Контроллер для активной коррекции мощности. С низким стартовым током: корректоры коэффициента мощности от компании STM

На сегодняшний день существуют два подхода к построению источников питания, дающих на выходе стабильное выходное напряжение или ток — источники питания с параметрической и с импульсной стабилизацией.

В линейных источниках стабилизация выходного параметра осуществляется за счет нелинейного элемента. Импульсные — работают по принципу управления энергией в катушке индуктивности с помощью одного или нескольких коммутирующих ключей.

Преимущество первых — низкий уровень высокочастотных шумов, что важно для аналоговой аппаратуры. За импульсными источниками — более высокие мощности и лучшее соотношение мощности и размеров. Кроме того, они имеют более высокий КПД. Вопросы сложности или простоты схемотехники являются весьма спорными, т.к. современная промышленность предлагает широкий спектр решений, в том числе и однокристальных, для любых приложений.

Но для сети линейные и импульсные источники питания являются нелинейной нагрузкой — форма потребляемого тока будет отличаться от синусоидальной, что приведет к возникновению дополнительных гармоник, а следовательно — к появлению реактивной составляющей мощности, дополнительному нагреву и потерям в линиях электропередач. Кроме того, другим потребителям энергии приходится применять дополнительные меры для защиты от сетевых помех — особенно в случае импульсных блоков высокой мощности, работающих под нагрузкой. Ограничения на допустимые наводки в сети от работающего прибора регламентируются соответствующими международными и государственными стандартами. Можно не сомневается, что российские стандарты в этой области будут ужесточаться и приближаться к мировым. В итоге именно те компании, которые освоят техники снижения сетевых помех, получат значительное преимущество над конкурентами.

Для снижения влияния потребителя тока на сеть применяются активные или пассивные корректоры. Пассивные корректоры представляют собой дроссели, чаще всего применяемые в устройствах небольшой мощности и некритичные к габаритным размерам. В остальных случаях целесообразно применение активных высокочастотных корректоров, часто называемых корректорами коэффициента мощности (ККМ или PFC — Power Factor Correction). К основным задачам ККМ можно отнести:

• Придание потребляемому от сети току синусоидальной формы (снижение коэффициента гармоник);
• Ограничение выходной мощности;
• Защиту от короткого замыкания;
• Защиту от пониженного или повышенного напряжений.

Фактически, ККМ можно рассматривать как некий буферный каскад (схему), снижающий взаимное влияние питающей сети и источника питания.

Типовая структура корректора мощности представлена на рисунке 1.

Рис. 1.

ККМ может быть реализован не только на дискретных элементах, но и при помощи специализированных микросхем — контроллеров ККМ (PFC-корректоры). К основным производителям контроллеров корректоров коэффициента мощности относятся:

• STMicroelectronics- L4981, L656x;

• Texas Instruments- UCx854, UC28xx;

• International Rectifier — IR115x;

• ON Semiconductor- MC3x262, MC33368, NCP165x, NCP160x;

• Fairchild Semiconductor- FAN48xx, FAN69x, FAN7527;

• Linear Technology Corporation- LTC1248.

ККМ-контроллеры STMicroelectronics

Компания STMicroelectronics предлагает несколько серий производительных контроллеров ККМ, способных обеспечить различные режимы работы прибора. Дополнительные опции упрощают построение импульсных источников питания, учитывая стандарты энергосбережения и требования к уровню вносимых в питающую сеть искажений.

Таблица 1. Контроллеры корректора коэффициента мощности STMicroelectronics

Микросхема	Корпус	Режим работы	Напряжение питания, В	Ток потребления, мА активный/стартовый (низкопотребляющий)	Примечание
L4981	PDIP 20; SO-20	ССМ	19,5	12/0,3	Мягкий старт; защита от перенапряжения, перегрузки по току
L6561	DIP-8; SO-8	TM	11…18	4/0,05	Защита от перенапряжения
L6562A	DIP-8; SO-8	TM, Fixed-Off-Time	10,5…22,5	3,5/0,03	Защита от перенапряжения
L6562AT	SO-8	TM, Fixed-Off-Time	10,5…22,5	3,5/0,03	Защита от перенапряжения
L6563H	SO-16	TM, tracking boost	10,3…22,5	5/0,09
L6563S	SO-14	TM, tracking boost	10,3…22,5	5/0,09	Высоковольтный старт; защита от перенапряжения, разрыва обратной связи, насыщения индуктора
L6564	SSOP 10	TM, tracking boost	10,3…22,5	5/0,09	Высоковольтный старт; защита от перенапряжения, разрыва обратной связи, насыщения индуктора

Микросхема контроллера корректора мощности L4981 позволяет построить высокоэффективные блоки питания с синусоидальным током потребления. Коэффициент мощности может достигать величины 0,99 при низком уровне гармоник. Сама микросхема реализована по технологии BCD 60II и работает по принципу контроля среднего тока (CCM), поддерживая синусоидальность потребляемого тока.

L4981 может быть использована в системах с питающими напряжениями 85…265 В без внешнего драйвера силового ключа. Серия «A» для ШИМ-контроллера использует фиксированную частоту; серия «B» для оптимизации входного фильтра дополнительно использует частотную модуляцию.

Также в состав микросхемы входят: прецизионный источник опорного напряжения, усилитель рассогласования, схема блокировки работы при критическом падении напряжения, датчик тока, схема мягкого старта и защита от перенапряжения и перегрузки по току. Уровень срабатывания защиты по току для L4981A задается при помощи внешнего резистора; для повышения точности в серии L4981B используется внешний делитель напряжения.

Ключевые особенности:

• Boost-ШИМ с коэффициентом мощности до 0,99;
• Искажение тока не более 5%;
• Универсальный вход;
• Мощный выходной каскад (биполярные и МОП-транзисторы);
• Защита от просадки напряжения с гистерезисом и программируемым порогом включения;
• Встроенный источник опорного напряжения с точностью 2% (доступен извне);
• Низкий ток запуска (~0,3мА);
• Система мягкого включения.

Серия L6561 является улучшенной версией PFC-контроллера L6560 (полностью с ним совместима). Основные новшества:

• Улучшенный аналоговый умножитель, позволяющий устройству работать в широком диапазоне входных напряжений (от 85 до 265В) с превосходными показателями коэффициента гармоник (THD);
• Стартовый ток уменьшен до нескольких миллиампер (~4мА);
• Добавлен вывод разрешения работы, гарантирующий низкое энергопотребление в режиме ожидания (stand by ).

Ключевые возможности, воплощенные в смешанной технологии BCD:

• Ультранизкий стартовый ток (~50мкА);
• 1% встроенный источник опорного напряжения;
• Программируемая защита от перенапряжения;
• Токовый датчик без внешнего фильтра низких частот;
• Малый ток покоя.

Выходной каскад способен управлять силовыми МОП- или IGBT-ключами с токами управления до 400 мА. Микросхема работает в переходном режиме работы корректоров коэффициента мощности — Transition Mode (TM) — промежуточный режим между непрерывным (CCM) и прерывистым (DCM). L6561 оптимизирована для балластных схем питания газоразрядных ламп, сетевых адаптеров, импульсных источников питания.

Контроллер ККМ L6562A/L6562AT также работает в переходном режиме (TM) и совместим повыводно с предшественниками L6561 и L6562. Его высоколинейный умножитель имеет специальную схему, уменьшающую рассогласование входного переменного тока, что позволяет оперировать в широком диапазоне входных напряжений с низким коэффициентом гармоник при различных нагрузках. Выходное напряжение контролируется операционным усилителем с высокоточным источником опорного напряжения (до 1% точности).

L6562A/L6562AT в режиме покоя имеет потребление порядка 60 мкА и рабочий ток всего 5 мА. Наличие входа управления включением/выключением облегчает создание конечных устройств, отвечающих требованиям стандартов Blue Angel, EnergyStar, Energy2000 и ряда других.

Эффективная двухуровневая система защиты от перенапряжения срабатывает даже в случае возникновения перегрузки в момент запуска корректора или же в случае отрыва нагрузки при работе.

Выходной каскад способен обеспечить выходной ток до 600 мА и входной до 800 мА, что является достаточным для управления мощными силовыми MOSFETs или IGBT-ключами. В дополнение к указанным выше возможностям L6562A может оперировать в проприетарном режиме фиксированного времени выключения (Fixed-Off-Time ) — рисунок 2.

Рис. 2.

Серии ККМ-контроллеров L6563, L6563S, L6563H, L6564 построены по схеме типового корректора коэффициента мощности, работающего в режиме TM с рядом дополнительных возможностей.

L6563, L6563S имеют режим работы Tracking boost, двунаправленный вход упреждения напряжения, вход разрешения работы, прецизионный источник опорного напряжения (точность при 25°С в пределах 1…1,5%). Кроме того, в микросхему интегрированы: схемы защиты от перенапряжения с настраиваемым порогом, разрыва контура обратной связи (выключение микросхемы), насыщения индуктора (выключение микросхемы); программируемый детектор критического падения переменного напряжения. Максимальный ток потребления L6563х составляет не более 6 мА в активном режиме, стартовый ток менее 100 мкА.

Микросхема контроллера корректора
коэффициента мощности L6562A

Сферы применения ККМ-контроллера включают в себя:

• Импульсные блоки питания, отвечающие требованиям стандартов IEC61000-3-2 (телевизоры, мониторы, компьютеры, игровые консоли);
• AC/DC-преобразователи/зарядные устройства с мощностью до 400 Вт;
• Электронный балласт;
• Входной уровень серверов и веб-серверов.

Ключевыми особенностями L6562A являются:

• Проприетарное решение умножителя;
• Настраиваемые уровни защиты от перенапряжения;
• Ультранизкий стартовый ток- 30мкА;
• Низкий ток покоя- 2,5мА;
• Мощный выходной каскад для управления силовыми ключами- -600,800мА.

Микросхемы выпускаются в компактных восьмивыводных корпусах DIP-8 и SO-8. Структурная схема L6562A показана на рисунке 3.

Рис. 3.

Инверсный вход усилителя ошибки разделяет функции вывода разрешения работы микросхемы. При напряжении на нем ниже 0,2 В он выключает микросхему, тем самым понижая ее энергопотребление, а при превышении порога в 0,45 В микросхема переходит в активный режим. Основное назначение данной функции — управление ККМ-контроллером, например, он может управляться следующим за ним ШИМ-контроллером преобразователя напряжения. Дополнительной возможностью, предоставляемой функцией выключения, является автоматическое отключение в случае замыкания на землю напряжения низкоомного резистора выходного делителя или обрыва цепи делителя.

Выходной сигнал усилителя ошибки поступает на его инверсный вход через компенсирующие цепи обратной связи. Фактически, работа данных цепей определяет стабильность выходного напряжения, высокий коэффициент мощности и низкий уровень гармоник.

После выпрямителя основное питающее напряжение поступает на вход умножителя через делитель напряжения и служит источником опорного синусоидального сигнала для токовой петли.

Напряжение с измерительного резистора в цепи силового ключа поступает на вход компаратора ШИМ, где сравнивается с опорным синусоидальным сигналом для определения момента размыкания ключа. Для снижения влияния импульсных помех аппаратно реализована задержка в 200 нс от фронта импульса. По отрицательному фронту импульса размагничивания индуктора происходит замыкание силового ключа.

Примером схемы включения L6562A может служить повышающий источник напряжения на 400 В (рисунок 4).

Рис. 4.

Вторым примером может служить применение L6562A в составе источника питания для светодиодных светильников (рисунок 5).

Рис. 5.

L6562A имеет специализированную схему, снижающую влияние переходных процессов в районе нулевого переменного входного напряжения, когда диоды в выпрямительном мосту еще закрыты, и ток через мост равен нулю. Для борьбы с данным эффектом встроенная схема заставляет ККМ-контроллер перекачивать больше энергии в момент пересечения нуля сетевым напряжением (увеличивается промежуток времени нахождения силового ключа в открытом состоянии). В результате уменьшается промежуток времени, в течение которого потребление энергии (тока) схемой недостаточно, и полностью разряжается фильтрующий конденсатор, стоящий после моста. Низкое значение опорного напряжения позволяет использовать более низкоомный резистор для измерения тока в цепи силового ключа, соответственно снижается и рассеиваемая на нем мощность (меньше рассеиваемой мощности ® меньше нагрев ® ниже требования к системе охлаждения и вентиляции). Низкие входные токи динамической защиты от перенапряжения допускают применение высокоомного верхнего резистора в делителе напряжения цепи обратной связи по напряжению без увеличения влияния шума. В итоге снижается ток потребления схемы в режиме ожидания (важно в связи с требованиями стандартов энергосбережения). В таблице 2 приведены основные параметры ККМ-контроллера L6562A.

Таблица 2. Основные эксплуатационные параметры L6562A

Параметр	Значение
Пороги включения/выключения, В	12,5/10
Разброс значений порога выключения (макс), В	± 0,5
Ток микросхемы перед запуском (макс), мкА	60
Усиление умножителя	0,38
Значение опорного напряжения, В	1,08
Время реакции на изменение тока, нс	175
Динамический ток переключения схемы OVP, мкА	27
Пороги детектора нуля, выключения/срабатывания/удержания, В	1,4/0,7/0
Пороги включения/выключения микросхемы, В	0,45/0,2
Падение напряжения на внутреннем драйвере ключа, В	2,2
Задержка относительно фронта импульса в датчике тока, нс	200

Все это делает L6562A прекрасным недорогим решением для ИБП мощностью до 350 Вт, совместимых с требованиями стандартов EN61000-3-2.

Варианты применения и методика расчета типовых узлов для схем на основе L6562A/АТ приводятся в руководствах по применению; список основных документов приведен ниже.

AN3159: STEVAL-ILH005V2: 150 W HID electronic ballast — встраиваемый блок электронного балласта мощностью до 150 Вт.

AN2761: Solution for designing a transition mode PFC preregulator with the L6562A — примеры построения предварительного регулятора с ККМ в транзитивном режиме на основе L6562A.

AN2782: Solution for designing a 400 W fixed-off-time controlled PFC preregulator with the L6562A — Пример разработки 400-ваттного предварительного регулятора с ККМ на базе L6552A в режиме фиксированного времени во выключенном состоянии.

AN2928: Modified buck converter for LED applications — Модифицированный понижающий преобразователь для светодиодного освещения.

AN3256: Low-cost LED driver for an A19 lamp — Светодиодный драйвер для ламп А19 по низкой цене.

AN2983: Constant current inverse buck LED driver using L6562A — Светодиодный драйвер постоянного тока на L6562A.

AN2835: 70 W HID lamp ballast based on the L6569, L6385E and L6562A — Схема электронного балласта для газоразрядных ламп.

AN2755: 400 W FOT-controlled PFC pre-regulator with the L6562A — 400-ватный предварительный регулятор на базе L6562A в режиме fixed-off-time.

AN2838: 35 W wide-range high power factor flyback converter demonstration board using the L6562A — Демонстрационная плата 35-ваттного широкодиапазонного конвертера с высоким коэффициентом мощности на основе L6562A.

AN3111: 18 W single-stage offline LED driver — Автономный одноуровневый 18-ваттный светодиодный драйвер.

AN2711: 120 VAC input-Triac dimmable LED driver based on the L6562A — Тиристорный регулируемый светодиодный драйвер на L6562A мощностью 120 Вт.

Демонстрационные платы, предлагаемые STMicroelectronics, позволяют быстро разобраться с различными режимами работы микросхем, а также посмотреть, как поведут себя устройства в разных условиях эксплуатации. Кроме того, отладочные средства служат прототипами устройств. На момент написания статьи для ознакомления с L6562A предлагается следующий набор отладочных средств — таблица 3.

Таблица 3. Отладочные средства для L6562A

Плата	Внешний вид	Описание
STEVAL-ILL027V2		18-ваттный автономный светодиодный драйвер
EVL6562A-TM-80W		Оценочная плата 80-ваттного корректора коэффициента мощности работающего в режиме TM
STEVAL-ILL013V1		Регулируемый автономный ККМ и светодиодный драйвер с регулировкой мощности на базе L6562A
EVL6562A-LED		Демонстрационная плата светодиодного драйвера постоянного тока на L6562A
STEVAL-ILL016V2		Тиристорный автономный светодиодный драйвер на L6562AD и TSM1052
STEVAL-ILL019V1		35-ваттный автономный светодиодный драйвер для четырехканальных светодиодных источников типа HB RGGB
STEVAL-ILL034V1		Светодиодный драйвер для ламп типа A19 на базе L6562A (ориентировано на американский рынок)
EVL6562A-400W L6562A		Предварительный регулятор напряжения с корректором коэффициента мощности в режиме fixed-off-time

ККМ-контроллеры STMicroelectronics серий L6563S/H

Помимо стандартных функций и возможностей контроллеры коэффициента мощности серии L6563S/H (рис. 6) имеют ряд опций, улучшающих характеристики конечных устройств, работающих на их основе.

Рис. 6.

Среди отличительных особенностей:

• Возможность работы в режиме tracking boost;
• 1/V 2 -коррекция;
• Защита от перенапряжения, разрыва цепи обратной связи, насыщения индуктора.

Высоколинейный умножитель с коррекцией ступенчатых искажений основного тока позволяет микросхемам работать в широком диапазоне входного переменного напряжения при минимальном уровне нелинейных искажений даже при больших нагрузках.

Выходное напряжение контролируется усилителем ошибки и прецизионным источником напряжения (1% при 25°С). Стабильность контура обратной связи отслеживается упреждающей связью по напряжению (1/V 2 -коррекция), которая в данной микросхеме использует уникальную проприетарную технику, позволяющую существенно улучшить переходные процессы на линии при падениях или скачках сетевого напряжения (т.н. двунаправленная связь — «bidirectional»).

ККМ-контроллер L6563H имеет тот же набор функций, что и L6563/L6563S, с добавлением высоковольтного источника запуска. Эта возможность востребована в приложениях с жесткими требованиями по энергосбережению, а также в тех случаях, когда контроллер ККМ работает в режиме мастера.

Дополнительно L6563H имеет возможность работы в режиме отслеживания повышения (tracking boost operation ) — выходное напряжение изменяется, реагируя на изменения сетевого напряжения.

L6563H может быть использован в составе блоков питания мощностью до 400 Вт при соответствии требованиям стандартов EN61000-3-2, JEITA-MITI.

Микросхема L6564 является более компактной версией L6563S в корпусе SSOP-10 — имеет тот же драйвер, источник опорного напряжения и систему управления. В серии L6563A отсутствует защита от насыщения индуктора.

Так же, как и L6562A, ККМ-контроллеры L6263x могут работать в режиме фиксированного времени выключения (Fixed-Off-Time ). Кроме того, выводы состояния контроллера позволяют управлять ШИМ-контроллером DC/DC-преобразователя, питаемого предварительным регулятором ККМ-контроллера при нештатных ситуациях (разрыв обратной связи, насыщение индуктора, перегрузка). С другой стороны, возможно отключение ККМ-контроллера в том случае, если DC/DC-конвертор работает на малую нагрузку. В отличие от серий L6562x имеются отдельные входы управления контроллером, что делает управление достаточно гибким.

AN3142: Solution for designing a 400 W fixed-off-time controlled PFC preregulator with the L6563S and L6563H — 400-ваттный ККМ-регулятор на L6563S и L6563H в режиме fixed-off-time.

AN3027: How to design a transition-mode PFC pre-regulator with the L6563S and L6563H — Разработка ТМ ККМ-контроллера с помощью L6563S and L6563H.

AN3203: EVL250W-ATX80PL: 250W ATX SMPS demonstration board — Демонстрационная плата ATX блока питания на 250 ВТ.

AN3180: A 200 W ripple-free input current PFC pre-regulator with the L6563S 1 — Корректор коэффициента мощности на L6563L свободный от шума входного тока.

AN2994: 400 W FOT-controlled PFC pre-regulator with the L6563S — 400-ваттный ККМ-контроллер на L6563S в режиме fixed-off-time.

AN3119: 250 W transition-mode PFC pre-regulator with the new L6563S — 250-ваттный ККМ-контроллер на L6563S в режиме transition-mode.

AN2941: 19 V — 75 W SMPS compliant with latest ENERGY STARR criteria using the L6563S and the L6566A — Импульсный блок питания с выходным напряжением 19 В мощностью 75 Вт совместимый с требованиями новейшего стандарта Energy Starr.

AN3065: 100 W transition-mode PFC pre-regulator with the L6563S — 100-ваттный ККМ-контроллер на L6563S в режиме transition-mode.

Демонстрационные платы для L6563S/ L6564 показаны в таблице 4.

Таблица 4. Отладочные средства для L6563S/ L6564

Наименование	Внешний вид	Описание
EVL250W-ATX80PL		Плата ATX блока питания на 250 Вт
EVL6563S-250W		250-ваттный предварительный регулятор с ККМ на базе L6563S в режиме TM
EVL6563S-100W		100-ваттный предварительный регулятор с ККМ на базе L6563S в режиме TM
EVL6563S-200ZRC		Корректор коэффициента мощности на L6563S свободный от шума входного тока (200 Вт)
EVL185W-LEDTV		Блок питания мощностью 185 Вт для LED-телевизоров с корректором коэффициента мощности, режимом ожидания на базе L6564, L6599A, и VIPER27L

Дополнительно по запросу разработчика могут быть предоставлены программные продукты для автоматизации разработки и расчета схем на L6563S, L6564 в режимах TM и fixed-off-time.

Рекомендации по выбору компонентов
для ККМ-контроллера

Для корректной работы микросхем ККМ-контроллеров, стабильной работы прибора и его соответствия требованиям стандартов необходимо выбрать подходящий режим работы.

Как правило, для мощностей меньше 200 Вт ККМ-контроллеры L6562A/3S/3H/4 включаются в режиме TM. Для приборов, оперирующих мощностями более 200 Вт, применяется микросхема L4981 (ее режим работы CCM). Возможно также применение серий L6562A/3S/3H/4 в режимах Fixed-Off-Time или Reeple-Steering.

Силовой MOSFET-ключ и выпрямительный диод для силовой части корректора мощности или источника питания можно легко выбрать из продукции STMicroelectronics.

Для устройств малой мощности (до 100 Вт) подходят силовые ключи семейства SuperMesh3, например, серии STx10N62K3. Для средней мощности (100…1000 Вт) — семейство MDMesh2 серии STx25NM50M. И для мощных источников, работающих с мощностями более 1 кВт — семейство MDMesh5 серии STP42N65M5.

Заключение

Несмотря на сравнительно небольшой по количеству серий ассортимент предлагаемых ККМ-контроллеров, продукция STMicroelectronics, благодаря ряду удачных схемотехнических решений и разнообразию возможных режимов работы, перекрывает практически весь спектр приложений импульсных преобразователей энергии — повышающие/понижающие блоки питания, драйверы светодиодных светильников, корректоры коэффициента мощности.

Кроме того, для всего спектра приложений осуществляется информационная и техническая поддержка разработчика — от рекомендаций по применению и программ для расчета блоков и узлов до отладочных и демонстрационных плат.

Получение технической информации, заказ образцов, поставка — e-mail:

О компании ST Microelectronics

И снова здравствуйте!..
К сожалению статья моя задержалась, т.к. возник срочный проект по работе, а так же появились интересные трудности при реализации корректора коэффициента мощности (далее ККМ ). А вызваны они были следующим - мы в своем производстве для управления ККМ используем «заказную» микросхему, которую нам под наши задачи производит дружественная особенно в 1941-м Австрия и соответственно в продаже ее не встретить. Поэтому встала задача переделать данный модуль под доступную элементарную базу и мой выбор пал на микросхему ШИМ-контроллер - L6561 .
Почему именно она? Банальная доступность, вернее нашел ее в «Чип и Дип» , почитал даташит - понравилась. Заказал сразу 50 шт, т.к. дешевле и в своих любительских проектах у меня уже есть несколько задач для нее.

Теперь о главном: в данной стать я расскажу как почти с нуля вспоминал о проектирования однотактных преобразователей (казалось бы при чем тут они ), почему убил десяток ключей и как этого избежать вам. Данная часть расскажет теорию и что бывает если пренебрегать ей. Практическая же реализация выйдет в следующей части как я и обещал вместе с зарядным устройством , т.к. они по сути являются одним модулем и тестировать их надо вместе.
Забегая вперед скажу, что для следующей части уже заготовил пару десятков фотографий и видео, где мое ЗУ не надолго «переквалифицировалось» сначала в сварочный аппарат, а затем в блок питания для «козла» . Те, кто работают на производстве поймут что это за зверь и сколько он потребляет для нашего согревания)))

А теперь к нашим баранам…

Зачем он нам вообще нужен этот ККМ?

Главное бедой «классического» выпрямителя с накопительным конденсаторов (это та штука, которая превращает 220В переменного тока в +308В постоянного тока), который работает от синусоидального тока является то, что этот самый конденсатор заряжается (берет энергию из сети) только в моменты, когда напряжение приложенное к нему больше чем на нем самом.

На человечьем языке, слабонервным и с научными степенями не читать

Как нам известно электрический ток напрочь отказывается идти, если нету разности потенциалов. От знака же разности этой будет еще зависеть и направление протекания тока! Если вы психанули и решили попробовать напряжением 2В заряжать свою мобилу, где батарея Li-ion и рассчитана на 3.7В, то ничего у вас не выйдет. Т.к. ток будет отдавать тот источник, который имеет больший потенциал, а получать энергию будет тот у кого потенциал ниже.
Все как в жизни! Вы весите 60 кг, а парень на улице, который подошел попросить позвонить 120 кг - понятное дело, что пиздюлей раздаст он, а вы их получите. Так и тут - батарейка при своих 60 кг 2В не сможет дать ток в аккумулятор с 120 кг 3.7В. С конденсатором точно так же, если на нем +310В и вы приложите к нему +200В, то он ток получать откажется и заряжаться не будет.

Стоит так же заметить, что исходя из описанного выше «правила» время, отведенное конденсатору на зарядку будет очень маленьким. У нас же ток изменяется по синусоидальному закону, а значит необходимое напряжение будет лишь на пиках синусоиды! Но конденсатору то работать надо, поэтому он нервничает и пытается зарядиться. Он знает законы физики в отличии от некоторых и «понимает», что времени мало и поэтому начинает в эти самые моменты, когда напряжение в пике, потреблять просто огромный ток. Ведь его должно хватить на работу устройства до наступления следующего пика.

Немного об этих «пиках»:

Рисунок 1 - Пики в которых заряжается конденсатор

Как мы видим кусок периода в котором ЭДС принимает достаточное значение для заряда (образно 280-310В) составляет около 10% от полного периода в сети переменного тока. Получается, что мы вместо того, чтобы постоянно забирать плавно энергию из сети, вырываем ее лишь небольшими эпизодами, тем самым мы «перегружаем» сеть. При мощности в 1 кВт и индуктивной нагрузке, ток в момент таких «пиков» может спокойной достигать значений на 60-80А .

Поэтому наша задача сводится к обеспечению равномерного отбора энергии из сети, чтобы не перегружать сеть! Именно ККМ позволит нам реализовать данную задачу на практике.

Кто такой этот ваш ККМ?

Корректор мощности - это обычный повышающий преобразователь напряжения, чаще всего он однотактный. Т.к. мы используем ШИМ модуляцию, то в момент открытого ключа напряжение на конденсаторе постоянное. Если мы стабилизируем выходное напряжение, то ток забираемый из сети пропорционален входному напряжению, то есть изменяется плавно по синусоидальному закону без ранее описанных пиков потребления и скачков.

Схемотехника нашего ККМ

Тут я решил не изменять своим принципам и так же положился на даташит, выбранного мною контроллера - L6561 . Инженеры компании STMicroelectronics уже сделали все за меня, а если конкретнее, то он уже разработали идеальную схемотехнику для своего продукта.
Да я могу сам с нуля пересчитать все и потратить на это дело день-два, то есть все свои и так редкие выходные, но спрашивается зачем? Доказывать себе что могу, этот этап к счастью давно пройден)) Тут у меня вспоминается бородатый анекдот про площадь красных шариков, мол математик применяет формулу, а инженер достает таблицу с площадью красных шариков.... Так и в этом случае.

Советую сразу обратить внимание на то, что схема в даташите рассчитана на 120 Вт, а значит нам следует ее адаптировать под наши 3 кВт и запредельные напряжения работы.

Теперь немного документации к описанному выше:
Даташит на L6561

Если мы посмотри на страницу 6, то увидим несколько схем, нас интересует схема с подписью Wide-range Mains , что с басурманского значит «для работы в широком диапазоне напряжения питающей сети» . Именно данный «режим» я имел ввиду, говоря о запредельных напряжениях. Устройство считается универсальным, то есть может работать от любой стандартной сети (например, в штатах 110В) при диапазоне напряжений 85 - 265В.

Данное решение позволяет нам обеспечит нашему ИБП еще и функцию стабилизатора напряжения! Для многих такой диапазон покажется избыточным и тогда они могут выполнить данный модуль с учетом напряжения питания 220В +- 15%. Это считается нормой и 90% устройств в ценовой категории до 40 тыс. руб вообще лишены ККМ, а 10% используют его лишь с расчетом отклонений не более 15%. Это бесспорно позволяет несколько снизить себестоимость и габариты, но если вы еще не забыли, то мы делаем устройство, которое обязано потягаться с АРС!

Поэтому для себя я решил выбрать самый правильный вариант и сделать не убиваемый танк, который сможет вытянуть даже на даче, где 100В в сети сварочный аппарат или насос в скважине:


Рисунок 2 - Стандартное схемотехническое решение, предлагаемое ST

Адаптация стандартной схемотехники под наши задачи

а) Когда смотрю на данную схему из ДШ, первым что приходит в голову - необходимо добавить фильтр синфазных помех! И это правильно, т.к. на большой мощности они начнут «сводить с ума» электронику. Для токов 15 А и более он будет иметь более усложненный вид, чем многие привыкли его видеть в тех же компьютерных БП, где всего 500-600 Вт. Поэтому данная доработка будет отдельным пунктом.

Б) Мы видим конденсатор С1, можно взять хитрую формулу и посчитать необходимую емкость и я советую тем, кто хочет вникнуть это сделать, за одно вспомнив электротехнику 2 курса с любого политеха. Но я этим заниматься не буду, т.к. по собственным наблюдениям из старых расчетов помню, что до 10 кВт данная емкость растет почти линейно относительно роста мощности. То есть взяв в расчет 1 мкФ на 100 Вт, мы получим, что для 3000 Вт нам необходимо 30 мкФ. Данная емкость легко набирается из 7 пленочных конденсаторов по 4,7 мкФ и 400В каждый. Даже немного с запасом, ведь емкость конденсатора сильно зависит от приложенного напряжения.

В) Силовой транзистор нам понадобится серьезный, т.к. ток потребляемый от сети будет вычислять так:


Рисунок 3 - Расчет номинального тока для ККМ

Получили мы 41,83А . Теперь мы честно признаем, что удержать температуру кристалла транзистора в районе 20-25 о С мы не осилим. Вернее осилить можем, но будет дорого для такой мощности. После 750 кВт стоимость охлаждение фреоном или жидким кислородом размывается, но пока до этого далеко))) Поэтому нам надо найти транзистор, который сможет давать 45-50А при температуре 55-60 о С.

Учитывая, что в цепи есть индуктивность, то я предпочту IGBT транзистор, ибо наиболее живучие. Предельный ток надо надо выбирать для поиска сначала около 100А, т.к. это ток при 25 о С, с ростом температуры предельный коммутируемый ток транзистора снижается.

Немного о Cree FET

Получил я буквально 9 января посылку из Штатов от своего товарища с кучей разных транзисторов на тест, называется сие чудо - CREE FET . Не скажу, что это новая мега технология, на самом деле транзисторы на основе карбида кремния сделали еще в 80-х, просто до ума довели почему лишь сейчас. Я как изначальный материаловед и композитчик вообще к данной отрасли отношусь щепетильно, поэтому меня очень заинтересовал данный товар, тем более было заявлено 1200В при десятках и сотнях ампер. В России купить их не смог, поэтому обратился к своему бывшему одногруппнику и он любезно выслал мне кучу образцов и тестовую плату с forward"ом.
Могу сказать одно - это был мой самый дорогой фейерверк!
8 ключей ебнуло так, что я огорчился и на долго… На самом деле 1200В это теоретическая цифра для технологии, заявленные 65А оказались лишь импульсным током, хотя в документации было четко написано мол номинальный. Видимо был «номинальный импульсный ток» ну или как там еще китайцы придумывают. В общем то еще фуфло, но есть одно НО!
Когда я все таки сделал на CMF10120D корректор на 300 Вт, то оказалось, что он на одном и том же радиаторе и схеме имел температуру в 32 о С против 43-х у IGBT, а это очень существенно!
Вывод по CREE: технология сыровата, но она перспективна и ей определенно БЫТЬ.

В итоге полистав каталоги с посещенных мною выставок (удобная штука кстати аля параметрический поиск) я выбрал два ключа, ими стали - IRG7PH50 и IRGPS60B120 . Оба на 1200В, оба на 100+А, но открыв даташит первый ключ отсеялся сразу - он способен коммутировать ток 100А лишь на частоте в 1 кГц, для нашей задачи это губительно. Второй ключ на 120А и частоту в 40 кГц, что вполне подходит. Смотри даташит по ссылке ниже и ищем график с зависимостью тока от температуры:

Рисунок 4.1 - График с зависимостью максимального тока от частоты коммутации для IRG7PH50, оставим его на частотник

Рисунок 4.2 - График с рабочим током при заданной температуре для IRGPS60B120

Тут наблюдаем заветные цифры, которые показывают нам, что при 125 о С и транзистор и диод спокойно осилят токи чуть более 60А, при этом мы сможем реализовать преобразование на частоте в 25 кГц без каких либо проблем и ограничений.

Г) Диод D1, нам необходимо выбрать диод с рабочим напряжением не менее 600В и током номинальным для нашей нагрузки, то есть 45А. Я решил применить те диоды, которые у меня оказались под рукой (не давно закупил их для разработки сварочника под «косой мост») это - VS-60EPF12 . Как видно из маркировки он на 60А и 1200В. Ставлю я все с запасом, т.к. данный прототип делается для себя любимого и мне так спокойнее.
На самом деле вы можете поставить диод на 50-60А и 600В, но цена между версией на 600 и 1200В отсутствует.

Д) Конденсатор С5, тут все как в случае с С1 - достаточно увеличить номинал из даташита пропорционально мощности. Только стоит учесть, что если у вас планируется мощная индуктивная нагрузка или динамическая с быстрыми нарастаниями мощности (аля концертный усилок на 2 кВт), то лучше на этом пункте не экономить.
Я в своем вариант поставлю 10 электролитов по 330 мкФ и 450В , если вы планируете запитывать пару компьютеров, роутеры и прочую мелочь, то можно ограничиться 4-мя электролитами по 330 мкФ и 450В.

Е) R6 - он же токовый шунт, спасет нас от кривых рук и ошибок случайных, так же защищает схему от короткого замыкания и превышения нагрузки. Штука полезная однозначно, но если мы поступим как инженеры из ST, то на токах в 40А у нас получится обычный кипятильник. Тут есть 2 варианта: трансформатор тока или заводской шунт с падением 75мВ + ОУ аля LM358.
Первый вариант проще и дает гальваническую развязку данного узла схемы. Как рассчитывать трансформатор тока я приводил в предыдущей статье, важно помнить, что защита сработает, когда на ноге 4 напряжение вырастет до 2,5В (в реальности до 2,34В) .
Зная это напряжение и ток цепи, используя формулы из части 5 вы легко посчитаете трансформатор тока.

Ж) И последний пункт - это силовой дроссель. О нем чуть ниже.

Силовой дроссель и его расчет

Если кто-то внимательно читал мои статьи и у него отличная память, то он должен вспомнить статью 2 и фотографию № 5 , на ней видны 3 элемента моточных, которые мы используем. Еще раз покажу:

Рисунок 5 - Каркасы и сердечник для силовых моточных изделий

В данном модуле мы будем использовать опять таки наши любимые тороидальные кольца из распыленного железа, но только в этот раз не одно, а сразу 10! А как вы хотели? 3 кВт это вам не китайские поделки…

Исходные данные у нас есть:
1) Ток - 45А + 30-40% на амплитуду в дросселе, итого 58,5А
2) Напряжение на выходе 390-400В
3) напряжение на входе 85-265В AC
4) Сердечник - материал -52, D46
5) Зазор - распределенный

Рисунок 6 - И снова уважаемый Starichok51 экономит нам время и считает программкой CaclPFC

Я думаю расчет всем показал насколько это будет серьезная конструкция)) 4 кольца, да радиатор, диодный мост, да IGBT - ужас!
Правила намотки можно вычитать в статье «Часть 2». Вторичная обмотка на кольца мотается в количестве - 1 витка.

Итог по дросселю:

1) как вы видите количество колец аж 10 штук! Это накладно, каждое кольцо стоит около 140р, но что мы получим в замен в следующих пунктах
2) температура рабочая 60-70 о С - это совсем идеально, ведь многие закладывают рабочую температуру 125 о С. У себя на производстве 85 о С закладываем. Для чего это сделано - для спокойного сна, я спокойно уезжаю из дома на неделю и знаю, что у меня ничего не вспыхнет, не сгорит и все ледяное. Думаю цена за это в 1500р не такая смертельная, не так ли?
3) Плотность тока я поставил мизерную в 4 А/мм 2 , это повлияет и на тепло, и на изоляцию и соответственно на надежность.
4) Как видите по расчету емкость после дросселя рекомендована почти 3000 мкФ, так что мой выбор с 10 электролитами по 330 мкФ отлично сюда вписывается. Емкость конденсатора С1 получилась 15 мкФ, у нас двойной запас - можно уменьшить до 4-х пленочных кондеров, можно оставить 7 штук и это будет лучше.

Важно! Количество колец в основном дросселе можно уменьшить до 4-5, попутно увеличив плотность тока до 7-8 А/мм 2 . Это позволит неплохо сэкономить, но амплитуда тока вырастит несколько, а главное температура повысится не менее чем до 135 о С. Я считаю это хорошим решением для сварочного инвертора с ПВ 60%, но не для ИБП, который работает круглосуточно и наверняка в довольно ограниченном пространстве.

Что могу сказать - у нас растет монстр)))

Фильтр синфазных помех

Чтобы понять чем различаются схемы для данной фильтра на токи в 3А (упомянутый выше компьютерный БП) и на токи 20А, вы можете сравнить схемку из гугла на АТХ со следующей:


Рисунок 7 - Принципиальная схема фильтра синфазных помех

Несколько особенностей:

1) С29 - это конденсатор для фильтрации электромагнитных помех, имеет маркировку «Х1» . Его номинал должен быть в пределах 0,001 - 0,5 мФ.

2) Дроссель мотается на на сердечнике E42/21/20 .

3) Два дросселя на кольцах DR7 и DR9 мотаются на любом сердечнике из распыленки и диаметром более 20 мм. Я намотал на все тех же D46 из материала -52 до заполнения в 2 слоя. Шумов в сети даже при номинальной мощности практически нету, но это на самом деле даже в моем понимание избыточно.

4) Конденсаторы С28 и С31 по 0,047 мкФ и 1 кВ и их обязательно ставить класса «Y2».

По расчету индуктивности дросселей:

1) Индуктивность синфазного индуктора должна составлять 3,2-3,5 мГн

2) Индуктивность для дифференциальных дросселей рассчитывается по формуле:


Рисунок 8 - Расчет индуктивности дифференциальных дросселей без магнитной связи

Эпилог

Используя грамотные и профессиональные наработки инженеров компании ST, мне удалось с минимальными затратами изготовить если не идеальный, то просто отличный активный корректор коэффициента мощности с параметрами лучше чем у любого Шнайдера. Единственное вам обязательно стоит помнить насколько оно вам необходимо? И исходя из этого корректировать параметры под себя.

Моей целью в данной статье было как раз показать процесс расчета с возможностью корректирования исходных данных, чтобы каждый определившись с параметрами для своих задач уже сам посчитал и изготовил модуль. Надеюсь мне удалось показать это и в следующей статье я продемонстрирую совместную работу ККМ и зарядного устройства из части №5.

В.Дьяконов, А.Ремнев, В.Смердов

В последнее время на рынке бытовой и офисной радиоэлектронной аппаратуры (РЭА) все чаще появляется техника, в состав источников питания которой входят новые узлы - корректоры мощности (КМ). В статье рассмотрены вопросы применения КМ, принцип их работы, диагностика и ремонт.

Большинство современных источников питания РЭА представляют собой импульсные источники вторичного электропитания с бестрансформаторным мостовым выпрямителем и емкостным фильтром. Наряду с достоинствами (высокий КПД, хорошие массогабаритные показатели) они имеют сравнительно низкий коэффициент мощности (0,5...0,7) и повышенный уровень гармоник потребляемого от сети тока (>30%). Форма тока, потребляемого такими источниками, показана на рис. 1 сплошными линиями.

Несинусоидальная форма тока приводит к возникновению электромагнитных помех, засоряющих сеть переменного тока, и сбою в работе другой РЭА.

Вышеописанные источники питания, являясь однофазными потребителями, при большом количестве электронной аппаратуры и нерациональном ее подключении к трехфазной питающей сети, могут вызвать перекос фаз. При этом часть РЭА будет работать при повышенном напряжении, а другая - при пониженном, что всегда нежелательно. Для устранения перекоса фаз в трехфазную сеть, как правило, вводится нулевой провод,который выравнивает напряжение во всех фазах. Однако при импульсном характере потребляемого тока и большом количестве его гармонических составляющих возможна перегрузка нулевого провода. Это связано с тем, что его сечение обычно в 2...2,5 раза меньше, чем у фазных проводов. По технике безопасности запрещается защищать этот провод плавкими предохранителями или автоматами защиты сети. Очевидно, что при неблагоприятных условиях возможно перегорание нулевого провода и, как следствие, - возникновение перекоса фаз.

В связи с этим все более ужесточаются требования по электромагнитной совместимости вторичных импульсных источников с питающей сетью и резко ограничивается уровень высших гармоник потребляемого от сети тока для всех однофазных потребителей. В настоящее время новые европейские стандарты требуют улучшения формы потребляемого тока только при мощностях потребителей свыше 200 Вт, а в ближайшее время эти требования будут введены и для потребителей с мощностью до 50...70 Вт.

В настоящее время используют ся пассивная и активная коррекции формы потребляемого тока.

Пассивные цепи коррекции,состоящие из индуктивностей и емкостей, обеспечивают коэффициент мощности, который показывает отличие формы потребляемого тока от синусоиды (не хуже 0,9...0,95). При конструктивной простоте и надежности пассивные цепи коррекции имеют относительно большие габариты и чувствительны к изменениям частоты питающего напряжения и величины тока нагрузки.

Более перспективным является использование активных КМ, которые формируют на входе импульсного источника питания синусоидальный потребляемый ток, совпадающий по фазе и частоте с питающим напряжением. Такие КМ имеют небольшие габариты за счет работы с частотами преобразования в несколько десятков килогерц и обеспечивают коэффициент мощности 0,95...0,99.

Сформировать на входе мостового выпрямителя импульсного источника питания синусоидальный ток можно с помощью одной из схем преобразователей постоянного напряжения в постоянное при использовании принципа следящей высокочастотной широтноимпульсной модуляции (ШИМ). При этом чаще всего применяются повышающие преобразователи , обладающие следующими преимуществами:
. силовой транзистор имеет соединение истока с общим проводом, что облегчает построение схемы его управления;
. максимальное напряжение на транзисторе равно выходному напряжению;
. наличие индуктивности, включенной последовательно с нагрузкой, обеспечивает фильтрацию высокочастотных составляющих.

Рассмотрим принцип работы активного КМ, реализованного на повышающем преобразователе со следящей ШИМ (рис. 2).

Вначале рассмотрим работу схемы КМ без узлов умножения (УМ) и датчика напряжения нагрузки (ДНН), роль которых описана ниже. Опорное напряжение синусоидальной формы, получаемое с датчика выпрямленного напряжения (ДВН), поступает на один из входов схемы управления (СУ) силовым ключом, реализованном на МДП-транзисторе VT. На второй вход СУ поступает сигнал, пропорциональный току ключа. Пока напряжение с ДВН больше напряжения, формируемого датчиком тока (ДТ), транзистор открыт и в индуктивности накапливается энергия (рис. 3 а). Диод VD на этом интервале (Tи) закрыт.

При равенстве сигналов, поступающих на СУ, ключ закрывается и энергия, накопленная в индуктивности, передается в нагрузку. После того, как за время tП ток в индуктивности спадет до нуля, снова включается транзистор. Частота переключений транзистора во много раз превышает частоту питающей сети, что позволяет существенно уменьшить размеры индуктивности. При этом за полупериод сетевого напряжения огибающая амплитудных значений тока индуктивности (рис. 3 б) изменяется по синусоидальному закону. Аналогично изменяется и среднее значение тока. В результате этого потребляемый ток имеет синусоидальную форму и совпадает по фазе с питающим напряжением.

Однако величина напряжения на нагрузке существенно зависит от изменений входного напряжения и тока нагрузки. Для стабилизации напряжения нагрузки в СУ дополнительно вводят цепь обратной связи по этому напряжению. Возможность получения синусоидальной формы потребляемого тока с одновременной стабилизацией напряжения нагрузки реализуется при помощи аналогового умножения (узел УМ) сигналов, поступающих с ДВН и с ДНН.
Полученный таким образом дополнительный сигнал в этом случае становится опорным напряжением для СУ.

Рассмотренный принцип управления КМ используется при мощностях нагрузки до 300 Вт. При больших мощностях необходимо формировать более гладкую кривую изменения потребляемого тока. Это можно осуществить, когда ток в индуктивности не спадает до нуля (рис. 3 в и 3 г). Если в КМ относительно малой мощности транзистор вступает в работу при достижении током индуктивности нулевого значения, то в мощных КМ - при заданном значении этого тока.

Рассмотрим работу КМ на примере практической схемы, представленной на рис. 4. Схема управления реализована на специализированной микросхеме L6560, структурная схема которой приведена на рис. 5,

А назначения выводов - в табл. 1.

Напряжение ДВН, формируемое резистивным делителем R1 R2, поступает на выв. 3 микросхемы L6560. Конденсатор С1 на выходе выпрямителя выполняет функции ВЧ-фильтра, а не сглаживающего конденсатора, как в традиционных схемах. Поэтому его величина не превышает сотен нанофарад - единиц микрофарад при мощностях в нагрузке 100...200 Вт. Дополнительная фильтрация ВЧ-помех на выв. 3 осуществляется конденсатором С2.
Резистор R5 выступает в роли датчика тока ключа, напряжение которого через ВЧ-фильтр R4 С4 поступает на выв. 4 микросхемы. Силовой ключ управляется сигналом, получаемым с выв. 7. Учитывая особенности работы ключей КМ (большой динамический диапазон амплитудных значений тока), чаще всего в качестве них используются МДП-транзисторы. При больших частотах преобразования, характерных для КМ, эти транзисторы обладают малыми динамическими потерями и легко управляются непосредственно микросхемами . Для уменьшения вероятности возбуждения схемы в цепь затвора МДП-транзистора вводят низкоомный резистор .

С резистивного делителя R6 R7 снимается сигнал обратной связи по выходному напряжению и подается на выв. 1. Для уменьшения влияния импульсных помех, возникающих в выходной цепи, между выв. 1 и 2 микросхемы включен интегрирующий конденсатор С3, емкость которого составляет сотни нанофарад.

При включении КМ в сеть в первый момент питание микросхемы осуществляется через резистор R3. Как только КМ выходит на рабочий режим, с дополнительной обмотки катушки индуктивности L снимается напряжение, которое с одной стороны используется как напряжение питания микросхемы, а с другой - является сигналом определения нулевого тока индуктивности.

На выходе КМ обязательно присутствует фильтрующий конденсатор С5, так как энергия в нагрузку передается импульсами. Емкость этого конденсатора, как правило,определяется из расчета 1,5...2 мкФ на 1 Вт мощности в нагрузке.

В последнее время ведущими фирмами выпущено большое количество интегральных микросхем для СУ корректоров мощности. Такое количество микросхем связано с дополнительными функциями, которые они способны выполнять, хотя принцип построения КМ на этих микросхемах практически одинаков. К дополнительным функциям относятся:
. защита от перенапряжения при переходных процессах;
. защита от возникновения повторных запусков;
. защита от повреждения при запусках на замкнутую нагрузку;
. улучшение гармонического состава при переходе через нуль сетевого напряжения;
. блокировка при пониженном напряжении питания;
. защита от случайных выбросов входного напряжения.

Корректор мощности, как правило, не является самостоятельным устройством, а входит в состав импульсных источников питания. Для получения необходимых уровней и полярностей выходных напряжений такие источники питания содержат преобразователи. В связи с этим разработчики микросхем часто объединяют в одном корпусе два каскада схем управления: собственно для КМ, а также для преобразователя напряжения.

В табл. 2 приведены основные параметры микросхем управления различных фирм, предназначенных для вторичных импульсных источников питания с коррекцией мощности.

Основным критерием работы КМ является уровень выходного напряжения. При переменном напряжении питающей сети 220 В выходное напряжение КМ постоянно и должно составлять 340.360 В. Если напряжение менее 300 В, то это говорит о неисправности. Для дальнейшей проверки КМ необходим осциллограф. С его помощью прове ряют осциллограммы в характерных узлах КМ при номинальной нагрузке, в качестве которой может быть подключен эквивалентный резистор.

Напряжение на затворе транзистора. При исправной микросхеме ее выходное напряжение представляет собой прямоугольные импульсы высокой частоты, намного превышающей частоту сети. При исправном МДП-транзисторе разница в напряжении на выходе микросхемы и затворе транзистора практически равна нулю. Если затвор транзистора пробит, появляется разность этих напряжений в несколько вольт.

Напряжение на истоке транзистора, которое является напряже нием, снимаемым с датчика тока. При нормальной работе КМ форма напряжения должна быть похожей на форму тока ключа, показанной на рис. 3. Отличие будет свидетельствовать о возможной неисправности МДП-транзистора. Диагностика их неисправностей подробно изложена в .

Напряжение на ДВН. Форма этого напряжения представляет собой выпрямленную синусоиду. При нормально работающем выпрямителе возможна неисправность резистивного делителя.

Для проверки самой микросхемы дополнительно необходим источник постоянного напряжения с регулировкой напряжения от 3 до 15 В. Это напряжение подается на входы цепи питания микросхемы при отключенном от сети КМ. При изменении напряжения регулируемого источника контролируется выходное напряжение микросхемы. Пока напряжение питания меньше 12..13 В, выходное напряжение равно нулю. При большем напряжении на выходе микросхемы появляется выходной сигнал с уровнем, отслеживающим питающее напряжение. При уменьшении питающего напряжения ниже 7 В этот выходной сигнал скачком уменьшается до нуля. При отсутствии такой закономерности весьма вероятно, что неисправна микросхема.

Литература
1. Бачурин В. В., Дьяконов В.П., Ремнев А.М., Смердов В.Ю. Схемотехника устройств на мощных полевых транзисторах. Справочник. М.: Радио и связь, 1994.
2. В.Дьяконов, А.Ремнев, В.Смердов. Особенности ремонта узлов радиоэлектронной аппаратуры на МДП-транзисторах. Ремонт&Сервис, 1999, № 11, с. 57-60.
[email protected]

Включение в сеть переменного тока нелинейных нагрузок, например, светильников с газоразрядными лампами, управляемых электродвигателей, импульсных источников питания приводит к тому, что потребляемый этими устройствами ток имеет импульсный характер с большим процентом содержания высоких гармоник. Из-за этого могут возникать проблемы электромагнитной совместимости при работе различного оборудования. Также это приводит к снижению активной мощности сети.

В целях предотвращения подобного негативного воздействия на питающие сети в Европе и США действует стандарт МЭК IEC 1000-3-2 , определяющий нормы по гармоническим составляющим потребляемого тока и коэффициенту мощности для систем электропитания мощностью более 50 Вт и всех типов осветительного оборудования. Начиная с 80-х годов прошлого века и по сей день, эти нормы последовательно ужесточаются, что вызвало необходимость принятия специальных мер и подтолкнуло разработчиков оборудования к разработке различных вариантов схем, обеспечивающих повышение коэффициента мощности.

Начиная с 80-х годов прошлого столетия, в вышеупомянутых странах начали активно разрабатываться и использоваться микросхемы, на базе которых можно легко создать простые корректоры коэффициента мощности для выпрямительных устройств и электронных балластов.

В Советском Союзе, а позднее и в Российской Федерации, подобных ограничений для потребителей электроэнергии не вводилось. По этой причине вопросам повышения коэффициента мощности не уделялось достаточного внимания в технической литературе. В последние годы ситуация несколько изменилась, во многом благодаря наличию импортных электронных компонентов, применение которых позволяет создавать схемы активных корректоров, надежных в работе и недорогих по стоимости.

Мощность искажения и обобщенный коэффициент мощности

Негативное влияние на питающую сеть определяется двумя составляющими: искажение формы тока питающей сети и потребление реактивной мощности. Степень влияния потребителя на питающую сеть зависит от его мощности.

Искажение формы тока обусловлено тем, что ток на входе вентильного преобразователя несинусоидальный (рисунок 1). Несинусоидальные токи создают на внутреннем сопротивлении питающей сети несинусоидальные падения напряжения, вызывая искажения формы питающего напряжения. Несинусоидальные напряжения сети раскладываются в ряд Фурье на нечетные синусоидальные составляющие высших гармоник. Первая - основная (та, которая должна быть в идеале), третья, пятая и т.д. Высшие гармоники оказывают крайне негативное влияние на многих потребителей, заставляя их применять специальные (зачастую весьма дорогостоящие) меры по их нейтрализации.

Рис. 1.

Потребление реактивной мощности приводит к отставанию тока от напряжения на угол (рисунок 2). Реактивную мощность потребляют выпрямители, использующие однооперационные тиристоры, задерживающие момент включения относительно точки естественной коммутации, что вызывает отставание тока от напряжения. Но еще больше реактивной мощности потребляют асинхронные электродвигатели, имеющие преимущественно индуктивный характер нагрузки. Это влечет колоссальные потери полезной мощности, за которую, к тому же, никто не хочет платить - бытовые электросчетчики считают только активную мощность.

Рис. 2.

Для описания воздействия преобразователя на питающую сеть введено понятие полной мощности:

, где:

- эффективное значение первичного напряжения,

- эффективное значение первичного тока,

, - эффективные значения напряжения и тока первичной гармоники,

Эффективные значения напряжений и тока высших гармоник.

Если первичное напряжение синусоидальное - , тогда:

,

,

ϕ 1 - угол сдвига фаз между синусоидальным напряжением и первой гармоникой тока.

N - мощность искажения, вызванная протеканием в сети токов высших гармоник. Средняя за период мощность, обусловленная этими гармониками равна нулю, т.к. частоты гармоник и первичного напряжения не совпадают.

Высшие гармоники токов вызывают помехи в чувствительном оборудовании и дополнительные потери от вихревых токов в сетевых трансформаторах.

Для вентильных преобразователей вводится понятие коэффициента мощности χ, характеризующее эффект реактивной мощности и мощности искажений:

,

- коэффициент искажения первичного тока.

Таким образом, очевидно, что коэффициент мощности зависит от угла запаздывания тока относительно напряжения и величины высших гармоник тока.

Методы повышения коэффициента мощности

Существует несколько способов уменьшения негативного влияния преобразователя на питающую сеть. Вот некоторые из них:

Использование многоступенчатого фазового управления (рисунок 3).

Рис. 3.

Применение выпрямителя с отводами от трансформатора приводит к увеличению числа пульсаций за период. Чем больше ответвлений от трансформатора, тем больше число пульсаций за период, тем ближе форма входного тока к синусоидальной. Существенным недостатком этого метода является высокая стоимость и габариты трансформатора с достаточным количеством ответвлений (для достижения эффекта их должно быть больше, чем на рисунке). Изготовление моточного элемента такой сложности - весьма непростая задача, плохо поддающаяся автоматизации - отсюда и цена. А если разрабатываемый источник вторичного электропитания мелкосерийный, то такой способ однозначно неприемлем.

Рис. 4.

Увеличения фазности выпрямителя. Метод приводит к увеличению числа пульсаций за период. Недостатком метода является очень сложная конструкция трансформатора, дорогой и громоздкий выпрямитель. Кроме того, не у всех потребителей имеется трехфазная сеть.

Использование корректоров коэффициента мощности (ККМ) . Существуют электронные и неэлектронные ККМ. В качестве неэлектронных ККМ широко применяются электромагнитные компенсаторы реактивной мощности - синхронные двигатели, вырабатывающие в сеть реактивную мощность. Очевидно, в силу понятных причин, такие системы непригодны для бытового потребителя. Электронные ККМ - система схемотехнических решений, призванная увеличить коэффициент мощности - является, пожалуй, самым оптимальным решением для бытового потребления.

Принцип работы ККМ

Основная задача ККМ - сведение к нулю отставания потребляемого тока от напряжения в сети при сохранении синусоидальной формы тока. Для этого необходимо отбирать от сети ток не короткими интервалами, а на всем периоде работы. Мощность, отбираемая от источника, должна оставаться постоянной даже в случае изменения напряжения сети. Это значит, что при снижении напряжения сети ток нагрузки должен быть увеличен, и наоборот. Для этих целей пригодны преобразователи с индуктивным накопителем и передачей энергии на обратном ходу.

Методы коррекции можно условно разделить на низкочастотные и высокочастотные. Если частота работы корректора намного выше частоты питающей сети - это высокочастотный корректор, в противном случае - низкочастотный.

Рассмотрим принцип работы типового корректора мощности (рисунок 5). На положительной полуволне, в момент перехода сетевого напряжения через ноль, открывается транзистор VT1, ток протекает по цепи L1-VD3-VD8. После запирания транзистора VT1, дроссель начинает отдавать накопленную в нем энергию, через диоды VD1 и VD6 в фильтрующий конденсатор и нагрузку. При отрицательной полуволне процесс имеет аналогичный характер, только работают другие пары диодов. В результате применения такого корректора ток потребления имеет псевдосинусоидальный характер, а коэффициент мощности достигает значения 0,96…0,98. Недостатком такой схемы являются большие габариты, обусловленные применением низкочастотного дросселя.

Рис. 5.

Повышение частоты работы ККМ позволяет сократить габариты фильтра (рисунок 6). При открытом силовом ключе VT1 ток в дросселе L1 линейно нарастает - при этом диод VD5 заперт, а конденсатор С1 разряжается на нагрузку.

Рис. 6.

Затем транзистор запирается, напряжение на дросселе L1 отпирает диод VD5 и дроссель отдает накопленную энергию конденсатору, одновременно питая нагрузку (рисунок 7). В простейшем случае схема работает с постоянным рабочим циклом. Существуют способы увеличения эффективности коррекции путем динамического изменения рабочего цикла (т.е. путем согласования цикла с огибающей напряжения сетевого выпрямителя).

Рис. 7. Формы напряжений и токов высокочастотного ККМ: а) с переменной частотой коммутации, б) с постоянной частотой коммутации

Микросхемы для построения высокоэффективных корректоров от STMicroelectronics

Учитывая возможности современной электронной индустрии, высокочастотные ККМ являются оптимальным выбором. Интегральное исполнение всего корректора мощности или его управляющей части стало, по сути, стандартом. В настоящее время существует большее многообразие микросхем управления для построения схем ККМ, выпускаемых различными производителями. Среди всего этого многообразия стоит обратить внимание на микросхемы L6561/2/3, выпускаемые компанией STMicroelectronics (www.st.com).

L6561, L6562 и L6563 - серия микросхем, специально спроектированных инженерами компании STMicroelectronics для построения высокоэффективных корректоров коэффициента мощности (табл. 1).

Таблица 1. Микросхемы корректоров коэффициента мощности

Наименование	Напряжение питания, В	Ток включения, мкА	Ток потребления в активном режиме, мА	Ток потребления в ждущем режиме, мА	Выходной ток смещения, мкА	Время нарастания тока силового ключа, нс	Время спада тока силового ключа, нс
L6561	11…18	50	4	2,6	-1	40	40
L6562	10,3…22	40	3,5	2,5	-1	40	30
L6563	10,3…22	50	3,8	3	-1	40	30

На основе L6561/2/3 можно построить недорогой, но эффективный корректор (рисунок 8). За счет встроенной системы упреждающего управления, разработчикам удалось достигнуть обеспечения высокой точности регулирования выходного напряжения (1,5%), контролируемого встроенным усилителем рассогласования.

Рис. 8.

Предусмотрена возможность взаимодействия с DC/DC-преобразователем, подключаемым к корректору. Это взаимодействие состоит в отключении преобразователя микросхемой (если он поддерживает такую возможность) при возникновении неблагоприятных внешних условий (перегрев, перенапряжение). С другой стороны, преобразователь тоже может инициировать включение и выключение микросхемы. Встроенный драйвер позволяет управлять мощными MOSFET- или IGBT-транзисторами. Согласно утверждению производителя, на основе LP6561/2/3 можно реализовать источник питания, мощностью до 300 Вт.

В отличие от аналогов других производителей, LP6561/2/3 снабжены специальными цепями, понижающими проводимость искажений входного тока, возникающих при достижении входным напряжением нулевого значения. Основная причина этих помех - «мертвая зона», возникающая при работе диодного моста, когда все четыре диода оказываются закрытыми. Пара диодов, работающих на положительную полуволну, оказываются закрытыми из-за смены полярности питающего напряжения, а другая пара еще не успела открыться из-за собственной барьерной емкости. Этот эффект усиливается при наличии фильтрующего конденсатора, расположенного за диодным мостом, который, при смене полярности питания, сохраняет некоторое остаточное напряжение, не позволяющее диодам вовремя открываться. Таким образом, очевидно, что ток в эти моменты не протекает, его форма искажается. Применение новых контроллеров ККМ позволяет в значительной степени сократить время «мертвой зоны», уменьшая тем самым искажения.

В некоторых случаях было бы очень удобно контролировать выходное напряжение, поступающее на DC/DC-преобразователь при помощи ККМ. L6561/2/3 позволяют осуществлять такой контроль, получивший название «tracking boost control». Для этого достаточно установить резистор между выводом TBO и GND.

Стоит отметить, что все три микросхемы совместимы друг с другом по выводам. Это может значительно упростить разработку печатной платы устройства.

Итак, можно выделить следующие особенности микросхем L6561/2/3:

настраиваемая защита от перенапряжения;

сверхнизкий ток запуска (менее 50 мкА);

низкий ток покоя (менее 3 мА);

широкий предел входных напряжений;

встроенный фильтр, повышающий чувствительность;

возможность отключения от нагрузки;

возможность управления выходным напряжением;

возможность взаимодействия непосредственно с преобразователем.

Заключение

В настоящее время существуют строгие требования к соблюдению мер безопасности и экономичности современных электронных устройств. В частности, при разработке современных импульсных источников питания необходимо учитывать официально принятые стандарты. IEC 1000-3-2 является стандартом для любого мощного импульсного источника питания, поскольку определяет нормы по гармоническим составляющим потребляемого тока и коэффициенту мощности для систем электропитания, мощностью более 50 Вт и всех типов осветительного оборудования. Наличие корректора коэффициента мощности помогает удовлетворению требований этого стандарта, т.е. его наличие в мощном источнике питания является простой необходимостью. L6561/2/3 - оптимальный выбор для построения эффективного и одновременно недорогого корректора коэффициента мощности.

Получение технической информации, заказ образцов, поставка — e-mail:

О компании ST Microelectronics

Развитие и широкое распространение импульсных методов преобразования электрической энергии привело к появлению маломощных бытовых и промышленных электроприборов с искажённой формой или не нулевым фазовым сдвигом потребляемого от сети тока (лампы дневного света, электродвигатели, телевизоры, компьютеры, микроволновые печи и пр.). Резкое увеличение числа таких потребителей сказывается на их электромагнитной совместимости и энергосистемах в целом . В 2001году МЭК приняла стандарт IEC–1000–3–2, согласно которому любая электротехническая продукция мощностью более 200 ватт, подключаемая к сети переменного тока, должна иметь активный характер входного сопротивления, то есть коэффициент мощности () должен быть равен единице.

Для повышения в настоящее время используют пассивные и активные корректоры коэффициента мощности (ККМ). Первые применяют при неизменных нагрузках, путём введения компенсирующих реактивностей (например, конденсаторы для ламп дневного света), вторые обладают более широким спектром применения. Рассмотрим упрощенную схему активного корректора, которая приведена на рис.6.1.

Рисунок 6.1 – Упрощенная схема активного ККМ

На этом рисунке R 1 , R 2 – датчик входного напряжения (ДН), R 3 – датчик тока (ДТ). Индуктивность L, ключ VT1, диод VD1 и конденсатор С 1 образуют импульсный повышающий стабилизатор напряжения. Работа ККМ поясняется эпюрами рис.6.1б. Замыкание транзистора VТ1 происходит в момент времени, когда напряжение на выходе датчика тока ДТ становится равным нулю (т. е. при нулевом токе в индуктивности L). Размыкание транзистора VТ1 происходит в момент времени, когда линейно нарастающее напряжение с датчика тока становится равным изменяющемуся по синусоидальному закону напряжению с датчика напряжения ДН. После размыкания транзистора ток в индуктивности начинает спадать, индуктивность разряжается на нагрузку через диод VD1, ДТ и сеть. При нулевом значении тока транзистор вновь замыкается. Далее процесс повторяется. Частота коммутации ключа превышает частоту сети и составляет десятки…сотни килогерц. Усредненный ток i ср в индуктивности и потребляемый от сети, повторяет форму напряжения сети. По высокой частоте работы ключа сеть шунтируют конденсатором С 2 (обычно это доли мкФ). Можно дополнительно ввести обратную связь по выходному напряжению и обеспечить предварительную стабилизацию. Очевидно, что работа ККМ возможна, если амплитуда входного напряжения меньше напряжения на конденсаторе С 1 (с учётом отклонений). Для напряжения сети 220В (амплитуда 311В), выходное напряжение ККМ принимают равным 380…400В.

6.2 Разновидности ккм

В рассмотренной выше схеме ККМ используется, так называемый, метод граничного управления. Он наиболее прост в реализации, но размыкание ключа производится при значительном токе, что связано с существенными потерями мощности.

Известны и другие методы управления ключом в ККМ :

управление по пиковому значению тока

метод разрывных токов с ШИМ.

управление по среднему значению тока.

Сущность этих методов поясняется эпюрами рис.6.2 а, б, в соответственно.

Рисунок 6.2 – Управление ключом в ККМ

Управление по пиковому значению тока (рис. 6.2.а) привлекательно по малым обратным помехам (в сеть) и малым броскам тока через ключ, но имеет место изменение частоты и жесткая коммутация силового диода.

Управление методом разрывных токов с ШИМ (рис. 6.2.б). Реализация этого метода близка к методу граничного управления, но отличается постоянной частотой коммутации. Достоинством является простая схема управления, но разрывные токи дросселя становятся дополнительным источником помех. Управление по среднему значению тока (рис. 6.2.в) производится при неизменной частоте, а наличие интегратора для усреднения тока повышает помехозащищённость системы управления. Обычно пиковое значение пульсаций тока дросселя находится в пределах 20% от среднего значения и именно этот метод управления применяют в корректорах на мощности более 300 ватт.

Cуществуют не только однофазные, но и трёхфазные корректоры коэффициента мощности. Силовой контур трёхфазного ККМ с одним управляемым ключом приведен на рис. 6.3 , а на рис. 6.4 и 6.5 показаны эпюры, поясняющие работу.

Рисунок 6.3 – Силовой контур трёхфазного ККМ

Рисунок 6.4 – Эпюры токов реакторов L1,L2,L3 трёхфазного ККМ

Рисунок 6.5 – Эпюры основных процессов трёхфазного ККМ

Управление ключом производится аналогично однофазному корректору.

В рассмотренных схемах ККМ, последний пропускает всю мощность нагрузки. Это последовательный корректор и его элементная база сдерживает увеличение выходной мощности. ККМ может быть построен и по ампердобавочной (рис.1.19) схеме – включение активного фильтра тока параллельно нагрузке. В этом случае, установленная мощность элементов активного фильтра, предназначенного для компенсации только мощности искажений от высших гармоник входного тока, будет на уровне, определяемом коэффициентом гармоник этого тока (например, 0,3 для трёхфазной мостовой схемы и 0,15 для двенадцатифазной схемы выпрямления) . Структурная схема такого ККМ приведена на рис. 6.6. Принцип компенсации высших гармоник в кривой тока, потребляемого от сети, поясняется эпюрами рис. 6.7. Для наглядности форма тока нагрузки принята прямоугольной. Корректор формирует разность между гармоникой тока сети и фактическим током нагрузки

(6.1)

где j – индекс фазы (A,B или C);

i J 1 – первая гармоника тока фазы j .

Схема управления корректором обычно базируется на широтно-импульсной модуляции.

Рисунок 6.6 – Структурная схема параллельного трёхфазного ККМ

Рисунок 6.7 – Компенсация высших гармоник тока

Как отдельные элементы электронной техники, схемы управления корректорами впервые были выпущены в 1989 г. фирмой Mikro Linear (LM 4812). Затем разработками занялись Siemens, Motorola и др. В настоящее время имеется обширное семейство ИМС для управления импульсными источниками, совмещёнными с ККМ и реализующие тот или иной метод управления.