Trenutno, za borbu protiv selektivnog bleđenja i višestruke putanje (odjeka), serijski NLS sa simbolima istu frekvenciju i paralelni NLS sa simbolima različita frekvencija. Formiranje prvog od navedenih NPN-a postiže se manipulacijom faze simbola P-vrednovana M-sekvenca. Drugi od korištenih NLS-ova se sastoji od elementarnih signala koji formiraju skup ortogonalnih funkcija u vremenskom intervalu jednakom trajanju signalnog elementa τ (na primjer, ortogonalne harmonijske oscilacije, Hermitovi polinomi, itd.).
Fizički, efikasnost upotrebe NPS-a u borbi protiv blijeđenja može se objasniti na sljedeći način. Prvo, zbog činjenice da je energija NPS-a raspoređena u širokom frekventnom opsegu, nekorelirano fading u odvojene sekcije spektar (selektivno fading) ne može značajno uticati na prijem cijelog signala u cjelini. Ovdje možemo povući određenu analogiju sa prijemom frekvencijskog diverziteta. Drugo, moguće je odabrati samo jedan od dolaznih snopova u prijemnom uređaju, budući da NPS, kao što je poznato, imaju izražen vrh autokorelacione funkcije (slika 2.31). Ovo najviše radikalna metoda otklanjanje smetnji između dolaznih snopova, odnosno od selektivnog bledenja i fenomena eha, može se ostvariti ako je trajanje impulsa na izlazu prijemnog uređaja manje od minimalnog vremena međusobnog kašnjenja snopa (< ). Ovo stanje lako za napraviti pravi izbor SHPS baze. Treće, mogućnost odvojenog prijema svih zraka logično proizlazi iz mogućnosti odabira samo jednog snopa.
Dodatni uvjet rješenje ovog problema, pored navedenog (< ), является выполнение неравенства < т.е. maksimalno vrijeme međusobno kašnjenje zraka treba biti manje od trajanja signalnog elementa, što se osigurava racionalnim izborom brzine prijenosa signala. Izvođenjem odvojenog prijema snopova i izvođenjem njihovog optimalnog zbrajanja (nakon odgovarajućeg faziranja), moguće je ne samo osloboditi se selektivnog fadinga i fenomena eha, već i značajno povećati pouzdanost prijema na datoj snazi predajnika ili smanjiti snaga predajnika za datu pouzdanost.
 |
Princip izgradnje sistema širokopojasni ilustrovano na sl. 5.6. Primarni uskopojasni signal sa širinom spektra ulazi u mikser, gdje se također unose oscilacije sa frekvencijskim opsegom iz generatora širokopojasnog signala (GSS). Time se postiže formiranje NPS-a, koji modulira noseću frekvenciju predajnika (PRD). Širina spektra prenijeti signal određena frekventnim opsegom.
Na strana koja prima se dešavaju inverzne transformacije. Da bi sistem ispravno funkcionisao, generatori širokopojasnog signala odašiljača i prijemnika moraju biti identični i moraju raditi sinhrono i u fazi. Neophodna faza obrade primljenog signala je njegov prolazak ili kroz korelator ili kroz usklađeni filter (SF), kao što je prikazano na sl. 5.6. Odabir glavnog maksimuma autokorelacijske funkcije vrši se od strane uređaja za odlučivanje (RU). U binarnom komunikacijskom sistemu, odlučuje da li će primiti signal rafala ili signal pauze.
Širokopojasni komunikacioni sistemi su radikalno sredstvo u borbi ne samo sa bledenjem. Pružaju efikasnu borbu protiv aditivne nagomilane i impulsne buke, istovremeno održavajući otpornost na buku fluktuacije. Zaista, ako na ulazu prijemnika širokopojasnog signala sa opsegom, NPS snage od R S, koncentrisane smetnje snage (na primjer, od uskopojasne radio stanice) i buke fluktuacije sa spektralnom gustinom , tada je omjer signal-šum na ulazu prijemnika jednak
(5.13)
Sa povećanjem ometajućeg efekta koncentrisana smetnja opada i teži ka tome .
Interferencija koju stvara NLS u uskopojasnim sistemima po prirodi je slična šumu fluktuacije i njihov utjecaj je obrnuto proporcionalan omjeru , gdje je širina spektra uskopojasnog signala. Ovo određuje mogućnost zajednički radširokopojasni i uskopojasni radio komunikacioni sistemi.
Kao rezultat NLS obrade u prijemniku, odnos signal-šum na izlazu korelatora (podudarni filter) raste prema teoriji potencijalne otpornosti na buku proporcionalno bazi signala. IN:
Dakle, povećanje IN dato , također je moguće prenijeti informacije u slučaju , što otežava prijem NSS-a ako njihov oblik nije poznat i povećava energetsku tajnost komunikacije. konačno, širokopojasni sistemi veze pružaju multicast prijenos informacija u frekvencijskom opsegu užem nego kada se koriste uskopojasni signali i isto toliko dopisnika.
PREKINUTA METODA SPAJANJA
Iza poslednjih godina Sve veća pažnja se poklanja povremenim komunikacionim sistemima, koji povećavaju vernost i prosečnu brzinu prenosa informacija preko radio kanala.
Kada se koristi troposfersko i jonosfersko rasejanje radio talasa za komunikaciju na daljinu u odvojenim vremenskim intervalima, zbog loših uslova širenja, nijedna metoda prijema ne daje rezultujući signal iznad nivoa potrebnog za normalan prijem. Najefikasniji metod prenosa informacija u takvim slučajevima je diskontinualna metoda komunikacije. U diskontinuiranom komunikacijskom sistemu, informacije se prenose samo u onim vremenskim intervalima tokom kojih je osiguran pouzdan prijem signala.
Metoda se zasniva na upotrebi reverznog komunikacionog kanala, koji daje procenu uslova za širenje radio talasa. Prije početka sljedeće komunikacijske sesije, emituje se sondirajući signal i informacije se akumuliraju na kraju odašiljanja u memorijskom uređaju. Kada je odnos signal-šum na prijemnoj tački iznad određenog praga zadnji kanalšalje se posebna komanda za prenos akumuliranih informacija, koje "pucaju", tj. prenose se brzinom višestruko većom od brzine prenosa u kontinuirani sistemi veze. Kada se nivo signala smanji, prijemna tačka prekida prenos informacija specijalni tim, nakon čega ponovo počinje da se emituje sondažni signal itd.
Broadcast diskretne poruke preko AM, FM ili FM (OFM) se obično obavlja jednostavnih signala, čija baza v=2 TF (2.1) ne prelazi nekoliko jedinica. Takvi signali su uskopojasni, budući da je širina pojasa emitovanog signala F jednak po redu veličine širini spektra originalnog signala (gdje je T- trajanje jednog početnog signala). Istovremeno, trenutno se koriste sistemi koji koriste složene širokopojasne signale od baza od nekoliko stotina ili čak hiljada i sa širinom spektra F>> fm. Jedan od načina za širenje spektra odašiljanog signala je dodjeljivanje originalnog signala složen signal, koji se sastoji od veliki broj P elementarni signali sa trajanjem Od tada je baza odašiljenog signala v= 2 TF= n>>1. Postoje i drugi načini za generiranje širokopojasnih signala na osnovu upotrebe posebne vrste modulacija. Glavne prednosti širokopojasnih signala, koje su izazvale povećano interesovanje poslednjih godina, su da takvi signali omogućavaju da se efikasno nosi sa uticajem višeputnih i spektralno koncentrisanih smetnji. U višeputnim kanalima, gde je rezultujući signal na prijemnoj lokaciji zbir signala pojedinačnih putanja (5.74), pored opšteg bledenja usled interferencije ovih puteva, moguća je i međusimbolna interferencija. Leži u činjenici da se zbog velikih kašnjenja zraka u odnosu na druge, signali susjednih simbola preklapaju. Ako su ovi simboli različiti i kašnjenje je istog reda s trajanjem signala koji im odgovaraju, tada su moguća značajna izobličenja koja smanjuju otpornost veze na buku. Objasnimo ovo na primjeru binarnog sistema, čiji se prijemni uređaj sastoji od dva usklađena filtera i kola odlučivanja (vidi sliku 5.7). Prisjetite se toga izlazni napon usklađenog filtera, zbog primljenog korisnog signala, je autokorelacija signala, pa je trajanje izlaznog signala određeno intervalom korelacije signala, koji je približno jednak Za uskopojasne signale i trajanje izlaznog napon je istog reda kao i trajanje elementarne poruke . Na sl. Kao primjer, slika 8.10.a prikazuje naponske ovojnice na izlazu usklađenih filtara pri prijemu binarne sekvence 1011, kada je signal uskopojasni i formiran od tri snopa. pune linije prikazani su naponi koji odgovaraju prvom snopu, a isprekidana linija pokazuje napone vezane za druga dva snopa. Iz slike se vidi da je u trenutku brojanja maksimalna vrijednost naponi prvog snopa na suprotnom filteru, postoje naponi iz drugih zraka. Postoji preklapanje signala koji istovremeno dolaze do uređaja za odlučivanje iz dva filtera, a vjerovatnoća greške naglo raste. Ova okolnost ograničava brzinu prijenosa informacija, jer za normalan rad potrebno je da trajanje elementa poruke T mnogo puta veći od maksimalnog kašnjenja zraka u odnosu jedan na drugi
Rice. 8.10. Odgovori na izlazu podudarnih filtera u binarni sistem: višestruki uskopojasni (ali) i širokopojasni (b) signale
Drugačija slika se uočava u slučaju širokopojasnih signala, kada v>>1 I<<T (Sl. 8.106). Izlazni signali u ovom slučaju se ne preklapaju ako . < T. Ovaj uslov je manje strog, pa je stoga moguće značajno povećati brzinu rada u odnosu na uskopojasne sisteme. Razdvajanjem snopova u širokopojasnim sistemima eliminiše se interferencija između njih, odnosno jedan od uzroka slabljenja signala. Štaviše, ovdje je moguće, dodatnom obradom, dodati sve razdvojene grede i na taj način koristite multipath za poboljšanje otpornosti na buku.
Razmotrimo rad sistema sa širokopojasnim signalima pod uticajem aditivnog šuma. Na prvi pogled, upotreba širokopojasnih signala izgleda neprikladna, jer dovodi do povećanja snage smetnje u opsegu signala i povećava vjerovatnoću međusobne interferencije između signala susjednih u spektru. Međutim, to nije sasvim tačno. Kod optimalnog prijema diskretnih poruka, otpornost na šum u kanalu sa Gausovim šumom, kao što je poznato, određena je samo odnosom energije signala i spektralne gustine šuma, odnosno ne zavisi od širine spektra signala. Posljedično, otpornost na buku uskopojasnih i širokopojasnih sistema sa fluktuacijskim šumom je ista. Ako se prijem vrši pomoću filtera usklađenog sa širokopojasnim signalom koji ima ujednačen spektar u opsegu F, zatim prema (4.35) pojačanje filtera k(f) može se uzeti jednako 1 u opsegu F i računaj k(f)=0 na drugim frekvencijama. Zatim, u skladu sa (4.34), odnos snaga signala i šuma na izlazu usklađenog filtera
(8.16)
što se poklapa sa izrazom (4.3). Dobitak dobijen u ovom slučaju za n puta je zbog činjenice da se ovdje, baš kao i kod sinhronog akumuliranja (vidjeti § 4.2), kao rezultat obrade složenog signala i šuma u usklađenom filteru, svi P- elementarni signali se dodaju naponom, a smetnje - snagom.
Kada je izložen smetnjama koncentrisanim po spektru, a takve smetnje su bilo koji uskopojasni signal koji se nalazi u opsegu F, sve spektralne komponente interferencije će proći na izlaz usklađenog filtera. Dakle, zamjenom u (8.16), umjesto u Rsh koncentrisana snaga interferencije Rp, dobijamo
Ako spektar signala sadrži m nezavisne koncentrisane smetnje, onda, očigledno,
(8.17)
Iz toga slijedi da je odnos signala i šuma, uz ostale jednake stvari, direktno proporcionalan širini spektra signala. F. Stoga se širokopojasni signali mogu efikasnije nositi sa smetnjama koncentrisanim duž spektra nego uskopojasni signali. Ovdje se, naravno, mora imati na umu da ako zbog povećanja m ukupna snaga smetnje se proporcionalno povećava F, tada proširenje spektra signala ne daje dobit
Prednosti širokopojasnih komunikacionih sistema jasnije se otkrivaju u opštijoj formulaciji pitanja međusobnih uticaja signala. U nekim slučajevima, prijenos informacija preko radio kanala je otežan zbog velike zagušenosti korištenih frekvencijskih opsega. U realnim uslovima potrebno je uzeti u obzir neizbježno kršenje regulacije frekvencija dodijeljenih za svaki signal iz različitih razloga. Često postoji simultani prijenos signala sa spektrima koji se međusobno preklapaju. Ograničavajući slučaj je situacija kada uopće nema regulacije frekvencije. Pretpostavimo da se u frekvencijskom opsegu istovremeno prenosi P uskopojasni signali, od kojih se svaki može nalaziti bilo gdje u opsegu s istom vjerovatnoćom. Pod ovim uslovima izračunavamo odnos signal-interferencija za prenos dodatnog uskopojasnog ili širokopojasnog signala. Radi jednostavnosti, pretpostavićemo da sve P uskopojasni signali imaju istu snagu RP i imaju isti frekvencijski opseg
Sa ujednačenim energetskim spektrom. Ako je spektar primljenog uskopojasnog signala, čija je širina pojasa također jednaka F, potpuno se preklapa k ometajućih signala, tada će odnos signal-šum na izlazu usklađenog filtera u skladu sa 1 (8.17) biti jednak:
Po uslovu, sve vrijednosti k Osim toga, stepen preklapanja spektra korisnih i ometajućih signala, a samim tim i snaga smetnje, je kontinuirana slučajna varijabla. Dakle, relacija ima slučajan karakter i nalazi se u intervalu
(8.18)
Rice. 8.11. Integralne distribucije odnosa signal-interferencija u sistemima sa širokopojasnim i uskopojasnim signalima
Integralna distribucija, odnosno vjerovatnoća koja nije prešla određenu vrijednost q opisano kontinuiranom zavisnošću Na pirinač. 8.11 prikazuje približan grafikon ove funkcije za (8.18).
Izračunajmo sada omjer qsh,, ako se, pod istim uslovima, prenosi širokopojasni signal umjesto korisnog uskopojasnog signala. Pretpostavićemo da njegov spektar jednoliko zauzima čitav opseg, tj. F = FD. Prema (8.17), u ovom slučaju relacija qsh je konstanta
a integralna raspodjela se naglo mijenja na . Ova distributivna parcela za Rs=PP takođe prikazano na sl. 8.11. Iz poređenja distribucija i qsh proizilazi da postoji određena vjerovatnoća vrijednosti koje su manje od qw0. Budući da se većina grešaka javlja pri niskim omjerima signal-interferencija, u uslovima velikog opterećenja opsega, kada je vjerovatnoća je dovoljno velika, prijenos informacija uskopojasnim signalom ima u prosjeku nižu otpornost na buku u odnosu na prijenos širokopojasnim signalom. Postavlja se pitanje: šta će se dogoditi ako sve stanice šalju informacije u širokopojasnim signalima? Neka u opsegu frekvencija FD su postavljeni n potpuno preklapajući širokopojasni signali, svaki sa širinom spektra F= FD i moć Rs. Ako se, pod ovim uslovima, prenosi još jedan isti signal, tada će odnos signal-šum na izlazu usklađenog filtera u skladu sa (8.16) biti jednak:
(8.19)
gdje je energetski spektar signala.
Dakle, ovdje je integralna raspodjela qsh takođe ima oblik skoka, prikazanog na sl. 8.11. Iz ovoga slijedi da su međusobne smetnje pri korištenju širokopojasnih signala u zauzetim opsezima manje opasna nego kod prijenosa uskopojasnih signala. Zanimljivo je napomenuti da je, uprkos potpunom preklapanju spektra, odgovarajući izbor trajanja signala T uvijek je moguće postići neophodan višak istog nad interferencijom (8.19).
Širokopojasni signali imaju relativno nisku spektralnu gustinu, koja u nekim slučajevima čak može biti niža od gustine šuma. Ova karakteristika omogućava prikriveni prenos širokopojasnih signala, kao i minimiziranje njihovog ometajućeg efekta na uskopojasne signale.
Pošaljite svoj dobar rad u bazu znanja je jednostavno. Koristite obrazac ispod
Studenti, postdiplomci, mladi naučnici koji koriste bazu znanja u svom studiranju i radu biće vam veoma zahvalni.
Objavljeno na http://www.allbest.ru//
Objavljeno na http://www.allbest.ru//
Uvod
Komunikacioni sistemi sa SHPS zauzimaju posebno mesto među različitim komunikacionim sistemima, što se objašnjava njihovim svojstvima. Prvo, imaju visoku otpornost na buku pod djelovanjem snažnih smetnji. Drugo, obezbeđuju kodirano adresiranje velikog broja pretplatnika i njihovo odvajanje koda kada rade u zajedničkom frekvencijskom opsegu. Treće, obezbeđuju kompatibilnost prijema-informacije sa visokom pouzdanošću merenja parametara kretanja objekta sa visokom preciznošću i rezolucijom. Sva ova svojstva komunikacionih sistema sa NLS su odavno poznata, ali kako je snaga smetnje bila relativno mala, a elementarna baza nije dozvoljavala da se formiranje i procesiranje uređaja implementira u prihvatljivim dimenzijama, komunikacioni sistemi sa NLS nisu uspeli. dobiti široki razvoj za dugo vremena. Do sada se situacija dramatično promijenila. Snaga interferencije na ulazu prijemnika može premašiti korisnu snagu signala za nekoliko redova veličine. Da bi se osigurala visoka otpornost na buku kod ovakvih smetnji, potrebno je koristiti NLS sa super velikim bazama (desetine do stotine hiljada), ansambli (sistemi) signala treba da se sastoje od desetina do stotina miliona NLS sa super velikim bazama. Zauzvrat, implementacija uređaja za formiranje i obradu takvih signala postaje moguća u bliskoj budućnosti zbog brzog razvoja veoma velikih integrisanih kola (VLSI), specijalizovanih mikroprocesora (SMP), uređaja sa površinskim akustičnim talasima (SAW), Charge-coupled devices (CCD) Svi ovi razlozi izazvali su novi period procvata komunikacionih sistema sa NLS, usled čega će se posle izvesnog vremena pojaviti ovakvi sistemi druge generacije.
Složeni cilj ovog nastavnog sredstva je jačanje i povećanje znanja iz teorijskog kursa predavanja - "Digitalne metode obrade signala". Ovaj priručnik je namijenjen kao podrška teorijskom kursu kako bi studenti mogli naučiti širokopojasne signale i komunikacione sisteme u praksi koristeći personalni računar.
Ciljevi nastavnog sredstva su:
Upoznavanje sa glavnim vrstama SPS;
Proučavanje metoda obrade SPS;
Proučavanje signala s faznim pomakom na primjerima Barkerovog koda i M-sekvenci;
Ispitivanje svojstava NLS pomoću posebnog kompjuterskog programa
Modul: "Širokopojasni komunikacioni sistemi"
Razumijevanje širokopojasnih signala
Definicija SPS. Upotreba SHPS-a u komunikacijskim sistemima.
Širokopojasni (složeni, nalik šumu) signali (NSS) su oni signali kod kojih su produkti širine aktivnog spektra F i trajanja T mnogo veći od jedinice. Ovaj proizvod se naziva signalna baza B. Za NPS
B = FT>>1 (1)
Širokopojasni signali se ponekad nazivaju složenim za razliku od jednostavnih signala (npr. kvadratni, trouglasti, itd.) sa B=1. Budući da spektar signala ograničenog trajanja ima neograničenu dužinu, za određivanje širine spektra koriste se različite metode i tehnike.
Povećanje baze u NPS-u postiže se dodatnom modulacijom (ili ključanjem) frekvencije ili faze u trenutku trajanja signala. Kao rezultat toga, spektar signala F (uz zadržavanje njegovog trajanja T) je značajno proširen. Dodatna modulacija amplitude unutar signala rijetko se koristi.
U komunikacionim sistemima sa NLS, širina spektra emitovanog signala F je uvek mnogo veća od širine spektra informativne poruke.
BSS se koristi u širokopojasnim komunikacionim sistemima (BSS) jer:
omogućavaju vam da u potpunosti shvatite prednosti optimalnih metoda obrade signala;
pružaju visoku otpornost na buku komunikacije;
omogućavaju vam da se uspešno nosite sa višeputnim širenjem radio talasa odvajanjem snopova;
omogućavaju istovremeni rad više pretplatnika u zajedničkom frekvencijskom opsegu;
omogućavaju vam stvaranje komunikacijskih sistema sa povećanom tajnošću;
obezbijediti elektromagnetnu kompatibilnost (EMC) SHPSS sa uskopojasnim radio komunikacijskim i radiodifuznim sistemima, televizijskim sistemima za emitovanje;
omogućavaju bolju upotrebu frekventnog spektra na ograničenom području u poređenju sa uskopojasnim komunikacionim sistemima.
Otpornost SHPSS na buku.
Određuje se dobro poznatom relacijom koja povezuje odnos signal-šum na izlazu prijemnika q2 sa odnosom signal-šum na ulazu prijemnika c2:
gdje je s2 = Rs/Rp (Rs, Rp - NPS snaga i smetnje);
q2=2E/ Np, E - NPS energija, Np - spektralna gustina snage interferencije u NPS opsegu. Prema tome, E = PsT, a Np = Pp / F;
B - baza ShPS-a.
Odnos signal-šum na izlazu q2 određuje karakteristike performansi NPS prijema, a odnos signal-šum na ulazu c2 određuje energiju signala i smetnje. Vrijednost q2 se može dobiti prema zahtjevima sistema (10...30 dB) čak i ako je c2<<1. Для этого достаточно выбрать ШПС с необходимой базой В, удовлетворяющей (2). Как видно из соотношения (2), прием ШПС согласованным фильтром или коррелятором сопровождается усилением сигнала (или подавлением помехи) в 2В раз. Именно поэтому величину
KShPS = q2/s2 (3)
naziva se dobitak obrade NPS-a ili jednostavno dobitak obrade. Iz (2), (3) slijedi da je procesno pojačanje KShPS = 2V. U NSSS prijem informacija karakteriše odnos signal-šum h2= q2/2, tj.
Relacije (2), (4) su fundamentalne u teoriji komunikacionih sistema sa NLS. Dobijaju se za interferenciju u obliku bijelog šuma sa ujednačenom spektralnom gustinom snage unutar frekvencijskog pojasa, čija je širina jednaka širini NLS spektra. Istovremeno, ovi odnosi vrijede za širok spektar smetnji (uskopojasni, impulsni, strukturni), što određuje njihovu fundamentalnu važnost.
Dakle, jedna od glavnih namena komunikacionih sistema sa NLS-om je da obezbedi pouzdan prijem informacija pod uticajem snažnih smetnji, kada odnos signal-šum na ulazu prijemnika c2 može biti mnogo manji od jedinice. Treba još jednom napomenuti da su gore navedene relacije striktno važeće za interferenciju u obliku Gaussovog slučajnog procesa sa uniformnom spektralnom gustinom snage („bijeli” šum).
Glavne vrste SHPS
Poznat je veliki broj različitih NLS-ova, čija se svojstva odražavaju u mnogim knjigama i člancima iz časopisa. SPS se dijele na sljedeće vrste:
frekvencijsko modulirani (FM) signali;
multifrekventni (MF) signali;
signali sa faznim pomakom (PM) (signali sa kodnom faznom modulacijom - QPSK signali);
signali diskretne frekvencije (DF) (signali sa kodiranom frekvencijskom modulacijom - CFM signali, signali sa pomakom frekvencije (FM));
diskretna kompozitna frekvencija (DSC) (kompozitni signali sa kodiranom frekvencijskom modulacijom - SMCH signali).
Frekventno modulirani (FM) signali su kontinuirani signali čija frekvencija varira prema datom zakonu. Slika 1a prikazuje FM signal čija frekvencija varira u skladu sa zakonom u obliku slova V od f0-F / 2 do f0 + F / 2, gdje je f0 centralna noseća frekvencija signala, F je širina spektra, što je opet jednako devijaciji frekvencije F = ?fd. Trajanje signala je T.
Slika 1b prikazuje ravan frekvencije-vrijeme (f, t) na kojoj šrafiranje približno prikazuje distribuciju energije FM signala u frekvenciji i vremenu. Baza FM signala po definiciji (1) jednaka je:
B = FT=?fdT (5)
Objavljeno na http://www.allbest.ru//
Objavljeno na http://www.allbest.ru//
Slika 1 - Frekvencijski modulirani signal i vremensko-frekvencijska ravan
Frekvencijski modulirani signali našli su široku primjenu u radarskim sistemima, jer se za određeni FM signal može kreirati usklađeni filter na uređajima s površinskim akustičnim valovima (SAW). U komunikacijskim sistemima potrebno je imati mnogo signala. U ovom slučaju, potreba za brzom promjenom signala i prebacivanjem opreme za formiranje i obradu dovodi do činjenice da zakon promjene frekvencije postaje diskretan. U ovom slučaju, FM signali se prenose na HF signale.
Multifrekventni (MF) signali (slika 2a) su zbir N harmonika u(t) ... uN(t), čije su amplitude i faze određene u skladu sa zakonima formiranja signala. Na vremensko-frekvencijskoj ravni (slika 2b), šrafiranje naglašava raspodjelu energije jednog elementa (harmonika) MF signala na frekvenciji fk. Svi elementi (svi harmonici) potpuno preklapaju odabrani kvadrat sa stranicama F i T. Baza signala B jednaka je površini kvadrata. Širina spektra elementa F0?1/T. Dakle, baza MF signala
tj. poklapa se sa brojem harmonika. MF signali su kontinuirani i teško je prilagoditi metode digitalne tehnologije za njihovo formiranje i obradu. Osim ovog nedostatka, imaju i sljedeće:
a) imaju loš krest faktor (vidi sliku 2a);
b) da bi se dobila velika baza B, potrebno je imati veliki broj frekvencijskih kanala N. Stoga se MF signali ne razmatraju dalje.
Phase-shift keyed (PM) signali su niz radio impulsa, čije se faze mijenjaju prema datom zakonu. Obično faza ima dvije vrijednosti (0 ili p). U ovom slučaju, RF FM signal odgovara video-FM signalu (slika 3a), koji se sastoji od pozitivnih i negativnih impulsa. Ako je broj impulsa N, onda je trajanje jednog impulsa jednako f0 = T/N, a širina njegovog spektra je približno jednaka širini spektra signala F0 =1/f0=N/T. Na frekvencijsko-vremenskoj ravni (slika 3b)
Objavljeno na http://www.allbest.ru//
Objavljeno na http://www.allbest.ru//
Slika 2 – Višefrekventni signal i vremensko-frekventna ravan
Objavljeno na http://www.allbest.ru//
Objavljeno na http://www.allbest.ru//
Slika 3 - Signal sa pomakom faze i vremensko-frekventna ravan
Šrafiranjem se ističe raspodjela energije jednog elementa (pulsa) FM signala. Svi elementi preklapaju odabrani kvadrat sa stranicama F i T. Baza PM signala
B = FT =F/f0=N, (7)
one. B je jednako broju impulsa u signalu.
Mogućnost korištenja FM signala kao NPS sa bazama B = 104 ... 106 ograničena je uglavnom opremom za obradu. Kod upotrebe usklađenih filtera u obliku SAW uređaja moguć je optimalan prijem FM signala sa maksimalnim bazama Vmax = 1000 ... 2000. FM signali koji se obrađuju takvim filterima imaju širok spektar (oko 10 ... 20 MHz) i relativno kratke trajanja (60 ... 100 µs). Obrada FM signala uz pomoć video-frekvencijskih linija kašnjenja pri prenošenju spektra signala u video-frekvencijsku oblast omogućava dobijanje baza B = 100 na F?1 MHz, T? 100 µs.
Usklađeni filteri zasnovani na uređajima sa spregnutim punjenjem (CCD) su vrlo obećavajući. Prema objavljenim podacima, korištenjem usklađenih CCD filtera moguće je obraditi PM signale sa bazama od 102 ... 103 s trajanjem signala od 10-4 ... 10-1 s. CCD digitalni korelator je sposoban za obradu signala do baze 4,104.
Treba napomenuti da je preporučljivo obraditi PM signale sa velikim bazama pomoću korelatora (na LSI ili CCD). Istovremeno, čini se da je B = 4 104 granica. Ali kod upotrebe korelatora potrebno je prije svega riješiti problem ubrzanog ulaska u sinkronizam. Pošto PM signali omogućavaju široku upotrebu digitalnih metoda i tehnika za generisanje i obradu, a takvi signali se mogu realizovati sa relativno velikim bazama, stoga su PM signali jedan od obećavajućih tipova NLS.
Signali diskretne frekvencije (DF) predstavljaju niz radio impulsa (slika 4a), čije se frekvencije nosioca mijenjaju prema datom zakonu. Neka je broj impulsa u DC signalu M, trajanje impulsa je T0=T/M, širina njegovog spektra F0=1/T0=M/T. Iznad svakog impulsa (slika 4a) je naznačena njegova noseća frekvencija. Na vremensko-frekvencijskoj ravni (slika 4b), šrafiranjem se ističu kvadrati u kojima se distribuira energija impulsa istosmjernog signala.
Kao što se može vidjeti sa slike 4b, energija jednosmjernog signala je neravnomjerno raspoređena na frekvencijsko-vremenskoj ravni. Baza RF signala
B \u003d FT \u003d MF0MT0 \u003d M2F0T0 \u003d M2 (8)
pošto je baza momenta F0T0 = l. Iz (8) proizilazi glavna prednost DF signala: da bi se dobila potrebna baza B, broj kanala M =, tj. mnogo je manji nego za MF signale. Upravo je ova okolnost dovela do pažnje na takve signale i njihovu upotrebu u komunikacijskim sistemima. Istovremeno, za velike baze B = 104 ... 106, nije preporučljivo koristiti samo VF signale, jer je broj frekvencijskih kanala M = 102 ... 103, što se čini pretjerano velikim.
Signali diskretne kompozitne frekvencije (DSF) su DC signali u kojima je svaki impuls zamijenjen signalom sličnim šumu. Slika 5a prikazuje PM signal video frekvencije, čiji se pojedinačni dijelovi emituju na različitim nosećim frekvencijama. Brojevi frekvencija su naznačeni iznad FM signala. Slika 5b prikazuje ravan frekvencije-vreme, na kojoj je distribucija energije DFS signala istaknuta šrafiranjem. Slika 5b se po strukturi ne razlikuje od slike 4b, ali je za sliku 5b površina F0T0 = N0 jednaka broju impulsa PM signala u jednom frekvencijskom elementu DFS signala. DFS signalna baza
B = FT = M2F0T0 = N0M2 (9)
Broj impulsa ukupnog PM signala N=N0M
DFS signal prikazan na slici 5 sadrži PM signale kao elemente. Stoga će takav signal biti skraćen kao DFS-FM signal. DF signali se mogu uzeti kao elementi DFS signala. Ako je osnova elementa istosmjernog signala B = F0T0 = M02, tada je baza cijelog signala B = M02M2
Takav signal može biti skraćen kao DSC-FM. Broj frekvencijskih kanala u DFS-FM signalu je M0M. Ako DC signal (vidi sliku 4) i DFS-FM signal imaju jednake baze, onda i oni imaju isti broj frekvencijskih kanala. Dakle, DFS-FM signal nema posebne prednosti u odnosu na DC signal. Ali principi konstruisanja DFS-FM signala mogu biti korisni pri izgradnji velikih sistema jednosmernih signala. Dakle, najperspektivniji NSS za komunikacione sisteme su FM, DC, DFS-FM signali.
Objavljeno na http://www.allbest.ru//
Objavljeno na http://www.allbest.ru//
Slika 4 - Diskretni frekvencijski signal i vremensko-frekvencijska ravan
Objavljeno na http://www.allbest.ru//
Objavljeno na http://www.allbest.ru//
Slika 5 – Diskretni kompozitni frekvencijski signal sa faznim pomakom DFS-PM i vremensko-frekvencijskom ravni.
Principi optimalne filtracije. Optimalni SPS filter
Prijem i obrada signala raznim radiotehničkim uređajima, u pravilu se odvija u pozadini manje ili više intenzivnih smetnji. Izbor sistema uređaja zavisi od toga koji od sledećih zadataka treba da se reši:
jedan . Detekcija signala, kada samo trebate odgovoriti da li primljeni talasni oblik sadrži koristan signal ili je samo šum.
2. Procjena parametara, kada je potrebno odrediti vrijednost jednog ili više parametara korisnog signala (amplituda, frekvencija, vremenski položaj, itd.) sa najvećom tačnošću. Za teoriju radio kola i signala od najvećeg je interesa proučavanje mogućnosti ublažavanja štetnih efekata smetnji za dati signal i datu smetnju izborom prave prijenosne funkcije prijemnika. Stoga će se u budućnosti odrediti karakteristike prijemnika koji su optimalno usklađeni sa signalom i smetnjama. U zavisnosti od toga koji od gore navedenih zadataka se rešava, kriterijumi optimalnosti filtera za dati signal u prisustvu interferencije sa datim statističkim karakteristikama mogu biti različiti. Za problem detekcije signala u šumu, najčešće korišteni kriterij je maksimalni omjer signal-šum na izlazu filtera.
Zahtjevi za filter koji maksimizira omjer signal-šum formulirani su na sljedeći način. Aditivna mješavina signala S(t) i šuma n(t) se dovodi na ulaz linearnog četveropola sa konstantnim parametrima i prijenosnom funkcijom (slika 6).
Objavljeno na http://www.allbest.ru//
Objavljeno na http://www.allbest.ru//
Slika 6
Signal je potpuno poznat, što znači da je zadan njegov oblik i položaj na vremenskoj osi. Šum je probabilistički proces sa datim statističkim karakteristikama. Potrebno je sintetizirati filter koji obezbjeđuje najveći mogući omjer vršne vrijednosti signala i RMS vrijednosti šuma na izlazu, drugim riječima, za određivanje prijenosne funkcije. U ovom slučaju nije postavljen uslov očuvanja oblika signala na izlazu filtera, jer oblik nije bitan za njegovu detekciju u šumu.
Predstavimo rezultate rješavanja problema za "standardnu" interferenciju tipa bijelog šuma. Podsjetimo da je bijeli šum nasumičan proces sa ujednačenom distribucijom energije po frekventnom spektru, tj. W(u) = W0 = const i 0<щ
Ovdje je A proizvoljni konstantni koeficijent, kompleksna konjugirana funkcija sa spektralnom funkcijom signala.
Iz relacije (10) slijede dva uslova za fazno-frekvencijsku (PFC) i amplitudno-frekvencijsku (AFC) karakteristike usklađenog filtera:
1) K(u)=AS(u) (11)
one. modul funkcije prijenosa, do konstantnog koeficijenta A, poklapa se sa amplitudnim spektrom signala i
2) ck=-[cs(w)+wt0] (12)
tss(w) - fazni spektar signala.
Fizičko značenje dobijenih izraza za frekvencijski odziv (11) i fazni odziv (12) optimalnog filtera jasno je iz sljedećih razmatranja. Kada je relacija (11) zadovoljena, energija šuma koja zauzima beskonačan frekvencijski opseg na ulazu filtera je na izlazu prigušena mnogo jače od energije signala koji ima istu spektralnu širinu kao i širina opsega prijemnika.
Prvi član u izrazu za PFC -tss(u) kompenzira faznu karakteristiku ulaznog signala ts(u), kao rezultat prolaska kroz filter u trenutku t0, svi harmonici signala se dodaju u fazi, formirajući vrh izlaznog signala. Istovremeno, to dovodi do promjene valnog oblika na izlazu filtera. Drugi pojam ut0 označava kašnjenje svih komponenti signala za isto vrijeme t0>Tc, gdje je Tc trajanje signala. Fizički, to znači da, kako bi se u potpunosti iskoristila energija ulaznog signala, kašnjenje odgovora filtera mora biti najmanje onoliko koliko i trajanje signala.
Upotreba izraza (10) svodi problem sinteze usklađenog filtera na problem konstruisanja električnog kola na osnovu poznatog transmisionog koeficijenta.
Drugi način je odrediti impulsni odziv kola, a zatim dizajnirati četveropol s takvom karakteristikom.
Po definiciji, impulsni odziv kola g(t) je signal na njegovom izlazu kao odgovor na djelovanje u obliku d - funkcije, tj. imaju ujednačenu spektralnu gustinu za sve frekvencije. U ovom slučaju, spektralna gustina izlaznog signala i vrsta signala na izlazu, prema Fourierovoj transformaciji i uzimajući u obzir relaciju (10),
Impulsni odziv optimalnog filtera, tj. odgovor na q impuls je stoga zrcalna slika signala sa kojim se ovaj filter poklapa. Osa simetrije prolazi kroz tačku t0/2 na x-osi (slika 7).
Objavljeno na http://www.allbest.ru//
Objavljeno na http://www.allbest.ru//
Slika 7
Izlazni valni oblik optimalnog filtera može se odrediti korištenjem općeg odnosa
Po definiciji, signal na izlazu optimalnog filtera,
gdje je Bs(t-t0) autokorelacija signala (ACF).
Dakle, signal na izlazu usklađenog filtera, do konstantnog koeficijenta A, poklapa se sa autokorelacionom funkcijom ulaznog signala. Odnos signal-šum na izlazu je glavna mjera efikasnosti optimalnog filtera (OF). Prikazujemo samo rezultat proračuna prema kojem
gdje je RMS vrijednost šuma na izlazu filtera, vršna vrijednost signala na izlazu;
E - energija signala na ulazu filtera;
W0 je spektralna gustina snage bijelog šuma.
Izraz (16), koji omogućava određivanje efikasnosti usklađenog filtera, pokazuje da kod bijelog šuma odnos signal-šum na njegovom izlazu zavisi samo od energije signala i energetskog spektra šuma W0. U slučaju SPS-a:
E = NE0 je energija signala, E0 je energija elementarnog praska, N je broj rafala u signalu, c je odnos signala i šuma na OF ulazu.
To proizilazi iz izraza (15.17): prvo, OF povećava omjer signal-šum u smislu izlazne snage za N puta, a drugo, jedna od mogućih implementacija optimalnog filtera je korelator ili program koji izračunava ACF signala.
Signali sa faznim pomakom
Phase-shift keying se često koristi kao modulacija unutar signala. Phase-shift keyed (PM) signali su niz radio impulsa jednake amplitude, čije se početne faze mijenjaju prema datom zakonu. U većini slučajeva, PM signal se sastoji od radio impulsa s dvije vrijednosti početnih faza: 0 i.
Slika 8a prikazuje primjer FM signala koji se sastoji od 7 radio impulsa. Slika 8b prikazuje omotač (generalno složen) istog signala. U primjeru koji se razmatra, omotač je niz pozitivnih i negativnih pojedinačnih pravokutnih video impulsa. Takva pretpostavka o pravougaonosti impulsa koji formiraju PM signal vrijedi za teorijske studije. Međutim, kada se generišu PM signali i prenose preko komunikacionih kanala sa ograničenim propusnim opsegom, impulsi su izobličeni i PM signal prestaje da bude idealan kao na slici 8a. Envelope u potpunosti karakterizira PM signal. Zbog toga se u radu istražuju svojstva omotača PM signala.
Pravougaoni impuls u(t) sa jediničnom amplitudom i trajanjem 0, koji je osnova PM, zapisuje se kao u (t) = 1 pri 0 t 0.
Envelope koji se sastoji od N pojedinačnih video impulsa može se predstaviti kao:
U(t) = an u
gdje amplituda an poprima vrijednosti +1 ili -1. Ukupno trajanje PM signala je T = N0.
Niz simbola (amplituda impulsa) A = (a1, a2 ... an ... aN) naziva se kodni niz. Moguće su sljedeće ekvivalentne oznake kodnih sekvenci:
A =(111-1-11-1) = (1110010) =(+ + + - - + -), ovdje je N = 7.
Objavljeno na http://www.allbest.ru//
Objavljeno na http://www.allbest.ru//
Slika 8 - PM signal, njegov kompleksni omotač
Spektar PM signala
Spektralna svojstva PM signala određena su spektrom impulsa u(t) i kodnom sekvencom A. Spektar pravokutnog video impulsa S():
S() = 0 exp(-i0/2)
Spektar pravokutnog signala sastoji se od tri faktora. Prvi - jednak f0 je površina impulsa 1f0. Drugi faktor sin(0/2)/(0/2) u obliku funkcije uzorkovanja sin(x)/x karakterizira distribuciju frekvencija spektra. Treći faktor je posledica pomeranja centra impulsa u odnosu na ishodište za polovinu trajanja impulsa 0/2.
Spektar PM signala G(), tačnije spektar omotača, uzimajući u obzir teoremu pomaka, ima sljedeći oblik:
G() = S() an exp [-i(n-1)0]
Zbir na desnoj strani je spektar kodnog niza A i u nastavku se označava kao H(). dakle,
u(t) S(), A H(), U(t) G(),
Predstavljanje spektra PM signala kao proizvoda je zgodno jer prvo možete pronaći spektre S() i H() odvojeno, a zatim ih pomnožiti da biste dobili spektar PM signala. Osobine spektra pravougaonog impulsa su dobro poznate: ima strukturu latica sa nulama u tačkama /, 2/ i tako dalje. Amplitudni spektar kodne sekvence se u prosjeku približava spektru bijelog šuma i karakteriziraju značajne fluktuacije oko prosjeka jednake
Fazni spektar kodnog niza takođe karakteriše značajna nepravilnost.
Funkcija autokorelacije (ACF).
ACF PM signala ima oblik tipičan za sve tipove NLS. Normalizovani ACF se sastoji od centralnog (glavnog) tipa sa amplitudom od 1, koji se nalazi na intervalu (-,) i bočnim (pozadinskim) maksimumima raspoređenim na intervalu (-,) i (,).
Amplitude bočnih tipova poprimaju različite vrijednosti, ali su za signale sa “dobrom” korelacijom male, tj. mnogo manja od amplitude centralnog vrha. Odnos amplitude centralnog vrha (u ovom slučaju 1) i maksimalne amplitude bočnih maksimuma naziva se koeficijent supresije K. Za proizvoljne NLS sa bazom B
Za FM ShPS K1. Primjer NLS ACF-a dat je na slici 9. Vrijednost K značajno ovisi o vrsti kodnog niza A. Pravilnim izborom zakona formiranja A moguće je postići maksimalno potiskivanje, au nekim slučajevima i jednakost amplituda svih bočnih maksimuma.
Barker Signals
Kodni niz Barkerovog signala sastoji se od simbola 1 i karakterizira ga normalizirani ACF oblika:
gdje je l = 0, 1, ... (N-1)/2.
Predznak u posljednjem redu ovisi o vrijednosti N. Slike 8-9 prikazuju PM signal, njegovu kompleksnu ovojnicu i ACF sedmocifrenog Barkerovog koda.
Iz (18) proizilazi da je jedna od karakteristika Barkerovog signala jednakost amplituda svih (N-1) bočnih maksimuma ACF-a, i svi oni imaju najniži mogući nivo, koji ne prelazi 1/N. Tabela 1 navodi poznate sekvence Barkerovog koda i njihove nivoe bočnih ACF tipova. Kodni nizovi sa svojstvima (18) za N 13 nisu pronađeni.
Objavljeno na http://www.allbest.ru//
Objavljeno na http://www.allbest.ru//
Slika 9 - ACF sedmocifrenog Barkerovog koda
Tabela 1 Sekvence Barkerovog koda
|
kodni niz |
nivo bočnog režnja |
||
|
1 1 1 -1 -1 1 -1 |
|||
|
1 1 1 -1 -1 -1 1 -1 -1 1 |
|||
|
1 1 1 1 1 -1 -1 1 1 -1 1 -1 1 |
Formiranje i obrada Barkerovih signala. Formiranje Barkerovih signala može se vršiti na više načina, kao i proizvoljnog PM signala. Budući da su Barkerovi signali bili prvi PNR-ovi i sa najboljim ACF-ovima, razmotrimo ukratko jednu od mogućih metoda za generiranje i obradu Barker signala.
Slika 10 prikazuje Barkerov generator signala sa N=7. Generator taktnih impulsa (GSI) generiše uske pravougaone taktne impulse, čiji je period ponavljanja jednak trajanju Barkerovog signala T=7f0, a f0 je trajanje jednog (jednog) pravougaonog impulsa. Generator takta pokreće generator pojedinačnih impulsa (GOI), koji zauzvrat generiše pojedinačne pravougaone impulse trajanja φ0 i perioda T. Pojedinačni pravougaoni impulsi se unose na ulaz linije kašnjenja sa više odvoda (MLZ), koja ima N-1 = 6 sekcija sa slavinama u vremenskim intervalima jednakim φ0. Broj tapova, uključujući početak reda, je 7. Pošto sekvenca Barkerovog koda sa N = 7 ima oblik 111-1 -11 -1, impulsi iz prvog, drugog, trećeg i šestog tapova (broj čuva se od početka reda) ulazni su sabirač (+) direktno, a impulsi iz četvrtog, petog i sedmog odvoda se preko invertera (IN) unose na ulaz sabirača koji pretvaraju pozitivne pojedinačne impulse u negativne , odnosno mijenjaju fazu na str. Stoga se pretvarači nazivaju i fazni pomaci. Na izlazu sabirača nalazi se Barker video signal (slika 8b), koji se zatim dovodi na jedan ulaz balansiranog modulatora (BM), na čiji se drugi ulaz napaja oscilacija radio frekvencije na nosećoj frekvenciji, koju generiše generator frekvencije nosioca (LFG). Balansirani modulator izvodi fazno podešavanje oscilacije LFO radio frekvencije u skladu sa sekvencom Barkerovog koda: video impuls sa amplitudom 1 odgovara radio impulsu sa fazom 0, a video impuls sa amplitudom -1 odgovara radio impulsu sa fazom str. Dakle, na izlazu balansiranog modulatora postoji Barkerov RF signal (slika 8a).
Objavljeno na http://www.allbest.ru//
Objavljeno na http://www.allbest.ru//
Slika 10 - Generator Barker signala sa N = 7
Optimalna obrada Barkerovih signala, kao i drugih NLS-ova, vrši se ili uz pomoć usklađenih filtera ili uz pomoć korelatora. Postoji nekoliko načina da se konstruišu usklađeni filteri i korelatori koji se međusobno razlikuju po tehničkoj implementaciji, ali daju isti maksimalni odnos signal-šum na izlazu. Slika 11 prikazuje usklađeno filtarsko kolo za Barkerov signal sa N = 7. Iz izlaza pojačivača srednje frekvencije prijemnika, signal ide do usklađenog filtera pojedinačnih impulsa (SPF), koji vrši optimalnu obradu (filtriranje) jedan pravougaoni radio impuls sa središnjom frekvencijom jednakom međufrekvenciji prijemnika. Na izlazu SFOI, radio impuls ima trokutasti omotač. Trokutasti radio impulsi sa baznim trajanjem od 2 f0 stižu do MLZ, koji ima 6 sekcija i 7 slavina (uključujući početak linije). Grane slijede kroz f0. Pošto je impulsni odziv usklađenog filtera isti kao i zrcalna slika, kodni impulsni odziv filtera za Barkerov signal sa N=7 treba postaviti u skladu sa sekvencom -11-1-1111. Dakle, radio impulsi iz druge, pete, šeste i sedme MLZ slavine ulaze direktno u sabirač (+), a radio impulsi iz prve, treće i četvrte slavine prolaze kroz pretvarače (IN) koji mijenjaju fazu u p. Na izlazu sabirača nalazi se ACF Barkerovog signala, čija je ovojnica prikazana na slici 9.
Objavljeno na http://www.allbest.ru//
Objavljeno na http://www.allbest.ru//
Slika 11 - Usklađeni Barkerov signalni filter sa N = 7
M - sekvence
Među signalima sa faznim pomakom, od posebnog su značaja signali čiji kodni nizovi predstavljaju sekvence maksimalne dužine ili M-sekvence.
M - sekvence pripadaju kategoriji binarnih linearnih rekurentnih sekvenci i predstavljaju skup od N binarnih simbola koji se periodično ponavljaju. Štaviše, svaki trenutni simbol dj nastaje kao rezultat sabiranja po modulu 2 određenog broja m prethodnih simbola, od kojih su neki pomnoženi sa 1, a drugi sa 0.
Za j-ti znak imamo:
d j = a i d j - i = a 1 d j -1 . . . a m d j -m(4)
Gdje su a1…am brojevi 0 ili 1.
Tehnički, generator M sekvence je izgrađen u obliku registra (flip-flops spojenih u seriju) sa slavinama, sa povratnim kolom i sabiračem po modulu 2. Primjer takvog generatora prikazan je na slici 12. Množenje a1 ... povlačenje, tj. povezivanje odgovarajućeg okidača (bita registra) sa sabiračem. U m-bitnom registru, maksimalni period je: Nm - 1. Vrijednost m se naziva memorija sekvence. Ako su slavine odabrane proizvoljno, tada se slijed maksimalne dužine neće uvijek promatrati na izlazu generatora. Pravilo odabira tap-a, koje omogućava dobijanje niza sa periodom od Nm-1, uključuje pronalaženje nesvodljivih primitivnih polinoma stepena m sa koeficijentima jednakim 0 i 1. Koeficijenti koji nisu nula u polinomima određuju broj odcepa u registru.
Dakle, za m=6, postoje 3 primitivna polinoma:
a6 a5 a4 a3 a2 a1 a0
p1 (x) = x 6 + x + 1 1 0 0 0 0 1 1
p2 (x) = x 6 + x 5 + x 2 + x + 1 1 1 0 0 1 1 1
p3 (x) = x 6 + x 5 + x 3 + x 2 + 1 1 1 0 1 1 0 1
Slika 12 prikazuje prvu opciju.
Slika 12 - Generator M sekvence sa periodom N = 26 - 1 = 63
Osobine autokorelacijske funkcije M-sekvencije. Najveći interes je normalizirana autokorelacija funkcija (ACF). Postoje dva slučaja dobijanja takve funkcije: u periodičnom (PACF) i aperiodičnom režimu. Periodični ACF ima glavni vrh jednak jedinici i broj bočnih odstupanja, čije su amplitude 1/N. Kako se N povećava, PACF se približava idealnom, kada bočni vrhovi postaju zanemarljivi u odnosu na glavni.
Bočni vrhovi ACF-a u aperiodičnom režimu su mnogo veći od bočnih pikova PACF-a. RMS vrijednost bočnih pikova (izračunata iz varijanse) je
Skraćene M-sekvence
Podjelom M-sekvence (puni period N) na segmente trajanja Nc, može se dobiti veliki broj NPS-a, smatrajući svaki od segmenata nezavisnim signalom. Ako se segmenti ne preklapaju, onda je njihov broj n = N/(Nc-1). Tako se može dobiti veliki broj pseudo-slučajnih sekvenci. Svojstva autokorelacije takvih sekvenci su mnogo lošija od onih kod M-sekvence iste dužine i zavise od Nc. Utvrđeno je da 90% segmenata ima ub 3 /, a 50% ima 2 /.
sekvenca filtera frekvencije signala
Književnost
1. Signali nalik šumu u sistemima za prenos informacija. Ed. V.B. Pestryakova. - M., „Sove. radio”, 1973, -424c.
2. Yu.S. Lezin. Uvod u teoriju radiotehničkih sistema. - M.: Radio i komunikacija, 1985, -384c.
3. L.E. Varakin. Komunikacioni sistemi sa signalima sličnim šumu. - M.: Radio i komunikacija, 1985, -384c.
Hostirano na Allbest.ru
...Slični dokumenti
Impulsni odziv optimalnog filtera. Odziv optimalnog filtera na primljeni signal. Vremenska kompresija signala. Frekvencijski odziv optimalnog filtera. Ekvivalencija karakteristika detekcije tokom korelacije i obrade filtera.
sažetak, dodan 21.01.2009
Algoritam za izračunavanje filtera u vremenskom i frekventnom domenu koristeći brzu diskretnu Fourierovu transformaciju (FFT) i inverznu brzu Fourierovu transformaciju (IFFT). Proračun izlaznog signala i snage unutrašnjeg šuma sintetiziranog filtera.
seminarski rad, dodan 26.12.2011
Principi izvornog kodiranja pri prenošenju diskretnih poruka. Proces donošenja odluke od strane prijemnika prilikom prijema signala. Proračun usklađenog filtera. Izrada koda za ispravljanje grešaka. Dekodiranje sekvence koja sadrži dvostruku grešku.
seminarski rad, dodan 18.10.2014
Razvoj modela sistema za prenos diskretnih poruka. Principi izvornog kodiranja pri prenošenju informacija. Proračun vjerojatnosti binarnih simbola; entropija i redundantnost koda. Impulsni i kompleksno-frekventni odziv usklađenog filtera.
seminarski rad, dodan 27.03.2016
Namjena i karakteristike širokopojasnih komunikacionih sistema. Osnove upotrebe signala sličnih šumu. Sistemi pseudoslučajnih sekvenci. Blok dijagrami generatora linearnih kodnih sekvenci. Generisanje kodova velikom brzinom.
seminarski rad, dodan 04.05.2015
Diskretni komunikacioni sistemi. Diferencijalna impulsno-kodna modulacija. Kvantizacija nivoa i kodiranje signala. Otpornost na buku komunikacionih sistema sa impulsno-kodnom modulacijom. Brzina digitalnog toka. Impulsni signal na ulazu integratora.
sažetak, dodan 03.12.2011
Pronalaženje korelacijske funkcije ulaznog signala. Spektralna i frekventna analiza ulaznog signala, amplitudno-frekventne i fazno-frekventne karakteristike. Prolazni i impulsni odziv kola. Određivanje spektralne gustine izlaznog signala.
seminarski rad, dodan 27.04.2012
Vremenske funkcije, frekvencijske karakteristike i spektralni prikaz signala. Granične frekvencije spektra signala. Određivanje dubine bita koda. Interval uzorkovanja signala. Određivanje kodnog niza. Konstrukcija autokorelacione funkcije.
seminarski rad, dodan 09.02.2013
Problem otpornosti na komunikacijsku buku, korištenje filtera za njegovo rješavanje. Vrijednost kapacitivnosti i induktivnosti linearnog filtera, njegovi parametri i karakteristike. Modeliranje filtera i signala u okruženju Electronics Workbench. Propuštanje signala kroz filter.
seminarski rad, dodan 20.12.2012
Proračun Z-transformacije diskretnog niza uzoraka signala. Definicija diskretne konvolucije. Redoslijed kojim se konstruira nerekurzivna filterska shema kojem odgovara sistemska funkcija. Uzorci diskretnog signala prema datim parametrima.
U početku je ova tehnologija stvorena za obavještajne i vojne svrhe. Glavna ideja metode je da se informacioni signal distribuira preko širokog radio opsega, što će na kraju znatno otežati potiskivanje ili presretanje signala.
Suština ove tehnologije je pretvaranje originalnog signala na način da se rezultirajući signal proširi i distribuira u cijelom dostupnom rasponu. Zbog zakona održanja energije, sa širenjem zauzetog frekventnog opsega, gustoća energije prenošenog signala opada. Direktna posljedica ove okolnosti je pad maksimalne snage, što za sobom povlači "šum" korisnog signala. Zapravo, to nije strašno, jer su predviđene efikasne metode za vraćanje korisnog signala koji je „izgubljen“ u pozadini buke.
Postavlja se logično pitanje: „Zašto sebi stvarati probleme (smanjiti snagu signala) da bi ih kasnije riješio (izolirao koristan signal od pozadine šuma)?“. Zapravo, razlog za ovaj nelogičan (samo na prvi pogled) čin je sasvim logičan - potreba za smještajem što više kanala podataka unutar uskog frekvencijskog opsega. U početku je bilo predviđeno korištenje dvije tehnologije kodiranja signala metodom raspodjele spektra. Nazivaju se i modulacijskim metodama, jer se kao rezultat njihove primjene korisne informacije "superimiraju" na izvorni visokofrekventni signal.
Prvona osnovu metoda FHSS (Frequency Hopping Spread Spectrum - kodiranje signala sa frekvencijskim skokom).
Rice. 10. Širenje spektra sa skokovima frekvencije
Kako bi se spriječilo da radio saobraćaj bude presretnut ili potisnut uskopojasnim šumom, predloženo je odašiljanje sa konstantnom promjenom nosioca u širokom frekventnom opsegu (vidi sliku 10). Kao rezultat toga, snaga signala je bila raspoređena po cijelom rasponu, a slušanje određene frekvencije davalo je samo malu količinu šuma. Slijed frekvencije nosioca bio je pseudo-slučajan, poznat samo predajniku i prijemniku. Pokušaj potiskivanja signala u nekom uskom opsegu također nije previše degradirao signal, jer je samo mali dio informacija potisnut.
Kada se odabere FHSS metoda, cijeli opseg od 2,4 GHz se koristi za prijenos podataka (kao jedan široki pojas, koji je podijeljen na 79 pod-kanala). Glavni nedostatak ove metode je niska brzina prijenosa podataka, koja ne prelazi 2 Mbps.
Sekundaod kojih se zasniva na aplikaciji tehnologije DSSS (Direct Sequence Spread Spectrum - kodiranje signala sa raširenim spektrom korištenjem koda direktnog niza) u kombinaciji s korištenjem CCK modulacije (Complementary Code Keying - dodatna modulacija koda), koji podržava brzine prijenosa podataka do 11 Mbps.
Metoda direktnog serijskog širenja spektra također koristi cijeli frekvencijski opseg dodijeljen za jednu bežičnu vezu. Za razliku od FHSS metode, cijeli raspon frekvencija nije zauzet zbog stalnog prebacivanja s frekvencije na frekvenciju, već zbog činjenice da svaki bit informacije se zamjenjuje sa N-bitovima, tako da se brzina signalnog takta povećava za N puta. A to, zauzvrat, znači da je i spektar signala proširen N puta. Dovoljno je odabrati brzinu prenosa podataka i vrijednost N na odgovarajući način kako bi spektar signala ispunio cijeli raspon.
Kod koji zamjenjuje binarnu jedinicu originalne informacije naziva se sekvenca koja se širi, a svaki bit takve sekvence naziva se čip.
U skladu s tim, brzina prijenosa rezultirajućeg koda naziva se brzina čipa. Binarna nula je kodirana sa inverznom vrijednošću sekvence širenja. Prijemnici moraju znati sekvencu širenja koju odašiljač koristi da bi razumjeli informacije koje se prenose.
Vrlo često se Barkerova sekvenca uzima kao vrijednost sekvence širenja koja se sastoji od 11 bitova: 10110111000. Ako predajnik koristi ovu sekvencu, tada prijenos tri bita 110 dovodi do prijenosa sljedećih bitova:
10110111000 10110111000 01001000111.
Svrha DSSS kodiranja je ista kao kod FHSS - da se poveća imunitet na smetnje. Uskopojasne smetnje će izobličiti samo određene frekvencije spektra signala, tako da će prijemnik moći ispravno prepoznati prenesenu informaciju sa visokim stepenom vjerovatnoće.
Ako se odabere DSSS tehnologija, formira se nekoliko širokih DSSS kanala u opsegu 2,4 GHz i ne mogu se koristiti više od tri istovremeno. Time se postiže maksimalna brzina prenosa podataka od 11 Mbps, što odgovara standardu IEEE 802.11b o kojem ćemo govoriti kasnije.
