Višekanalni sustavi s frekvencijskom i vremenskom podjelom kanala naširoko se koriste u telekomunikacijskim mrežama.
5.2.1. Principi formiranja grupnih signala u višekanalnim sustavima sa frekvencijska podjela kanala
Svi višekanalni sustavi s frekvencijskom podjelom kanala (MKS s FDM) koriste AM signale s dodjelom jednog bočnog pojasa (AM-SBP). Metode izgradnje ISS-a s djelomičnim distribucijskim kanalom razlikuju se po načinu izrade grupni signal i značajke njegovog prijenosa u linearnom putu. Na temelju prve značajke razlikuju se sljedeće opcije:
– s individualnom pretvorbom signala;
– s grupnom konverzijom signala.
Prema načinu pojačanja grupnog (linearnog) signala u međutočkama (drugi predznak) razlikuju se opcije s pojačanjem svakog pojedinačnog signala odn. linijski signal općenito.
S individualnom pretvorbom signala formiranje grupnog (linearnog) frekvencijskog spektra provodi se zasebnom neovisnom transformacijom svakog od N signale. Na sl. Slika 5.3 prikazuje blok dijagram koji objašnjava ovu metodu. Svaki kanal sadrži kanalni pojasni filtar (BPF) ja), modulator kanala (M ja) i demodulator (DM ja), a na međupostajama (IS) - pojedinačni uređaj za pojačanje (US ja).
Prednosti ove metode su:
– jednostavno rješenje problema izolacije (grananja) bilo kojeg signala u bilo kojoj međutočki;
– pojedinačni uređaji za pojačanje ne podliježu visokim zahtjevima kvalitete: svako pojačalo je relativno uskopojasno i može raditi s velikim nelinearnim izobličenjima, budući da su potisnuta na izlazu pomoću propusnog pojasnog filtra;
– minimalna konverzija signala na krajnjim točkama;
– visoka pouzdanost komunikacije, budući da kvar jednog od pojačala međutočke ne utječe na rad ostalih.
Riža. 5.3. Strukturna shema MKS s ChRC s individual
pretvorba signala
– glomaznost i velika potrošnja energije opreme međustanica zbog prisutnosti kanalskih pojačala;
– prisutnost velikog broja selektivnih uređaja (SPD) i, kao posljedica toga, povećanje volumena i troškova opreme;
– slaba iskorištenost kapaciteta linearnog puta, budući da je zbog nedovoljne selektivnosti CPF-a potrebno povećati frekvencijski razmak između signala susjednih kanala, što pogoršava „gustoću pakiranja” linearnog signala; Kao rezultat toga, gornja frekvencija linearnog signala raste, a dopuštena duljina odsječka voda između susjednih točaka pojačanja se smanjuje.
Metoda se temelji na grupnoj konverziji signala leži princip formiranja linearnog signala na krajnjoj točki prijenosa (TP) sustava pomoću nekoliko stupnjeva pretvorbe. U svakoj fazi kombinira se nekoliko signala kanala, tj. linearni signal je zbroj nekoliko signala srednje grupe. Na krajnjem prijemnom mjestu (RP) izvode se obratne operacije.
Prednost Ovom se metodom žele pojednostaviti međutočke i, kao rezultat toga, smanjiti njihovu cijenu i dimenzije.
Nedostaci metode grupnog pojačanja uključuju:
– visoki zahtjevi za pokazatelje kvalitete linearnog pojačala međustanice: mora imati točno definiranu karakteristiku pojačanja frekvencije u frekvencijskom pojasu linearnog spektra i vrlo niska nelinearna izobličenja;
– poteškoće u prepoznavanju signala kanala.
Nemoguće je smjestiti kanale usko u linearni frekvencijski spektar, budući da se povećavanjem nosive frekvencije selektivna svojstva pojasnih filtara pogoršavaju (propusnost rezonantnog kruga je ∆ f= f 0 /Qk). Posljedično, sa sve većom učestalošću f potrebno je povećati zaštitni interval ∆ f zi između susjednih kanala. U modernom ISS-u s PDK-om, svakom kanalu je dodijeljen frekvencijski pojas od 4 kHz, iako je propusni pojas CFC-a 3,1 kHz. U u ovom slučaju= 0,9 kHz. Posljedično, u ISS-u s FDM-om, približno 80% propusnosti prijenosnog puta se učinkovito koristi. Osim toga, grupni put mora imati visoku linearnost.
Ovo je jedan od glavnih razloga prelaska na metodu grupne konverzije. U ovom slučaju, transformacija pojedinačnog signala provodi se u nekoliko faza. U svakoj fazi kombinira se nekoliko konvertiranih signala generiranih u prethodnim fazama. Princip ove metode ilustriran je na sl. 5.4. U prvoj fazi provodi se pojedinačna transformacija u spektar grupnog pomoćnog signala, koji se naziva primarni; u drugoj fazi, sekundarni signal se dobiva kombiniranjem nekoliko konvertiranih signala primarne grupe, itd. Posljednja faza naziva se faza transformacije sustava. Na prijemnoj strani izvode se obrnute operacije.
Na sl. 5.5, A, b Transformacijski podaci prikazani su u spektralnoj domeni, sl. 5.5, A objašnjava formiranje osnovnopojasnog signala primarne standardne skupine (PSG) korištenjem pojedinačnih nosivih frekvencija f n1 – f n12 i sl. 5.4 – sekundarna standardna grupa (SSG) pomoću grupnih nositelja f n1 – f n5.
Riža. 5.4. Princip grupne metode pretvorbe signala
Riža. 5.5. Formiranje spektra skupnih signala
primarni ( A) i sekundarna standardna grupa ( b)
Prednosti metoda:
– visoka “gustoća pakiranja” spektra linearnog signala i, sukladno tome, smanjenje propusnosti linearnog signala s istim brojem kanala;
– pojednostavljenje međustanica, povećanje udaljenosti između međutočaka i smanjenje troškova sustava u cjelini;
– smanjenje broja različite vrste transformacije i filtri, što dovodi do jeftinije opreme, povećanja njezine serijalizacije i unifikacije;
– smanjenje broja različitih nosivih frekvencija koje se koriste u skupnoj pretvorbi i pojednostavljenje opreme za generiranje;
– problem identificiranja grupa kanala i uparivanja različitih vrsta ISS opreme je pojednostavljen.
Nedostaci metode:
– veliki broj transformacija preko svakog signala, kao rezultat toga, povećava se izobličenje signala i, sukladno tome, zahtjevi za opremu postaju stroži;
– moguće povećanje veličine i troškova terminalnih točaka.
Glavne postavke standardne grupe MKS kanali s FDC dati su u tablici 5.1.
Tablica 5.1
Osnovni parametri standardnih grupa kanala
5.2.2. Principi generiranja višekanalnih signala u ISS-u s vremenskom podjelom kanala
S vremenskom podjelom kanala (TSD) grupna staza, korištenjem sinkronih sklopki odašiljača i prijamnika, naizmjenično je predviđena za prijenos signala sa svakog kanala ISS-a. Blok dijagram ISS-a s VRK prikazan je na sl. 5.6, gdje se uvode sljedeće oznake: IS ja, PS ja – ja izvor i primatelj poruka, IM – modulator impulsa, GTI – generator taktnih impulsa, LS – komunikacijska linija, ID i – detektor impulsa ja th kanal. Vremenski nepreklapajuće sekvence moduliranih impulsa koriste se kao signali kanala u sustavima s TRC. Kombinacija signala kanala čini grupni signal.
| IH |
| PM |
| GTI |
| JE N |
| N |
| JE 1 |
| JE 2 |
| K |
| K pr |
| ID N |
| PS N |
| N |
| ID 2 |
| PS 2 |
| ID 1 |
| PS 1 |
| Riža. 5.6. Blok dijagram ISS-a sa svemirskom letjelicom |
Digitalni prijenosni sustavi (DTS) s DRC-om koji se koriste u telekomunikacijskim mrežama izgrađeni su na temelju određene hijerarhije koja mora zadovoljiti sljedeće osnovne zahtjeve:
– prijenos DSP kanalima i stazama svih vrsta analognih, diskretnih i digitalnih signala;
– odgovarajuću višestrukost obrade signala i brzine prijenosa u različitim stupnjevima prijenosa;
– mogućnost prilično jednostavne kombinacije, razdvajanja, dodjele i tranzita odaslanih digitalnih tokova;
– parametre DSP-a treba odabrati uzimajući u obzir karakteristike postojećih i budućih sustava vođenja;
– sposobnost interakcije s DSP-om analogni sustavi prijenos i raznih sustava prebacivanje;
– pri prijenosu standardnih signala poruka, propusnost DSP-a treba se koristiti na najbolji mogući način.
Formiranje hijerarhije DSP-a provodi se na temelju kombiniranja digitalnih tokova niskog reda, koji se nazivaju komponenta, u jedan digitalni tok, koji se naziva grupa. Formiranje grupnog digitalnog signala moguće je na sljedeće načine kombiniranja digitalnih tokova:
– znak po znak (Sl. 5.7, A);
– kanal po kanal (Sl. 5.7, b).
U oba slučaja kombiniraju se 4 niti.
Riža. 5.7. Struktura petlje digitalni sustav prijenosi znak po znak ( A) i kanal po kanal ( b) kombiniranje digitalnih tokova
Tijekom kombiniranja simbol po simbol, impulsi digitalnih signala kombiniranih digitalnih tokova se skraćuju i raspoređuju u vremenu tako da se kombinirani impulsi drugih tokova mogu smjestiti u slobodne intervale. Pri kombiniranju digitalnih tokova kanal po kanal, intervali dodijeljeni za grupe kodova. Signal takta je neophodan za ispravnu distribuciju digitalnih tokova na prijemnom kraju.
Moguće je kombinirati digitalne streamove po ciklusima, što je slično kombiniranju kanala po kanalu: obrađuje se (komprimira) u vremenu i prenosi se cijeli ciklus jednog digitalnog streama, zatim sljedećeg.
Najjednostavnija i najraširenija metoda je metoda znak po znak.
S VRC-om moguće su prolazne smetnje između kanala, što je uglavnom zbog dva razloga:
– nesavršenost frekvencijskog odziva i faznog odziva prijenosnog puta;
– nesavršena sinkronizacija prekidača na odašiljačkoj i prijemnoj strani.
Kako bi se smanjila razina međusobnih smetnji tijekom TRC-a, također je potrebno uvesti zaštitne vremenske intervale, što dovodi do smanjenja trajanja impulsa svakog kanala i, kao posljedica toga, širenja spektra signala. U skladu s Kotelnikovljevim teoremom za CFC, minimalna učestalost uzorkovanja trebala bi biti f d = 2F V = 6,8 kHz. Međutim, u stvarnom ISS-u s VRK f d = 8 kHz.
Pravi ISS s VRK su inferiorni u odnosu na ISS s FRC u pogledu učinkovitosti korištenja frekvencijskog spektra. Međutim, sustavi s VRK imaju niz prednosti:
– nema prolaznih smetnji nelinearnog porijekla;
– donji crest faktor;
– MRC oprema je puno jednostavnija od CRC opreme.
Najraširenija uporaba VRC-a je u digitalnim prijenosnim sustavima s PCM-om.
5.3. Fazne, nelinearne, ramanske i druge metode razdvajanja kanala
5.3.1. Fazno odvajanje kanala
Sljedeće se koristi kao nosioci u faznim prijenosnim sustavima (PDC). harmonijske vibracije(noseći) sa iste frekvencije i sa početne faze, međusobno se razlikuju za π/2:
Kanalni signali u sustavu nastaju amplitudnom modulacijom nosivih oscilacija. Spektar signala svakog kanala sadrži dva bočne pruge u odnosu na frekvenciju nosača ω n. S PRK-om se spektri signala kanala međusobno preklapaju. Međutim, razdvajanje signala pri prijemu moguće je zbog međusobne ortogonalnosti nositelja i . Razdvajanje kanalskih signala i odabir informacijskih signala provode se istovremeno kod odvajanja ortogonalnih signala. U ovom slučaju, grupni signal se množi s nosačem ovog kanala i integrira pomoću niskopropusnog filtra . Kod prijema, demodulator se koristi kao multiplikator u svakom kanalu , na koji se primjenjuje nosivo titranje, koherentno s odgovarajućim titranjem u prijenosu. Potreba za koherentnim prijemom komplicira opremu za odvajanje faza, kako zahtjevi za opremu generatora postaju sve stroži.
5.3.2. Razdvajanje signala koji se prenose na više nosivih frekvencija
U prijenosnim sustavima diskretne informacije ISS, u kojem su ortogonalni nositelji izraženi članovima trigonometrijskog niza, nalaze praktičnu primjenu: Ψ k = k cosω n t, . Blok dijagram takvog sustava odgovara shemi za odvajanje ortogonalnih signala. Sustav koristi amplitudnu modulaciju.
Nule spektra jednog impulsa odaslanog binarnog signala višekratnici su frekvencije f 0 = 1/τ i, gdje je τ i trajanje impulsa. Ako izjednačimo frekvencije f 0 i f n = ω n /2π, tada će odabrani sustav nositelja biti ortogonalan u intervalu trajanja τ i. Jer k- th signal kanala je jednak u k(t) =c k(t)cos( kω n t), tada njegov spektar sadrži dva bočna pojasa u odnosu na nosač f k = kf n. Na f n = f 0 = 1/ τ i nosive frekvencije ( k +1), (k+ 2)th itd. kanala, kao i nosioci prethodnih ( k – 1), (k– 2)th, itd. kanali podudaraju se s nulama spektra k th kanal. Iako se spektri svih signala kanala preklapaju, ipak razlike u obliku nositelja omogućuju razdvajanje ovih signala pri prijemu metodom razdvajanja ortogonalnih signala.
Metoda prijenosa s više nositelja može se kombinirati s metodom faznog dijeljenja signala: na svakom nositelju kω n moguće je prenijeti dva signala s cos nositeljima kω n t i grijeh kω n t. U tom slučaju, uz istu širinu spektra grupnog signala, broj kanala se može udvostručiti.
Poznati su višekanalni sustavi za prijenos diskretnih informacija u kojima se kao nositelji koriste drugi sustavi ortogonalnih funkcija: Legendreovi polinomi, Laguerreovi polinomi itd. Sve te sustave karakterizira sljedeće:
1) formiranje i razdvajanje kanalnih signala provodi se pomoću jednostavnih integrirajućih uređaja, a ne složenih kanalnih pojasnih filtara;
2) sustavi imaju visoku otpornost na buku;
3) na prijelaze između kanala utječu linearna i nelinearna izobličenja u grupnom putu;
4) zahtjevi za opremu za proizvodnju postaju sve stroži zbog potrebe za koherentnim prijemom.
5.3.3. Nelinearno odvajanje signala
Prilikom konstruiranja nekih binarnih sustava prijenosa signala, sljedeće metode nelinearno odvajanje signala:
– kombinacijski;
– razdvajanje signala po razini;
– kodno razdvajanje signala.
Kombinacijski način razdvajanja signala. Prilikom prijenosa N nezavisne diskretne poruke preko zajedničkog grupnog puta, ako je element ja-poruke može primati jedan od m i moguće vrijednosti ( ja = 1, 2, ..., N), ukupni broj vrijednosti koje element može poprimiti N-izvor kanala koji kombinira izvornik N izvori će biti jednaki . Za iste vrijednosti m i = m imamo M = m N . Dakle, koristeći bazu kodova M = mN, možete istovremeno prenositi informacije iz N pojedinačni izvori koji rade s bazom koda T. Konkretno, kada T= 2 (binarnih kodova), broj kanala N= 2, grupna poruka b G može poprimiti četiri moguće vrijednosti, koje odgovaraju različitim kombinacijama nula i jedinica u oba kanala, s N= broj 3 razne kombinacije bit će jednaki M= 8, itd. Zadatak se sada svodi na prosljeđivanje nekih brojeva b G, definiranje broja kombinacije. Ovi se brojevi mogu prenijeti putem diskretnih modulacijskih signala bilo koje vrste. Razdvajanje signala na temelju razlika u kombinacijama signala iz različitih kanala naziva se kombinacijskim. . Blok dijagram ISS-a s kombinacijskim (kodnim) odvajanjem prikazan je na sl. 5.8. Evo početnih poruka b 1 (t),b 2 (t),...,b N(t) iz N izvori dolaze na ulaz kodera, koji djeluje kao uređaj za kombiniranje kanala (CDU). Primljena grupna poruka b G ( t) se pomoću modulatora M pretvara u grupni signal u G ( t), ulazak u grupni put (komunikacijska linija). Na prijemnoj strani, nakon demodulacije i dekodiranja u prijamniku (R) u uređaju za razdvajanje kanala (CSD), poruke kanala odgovaraju N primarne poruke.
Tipični primjeri Ramanova multipleksiranja su sustavi dvostruke frekvencijske telegrafije (DFT) i dvofazne telegrafije (DPT), u kojima se četiri različite frekvencije koriste za prijenos četiri kombinacije signala iz dva izvora (kanala). fk, k= 1, 2, 3, 4 i četiri frekvencije s različitim početnim fazama (tablica 5.2).
Riža. 5.8. Blok dijagram višekanalnog sustava
s kombiniranom brtvom
Tablica 5.2
Parametri signala dvokanalnog sustava
Kombinacijski sustav je koristan kada mali broj kanala, budući da povećanje broja kanala (višestrukost sustava) naglo povećava potreban broj odaslanih signala, što dovodi do složenijeg sustava. Trenutno se koriste dvostruki sustavi s FM i AM, trostruki sustavi s PM i višestruki kombinirani sustavi kao što je APM (amplitudno-fazna modulacija).
Razdvajanje signala po razini. U sustavu odvajanja signala po razini signali istog oblika mogu se prenositi istovremeno, a grupni signal je zbroj signala kanala. Prijemni signali se odvajaju pomoću nelinearnih uređaja s pragom. U najjednostavnijem slučaju, kod razdvajanja dva signala u 1 (t) I u 2 (t) s amplitudama A 1 I A 2 uređaj s pragom odabire signal s većom amplitudom ograničavajući ga iznad i ispod (Sl. 5.9, A). Dijagram prijemnog uređaja prikazan je na sl. 5.9, b.
Riža. 5.9. Blok dijagram ISS prijemnog uređaja
s nelinearnim odvajanjem signala ( b) i signalni dijagrami ( A)
Signal koji odgovara signalu prolazi do izlaza uređaja za prag u 1 (t), ali sa smanjenom amplitudom jednakom (A 1 – A 2). Ovaj signal se pojačava do svoje nominalne amplitude ( A 1) i ide na izlaz prvog kanala. Signal u 2 (t) na izlazu drugog kanala izdvaja se oduzimanjem u 1 (t) od ukupnog signala.
Kodna podjela signala. Principi kodna podjela kanala temelje se na korištenju širokopojasnih signala (WBS), čija propusnost znatno premašuje frekvencijski pojas potreban za konvencionalni prijenos poruka, na primjer, u uskopojasnim sustavima s FDM. Glavna karakteristika NPS-a je baza signala, definirana kao proizvod U = ∆F.T.širina njegovog spektra ∆ F za njegovo trajanje T. U digitalnim komunikacijskim sustavima koji prenose informacije u obliku binarni znakovi, trajanje ShPS-a T i brzinu prijenosa poruke v povezani relacijom T= 1/v. Stoga baza signala U = ∆F/v karakterizira širenje spektra ShPS ( S shps) s obzirom na spektar poruke.
Proširenje frekvencijskog spektra odaslanih digitalnih poruka može se provesti pomoću dvije metode ili njihovom kombinacijom:
– izravno širenje frekvencijskog spektra;
– nagla promjena nosive frekvencije.
S prvom metodom uskopojasni signal pomnoženo s pseudoslučajni niz(PSP) s periodom ponavljanja T, uključujući N trajanje niza bitova t 0 svaki. U ovom slučaju, SPS baza je numerički jednaka broju PSP elemenata: U = T/t 0 = N.
Nagla promjena frekvencije nosača, u pravilu, provodi se brzim podešavanjem izlazne frekvencije sintetizatora u skladu sa zakonom formiranja pseudoslučajnog niza.
Prijem ShPS provodi optimalni prijamnik, koji za signal s potpuno poznatim parametrima izračunava korelacijski integral
Gdje x(t) – ulazni signal koji predstavlja zbroj korisnog signala u(t) i smetnje n(t) (u ovom slučaju bijeli šum).
Zatim vrijednost z u usporedbi s pragom Z 0 . Vrijednost korelacijskog integrala nalazi se pomoću korelatora ili usklađenog filtra. Korelator "komprimira" spektar širokopojasnog ulaznog signala množenjem s referentnom kopijom u(t) nakon čega slijedi filtriranje u pojasu 1/ T, što dovodi do poboljšanja SNR-a na izlazu korelatora U puta u odnosu na ulaz. Kada dođe do kašnjenja između primljenog i referentnog signala, amplituda izlaznog signala korelatora opada i približava se nuli kada kašnjenje postane jednako trajanju PRP elementa t 0 . Ova promjena amplitude izlaznog signala korelatora određena je vrstom autokorelacijske funkcije (za identične ulazne i referentne memorijske širine pojasa) i unakrsne korelacijske funkcije (za različite ulazne i referentne memorijske širine pojasa). Odabirom određenog ansambla signala s “dobrim” međusobnim i autokorelacijskim svojstvima moguće je osigurati razdvajanje signala u procesu korelacijske obrade (NC konvolucija). Na tome se temelji princip kodnog razdvajanja komunikacijskih kanala.
5.3.4. Statističke metode zbijanja
Metode statističke kompresije koriste statističke značajke signala kanala u FDM ili DVR sustavima. U višelinijskim telefonskim sustavima ova vam metoda omogućuje organiziranje dodatne veze kroz postojeće kanale u pauzama govorni signali. U nastajanju telefonski razgovor Svaki smjer prijenosa zauzet je u prosjeku 25% trajanja poziva. Broj kanala zauzetih kontinuiranim prijenosom govora, takozvanih aktivnih kanala, u višekanalnom telefonski sustav uvijek manji od ukupnog broja kanala N i s velikim brojem kanala N omjer >4000 n/N postaje jednak 0,25 - 0,35. Prisutnost privremeno slobodnih kanala omogućuje izgradnju sustava za brtvljenje u kojima je broj zupčanika m premašuje nominalni broj kanala N.B U takvim sustavima kanal se daje pretplatniku samo za vrijeme trajanja kontinuiranog prijenosa govora, odnosno za vrijeme trajanja aktivnog stanja kanala. Tijekom pauza u govoru, kanal se isključuje ovog pretplatnika i povezuje se s drugim govornom pretplatniku. Kada prvi pretplatnik ponovno počne razgovarati, spaja se na bilo koji slobodni kanal u sustavu.
Druga vrsta sustava statističkog multipleksiranja su sustavi u kojima se za prijenos podataka koriste pauze u prijenosu govora preko telefonskih kanala.
5.4. Sustavi prijenosa i distribucije informacija
Kako bi se organizirala razmjena informacija između mnogih izvora i primatelja informacija, kanali i prijenosni sustavi spajaju se u komunikacijske mreže - sustave za prijenos i distribuciju informacija (ITDS).
Znan sljedeće metode formiranje grupnog signala:
Automatski odabir (selektivno dodavanje);
Linearno zbrajanje;
Optimalni (ponderirani) dodatak;
Kombinirana metoda.
Otpornost na šum ovih metoda za generiranje grupnog signala najčešće se procjenjuje energetskim kriterijem, tj. povećanjem omjera signala i smetnje tijekom različitog prijema u usporedbi s omjerom signala i smetnje tijekom pojedinačnog prijema. U slučaju prijenosa diskretni signali Preporučljivo je procijeniti otpornost na buku korištenjem probabilističkog kriterija, koji omogućuje procjenu vjerojatnosti pogrešaka tijekom razmaknutih i pojedinačnih prijema.
Razmotrimo osnovne principe implementacije komunikacijskih sustava s prijemom različitosti koristeći različite metode generiranja grupnog signala i procijenimo njihovu otpornost na buku.
AUTOMATSKI ODABIR
Auto-selekcija se sastoji u činjenici da se u bilo kojem trenutku odabire prijemni put s najvećim izlaznim signalom. Štoviše, za ja-ti kanal s trenutno najvećim koeficijentom težine signala C j= 1, a za sve ostale kanale C j i= 0. tj. Rezultirajući signal prema izrazima (6.2), (6.3). (64) može se napisati kao
Gdje 
.
Zbog toga se automatski odabir naziva i selektivnim dodavanjem.
Blok dijagram prijemnog uređaja s optimalnim automatskim odabirom za dvostruki prijem prikazan je na slici 6.1. Oscilacije iz oba prijemnika šalju se u uređaj za usporedbu razina. Kao rezultat usporedbe razina oscilacija generira se upravljački signal koji povezuje prijemnik s višom razinom signala s izlaznim uređajem. Prijemnik s nižom razinom signala je u ovom trenutku isključen. Kako bi se smanjilo izobličenje signala, vrijeme prebacivanja prijemnika mora biti kratko. Sustav s automatskim odabirom prikladan je za prijem telefonskih i telegrafskih signala ako vrijeme prebacivanja prijemnika ne prelazi 15-20 μs.
Mjesto na kojem su uređaji uključeni nije bitno pri primanju AM signala. Mogu se uključiti prije ili iza detektora.
Prilikom prijema FM signala uređaj za usporedbu mora se nalaziti ispred limitera, budući da su nakon limitera razine signala iste i gubi se informacija o tome koji kanal je jači. U slučaju primanja signala s frekvencijskim pomakom, upravljački uređaji moraju biti smješteni nakon detektora frekvencije. Ako se upravljački uređaji nalaze ispred detektora frekvencije, tada će pri brzom prebacivanju kanala jedan dio elementarnog impulsa proći kroz filtar detektora frekvencije prvog prijemnika, a drugi dio kroz filtar detektora frekvencije prvog prijemnika. drugi prijemnik. U tom slučaju, kako bi se izbjeglo izobličenje signala, filtri detektora frekvencije moraju biti projektirani za prijenos impulsa kraćih od trajanja elementarnog impulsa. To bi dovelo do značajnog smanjenja otpornosti na buku.
Da bi se kvantitativno procijenila otpornost na buku komunikacijskog sustava s optimalnim automatskim odabirom na temelju energetskog kriterija, potrebno je odrediti i usporediti prosječne vrijednosti omjera signala i smetnji za jedan prijem i optimalni automatski odabir . Prosječna vrijednost snage korisnog signala može se pronaći pomoću formule
, (6.6)
Gdje T - interval usrednjavanja, znatno veći od perioda promjene odaslani signal Na).
U radijskom rasponu, brzina promjene Na) znatno veći od brzine promjene koeficijenta prijenosa kanala a i(t). Odabir T A<
(6.7)
(6.8)
RMS vrijednost odaslanog signala.
Korijen srednje kvadratne vrijednosti aditivne smetnje za sve grane primanja raznolikosti može se smatrati istom, tj.
(6.9)
Omjer signala i šuma ja th grana je jednaka
, (6.10)
Veličina h i 2 (t) promjene tijekom vremena zbog promjena u koeficijentu ai(t), jer h 0 - vrijednost je konstantna. Prosječno u intervalu T1 >> T a vrijednost omjera signal/smetnja za pojedinačni prijem (in ja th grana) određena je izrazom
Za stacionarne slučajne procese, vremenski prosjek jednak je prosjeku ansambla, tj.
,
(6.13)
Gdje W(a 2 i)- gustoća vjerojatnosti kvadrata koeficijenta prijenosa kanala.
Prije svega, pronađimo izraz za distribuciju koeficijenta prijenosa kanala, temeljen na dobro poznatom pravilu za transformaciju slučajnih varijabli:
.
(6.14)
Uzimajući u obzir da je omotnica amplitude signala proporcionalna koeficijentu prijenosa kanala i odabirom koeficijenta proporcionalnosti jednakog za jednostavnost naknadnih izračuna , dobivamo
oni. . (6.15)
U intervalima promatranja do 10 min, gustoća vjerojatnosti ovojnice amplitude signala W(U), kao što je navedeno, određena je Rayleighovim zakonom (1.12). Zamjenom (6.15) i (1.12) u (6.14) dobivamo
.
(6.16)
Sada, koristeći pravilo (6.14), nalazimo gustoću vjerojatnosti kvadrata koeficijenta prijenosa kanala
,
(6.17)
izračunaj integral (6.13)
, (6.18)
I dobivamo konačni izraz za prosječnu vrijednost omjera signala i smetnje za jedan prijem:
Vjerojatnost da slučajna varijabla h i 2 u i-tom kanalu tijekom jednog prijema postat će manji od određene vrijednosti h 2, određena je integralnom funkcijom distribucije vjerojatnosti
. (6.20)
Iz izraza (6.20) prema pravilu (6.14) nalazimo
; (6.21)
. (6.22)
Ako se mijenja a ja., i stoga bok u različitim kanalima smatraju se neovisnima, onda kada n-fold diversity, vjerojatnost istovremenog smanjenja omjera signala i smetnje u svim kanalima ispod praga h 2 će se utvrditi n-višestruki umnožak vjerojatnosti definiranih izrazima (6.21) i (6.22), tj.
. (6.23)
Iz (6.23) nalazimo gustoću vjerojatnosti omjera signal/smetnje s n-strukom raznolikošću:
. (6.24)
Po analogiji s (6.13), prosječna vrijednost omjera signal/šum na n-odvajanje puta određeno je integralom
,
(6.25)
Kao rezultat integracije po dijelovima koristeći Newtonov binom i računajući integral (6.25), dobivamo
iz čega slijedi da je omjer signal/šum za optimalni automatski odabir određen omjerom signal/šum za jedan prijem h 0 2 i faktor razdvajanja P. Stav
. (6.27)
Dobitak u snazi različitog prijema s automatskim odabirom procjenjuje se u usporedbi s pojedinačnim prijemom. Vrijednosti Gostionica pri različitim faktorima razdvajanja dani su u tablici 6.1.
Za aproksimaciju vjerojatnosti pogrešaka tijekom različitog prijema diskretnih signala, pretpostavljamo da je moguće navesti određenu graničnu vrijednost h 2 g koji je karakterističan po tome što kada h 2 > h 2 g, prijem se odvija praktički bez izobličenja i kada h 2 < h 2 g vjerojatnost pojave grešaka je blizu jedinice. Pod napravljenim pretpostavkama, funkcija integralne distribucije (6.23) pri h 2 = h 2 g određuje vjerojatnost pogreške
. (6.28)
U slučajevima malih vrijednosti omjera koje su od najvećeg praktičnog interesa, vjerojatnost pogrešaka jednaka je
tj. opada prema eksponencijalnom zakonu s povećanjem mnogostrukosti raznolikosti P.
Vjerojatnost pogreške za jedan prijem diskretnih signala s aktivnom pauzom u odsutnosti fedinga određena je izrazom
. (6.30)
U prisutnosti sporog fedinga, vjerojatnost greške u komunikacijskom sustavu s n-strukim prijemom istih signala može se odrediti usrednjavanjem P 0 za sve vrijednosti h 2 u skladu s gustoćom distribucije (6.24):
. (6.31)
Integrirajući (6.31) po dijelovima, za n=2 dobivamo
. (6.32)
Kao što je prikazano na , s n-strukim razmakom
(6.33)
 |
Prema ovoj formuli na Sl. 6.2, konstruirane su ovisnosti koje pokazuju da se najuočljiviji rezultat, u usporedbi s jednom dozom, postiže dvostrukom dozom.
Stoga, uzimajući u obzir ekonomska razmatranja, dualna tehnika je široko korištena.
Formula (6.27) je dobivena pod pretpostavkom da ne postoji korelacija između signala pojedinih prijamnih grana. Smanjenje dobitaka postaje značajno kada je koeficijent korelacije r >0,6.
U slučaju dvostrukog prijema s velikim omjerom signala i smetnje, učinak korelacije između signala približno je jednak smanjenju snage signala za
jednom. To znači da je vjerojatnost pogreške prema (6.29) određena izrazom
, (6.34)
LINEARNO ZBIRANJE SIGNALA
S linearnim zbrajanjem, pojačanja dodanih signala moraju biti ista, tj. koeficijenti CD, uključeni u izraz (6.4) jednaki su jedan. Obično je osigurana jednakost dobitaka prijemnika opća shema AGC. U ovom slučaju, veličina faktora pojačanja određena je najvećim od dodanih signala.
Dijagram dvostrukog prijemnog prijamnika s linearnim zbrajanjem signala prikazan je na sl. 6.3. Koherentnost signala dodanih na međufrekvenciji osigurava fazno zaključana petlja (PLL). Izvan faze dodanih signala dovodi do pogoršanja rezultirajućeg omjera signala i šuma, posebno kada su razine dodanih signala jednake. Ovisnost smanjenja signala/šuma ukupnog signala o stupnju odstupanja od faze< j для сдвоенного приема приведена на рис. 6.4, из которого видно, что при 38 0 потери в отношении сигнал/помеха составляют около 1 дБ, а при 50° - 2 дБ. Следовательно, фазирование сигналов с visoka točnost nije potrebno. Što su više različite razine dodanih signala, to njihov učinak izvan faze manje utječe na omjer signala i šuma.
Mjesto spajanja sabirnika S , s linearnim zbrajanjem ovisi o vrsti modulacije primljenog signala. Kod primanja AM signala, zbrajanje se može izvesti i prije i poslije detektora, budući da je omjer signala i šuma na ulazu i izlazu detektora amplitude isti. U slučaju primanja FM signala, preporučljivo je izvršiti zbrajanje prije detektora. To je zbog činjenice da se omjer signala i šuma na izlazu frekvencijskog detektora pogoršava ako je na ulazu detektora ispod određene vrijednosti praga. Posljedično, dodavanjem signala nakon frekvencijskih detektora, rezultirajuća vrijednost omjera signala i šuma također se smanjuje. Osim toga, u slučaju linearnog dodavanja detektoru, smanjuje se izobličenje signala uzrokovano višestaznim širenjem radiovalova.
U N-kanalnom sustavu, broj filtara i njihovih vrsta je Nn, gdje je n broj stupnjeva pretvorbe. Broj filtara i njihovih vrsta može se smanjiti dodavanjem više transformacija skupina, u kojem grupni signal prolazi transformaciju. U tu svrhu, N kanala je podijeljeno u m grupa od K kanala, tj. Km=N. U svakoj skupini, signal svakog kanala podvrgava se pojedinačnoj pretvorbi pomoću nosivih frekvencija w H1, w H2,..., w NK (sl. 3.51). U svim grupama pretvorba je ista, pa se na izlazu svake grupe formira isti frekvencijski spektar. Rezultirajući grupni spektri zatim se podvrgavaju grupnoj transformaciji s nositeljima w GR1, w GR2,..., w GRm, tako da se nakon kombiniranja konvertiranih grupnih signala formira frekvencijski spektar od N kanala. U razmatranom slučaju ukupan broj filtara jednak je N+mn GR, a broj tipova filtara smanjen je na K+mn GR, gdje je n GR broj grupnih stupnjeva konverzije.
Slika 3.51 Grupna pretvorba frekvencije
Dakle, korištenje višestruke i grupne pretvorbe omogućuje objedinjavanje filterske opreme sustava, tj. smanjiti njegovu raznolikost. Takva unifikacija povećava proizvodnost komponenti opreme i, u konačnici, smanjuje njezinu cijenu.
Multipleksiranje je proces kombiniranja višestrukih signala koji nose informacije u skupni signal koji se može prenositi koncentriran u jednom frekvencijskom pojasu. Problem se rješava ili na brodu ili na zemlji. Može se koristiti gotovo svaka kombinacija:
Metode koje se koriste za modulaciju u zemaljskoj opremi;
Zbijanje u zemljanoj opremi;
Modulacija nositelja uključena satelitska veza;
Višestruki pristup.
Tako se u sustavima INTELSAT, TELESAT, DSCS-1 i ²Molniya² koristi jednopojasna amplitudna modulacija s frekvencijskim multipleksiranjem i podjelom kanala (FC), frekvencijska modulacija na satelitskoj vezi i različite nosive frekvencije za svaku postaju.
VMDW sustav se može nazvati PCM/VU/FFM/MDT.
SPADE sustav s jednim kanalom po nosaču označen je kao: PCM/FFM/MDFC.
U zemaljskoj opremi najčešći su multipleksiranje s frekvencijskom podjelom i podjelom kanala (CD). NC sustavi uključuju:
a) jednopojasni sustavi sa potisnutim nosiocem (SBC);
b) jednopojasni sustavi s odaslanim nosiocem (SBP-PN);
c) dvosmjerni sustavi sa potisnutim nosiocem (SCC);
d) dvosmjerni sustavi s prijenosnim nosiocem (DBP-PN).
Uglavnom se koristi OBP.
U sustavima s vremenskom podjelom koristi se sljedeće:
Diskretne metode;
Digitalne metode.
Obično se VU kombinira s MDDU, a NC s MDDU, ali mogući su i mješoviti sustavi.
Prijenos TV signala i signala zvučni zapis.
Prema planu VAKR-77 maksimalna brzina prijenos na TV kanalu ne prelazi 20 Mbit/s. Ali za prijenos visokokvalitetnih slika u boji potrebna je brzina prijenosa od najmanje 34 Mbit/s. Stoga, za prvu generaciju satelitski sustavi TV koristi analogni digitalne metode, kada se dio informacija prenosio u analognom, a dio u digitalnom obliku.
Jedan od takvih sustava je MAC sustav (Multiplexing Analogue Components – kompozitni signal s analognim komponentama). U ovom sustavu, analogni signal svjetline prenosi se naizmjence (metodom vremenske podjele) sa signalima boje pretvorenim u diskretni oblik, čime se izbjegava unakrsno izobličenje signala svjetline i boje i smanjuje šum u kanalu boje prijenosom na niski -frekvencijska regija. Audio, sinkronizacijski i podatkovni signali prenose se zajedno sa signalima u boji u zajedničkom digitalnom toku.
U najjednostavnijoj verziji signal luminancije se odašilje u stvarnom vremenu tijekom aktivnog dijela linije, a digitalni tok se odašilje u intervalu horizontalnog prigušnog impulsa, a signal u boji je vremenski unaprijed komprimiran. Prilikom prijema, ukupni digitalni tok se demultipleksira. Tok koji odgovara signalu boje rasteže se i vremenski pomiče kako bi se vratile izvorne proporcije, a zatim se dovodi u dekoder.
U složenijem sustavu, i signal svjetline i signal boje su komprimirani u vremenu, a podjela se provodi kroz period ne samo linije, već i okvira. To vam omogućuje promjenu formata okvira. Kao rezultat ECP istraživanja, odabran je omjer kompresije od 3/2 za signal svjetline i 3 za signale boje. Na odašiljačkoj strani, signal svjetline kasni za period okvira u odnosu na signal boje, ali na prijemnoj strani, signal svjetline prolazi bez promjena, a signal boje je rastegnut u vremenu i kasni za period okvira, tako da je vraćen njihov prvobitni omjer.
Jedan od naj složeni problemi satelitska televizija(STV) je način prijenosa zvučnih signala u TV kanalu. Teoretske studije i eksperimenti su pokazali da je analognom FM metodom u području od 12 GHz moguće prenijeti, zajedno sa signalom slike, najviše dva zvučni programi s omjerom signal/šum od oko 50-55 dB, a frekvencija drugog podnosača mora biti odabrana tako da ne stvara smetnje u kanalu boja. Na primjer, za TV-SAT odabrane su vrijednosti podnosača od 5,5 MHz i 5,746128 0,000003 MHz. Potrebno je imati najmanje 4-6 zvučnih kanala u cijevi.
Metoda prijenosa digitalnog toka zajedno sa slikovnim signalima mora ispunjavati određene zahtjeve: kvaliteta prijenosa slike ne smije se pogoršati; vjerojatnost pogreške pri prijenosu audio signala ne smije biti veća od 10 -3 s omjerom C/N=8 dB; Potrebna je kompatibilnost s postojećim TV prijemnicima.
Postoje tri načina prijenosa slike i digitalnog toka signala:
S frekvencijskom podjelom (MAS-A sustav);
Videofrekvencija vremenske podjele (MAC-V);
Frekvencija nositelja vremenskog dijeljenja (MAS-C).
MAS-A sustav. Digitalni tok se prenosi na frekvenciji podnosača višoj od gornje frekvencije spektra video signala. Frekvencija podnosača odabire se iz odnosa gdje je F B gornja frekvencija video signala, R je brzina protoka u Mbit/s.
Među metodama digitalna modulacija Prednost se daje faznom pomaku s dva položaja s djelomično potisnutim bočnim pojasom, koji se naziva i "pojednostavljeni MSK" (Minimum Shift Keying), zbog njegove jednostavnosti i primjenjivosti koherentnog demodulatora na prijemu.
MAS-V sustav. Multipleksiranje video signala s digitalnim tokom na video frekvenciji temelji se na korištenju neke redundancije TV signala - prisutnosti u svakoj liniji povratnih intervala zraka u kojima se prenose samo signali sinkronizacije. Uvođenjem PCM sekvence u određenim intervalima, moguće je prenijeti dva do četiri audio programa bez povećanja ukupne propusnosti koju zauzima video signal. Prednost ove metode prijenosa je nepostojanje zasebnog demodulatora za audio signale, budući da se digitalna sekvenca dobiva na izlazu zajedničkog frekvencijskog detektora.
Izum se odnosi na radiotehniku, posebno na uređaji za radio odašiljanje, koristi se na višekanalnim linijama digitalne komunikacije s kvadraturnom amplitudom, može se koristiti na terenu digitalno emitiranje I digitalna televizija. Postignuti tehnički rezultat je smanjenje gubitaka otpornosti na buku u uvjetima slabih smetnji. U metodi generiranja kvadraturnih signala amplitudna modulacija Formiranje nosive frekvencije provodi se modulacijom i zbrajanjem dva kvadraturna signala: sin(wt) i cos(wt) duž dva paralelna kanala, u svakom od kojih se izvodi fazno-amplitudna modulacija pomoću upravljane sklopke i djeliteljima napona, dok se dijeljenje napona oscilacije nositelja u svakom od dva kvadraturna kanala generatora signala kvadraturne amplitudne modulacije sinkrono provodi s promjenjivim koeficijentom ovisno o omjeru signal/šum na ulazu demodulatora prijemnika. , dobiveno od stražnji kanal. 4 ilustr., 2 tablice.
Nacrti za RF patent 2365050
Izum se odnosi na radiotehniku, posebno na radio-odašiljače koji se koriste na višekanalnim digitalnim komunikacijskim linijama s kvadraturnom manipulacijom amplitude, a može se također koristiti u području digitalne radiodifuzije i digitalne televizije.
Poznate metode za generiranje relativnih i kvadraturnih signala fazna manipulacija(OPM, QPSK), u kojem se glatki fazni prijelaz koristi za smanjenje spektra odaslanog signala s faznim pomakom.
Također su poznate metode za generiranje signala kvadraturne amplitudne modulacije (QAM), u kojima se heksadecimalni QAM signal (QAM-16) za prijenos generira u dvije kvadraturne grane (u fazi ili sinusne i kvadraturne ili kosinusne komponente), od kojih svaka koristi metoda generiranja signala RFM.
Međutim poznati analozi imaju relativno nisku otpornost na šum zbog stroge klasične konstrukcije dizajna signala i, stoga, nemogućnosti dijeljenja toka svih bitova koje nosi QAM signal na podstreamove prema prioritetima, koji imaju različitu otpornost na šum, što je vrlo važno u prilično loše okruženje smetnji (tj. pri niskim omjerima signala - šum na ulazu KAM demodulatora, što je posebno važno i progresivno u moderni sustavi ah s turbo kodiranjem).
Najbliže tehničko rješenje ovom izumu je metoda za generiranje QAM signala, kod koje se generiranje nositelja dobiva modulacijom i zbrajanjem dva kvadraturna signala: sin(wt) i cos(wt). Metoda generiranja sadrži dva paralelna radna kanala, u svakom od kojih se vrši manipulacija fazno-amplitudne, zajednički glavni oscilator, fazne pomake i kontrolirane sklopke s razdjelnicima napona za dobivanje četverorazinskog QAM signala sa šesnaest signalnih točaka (QAM-16).
Takvom kombinacijom elemenata i veza postiže se povećanje frekvencije i energetske učinkovitosti korištenja diskretnih kanala višekanalnih telekomunikacijskih vodova.
Mana poznata metoda generiranje signala kvadraturne amplitudne modulacije - gubitak otpornosti na šum odaslane informacije u najgorim uvjetima smetnje, i sa i bez uvođenja prioriteta u prijenosu poruka od više korisnika.
Svrha izuma je smanjiti gubitak otpornosti na šum u uvjetima loših smetnji zahvaljujući optimalnoj konstrukciji heksadecimalnih signala. kvadraturna modulacija(KAM-16) sa i bez dijeljenja ukupnog prenesenog toka bitova na podstreamove prema prioritetu.
Ovaj cilj se postiže činjenicom da se podjela napona oscilacije nositelja u svakom od dva kvadraturna kanala generatora signala kvadraturne amplitudne modulacije sinkrono provodi s promjenjivim koeficijentom ovisno o omjeru signala i šuma na ulazu demodulator prijamnika primljen preko povratnog kanala.
Navedeni novi skup bitnih značajki ( obilježje) zbog uvođenja promjenjivog (prethodno poznatog i točno izračunatog) koeficijenta dijeljenja napona kvadraturnih nositelja tijekom najgorih uvjeta smetnji omogućuje smanjenje gubitka otpornosti na buku informacija nekoliko korisnika pri uvođenju prioriteta poruka u uvjetima dovoljnog niske vrijednosti odnos signal/šum (signal-smetnja) na ulazu demodulatora.
Analiza razine tehnologije omogućila je utvrđivanje da su analozi karakterizirani skupom značajki identičnim svim značajkama zahtjevanih tehničko rješenje, nedostaju, što ukazuje da je izum u skladu s uvjetom patentibilnosti "novost".
Rezultati potrage za poznatim rješenjima u ovom i srodnim područjima tehnike kako bi se identificirale značajke koje se podudaraju sa značajkama predmetnog zahtjeva koje se razlikuju od prototipa, pokazali su da ona ne proizlaze eksplicitno iz stanja tehnike. Stanje tehnike također ne otkriva utjecaj transformacija koje su predviđene bitnim značajkama predmetnog izuma na postizanje navedenog tehničkog rezultata. Stoga, izum za koji se zahtijeva patentiranje ispunjava zahtjev patentibilnosti "inventivne razine".
Inventivna metoda ilustrirana je crtežima, grafikonima i tablicama, koji pokazuju:
Slika 1 je blok dijagram uređaja za generiranje signala kvadraturne amplitudne modulacije;
Slika 2 - signalni prostor klasičnog KAM-16:
a) fiksne relativne vrijednosti amplituda moduliranih signala u kvadraturi;
b) fiksne relativne vrijednosti amplituda i faza nosača na izlazu modulatora KAM-16;
slika 3 - signalni prostor hijerarhijskog QAM-16 s modulacijskim parametrom =2;
Slika 4 prikazuje grafove prosječne vjerojatnosti pogreške ovisno o parametru modulacije (koeficijent dijeljenja napona kvadraturnih nositelja):
a) ovisnost vjerojatnosti pogreške u primanju prvog (drugog), trećeg (četvrtog) bita i prosječne vjerojatnosti pogreške po bitu za klasični QAM-16;
b) ovisnost vjerojatnosti pogreške u primanju prvog (drugog), trećeg (četvrtog) bita i prosječne vjerojatnosti pogreške po bitu za optimalni hijerarhijski QAM-16;
Slika 5 prikazuje točne vrijednosti modulacijskih parametara (koeficijenata dijeljenja napona) za različite vrijednosti signala i šuma na ulazu prijemnika i energetske dobitke (dobitke u otpornosti na buku) optimalnog KAM-16 u usporedbi s poznatim hijerarhijski i klasično slični signali.
Uređaj za generiranje signala kvadraturne amplitudne modulacije prikazan na slici 1 radi na sljedeći način.
Oblikivač KAM-16 sastoji se od dva paralelna radna kanala, od kojih se u jednom vrši fazno-amplitudna manipulacija sinwt signala (kanal I), a u drugom fazno-amplitudna manipulacija coswt signala (kanal Q). Navedeni signali se dobivaju iz zajedničkog glavnog oscilatora 1, a coswt signal se dobiva pomakom faze sinwt signala za 90° pomoću faznog pomicača (0°/90°) 2. Faze I i Q signala upravljaju se pomoću sklopki 5 i 6, na čiji se prvi ulaz dovodi signal bez faznog pomaka, a na drugi ulaz - signali s faznim pomakom od 180° s izlaza faznih pomaka 3 i 4. Prekidači 5 i 6 upravljaju kodnim kombinacijama Ik i Qk, koje se dostavljaju informacijskim ulazima manipulatora fazne amplitude. Kao rezultat takve modulacije, signalni vektori I i Q će zauzeti fiksne fazne položaje, prikazane na slici 2a.
Amplitudna modulacija I i Q signala provodi se pomoću sklopki 7 i 8 i upravljanih razdjelnika napona 10 i 11 s promjenjivim omjerom dijeljenja. Prekidači 7 i 8 upravljaju se kodnim kombinacijama Ek odnosno Dk koje se dovode na informacijske ulaze modulatora. Kombinacije kodova Ik, Qk, Ek i Dk dolaze iz oblikovatelja impulsa izvora poruka.
Nakon zbrajanja moduliranih signala I i Q u zbrajaču 9 formira se 16 fiksnih točaka u koordinatnom sustavu I i Q - sl. 2b. Vektori koji povezuju ishodište i fiksne točke odredit će amplitudu i fazu QAM nositelja na izlazu modulatora za različite kombinacije kodova.
Kada se informacija o omjeru signala i šuma na ulazu KAM demodulatora od 10 -11 do 0,1 primi na druge ulaze razdjelnika napona 10 i 11 preko reverznog kanala, nastaje klasična struktura signala KAM-16 na izlaz uređaja. Kada se promijeni stanje šuma na komunikacijskoj liniji i na drugim ulazima se dobije informacija o omjeru signal/šum na ulazu QAM demodulatora od 0,1 do 0,3 (područje primjene modernih turbo kodova). razdjelnika napona 10 i 11 preko reverznog kanala, na izlazu uređaja -16 (OKAM-16) formira se optimalna struktura QAM signala s boljim energetskim karakteristikama u odnosu na poznate klasične i hijerarhijske QAM signale.
Točni proračuni otpornosti na buku predloženog optimalnog KAM-16 s optimalnim koeficijentom modulacije
u usporedbi s otpornošću na šum sličnih poznatih klasičnih signala s koeficijentom modulacije =1 (slika 2b) i hijerarhijskih signala s koeficijentom modulacije =2, 4 (slika 3) pokazala je sljedeće.
1. S vrijednostima potrebne prosječne vjerojatnosti pogreške po bitu P b u rasponu od 0,3 do 0,1, minimalna prosječna energija po bitu h 2 bc ( opt) za optimalnu konstrukciju QAM-16 manja je od h 2 bc ( = 1/2) potrebna za poznati klasični QAM -16 u iznosu od 0,46 dB do 0,17 dB (otpornost na buku optimalnog KAM-16 pri fiksnoj snazi odašiljača veća je od otpornosti na buku klasičnog KAM-a 16), a minimalna vršna energija h 2 m (opt) ne prelazi h 2 m ( = 1/2) U ovom slučaju optimalan parametar modulacija (normalizirani koeficijent razdjelnika napona) opt varira od 1 do 0,39 (Sl. 5, Tablica 5.1).
2. Dobitak u vršnom faktoru P1/P2 optimalnog KAM-16 u usporedbi s klasičnim KAM-16 kada se minimizira vršna energija h 2 m kreće se od 1,342 za P b =0,4 do 1,08 za P b =0,2 (slika 5. , Tablica 5.2 ).
3. Da bi se postigla zahtijevana vrijednost prosječne vjerojatnosti pogreške bita P tr =0,3 i P tr =0,1, potrebna vrijednost minimalne vršne energije h 2 m na opt je znatno manja od h 2 m na =1/2 ( =1), a daljnjim smanjenjem P tr sa 10 -2 na 10 -11, vrijednost opt postupno se približava 0,5, tj. dobro poznatoj klasičnoj konstrukciji KAM-16 signala (sl. 4a, b).
4. Predložena optimalna konstrukcija strukture signala KAM-16 (SC) u usporedbi s prethodno poznatim klasičnim i hijerarhijskim KAM-16 zahtijeva manje h 2 m u cijelom rasponu vrijednosti potrebne prosječne vjerojatnosti pogreške bita P b , što zauzvrat dovodi do povećanja energetskih karakteristika prvog u odnosu na drugi, tj. kako bi se smanjio gubitak otpornosti na buku (slika 4c).
5. Za vrijednosti potrebnog P b u rasponu od 0,1 i više, dobro poznati hijerarhijski QAM-16 s modulacijskim koeficijentom = 4 nadmašuje ICAM-16 s = 2 i klasični QAM-16 u smislu potrebnog h 2 m, ali sve ove signalne strukture su zauzvrat inferiorne u odnosu na predloženi optimalni SK KAM-16 u smislu energije, tj. u smislu otpornosti na buku (slika 4d).
Dakle, uz takav skup bitnih značajki u formiranju signala heksadecimalne kvadraturne amplitudne modulacije, osigurano je smanjenje gubitaka otpornosti na šum uzrokovano uvođenjem optimalnog koeficijenta modulacije (koeficijent razdjelnika napona), ovisno o odnosu signal/šum. omjer dobiven preko obrnutog kanala na ulazu demodulatora KAM-16 kao s cijepanjem ili bez cijepanja ukupnog prenesenog toka bitova na podstreamove prema prioritetu.
2. Patent Ruska Federacija br. 2205518, IPC N04L 27/20, 12/11/2001.
3. Sklyar, Bern. Digitalna komunikacija. Teorijska osnova I praktičnu upotrebu. ur. 2., rev. [Tekst] / Prijevod s engleskog - M.: Radio i veze, 1986. - 544 str.
4. Sevalnev L.A. Digitalni prijenos televizijski programi uz informacijsku kompresiju podataka prema satelitski kanali komunikacije // Tele-Sputnik, br. 7, 1997. - P.64-69.
5. Sevalnev L.A. Prijenos digitalnih televizijskih signala s kompresijom podataka putem kabelskih komunikacijskih linija // Tele-Sputnik, br. 1(27), 1998. - P.54-67.
6. Burachenko D.L. Optimizacija hijerarhijskog dizajna 16 QAM signala s dva algoritma optimalan prijem i dvije manipulacijske šifre. [Tekst]: D.L. Burachenko, V.I.Timoshin // Materijali 8. međunarodne znanstveno-tehničke konferencije. - Sankt Peterburg: GUT im. prof. M. A. Bonch-Bruevich, 2002. - P. 17-19.
7. Frisk V.V. Osnove teorije sklopova. [Tekst] - M.: IP RadioSoft, 2002. - P.34-36.
ZAHTJEV
Metoda za generiranje signala kvadraturne amplitudne modulacije s formiranjem nosive frekvencije modulacijom i zbrajanjem dva kvadraturna signala: sin(wt) i cos(wt) preko dva paralelna radna kanala, u svakom od kojih se fazno-amplitudna modulacija izvodi pomoću kontroliranog sklopke i razdjelnici napona, karakterizirani time da se dijeljenje napona nositelja u svakom od dva kvadraturna kanala provodi sinkrono s promjenjivim koeficijentom koji ovisi o omjeru signala i šuma na ulazu demodulatora prijamnika, primljenog preko povrata kanala pod najgorim uvjetima smetnji.
Signal je definiran kao napon ili struja koja se može prenijeti kao poruka ili kao informacija. Po svojoj prirodi, svi signali su analogni, bili oni DC ili AC, digitalni ili pulsni. Međutim, uobičajeno je razlikovati analogne i digitalne signale.
Digitalni signal je signal koji je na određeni način obrađen i pretvoren u brojeve. Obično ove digitalni signali povezani su sa stvarnim analognim signalima, ali ponekad nema veze između njih. Primjer je prijenos podataka preko lokalnih mreža (LAN) ili drugih mreža velike brzine.
U digitalnoj obradi signala (DSP), analogni signal se pretvara u binarni oblik pomoću uređaja koji se naziva analogno-digitalni pretvarač (ADC). ADC izlaz proizvodi binarnu reprezentaciju analognog signala, koju zatim obrađuje aritmetički digitalni procesor signala (DSP). Nakon obrade, informacije sadržane u signalu mogu se pretvoriti natrag u analogni oblik pomoću digitalno-analognog pretvarača (DAC).
Drugi ključni koncept u definiranju signala je činjenica da signal uvijek nosi neku informaciju. To nas dovodi do ključnog problema u fizičkoj analognoj obradi signala: problema pronalaženja informacija.
Ciljevi obrade signala.
Glavna svrha obrade signala je potreba za dobivanjem informacija sadržanih u njima. Ove informacije su obično prisutne u amplitudi signala (apsolutnoj ili relativnoj), frekvenciji ili spektralnom sadržaju, fazi ili relativnom vremenskom rasporedu više signala.
Nakon što se željena informacija izvuče iz signala, može se koristiti na razne načine. U nekim slučajevima poželjno je preformatirati informacije sadržane u signalu.
Konkretno, tijekom prijenosa dolazi do promjene formata signala zvučni signal u telefonskom sustavu s frekvencijskim višestrukim pristupom (FDMA). U ovom slučaju, analogne metode se koriste za postavljanje više glasovnih kanala u frekvencijski spektar za prijenos putem mikrovalnog radio releja, koaksijalnog kabela ili optičkog kabela.
U digitalnoj komunikaciji, analogne audio informacije prvo se pretvaraju u digitalne pomoću ADC-a. Digitalne informacije koje predstavljaju pojedinačne audio kanale vremenski su multipleksirane (višestruki pristup s vremenskim dijeljenjem, TDMA) i prenose serijskom digitalnom vezom (kao u PCM sustavu).
Drugi razlog za obradu signala je komprimiranje propusnosti signala (bez značajnog gubitka informacija) nakon čega slijedi formatiranje i prijenos informacija smanjenim brzinama, što omogućuje sužavanje potrebne propusnosti kanala. Modemi velike brzine i sustavi adaptivne modulacije pulsnog koda (ADPCM) naširoko koriste algoritme za eliminaciju (kompresiju) redundantnosti podataka, kao i digitalni mobilni komunikacijski sustavi, MPEG sustavi audio snimanja i televizija visoke razlučivosti (HDTV).
Industrijski sustavi prikupljanja podataka i kontrole koriste informacije primljene od senzora za generiranje odgovarajućih povratnih signala, koji zauzvrat izravno kontroliraju proces. Imajte na umu da ovi sustavi zahtijevaju i ADC i DAC, kao i senzore, pretvarače signala i DSP-ove (ili mikrokontrolere).
U nekim slučajevima postoji šum u signalu koji sadrži informacije, a glavni cilj je rekonstruirati signal. Tehnike poput filtriranja, autokorelacije, konvolucije itd. često se koriste za postizanje ovog zadatka u analognim i digitalnim domenama.
CILJEVI OBRADE SIGNALA- Izdvajanje informacija o signalu (amplituda, faza, frekvencija, spektralne komponente, vremenski odnosi)
- Pretvorba formata signala (FDMA, TDMA, CDMA)
- Kompresija podataka (modemi, Mobiteli, HDTV televizija, MPEG kompresija)
- Generiranje povratnih signala (kontrola industrijskog procesa)
- Izolacija signala od šuma (filtriranje, autokorelacija, konvolucija)
- Izoliranje i pohranjivanje signala u digitalnom obliku za naknadnu obradu (FFT)
Kondicioniranje signala
U većini gore navedenih situacija (povezanih s upotrebom DSP tehnologija), potrebni su i ADC i DAC. Međutim, u nekim slučajevima potreban je samo DAC kada se analogni signali mogu izravno generirati iz DSP-a i DAC-a. Dobar primjer su skenirani video prikazi, u kojima se generira digitalnom obliku signal pokreće video sliku ili blok RAMDAC (digitalno-analogni pretvarač niza piksela).
Drugi primjer je umjetno sintetizirana glazba i govor. U stvarnosti, generiranje fizičkih analognih signala korištenjem isključivo digitalnih metoda oslanja se na informacije prethodno dobivene iz izvora sličnih fizičkih analognih signala. U sustavima zaslona, podaci na zaslonu moraju prenositi relevantne informacije operateru. Tijekom razvoja zvučni sustavi specificirani su statističkim svojstvima generiranih zvukova, koji su prethodno određeni opsežnom upotrebom DSP metoda (izvor zvuka, mikrofon, pretpojačalo, ADC, itd.).
Metode i tehnologije obrade signala
Signali se mogu obrađivati analognim tehnikama (analogna obrada signala ili ASP), digitalnim tehnikama (digitalna obrada signala ili DSP) ili kombinacijom analognih i digitalnih tehnika (mješovita obrada signala ili MSP). U nekim je slučajevima izbor metoda jasan, u drugim slučajevima izbor nije jasan i konačna se odluka temelji na određenim razmatranjima.
Što se tiče DSP-a, njegova glavna razlika od tradicionalne računalne analize podataka je velika brzina i učinkovitost u izvođenju složenih funkcija digitalne obrade kao što su filtriranje, analiza i kompresija podataka u stvarnom vremenu.
Izraz "kombinirana obrada signala" podrazumijeva da sustav izvodi analognu i digitalnu obradu. Takav sustav može biti implementiran kao tiskana pločica, hibridni integrirani krug (IC) ili zasebni čip s integriranim elementima. ADC i DAC se smatraju kombiniranim uređajima za obradu signala, budući da svaki od njih implementira i analogne i digitalne funkcije.
Nedavni napredak u IC tehnologiji integracije vrlo visoke razine (VLSI) omogućuje složenu (digitalnu i analognu) obradu na jednom čipu. Sama priroda DSP-a znači da se ove funkcije mogu izvoditi u stvarnom vremenu.
Usporedba analogne i digitalne obrade signala
Današnji se inženjer suočava s odabirom odgovarajuće kombinacije analognih i digitalnih tehnika za rješavanje problema obrade signala. Nemoguće je obraditi fizičke analogne signale samo digitalnim metodama, jer su svi senzori (mikrofoni, termoparovi, piezoelektrični kristali, glave disk jedinica, itd.) analogni uređaji.
Neke vrste signala zahtijevaju normalizacijske sklopove za daljnju obradu signala, kako analognih tako i digitalnih. Krugovi za normalizaciju signala analogni su procesori koji obavljaju funkcije kao što su pojačanje, akumulacija (u mjernim i preliminarnim (spremničkim) pojačalima), detekcija signala na pozadini šuma (visoko precizna pojačala zajedničkog načina rada, ekvilajzeri i linearni prijamnici), kompresija dinamičkog raspona ( logaritamska pojačala, logaritamski DAC i programabilna pojačala pojačala) i filtriranje (pasivno ili aktivno).
Nekoliko metoda za implementaciju obrade signala prikazano je na slici 1. Gornje područje slike prikazuje čisto analogni pristup. Preostala područja prikazuju implementaciju DSP-a. Imajte na umu da kada je DSP tehnologija odabrana, sljedeća odluka mora biti lociranje ADC-a na putu obrade signala.
ANALOGNA I DIGITALNA OBRADA SIGNALA
Slika 1. Metode obrade signala
Općenito, budući da je ADC pomaknut bliže senzoru, većinu analogne obrade signala sada obavlja ADC. Povećanje mogućnosti ADC-a može se izraziti u povećanju frekvencije uzorkovanja, širenju dinamički raspon, povećanje razlučivosti, odsijecanje ulaznog šuma, korištenje ulaznog filtriranja i programabilnih pojačala (PGA), korištenje izvora referentnog napona na čipu, itd. Svi navedeni dodaci povećavaju funkcionalnu razinu i pojednostavljuju sustav.
U prisutnosti moderne tehnologije proizvodnja DAC i ADC sa visoke frekvencije mogućnostima uzorkovanja i razlučivanja, postignut je značajan napredak u integraciji sve više sklopova izravno u ADC/DAC.
U mjernoj industriji, na primjer, postoje 24-bitni ADC-ovi s ugrađenim programabilnim pojačalima (PGA) koji omogućuju izravnu digitalizaciju premosnih signala od 10 mV bez naknadne normalizacije (npr. AD773x serija).
Na glasovnim i audio frekvencijama uobičajeni su složeni uređaji za kodiranje-dekodiranje - kodeci (Analog Front End, AFE), koji imaju analogni sklop ugrađen u čip koji zadovoljava minimalne zahtjeve za vanjske normalizacijske komponente (AD1819B i AD73322).
Također postoje video kodeci (AFE) za aplikacije kao što su CCD obrada slike i druge (kao što su AD9814, AD9816 i AD984X serije).
Primjer implementacije
Kao primjer upotrebe DSP-a, usporedite analogne i digitalne niskopropusne filtre (LPF), svaki s graničnom frekvencijom od 1 kHz.
Digitalni filtar implementiran je kao tipičan digitalni sustav, prikazan na slici 2. Imajte na umu da dijagram sadrži nekoliko implicitnih pretpostavki. Prvo, kako bi se točno obradio signal, pretpostavlja se da ADC/DAC put ima dovoljne vrijednosti frekvencije uzorkovanja, rezolucije i dinamičkog raspona. Drugo, kako bi dovršio sve svoje izračune unutar intervala uzorkovanja (1/f s), DSP uređaj mora biti dovoljno brz. Treće, na ADC ulazu i DAC izlazu još uvijek postoji potreba za analognim filtrima za ograničavanje i vraćanje spektra signala (anti-aliasing filtar i anti-imaging filtar), iako su zahtjevi za njihovu izvedbu niski. Uz ove pretpostavke, digitalni i analogni filtri se mogu usporediti.
Slika 2. Blok dijagram digitalnog filtera
Potrebna granična frekvencija za oba filtra je 1 kHz. Analogna pretvorba provodi se prve vrste šestog reda (karakteriziraju je prisutnost valovitosti koeficijenta prijenosa u propusnom pojasu i odsutnost valovitosti izvan propusnog pojasa). Njegove karakteristike prikazane su na slici 2. U praksi se ovaj filtar može prikazati s tri filtra drugog reda, od kojih je svaki izgrađen na operacijskom pojačalu i nekoliko kondenzatora. Korištenjem modernih sustava računalno potpomognutog projektiranja filtara (CAD), stvaranje filtra šestog reda je prilično jednostavno, ali ispunjavanje specifikacije ravnosti od 0,5 dB zahtijeva precizan odabir komponenti.
Digitalni FIR filtar s koeficijentom od 129 prikazan na slici 2 ima ravnost propusnog pojasa od samo 0,002 dB, linearni fazni odziv i mnogo strmije okretanje. U praksi se takve karakteristike ne mogu realizirati analognim metodama. ostalo očita prednost Dizajn je takav da digitalni filtar ne zahtijeva odabir komponenti i nije podložan driftu parametara, budući da je frekvencija sinkronizacije filtra stabilizirana kvarcnim rezonatorom. Filtar sa 129 koeficijenata zahtijeva 129 multiply-acumulate (MAC) operacija za izračunavanje izlaznog uzorka. Ovi izračuni moraju se izvršiti unutar intervala uzorkovanja od 1/fs kako bi se osigurao rad u stvarnom vremenu. U ovom primjeru, brzina uzorkovanja je 10 kHz, tako da je 100 μs vremena obrade dovoljno osim ako nije potrebno značajno dodatno izračunavanje. ADSP-21xx obitelj DSP-ova može završiti cijeli proces množenja-akumulacije (i druge funkcije potrebne za implementaciju filtra) u jednom ciklusu instrukcija. Stoga filtar sa 129 koeficijenata zahtijeva brzinu veću od 129/100 μs = 1,3 milijuna instrukcija u sekundi (MIPS). Postojeći DSP-ovi su mnogo brži i stoga nisu ograničavajući faktor za ove aplikacije. 16-bitna ADSP-218x serija s fiksnom točkom pruža performanse do 75 MIPS. Ispis 1 prikazuje sklopovni kod koji implementira filtar na DSP procesore ADSP-21xx obitelji. Imajte na umu da su stvarne linije izvršnog koda označene strelicama; ostalo su komentari.
Slika 3. Analogni i digitalni filtri
Naravno, u praksi postoje mnogi drugi faktori koji se uzimaju u obzir kada se uspoređuju analogni i digitalni filtri ili analogne i digitalne metode obrade signala općenito. Suvremeni sustavi za obradu signala kombiniraju analogne i digitalne metode za implementaciju željene funkcije i iskorištavanje prednosti najboljih metoda, analognih i digitalnih.
PROGRAM SKUPŠTINE:
FIR FILTER ZA ADSP-21XX (JEDNA PRECIZNOST)
MODUL fir_sub; ( Podrutina FIR filtra Podrutina poziva parametre I0 --> Najstariji podaci u liniji kašnjenja I4 --> Početak tablice koeficijenata filtra L0 = Duljina filtra (N) L4 = Duljina filtra (N) M1,M5 = 1 CNTR = Duljina filtra - 1 (N-1) Povratne vrijednosti MR1 = Rezultat zbrajanja (zaokružen i ograničen) I0 --> Najstariji podaci u liniji kašnjenja I4 --> Početak tablice koeficijenata filtera Varijabilni registri MX0,MY0,MR Vrijeme rada (N - 1) + 6 ciklusa = N + 5 ciklusa Svi koeficijenti su zapisani u formatu 1.15).UNOS fir; jela: MR=0, MX0=DM(I0,M1), MY0=PM(I4,M5) CNTR = N-1; RADITI konvoluciju DO CE; konvolucija: MR=MR+MX0*MY0(SS), MX0=DM(I0,M1), MY0=PM(I4,M5); MR=MR+MX0*MY0(RND); AKO MV SAT MR; RTS; .ENDMOD; OBRADA SIGNALA U REALNOM VREMENU
Književnost:
Uz članak “Vrste signala” pročitajte:
