superior, ceea ce vă permite să separați alimentarea logicii microcircuitului de tensiunea de alimentare a driverului după nivel. Conține, de asemenea, protecție împotriva alimentării cu subtensiune a șoferului și o sursă „plutitoare” de înaltă tensiune.

Condensatoarele C D, C C sunt proiectate pentru a suprima interferențele de înaltă frecvență în circuitele logice și, respectiv, de alimentare ale driverului. O sursă plutitoare de înaltă tensiune este formată dintr-un condensator C1 și o diodă VD1 (alimentare bootstrap).

Ieșirile driverului sunt conectate la tranzistoarele de putere folosind rezistențele de poartă R G1 și R G2.

Deoarece driverul este construit pe elemente de câmp și puterea totală consumată pentru control este nesemnificativă, condensatorul C1 poate fi folosit ca sursă de alimentare pentru treapta de ieșire, reîncărcat de la sursa de alimentare U PIT printr-o diodă de înaltă frecvență VD1. Condensatorul C1 și dioda VD1 formează împreună o sursă de energie „plutitoare” de înaltă tensiune, concepută pentru a controla tranzistorul superior VT1 al rack-ului podului. Când tranzistorul inferior VT2 conduce curent, sursa tranzistorului superior VT1 este conectată la un fir de alimentare comun, dioda VD1 se deschide și condensatorul C1 este încărcat la o tensiune U C1 \u003d U PIT - U VD1. Dimpotrivă, atunci când tranzistorul inferior intră în starea închisă și tranzistorul superior VT2 începe să se deschidă, dioda VD1 este susținută de tensiunea inversă a sursei de alimentare. Ca urmare, treapta de ieșire a driverului începe să fie alimentată exclusiv de curentul de descărcare al condensatorului C1. Astfel, condensatorul C1 „plimbă” în mod constant între firul comun al circuitului și firul sursei de alimentare (punctul 1).

Când utilizați driverul IR2110 alimentat cu bootstrap, trebuie acordată o atenție deosebită selecției elementelor sursei „plutitoare” de înaltă tensiune. Dioda VD1 trebuie să reziste la o tensiune inversă mare (în funcție de sursa de alimentare a circuitului), curentul direct admis este de aproximativ 1 A, timpul de recuperare t rr = 10-100 ns, adică să fie rapid. Literatura de specialitate recomandă dioda SF28 (600 V, 2 A, 35 ns), precum și diodele UF 4004…UF 4007, UF 5404…UF 5408, HER 105… HER 108, HER 205…HER 208 și altele „ultra”. cursuri rapide .

Circuitul driver este proiectat în așa fel încât un nivel ridicat de semnal logic la orice intrare HIN și LIN să corespundă aceluiași nivel la ieșirea sa HO și LO (vezi Fig. 3.1 b, driver de mod comun). Apariția unui nivel ridicat al unui semnal logic la intrarea SD duce la blocarea tranzistoarelor rack-ului podului.

Este recomandabil să folosiți acest microcircuit pentru a controla cheile invertorului cu reglarea tensiunii de ieșire PWM. În același timp, trebuie amintit că în sistemul de control este necesar să se prevadă întârzieri de timp (timp „mort”) pentru a preveni curenții la comutarea tranzistoarelor rack-ului de punte (VT1, VT2 și VT3, VT4, Fig. 1.1).

Capacitatea C1 este o capacitate bootstrap, a cărei valoare minimă poate fi calculată prin formula:

Unde Q 3 - valoarea încărcăturii de poartă a unei chei puternice (valoarea de referință);

eu Pete- consumul de curent al driverului în modul static (valoare de referință, de obicei eu Pete ≈ eu G c t cheie puternică)

Q 1 - modificarea ciclică a încărcării șoferului (pentru 500-600 - drivere de volți 5 nK);

V P– tensiunea de alimentare a circuitului driver;

– căderea de tensiune pe dioda bootstrap VD1;

T– perioada de comutare a tastelor puternice.

Fig.3.1. Circuit tipic pentru pornirea driverului IR2110 (a) și diagramele de timp ale semnalelor acestuia la intrări și ieșiri (b)

V DD - alimentare pentru logica microcircuitului;

V SS - punct comun al părții logice a șoferului;

HIN, LIN - semnale de intrare logice care controlează tranzistoarele superioare, respectiv inferioare;

SD – intrarea logica a driverului dezactivat;

V CC - tensiunea de alimentare a driverului;

COM este polul negativ al sursei de alimentare V CC;

HO, LO - semnale de ieșire ale driverului care controlează tranzistoarele superioare și respectiv inferioare;

V B este tensiunea de alimentare a sursei „plutitoare” de înaltă tensiune;

V S este punctul comun al polului negativ al sursei „plutitoare” de înaltă tensiune.

Valoarea obținută a capacității bootstrap trebuie mărită cu un factor de 10-15 (de obicei C în intervalul 0,1-1 μF). Aceasta ar trebui să fie o capacitate de înaltă frecvență cu un curent de scurgere scăzut (în mod ideal, tantal).

Rezistoarele R G 1, R G 2 determină timpul de pornire a tranzistoarelor puternice, iar diodele VD G 1 și VD G 2, prin derivarea acestor rezistențe, reduc timpul de oprire la valori minime. Rezistoarele R 1, R 2 au o valoare mică (până la 0,5 Ohm) și egalizează răspândirea rezistențelor ohmice de-a lungul magistralei de control comun (obligatoriu dacă o cheie puternică este o conexiune paralelă a tranzistoarelor mai puțin puternice).

Atunci când alegeți un driver pentru tranzistoare de putere, luați în considerare:

Legea de control al tranzistorului de putere:

Pentru legea simetrică, driverele cu cheie înaltă și joasă și driverele semi-bridge sunt potrivite;

Legea asimetrică necesită drivere cu cheie înaltă și joasă, cu control independent al fiecărei taste puternice. Pentru legea asimetrică, driverele cu izolație galvanică a transformatorului nu sunt potrivite.

Parametri cheie puternici (I to sau I drain).

Abordarea aproximativă este de obicei utilizată:

I out dr max =2 A pot controla un VT puternic cu un curent de până la 50 A;

I out dr max \u003d 3 A - controlează un VT puternic cu un curent de până la 150 A (în caz contrar, timpul de pornire și oprire crește semnificativ, iar pierderile de putere pentru comutare cresc), de exemplu. un tranzistor de înaltă calitate cu o alegere eronată a driverului își pierde principalele avantaje.

Contabilizarea funcțiilor suplimentare.

Firmele produc șoferi cu numeroase funcții de service:

Diferite protecții puternice ale cheilor;

Protectie la subtensiune driver;

Cu diode bootstrap încorporate;

Cu timp de întârziere reglabil și nereglabil pentru pornirea unui VT puternic în raport cu momentul opririi altuia (combaterea prin curenți într-un semi-pod);

Cu încorporat sau fără izolare galvanică. În acest din urmă caz, la intrarea driverului, este necesar să se conecteze un microcircuit de izolare galvanică (cel mai adesea, un optocuplor cu diodă de înaltă frecvență);

În fază sau anti-fază;

Sursă de alimentare pentru șoferi (sunt necesare surse de alimentare de tip bootstrap sau trei surse de alimentare izolate galvanic).

Cu echivalența mai multor tipuri de drivere, ar trebui să se acorde preferință celor care comută curentul de poartă al tranzistoarelor puternice folosind VT-uri bipolare. Dacă această funcție este realizată de tranzistori cu efect de câmp, atunci pot exista defecțiuni ale driverului în anumite circumstanțe (supraîncărcări) din cauza efectului de declanșare „blocare”.

După alegerea tipului de șofer (și a datelor acestuia), sunt necesare măsuri de combatere a curenților din semi-pod. Modul standard este de a opri o cheie puternică instantaneu și de a porni una blocată cu întârziere. În acest scop, se folosesc diodele VD G 1 și VD G 2 care, la închiderea VT, șuntează rezistențele de poartă, iar procesul de oprire va fi mai rapid decât deblocarea.

În plus față de manevrarea rezistențelor de poartă R G 1 și R G 2 folosind diode (VD G 1, VD G 2, Fig. 3.1), pentru a combate curenții din circuitul P al unei cascade puternice, firmele produc drivere integrate care sunt asimetrice în termenii curentului de pornire de ieșire VT eu dr afară m ah mai departeși oprit eu dr afară m ah off(de exemplu eu dr afară m ah mai departe=2A, eu dr afară m ah off=3A). Aceasta stabilește rezistențele de ieșire asimetrice ale microcircuitului, care sunt conectate în serie cu rezistențele de poartă R G 1 și R G 2 .

,
.

unde toate valorile din formule sunt datele de referință ale unui anumit driver.

Pentru un driver simetric (prin curenți), egalitatea

.

Deci, pentru a preveni apariția curenților de trecere, este necesar să selectați valoarea rezistenței totale în circuitul porții (datorită
, și, în consecință, prin ajustarea curentului de încărcare a capacității porții VT), întârzierea la pornire
tranzistor mai mare sau egal cu timpul necesar pentru închiderea VT

Unde
– timpul de decădere a curentului de scurgere (valoare de referință);

este timpul de întârziere al începerii opririi VT în raport cu momentul în care tensiunea de blocare este aplicată la poartă, care depinde de mărimea curentului de descărcare a porții (respectiv, depinde de rezistența totală din circuitul porții) . În cazul diodelor cu poartă shunt (VD G 1, VD G 2, Fig. 3.1), curentul de descărcare este determinat în mod unic de rezistență
. Prin urmare, pentru a determina
rezolva urmatoarea proportie

(corespunzător) -

(corespunzător) -

Dacă valoarea corectată
va fi mult mai mult
, atunci aceasta indică o alegere incorectă a tipului de șofer în ceea ce privește puterea (mare
) și acest lucru corectează din ce în ce mai rău performanța tastelor puternice. Pentru determinarea finală a valorii
puteți utiliza datele tehnice de referință ale puternicului VT. Pentru aceasta, proporția

(corespunzător) -

(corespunzător) -

(Dacă soluția dă o valoare negativă R G 1, atunci întârzierea la pornire va fi asigurată cu o marjă de impedanța de ieșire a driverului).

Pentru a facilita lupta împotriva curenților, unii producători aflati deja în faza de fabricație se asigură că t off< t вкл (например, сборка – полумост СМ35084-5F фирмы Mitsubishi Elektric с динамическими параметрами: t з вкл =1,1 мс, t вкл =2,4 мс, t з выкл =0,9 мс, t выкл =0,5 мс).

Diodele VD G 1 și VD G 2 trebuie să fie de înaltă frecvență și să reziste la tensiunea de alimentare a driverului cu o marjă.

Pentru a combate curenții de trecere (pentru o lege de control simetrică), puteți selecta driverul de semi-punte dorit (dacă este potrivit pentru alți parametri), al cărui timp de întârziere este reglabil în intervalul 0,4 ... 5 μs (de exemplu, Drivere IR, cum ar fi IR2184 sau IR21844), dacă întârzierea lor este mai mare sau egală cu t off.

În concluzie, este de remarcat faptul că, în loc de modificările vechi ale driverului, firmele lansează noi tipuri care sunt compatibile cu cele vechi, dar pot avea funcții de service suplimentare (de obicei, diode bootstrap încorporate sau, mai degrabă, tranzistori bootstrap care îndeplinesc funcția de diode care lipseau anterior). De exemplu, driverul IR2011 a fost întrerupt și a fost introdus un nou IRS2011 sau IR2011S pentru a-l înlocui (o intrare ambiguă în diverse manuale).