Progettazione di dispositivi di trasmissione radio - Shakhgildyan V.V. introduzione

Un dispositivo radiotrasmittente (RTD) è un complesso di apparecchiature progettate per generare ed emettere segnali radio. I componenti principali dell'RPDU sono il generatore di frequenza portante e il modulatore. IN sistemi moderni comunicazione RPdU contiene anche altre apparecchiature che fornisce lavorare insieme apparecchiature di comunicazione: alimentatori, sistemi di sincronizzazione, controllo automatico, monitoraggio e segnalazione, protezione, ecc.

Schema a blocchi generalizzato di un dispositivo radiotrasmittente con ampiezza o modulazione di fase segnali è mostrato nella Figura 7.9.

Il segnale primario da trasmettere entra nel circuito di ingresso. Il circuito di ingresso garantisce il coordinamento di tale segnale con il radiocomando; questo è determinato, in ultima analisi, dai parametri del segnale radio modulato trasmesso sulla linea.

Il generatore di frequenza portante genera oscillazioni della frequenza portante, che sono i portanti del messaggio. Nei moderni sistemi di comunicazione, il generatore di frequenza portante è progettato come un sintetizzatore di frequenza. Un sintetizzatore di frequenza è un dispositivo progettato per generare oscillazioni altamente stabili in un determinato intervallo di frequenza, determinato dalla stabilità dei parametri dell'oscillatore principale.

Il modulatore è un nodo in cui il messaggio trasmesso si sovrappone ai parametri dell'oscillazione della portante. Quando si generano segnali radio con modulazione di ampiezza o di fase nell'RPD, il sintetizzatore di frequenza produce oscillazioni con una frequenza costante. Con l'ulteriore influenza di un segnale modulante sulla frequenza dell'oscillazione in uscita del sintetizzatore di frequenza, è possibile ottenere segnali radio con modulazione di frequenza.

Riso. 7.9 Schema a blocchi generalizzato di un dispositivo radiotrasmittente

L'amplificatore di potenza è progettato per aumentare il livello del segnale radio ad un valore determinato dalla potenza del segnale emesso nel sistema di comunicazione. L'adattamento necessario dell'RPDU all'antenna è fornito dal circuito di uscita.

Vantaggi metodi digitali l'elaborazione delle informazioni (trasmissione, archiviazione, trasformazione) ha contribuito alla diffusione capillare dei sistemi di comunicazione digitale. Il vantaggio di presentare segnali in forma digitaleè anche la sua universalità, cioè l'indipendenza dalla natura dei messaggi trasmessi. I moderni sistemi di comunicazione sono in grado di trasmettere non solo messaggi discreti, ma anche continua (sia nel tempo che nel livello). Convertire segnali continui I convertitori digitali vengono convertiti in dispositivi speciali: convertitori analogico-digitali (ADC).

In un convertitore analogico-digitale, da un segnale temporale continuo, vengono prima selezionati i valori del segnale in determinati punti nel tempo. Molto spesso, tali letture vengono effettuate a intervalli regolari. I valori del segnale selezionato sono chiamati campioni e l'operazione per ottenere campioni è chiamata campionamento temporale.

Nella fase successiva dell'elaborazione, l'intero intervallo dei possibili valori del segnale viene suddiviso in un certo numero di intervalli e si scopre a quale di questi intervalli appartiene il valore del campione corrente. In questa fase dell'elaborazione non viene preso il valore del segnale valore reale campioni e il valore del segnale arrotondato più vicino. Questo valore può corrispondere alla metà dell'intervallo in cui rientra questo campione o a un altro valore di questo intervallo (l'inizio o la fine di questo intervallo). L'operazione di sostituzione del valore effettivo del segnale con il valore arrotondato più vicino è chiamata quantizzazione e l'ampiezza di questo intervallo è chiamata passo di quantizzazione. Se tutti gli intervalli in cui sono divisi valori possibili i segnali sono identici, allora tale quantizzazione è detta uniforme. In alcuni casi, ad esempio, durante la trasmissione del parlato, risulta vantaggioso rendere tali intervalli disuguali. In questo caso si parla di quantizzazione non uniforme.

All'ultima fase convertitore analogico-digitale sostituisce il valore del campione effettivo con il numero dell'intervallo all'interno del quale si trova il valore di questo campione. L'operazione di sostituzione di un valore campione con un numero (codice) è chiamata codifica. La più diffusa nei sistemi moderni è la rappresentazione dei campioni sotto forma di codici binari. I codici ricevuti vengono quindi trasmessi tramite il sistema di comunicazione.

Schema a blocchi semplificato del ricetrasmettitore sistema digitale la connessione è mostrata nella Figura 7.10. Consideriamo il funzionamento di questo dispositivo.

Riso. 7.10 Ricetrasmettitore del sistema di comunicazione digitale

Un messaggio continuo da un'origine messaggio arriva a un dispositivo chiamato codificatore. La codifica in senso lato si riferisce all'operazione di conversione di campioni di segnali continui in una sequenza caratteri del codice. Di conseguenza, all'uscita dell'encoder, segnali elettrici, corrispondente alla sequenza del codice e al definito messaggio trasmesso.

I segnali di codice sotto forma di una sequenza di impulsi vengono quindi alimentati al modulatore, al secondo ingresso del quale viene fornita un'oscillazione della frequenza portante dall'uscita del sintetizzatore di frequenza. Il modulatore esegue la modulazione appropriata (ampiezza, fase, frequenza, ecc.) delle oscillazioni della frequenza portante in conformità con la sequenza del codice in entrata. I segnali modulati vengono quindi amplificati livello richiesto utilizzando un amplificatore di potenza e vengono irradiati dall'antenna trasmittente.

Puntato sull'antenna ricevente radiazioni elettromagnetiche vengono forniti all'ingresso dell'amplificatore e del convertitore di frequenza, dove le oscillazioni della frequenza portante del segnale utile vengono isolate e amplificate. Il demodulatore demodula il messaggio ricevuto e all'uscita del demodulatore viene generata una sequenza di impulsi corrispondente alla sequenza di impulsi del messaggio trasmesso (all'uscita del codificatore), che viene alimentata al decodificatore. Il decodificatore esegue l'operazione inversa di codifica e il messaggio ricostruito viene inviato al destinatario del messaggio.

In un dispositivo ricetrasmettitore, il codificatore e il decodificatore sono solitamente combinati in un'unica unità strutturale (solitamente un chip) e il blocco combinato codificatore-decodificatore è chiamato codec in base alle prime lettere dei suoi componenti. Allo stesso modo, un'unità combinata modulatore-demodulatore è chiamata modem.

I dispositivi di trasmissione radio differiscono per scopo, condizioni operative, tipo di modulazione del segnale radio e altre caratteristiche.

I principali indicatori energetici dell'RPdU includono la quantità di potenza del segnale fornita all'antenna e il coefficiente azione utile. Si distingue tra la potenza di picco del segnale utile RpdU e il valore di potenza media su un certo intervallo di tempo. L'efficienza è il rapporto tra la potenza utile fornita all'antenna e la potenza consumata dal telecomando dalla fonte di alimentazione.

Per intervallo di frequenza in cui opera questo RPDU si intende la banda di frequenza necessaria per la trasmissione di segnali utili nel sistema di comunicazione ed è assegnata a questo RPDU per la generazione di segnali radio. Purtroppo, oltre ai segnali utili, dispositivi di trasmissione radio Emettono anche vibrazioni laterali.

Le emissioni fuori banda sono quei segnali generati dal ricevitore radio, i cui spettri si trovano al di fuori della banda assegnata per un dato sistema di comunicazione. Le emissioni fuori banda sono fonti di interferenze aggiuntive per i sistemi di comunicazione che operano in altre bande di frequenza.

Una caratteristica importante dei sistemi di comunicazione è la stabilità della frequenza delle oscillazioni emesse. Per instabilità di frequenza dell'RPDU si intende la deviazione della frequenza delle oscillazioni emesse rispetto al valore nominale. Una stabilità di frequenza insufficiente peggiora la qualità della comunicazione e può causare interferenze con i dispositivi radio che operano in gamme di frequenza adiacenti.

In base al loro scopo, i dispositivi di trasmissione radio si dividono in comunicazioni e trasmissioni. In base alle condizioni operative, gli RPDU sono suddivisi in fissi e mobili (installati su oggetti in movimento: aerei, automobili, portatili, ecc.). Gli RPDU differiscono anche nella gamma delle frequenze operative, nella potenza delle oscillazioni emesse, ecc.

Ministero dell'Istruzione della Federazione Russa

Università tecnica statale di Omsk

Dipartimento di RTU e SD

Progetto del corso

Calcolo, progettazione e progettazione di un dispositivo radiotrasmittente

Responsabile del progetto:

Eltsov A.K.

Sviluppato da:

studenti del gruppo RI-419

Kuprin V.I.,

Glazkov A.V.

Omsk 2002

annotazione

Il progetto del corso esamina il problema della progettazione di un dispositivo radiotrasmittente a onde corte con modulazione di ampiezza. Durante la progettazione, vengono risolti i compiti, che consistono nella stesura diagramma a blocchi, calcolo di un amplificatore di potenza, auto-oscillatore al quarzo e circuito di adattamento elemento attivo con carico. Gli amplificatori di potenza preliminari, intermedi e finali sono calcolati secondo costante e corrente alternata. Nella fase di progettazione successiva, sono stati selezionati i componenti standard: sono stati calcolati condensatori e resistori, sono stati calcolati gli induttori ed è stato redatto uno schema elettrico del trasmettitore radio progettato.

introduzione

I trasmettitori radio sono dispositivi progettati per svolgere due funzioni principali: generare oscillazioni elettromagnetiche ad alta o altissima frequenza e modularle in base al messaggio trasmesso. I dispositivi radiotrasmittenti fanno parte dei complessi radio, che contengono anche antenne, ricevitori radio e vari dispositivi ausiliari.

Una delle principali tendenze nello sviluppo della tecnologia dei dispositivi di trasmissione radio è il desiderio di realizzare un trasmettitore radio, se possibile, interamente su dispositivi a semiconduttore e circuiti integrati. Se necessario potenza di uscita non può essere fornito dai dispositivi a semiconduttore del generatore esistente, vengono eseguiti gli stadi di uscita del trasmettitore dispositivi per il vuoto: tubi radio, klystron, tubi a onde viaggianti, ecc.

Lo sviluppo di un dispositivo di trasmissione radio è una soluzione a un complesso di problemi di progettazione e di circuiti. Il design dell'amplificatore, la sua producibilità e la stabilità nel tempo dipendono in gran parte dalla razionalità con cui viene scelto il circuito e dalla corretta determinazione della modalità operativa dei suoi elementi.

I trasmettitori radio sono classificati in base allo scopo, alle condizioni operative, alla potenza di uscita, alla frequenza, al tipo di modulazione, ecc. In base alla potenza di uscita, i trasmettitori radio su dispositivi a semiconduttore possono essere suddivisi in bassa potenza, media potenza e alta potenza; per frequenza: alta frequenza e altissima frequenza.

Lo sviluppo della banda VHF per le comunicazioni radio e per scopi di radiodiffusione è iniziato un po' più tardi rispetto alla banda HF. Ciò è dovuto a due ragioni: le difficoltà associate all'amplificazione delle vibrazioni VHF e UHF e il limitato raggio di propagazione delle onde in queste gamme. Le difficoltà legate all'amplificazione del segnale sono state superate dalla creazione di lampade e dispositivi generatori di metallo-ceramica, il cui funzionamento si basa sullo sfruttamento dell'inerzia del flusso di elettroni. La portata relativamente breve dei trasmettitori VHF in molti casi si trasforma da uno svantaggio in un vantaggio: diventa possibile utilizzare ripetutamente le stesse frequenze operative in diverse aree geografiche amico cancellato gli uni dagli altri punti.

1. Selezione e calcolo di uno schema a blocchi

Consideriamo la costruzione e il calcolo dello schema a blocchi dell'RPDU mostrato in Fig. 1. Questa opzione lo schema a blocchi è composto da:

ZG - oscillatore principale (autogeneratore);

BU - cascata buffer;

Moltiplicatore di frequenza;

PU - amplificatore pre-potenza; amplificatore di potenza finale;

M - dispositivo modulante;

Si noti che negli RPDU professionali più complessi, invece di un SG, viene utilizzato un eccitatore, che si basa su un sintetizzatore di frequenza, e lo schema a blocchi stesso ha una forma leggermente diversa.

Il compito del calcolo dello schema a blocchi è determinare il numero ottimale k di stadi ad alta frequenza tra l'oscillatore principale e l'amplificatore di potenza finale.

Ovviamente tramite la formula è possibile calcolare il valore della potenza oscillatoria richiesta all'elemento attivo dello stadio di pilotaggio

;

dove è la potenza oscillatoria dell'ennesima cascata

Guadagno di potenza dell'ennesimo stadio.

Dopo aver completato la soluzione al problema della distribuzione dei fattori di guadagno su tutte le fasi del dispositivo progettato, è possibile determinare la potenza richiesta dall'oscillatore principale:

;

dove i = n - 1 è il numero di stadi amplificatori.

La stabilità specificata della frequenza operativa dell'RPDU può essere raggiunta solo utilizzando elementi ad alto Q, ad esempio risonatori al quarzo, nell'oscillatore principale come sistema oscillatorio. Va tenuto presente che la potenza dell'oscillatore principale non deve superare i 20...50 mW e la frequenza del risonatore al quarzo non deve superare i 10...15 MHz. In questo caso, puoi ottenere una relativa instabilità<1...2∙10-5.

Il fattore di moltiplicazione della frequenza negli stadi intermedi (moltiplicatori di frequenza) è definito come il rapporto tra le frequenze dello stadio di uscita e dell'oscillatore principale.

Considerando che la prestazione energetica dei moltiplicatori di frequenza è peggiore di quella degli amplificatori di potenza, solitamente si utilizzano moltiplicatori da due e tre.

Si noti che nell'RPDU con modulazione di frequenza, la moltiplicazione della frequenza consente anche di aumentare la deviazione di frequenza.

2. Calcolo dell'amplificatore di potenza ad alta frequenza

.1 Calcolo del PA utilizzando un circuito con un emettitore comune

Per il calcolo sono necessari i seguenti dati iniziali:

Potenza in uscita del trasmettitore (90 W),

Frequenza operativa del trasmettitore (103 MHz),

Resistenza al carico (50 Ohm).

Il calcolo elettrico della modalità operativa dell'elemento attivo viene eseguito separatamente per i circuiti del collettore e di ingresso.

Consideriamo il calcolo del circuito del collettore in cascata:

1. Per ottenere il massimo guadagno di potenza ed efficienza, il transistor deve funzionare in modalità critica con un angolo di taglio. Per il quale troviamo i valori da tabelle o grafici.

Troviamo la potenza di uscita dell'amplificatore

; ,

dove è l'efficienza del sistema oscillatorio di uscita.

Ampiezza della tensione della prima armonica al collettore:

(la tensione di alimentazione deve corrispondere all'intervallo di valori standard indicati in GOST 21128-83. Nel nostro caso Ep = 27 V)

La tensione massima sul collettore non deve superare quella consentita:

Per il nostro transistor.

Se questa condizione non è soddisfatta è necessario ridurre Ep o valutare la sostituzione dell'elemento attivo.

Ampiezza della prima armonica della corrente di collettore

;

UN.

Resistenza al carico del collettore

Ohm.

Componente continua della corrente di collettore

;

dov'è la relazione - coefficiente di forma della corrente in uscita per la 1a armonica.

La corrente massima del collettore (altezza dell'impulso della corrente di uscita) è pari a:

;

Consumo energetico dall'alimentatore:

Efficienza circuito collettore per un dato carico utile:

Dissipazione di potenza sul collettore del transistor

;

.

Il calcolo elettrico del circuito di ingresso di un transistor quando si calcola il circuito di ingresso di un transistor collegato secondo un circuito con un OE presuppone che un resistore Radd sia collegato tra i suoi terminali di base ed emettitore, la cui resistenza può essere determinata approssimativamente dalla formula :

,

dov'è il guadagno corrente nel circuito con OE;

Frequenza di taglio;

Se è la capacità della giunzione dell'emettitore.

Valore di ampiezza della corrente di base:

dov'è il fattore di correzione;

Sk è la capacità di barriera della giunzione del collettore.

,

dove: E'b - tensione di interruzione della corrente di collettore, pari (modulo) 0,6 ÷ 0,7 V per transistor al silicio;

IN.

Componenti costanti delle correnti di base e di emettitore:

4. Componente attivo della resistenza di ingresso del transistor alla frequenza operativa:

,

dove: si trovano secondo le formule corrispondenti al circuito equivalente della resistenza di ingresso del transistor (Fig. 2):

dove: Ska = (0,2) Ska =30 pf - capacità di barriera della parte attiva della giunzione del collettore;

rb = 0,36 Ohm - resistenza del materiale di base.

Se rb non è dato, può essere determinato approssimativamente con la formula rb =

10.8 - costante di tempo della transizione del collettore;

Resistenza della giunzione dell'emettitore (se non fornita, può essere considerata = 0)

Si noti che i parametri e vengono utilizzati per determinare la componente reattiva della resistenza di ingresso del transistor.

Potenza di eccitazione alla frequenza operativa senza tenere conto delle perdite nel circuito di adattamento dell'ingresso:

6. Guadagno di potenza del transistor alla frequenza operativa:

7. Potenza totale dissipata dal transistor:

Il valore Pras è il parametro iniziale per il calcolo del regime termico del transistor e del suo sistema di raffreddamento.

.2 Calcolo del circuito che abbina l'elemento attivo al carico

Il circuito di adattamento svolge due compiti principali. Il primo converte la resistenza di carico in resistenza, il secondo filtra le armoniche esterne.

Nei GVV a transistor a banda stretta, in particolare negli stadi di uscita dei dispositivi di trasmissione radio, è ampiamente utilizzato un circuito a forma di U, il cui diagramma è mostrato in Fig. 3.

A causa della simmetria geometrica del circuito, la sua implementazione è possibile in , incluso in . Ovviamente, a parità di resistenze, lo scopo principale del circuito è quello di filtrare le armoniche più elevate della corrente di uscita dell'AE.

In alcuni casi, ad esempio, se il valore dell'induttanza L risulta essere troppo piccolo, il che rende difficile o impossibile la sua implementazione, la reattanza induttiva equivalente viene implementata sotto forma di collegamento in serie dell'induttanza LE e della capacità Se . Lo schema elettrico a forma di U in questo caso è rappresentato sotto forma di un circuito mostrato in Fig. 4.

Di seguito è riportata la procedura per il calcolo del circuito di adattamento mostrato in Fig. 4. Tieni presente che tutti i calcoli vengono eseguiti in unità di base (Ohm, Hn, V, A, F, ecc.).

Impostiamo il valore dell'impedenza d'onda del circuito:

dove f è la frequenza del segnale.

Determiniamo l'induttanza del circuito Le:

3. Alla frequenza del segnale f, il circuito di adattamento calcolato viene ridotto alla forma mostrata in Fig. 3 e gli elementi L, Le, Ce sono nel rapporto:

Il valore di L deve essere specificato secondo la formula:

4. Determinare il valore della capacità del condensatore Se:

5. Determinare il valore delle capacità dei condensatori C1 e C2:

C1=1010 pF, (1000 pF è il valore standard);

pF.

C2=146 pF, (150 pF è il valore standard).

La resistenza introdotta nel circuito sarà pari a:

Rin = 2,323 Ohm.

Fattore di qualità del circuito caricato

dov'è la resistenza alla perdita intrinseca dell'induttanza del circuito, determinata nel processo del suo calcolo strutturale. Per calcoli approssimativi, puoi prendere (Ohm).

8. Di particolare interesse è il calcolo del coefficiente di filtraggio armonico più elevato per lo stadio di uscita.

In un caso particolare, quando puoi usare l'espressione

dove: n=2 - circuito a ciclo singolo.

Successivamente, è necessario confrontare il valore ottenuto del coefficiente di filtrazione con il valore richiesto di questo coefficiente Ft, calcolato dalla letteratura. Se F< Фт следует переходить к двух или трехконтурной схеме согласующей цепи.

In considerazione del fatto che in un trasmettitore multistadio, tutti gli stadi successivi a quello modulato funzionano nella modalità di amplificazione delle oscillazioni modulate, è necessario controllare il sistema di carico per garantire la larghezza di banda richiesta:

2.3 Selezione e calcolo del design del dissipatore di calore

Per rimuovere il calore dai dispositivi a semiconduttore vengono utilizzati dissipatori di calore, la cui azione si basa su vari metodi di dissipazione dell'energia termica: conduttività termica, convezione forzata naturale di aria e liquido e cambiamenti nello stato di aggregazione di una sostanza.

Esistono due modi per calcolare le condizioni termiche dispositivo a semiconduttore con dissipatore di calore:

a dati valori di potenza P dissipata dal dispositivo a semiconduttore, la temperatura del corpo del dispositivo e la temperatura della giunzione pn e la temperatura ambiente Successivamente vengono calcolate le dimensioni geometriche del dissipatore;

date le dimensioni geometriche del dissipatore, la temperatura ambiente Tc, la temperatura della giunzione p-n o la temperatura del corpo del dispositivo, viene calcolata la potenza dissipata da un dispositivo a semiconduttore dotato di dissipatore.

In particolare per il calcolo sono richiesti i seguenti parametri:

P - potenza dissipata dal dispositivo, W.

Temperatura ambiente, .

Temperatura massima di giunzione, .

Transizione della resistenza termica - alloggiamento, .

Resistenza al contatto termico, .

1. Per raffreddare il transistor è necessario un radiatore, la sua resistenza termica è calcolata dalla formula:

2. Temperatura superficiale media del dissipatore di calore:

Tsr= P∙Kt-s.out.d+ To.s=75,8° C.

Lunghezza minima della costola:

Spessore dell'aletta:

d=0,003 m=3 mm.

Spessore della piastra del dissipatore di calore:

q=0,003 m=3 mm.

Distanza tra le costole:

b=0,012 m=12 mm.

Altezza della costola:

h=0,025 m=25 mm.

Lunghezza della costola:

L=0,13 mt=130 mm.

Numero di pezzi di costole:

n=(l+b)/(b+d)=10.

Lunghezza della piastra dissipatrice su cui si sviluppano le alette:

l=b(n-l)+2d=0,11 m=110 mm.

Superficie liscia del dissipatore di calore:

Sgl=L∙L=0,016 m2=16 mm2.

Superficie alettata del dissipatore di calore:

Sop=S1+ S2 +S3 =0,08 m2=80 mm2.

13. Coefficiente di trasferimento del calore per radiazione:

αl=εφf(Тср+ Т.с)=8.1 W/(m∙С).

Coefficiente di scambio termico per convezione:

αк=А1*Тм[(Тср- To.c)/L]=3.96 W/(m∙С).

Coefficiente di scambio termico di una superficie liscia:

αhl= αl + αk = 12,06 W/(m∙C).

Potenza dissipata da una superficie liscia:

Rgl = αgl ∙ Sgl ∙ (Tsr-To.s) = 40 W.

Resistenza termica della superficie liscia:

Rt.hl=1/(αhl ∙ Shl)= 4,98 C/W.

Temperatura ambiente tra le alette:

To.c1= Тср-Н∙ (Тср - Т.с)=61° С,

Тм1=0.5(Тср + To.с1)= 66° С.

Coefficiente di scambio termico per convezione:

20. Coefficiente di trasferimento del calore per radiazione:

αl.or = εφf(Tsr+ To.s) = 1,6 W/(m∙C).

Potenza dissipata dalla superficie alettata del dissipatore

RT.or=[ αk (Tsr- A.s) + αl (Tsr- A.s)] *S= 5 W.

Resistenza termica della superficie alettata del dissipatore

Rt.or=(Ts-To.s)/ Rt.or= 21 C/W.

Resistenza termica complessiva del dissipatore di calore

Rt.calc= (Rt.hl∙ RT.op)/ (Rt.hl+RT.op)= 18 C/W.

Potenza dissipata dalle superfici lisce e alettate del dissipatore

RT=Ht.gl+Rt.or= 58 W.

2.4 Scelta e calcolo dell'induttore

Dopo aver completato il calcolo elettrico, è necessario selezionare il tipo di condensatori. In questo caso, il condensatore deve essere selezionato dai corrispondenti gruppi TKE, avere il valore di capacità richiesto (preferibilmente della serie E12), resistere alla tensione che agisce su di essi e far passare attraverso di essi la corrente corrispondente.

Per soddisfare i requisiti di affidabilità, deve esserci un certo margine di tensione e corrente. Se, invece della corrente e tensione consentite, nei dati di riferimento è indicata la potenza reattiva consentita, la scelta del progetto viene effettuata tenendo conto del valore di questo parametro.

oscillatore di frequenza di potenza dell'amplificatore

Gli induttori non sono prodotti di serie e i dati ricavati dai calcoli del circuito vengono utilizzati durante lo sviluppo del progetto della bobina. Gli induttori solitamente hanno spire cilindriche e sono realizzati a strato singolo o multistrato. Di seguito considereremo la procedura per il calcolo di una bobina a strato singolo, il cui schizzo è mostrato in Fig. 5.

Impostiamo il rapporto tra la lunghezza delle bobine e il suo diametro interno

.

2. Determinare l'area della sezione trasversale longitudinale della bobina S = lD utilizzando la formula

dove è un coefficiente che caratterizza il carico termico specifico per 1 cm2 della sezione trasversale della bobina. Valore tipico di questo coefficiente:

3. Determinare le dimensioni della bobina in centimetri:

4. Il numero di spire della bobina W può essere determinato con la nota formula

dove LE è l'induttanza, μH.

5. Il diametro d del filo della bobina (mm) si calcola utilizzando la formula:

dove Ik è l'ampiezza della corrente del circuito, A,

f - frequenza operativa, MHz.

Determiniamo (chiariamo) la resistenza di perdita intrinseca della bobina del circuito alla frequenza operativa.

dove f è la frequenza operativa, MHz, d è il diametro del filo, mm, D è il diametro della bobina, mm.

Efficienza del circuito

3. Moltiplicatori di frequenza

I moltiplicatori di frequenza (MF) sono chiamati GVV, la frequenza di oscillazione, la cui uscita è 2, 3..., n volte superiore all'uscita. Un amplificatore differisce da un amplificatore di potenza in quanto il suo circuito di uscita è sintonizzato sulla seconda, terza o n-esima armonica della tensione di ingresso. Va notato che gli indicatori di energia dell'amplificatore sono inferiori a quelli dell'amplificatore di potenza, il che è dovuto a una diminuzione dell'ampiezza delle componenti armoniche nell'impulso di corrente del collettore all'aumentare del fattore di moltiplicazione.

Quando si costruisce un HF, si consiglia di scegliere un transistor con una frequenza di taglio elevata (), poiché con aumento frequenza operativa() l'impulso di corrente del collettore si espande e il contenuto di armoniche superiori in esso diminuisce drasticamente. L'opzione di calcolo fornita di seguito presuppone che la relazione sia soddisfatta, vale a dire l'elemento attivo è considerato privo di inerzia.

Per il calcolo sono necessari i seguenti dati iniziali:

Potenza di uscita,

Frequenza di uscita,

N è il fattore di moltiplicazione.

Il tipo di elemento attivo viene selezionato in base alla potenza di uscita calcolata e alla frequenza di oscillazione di uscita.

Consideriamo il calcolo del circuito del collettore in cascata.

1. L'angolo di taglio ottimale al quale si ottengono i valori massimi è determinato dalla formula

2. Trova l'ampiezza della tensione N-armonica all'uscita dell'elemento attivo che opera in modalità limite (critica):

dov'è la tensione di alimentazione del dispositivo radiotrasmittente,

La pendenza della linea modale di confine.

Determinare l'ampiezza dell'ennesima armonica della corrente di collettore

4. Il valore massimo della corrente del collettore è

5. Componente continua della corrente di collettore

6. Consumo energetico dall'alimentatore

7. Potenza dissipata al collettore

8. Efficienza

Calcoliamo il circuito di ingresso

Determinare l'ampiezza della tensione alternata sulla base

dove = 4.1 è la pendenza della caratteristica del passaggio.

3. Determinare la potenza di eccitazione richiesta

4. Guadagno di potenza

5. Impedenza di ingresso dello stadio

Calcolo dei valori degli elementi del circuito moltiplicatore

Componente continua della corrente di base

Troviamo dalla condizione

L'induttanza Lr si ricava dalla condizione:

lb troviamo quindi dalla relazione

sbl lo troviamo dalla condizione quindi

4. Oscillatori al quarzo

L'elevata stabilità della frequenza operativa nei dispositivi di trasmissione radio multistadio è garantita da un oscillatore principale. L'attuale utilizzo di generatori LC convenzionali come oscillatori principali, anche quando sono state adottate misure speciali per proteggerli da influenze esterne, non soddisfa adeguatamente i requisiti sempre crescenti di stabilità delle oscillazioni ad alta frequenza.

L'uso di risonatori al quarzo negli auto-oscillatori come parte di un sistema oscillatorio consente di costruire oscillatori principali con caratteristiche tecniche sufficientemente elevate. Con la selezione e il calcolo ottimali dei parametri degli elementi del circuito e della loro modalità operativa, la stabilità della frequenza del CG senza l'uso della compensazione termica e della termostatazione è determinata principalmente dalla stabilità della frequenza del risonatore. La stabilità della frequenza CG viene solitamente valutata mediante variazioni di frequenza dovute a cambiamenti della temperatura ambiente, agli effetti di fattori destabilizzanti meccanici e climatici, nonché all'invecchiamento.

Esistono molti tipi di schemi CG. Molto utilizzati sono i circuiti oscillatori, ottenuti sostituendo una delle induttanze di un circuito autooscillatore a tre punti con un risonatore al quarzo. In particolare, nella gamma delle frequenze medie, è più utilizzato il tre punti capacitivo, che consente stabilità alle alte frequenze. Una caratteristica distintiva dei circuiti oscillatori è che funzionano solo alla frequenza del quarzo. Se il risuonatore al quarzo non funziona correttamente, si verificano oscillazioni nell'auto-oscillatore.

Fino a 15...20 MHz i risuonatori al quarzo funzionano secondo la prima armonica (fondamentale), a frequenze più elevate si utilizzano oscillazioni di armoniche meccaniche dispari. Il risonatore al quarzo e l'elemento attivo (transistor) vengono selezionati in base ai parametri elettrici, nonché alle condizioni operative, alle dimensioni e ai costi.

Il valore approssimativo dell'instabilità relativa della frequenza CG, ad esempio, nell'intervallo di temperatura da -10 °C a +50 °C può essere 2...5∙10-5. Conoscere questo valore è necessario quando si disegna uno schema a blocchi e si sceglie il tipo di oscillatore principale.

5. Progettazione di oscillatori a cristallo con modulazione diretta di frequenza

.1 Caratteristiche costruttive dei generatori controllati in tensione

Quando si sviluppa un CG controllato in frequenza, è necessario selezionare correttamente la frequenza del generatore, del risonatore e degli elementi di controllo della frequenza al fine di garantire i limiti di sintonizzazione necessari con stabilità ad alta frequenza utilizzando le soluzioni circuitali più semplici. Oltre a garantire una certa deviazione di frequenza al CG quando si generano oscillazioni FM con il metodo diretto, è necessario che siano minime distorsioni non lineari del canale modulante, causate dalla non linearità delle caratteristiche del varicap e del risonatore. Il modo più efficace per ridurli è collegare un induttore in parallelo al risonatore.

Per una serie di ragioni oggettive, i CG a controllo di frequenza sono più ampiamente utilizzati nell'intervallo 5...20 MHz. In questo intervallo, i risonatori al quarzo funzionano, di regola, alla frequenza fondamentale, gli stessi piezoelementi sono piastre piatte e i valori di m e Co consentono di ottenere una sintonizzazione di frequenza dell'ordine di ±1000∙10- 6 con stabilità di frequenza relativamente elevata. A frequenze più basse, i piezoelementi dei risonatori con taglio a T hanno la forma di una lente biconvessa, che riduce m e rende difficile ottenere ampi limiti di sintonia di frequenza.

5.2 Progettazione di un CG controllato in tensione con modulazione di frequenza

La compilazione e il calcolo del diagramma strutturale in conformità al capitolo 2 di queste istruzioni avrebbero dovuto essere effettuati tenendo conto delle reali possibilità di costruire un oscillatore al quarzo principale. Utilizzando i risultati di questo calcolo, chiariamo i dati iniziali necessari.

Fig.6. Oscillatore al quarzo modulato in frequenza.

Sulla base dei dati di riferimento, selezioniamo un risonatore AT, un mezzo che opera alla frequenza fondamentale. Annotiamo i parametri del risonatore: Rkv, m, C0.

Seleziona l'elemento attivo. Ad esempio il transistor KT324, la cui pendenza della caratteristica statica con una corrente di collettore di 1...2 mA è 35...50 mA/V. (Naturalmente, tenendo conto delle specificità di un particolare compito, è necessario selezionare un transistor con i parametri appropriati).

Determiniamo la resistenza di controllo dell'auto-oscillatore:

,

Si noti che va calcolato per il valore minimo della pendenza S e = 0,2 (coefficiente di sicurezza di eccitazione K3 = 5).

Troviamo i valori delle capacità di feedback (C3 e C4) del generatore.

Cosa è necessario per impedire l'apertura del varicap modulando la tensione e la tensione ad alta frequenza;

valore di ampiezza della tensione modulante.

Determiniamo il valore ridotto di Xrn utilizzando la formula:

8. Calcoliamo la capacità del varicap con una tensione di polarizzazione di Evn - 4 V:

dove: 1/2 - coefficiente per transizioni brusche.

Dai varicap prodotti in commercio, ne scegliamo uno tale che i collegamenti in serie di due varicap diano una capacità approssimativamente uguale a St. Prendiamo il varicap KV110B.

Per consentire il funzionamento vicino alla frequenza di risonanza seriale del risonatore al quarzo, l'induttore L2 è collegato in serie ad esso.

Determiniamo il valore dell'induttanza di sintonia per i due valori limite della capacità dei varicap selezionati:

,

dove SVN è la capacità del varicap quando si costruisce un bias da 4V. Inoltre, nella parte inferiore della diffusione dei parametri dei dispositivi a semiconduttore, sostituire i valori inferiore e superiore della capacità nella formula per determinare i limiti della variazione di induttanza anziché EHV.

Dopo aver determinato i valori superiore e inferiore di L2, troviamo il valore medio dell'induttanza Lav.

Determiniamo il coefficiente di distorsione non lineare:

11. Poiché il coefficiente di distorsione non lineare nei dati sorgente (Kf = 5%), per ridurlo colleghiamo l'induttore L1 in parallelo al risonatore. Il valore di questa induttanza è determinato dalla formula:

Dove - ridotta resistenza induttanza.

Calcoliamo il coefficiente di distorsione non lineare tenendo conto dell'inclusione dell'induttore L1 in parallelo al risonatore:

Conclusione

In conformità con le specifiche tecniche, è stato calcolato il dispositivo di trasmissione radio. Grazie alla letteratura ben documentata su dispositivi simili e alla moderna base elementare, è diventata possibile una semplice implementazione di un trasmettitore radio. È stata presa in considerazione una variante del suo design.

È stato calcolato un amplificatore di potenza, un moltiplicatore di frequenza e un auto-oscillatore al quarzo di un trasmettitore radio che trasmette nella banda VHF ad una frequenza di 103 MHz, fornendo una potenza di uscita di 90 W. Per alimentare il dispositivo è necessaria una sorgente da 27 V CC.

Nota: la configurazione finale e la selezione degli elementi del circuito vengono effettuate durante la produzione di un modello del dispositivo radiotrasmittente.

Letteratura

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2. Progettazione di dispositivi radiotrasmittenti: libro di testo per università / Ed. VV Shakhgildyan. - M.: Radio e comunicazione, 1993. -512 p.

Progettazione di trasmettitori radio: libro di testo per le università / Ed. VVShahgildyan. - 4a ed., rivista. e aggiuntivi - M.: Radio e Comunicazioni, 2000. - 656 p.

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Corsi e progettazione di diplomi. Linee guida per gli studenti delle specialità 190200 e 200700. Omsk. - Casa editrice dell'Università tecnica statale di Omsk, 1997. - 44 p.

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Altshuller G. B., Elfimov N. N., Shakulin V. G. Oscillatori al quarzo: riferimento. indennità. M.: Radio e comunicazione, 1984. - 232 p.

Risonatori piezoquarziani: Manuale / Ed. P.E. Kandyba e G.P. Pozdnjakova. - M.: Radio e comunicazione, 1992 - 392 p.

Dispositivi a semiconduttore. Transistor di media e alta potenza: Manuale / Ed. AV. Golomedova. - M.: Radio e comunicazioni, 1989 - 640 p.

17. Libro di consultazione elettronico sui dispositivi a semiconduttore. Shulgin O.A. v.1.02

Trasmettitore a modulazione di ampiezza

Il circuito trasmettitore più semplice con modulazione di ampiezza di un'onda portante (Fig. 8.1) contiene un eccitatore, moltiplicazione di frequenza (MF), stadi di amplificazione di potenza (PA) e un amplificatore a bassa frequenza (LF), a cui viene fornito il segnale trasmesso tu ingresso) e modulatore di ampiezza (AM).

Riso. 8.1. Schema a blocchi di un trasmettitore a modulazione di ampiezza

Patogenoè un oscillatore principale a bassa potenza stabilizzato da un risuonatore al quarzo. La bassa potenza dell'oscillatore principale consente l'uso nel suo sviluppo di dispositivi a semiconduttore ad alta frequenza che hanno meno inerzia, fornisce un regime termico più leggero per il funzionamento del dispositivo amplificatore e del risonatore al quarzo, che aumenta la stabilità della frequenza. Gli auto-oscillatori al quarzo funzionano ancora a frequenze relativamente basse (fino a centinaia di MHz alle armoniche del quarzo). Pertanto, dopo l'oscillatore principale, vengono attivate le cascate moltiplicatori di frequenza, che aumentano la frequenza di oscillazione al valore della portante. I moltiplicatori di frequenza spesso aumentano anche la potenza di oscillazione. Per creare la potenza richiesta all'uscita del trasmettitore, il circuito utilizza amplificatori di potenza. Di norma, gli amplificatori di potenza del segnale radio sono collegati tra gli stadi del moltiplicatore di frequenza e viene chiamato l'intero percorso circuito di amplificazione e moltiplicazione. L'amplificatore di potenza in uscita del trasmettitore viene caricato su un alimentatore (guida d'onda, cavo, ecc.) collegato all'antenna.

La modulazione di ampiezza viene solitamente eseguita nell'amplificatore di potenza in uscita. Spesso un tale amplificatore di potenza è lo stadio finale del trasmettitore.

Letteratura: IN E. Nefedov, “Fondamenti di radioelettronica e comunicazione”, casa editrice “Scuola superiore”, Mosca, 2002.

TRASMETTITORI A MODULAZIONE DI AMPIEZZA

6.1. INFORMAZIONI GENERALI

Come è noto, in conformità con GOST per i termini nelle comunicazioni radio modulazioneè il processo di modifica di uno o più parametri di un'onda di radiofrequenza portante in conformità con i cambiamenti nei parametri del segnale trasmesso (modulante). Vettore o onda portante: un'onda elettrica o elettromagnetica progettata per produrre un segnale a radiofrequenza attraverso la modulazione. Il segnale modulante contiene l'informazione da trasmettere. Quando modulazione d'ampiezza(AM) il parametro variabile (modulato) della portante armonica è l'ampiezza delle oscillazioni IO=IO(T), variabile in proporzione al segnale da trasmettere U Ω ( T); Come risultato della modulazione, si ottiene un'oscillazione complessa non armonica.

Attualmente, le principali aree di applicazione dell'AM sono: la trasmissione audio su onde “lunghe”, “medie” e “corte” (gamme di frequenza LF, MF e HF) e la trasmissione televisiva nelle gamme del metro e del decimetro (VHF e UHF) - trasmettitori di immagini (vedi tabella 1.1). Per scopi di comunicazione radio, l'AM viene utilizzato nell'aviazione nelle gamme 118...136 MHz (comunicazione radio a corto raggio). Nella pratica nazionale, l'AM viene utilizzato anche nella trasmissione via cavo di tre programmi.

Si è verificata una tendenza verso una transizione graduale nella trasmissione radiofonica dall'AM alla banda laterale unica (vedere Capitolo 7). Innanzitutto si prevede di trasferire la trasmissione nella gamma HF a un sistema di modulazione a banda laterale singola (SM). È in fase di studio l'utilizzo di una variante dell'OM compatibile con l'AM attualmente utilizzata e preservata per il prossimo futuro.

Per creare programmi informativi e artistici per le trasmissioni radiofoniche, esistono imprese speciali: studi di trasmissione, case radiofoniche. Gli studi di trasmissione centrali si trovano a Mosca. Molte grandi città dispongono di studi di trasmissione radiofonica locale.

Il messaggio da trasmettere sotto forma di discorso umano, musica, ecc. viene convertito utilizzando un microfono in un segnale elettrico con uno spettro complesso nella regione delle frequenze tonali (suono). Questo segnale viene trasmesso tramite speciali canali di telecomunicazione (cavo, ripetitore radio, ecc.) ai trasmettitori di trasmissioni radiofoniche, solitamente situati fuori città sulla cosiddetta centri radiotrasmittenti (stazioni).

Il segnale sonoro è caratterizzato dall'ampiezza della banda di frequenza occupata (Ω min ... Ω max) e dall'intensità (tensione UΩ). In base al parlato trasmesso, alla musica o alla loro combinazione, le componenti dello spettro e i loro valori cambiano; la trasmissione audio è un processo casuale. Per il trasmettitore, questo segnale è modulante.

La distribuzione della potenza del segnale nella banda di frequenza audio è caratterizzata dalla densità spettrale S(Ω) [o S(F)]. Nella fig. La Figura 6.1 mostra la densità spettrale della parlata russa, correlata alla densità spettrale massima osservata ad una frequenza vicina F= 300 Hz. Come si può vedere, la densità spettrale è molto irregolare. L'intero spettro delle vibrazioni acustiche percepite dall'orecchio umano occupa un'ampia banda di frequenza - circa 20...20.000 Hz; la sensibilità massima dell'orecchio è di circa 1000 Hz. Le componenti spettrali più “potenti” della voce umana sono concentrate in una banda ristretta di 200...600 Hz.

Per garantire la percezione del parlato intelligibile durante le comunicazioni radiotelefoniche (il cosiddetto radiotelefonia commerciale)è sufficiente far passare uniformemente attraverso il trasmettitore una banda base di 300...3400 Hz (in alcuni casi 300...3000 o altri) con un'irregolarità accettabile in questa banda di circa ±(2...3) dB. Per garantire la percezione estetica nelle trasmissioni radiofoniche, è necessario trasmettere una banda di frequenza significativamente più ampia con una determinata irregolarità consentita: per la classe più alta (trasmissione MB FM, vedere il capitolo 8) 30... 15.000 Hz, per la prima classe (trasmissione televisiva suono) 50. ...10.000 Hz, per la seconda classe (trasmissione da AM su onde lunghe, medie e corte) 100...6300 Hz con disuniformità ammissibile di circa ±(0,7...1,5) dB. I requisiti per gli indicatori di qualità di un trasmettitore per uno scopo particolare sono indicati nei GOST pertinenti.

Riso. 6.1. Spettro del segnale vocale

La maggior parte dei segnali devono essere trasmessi su canali radio tu(T) (parlato, musica, ecc.) hanno un valore medio tu 0 = 0. Un'eccezione è il segnale dell'immagine televisiva, che contiene informazioni sull'illuminazione media dell'immagine trasmessa (per maggiori dettagli vedere il capitolo 9).

Le norme prevedono alcuni indicatori energetici e di qualità (parametri di qualità) dei trasmettitori, misurati quando i segnali di test vengono forniti sotto forma di segnali audio armonici. Anche l'analisi del modo di funzionamento della cascata del trasmettitore durante la modulazione in prima approssimazione è meglio (più chiaramente) eseguita presupponendo un segnale modulante armonico. Pertanto, in futuro determineremo le principali relazioni per AM con un segnale modulante armonico (coseno).

. (6.3)

In alcuni casi terremo conto anche delle statistiche del segnale sonoro reale.

Con la modulazione di ampiezza, cioè con l'influenza di una tensione modulante (sonora) della forma (6.3) sulla corrente anodica della fonte di acqua calda, le componenti dello spettro di corrente vicine alla prima armonica cambiano secondo la legge

Nella fig. La Figura 6.2 mostra un'oscillazione modulata della forma (6.4). L'inviluppo dell'oscillazione modulata riproduce la forma d'onda di tensione della frequenza audio. L'oscillazione (6.4) può essere rappresentata come la somma di tre oscillazioni sinusoidali:

. (6.5)

Figura 6.2. Diagramma temporale del segnale AM

Riso. 6.3. Spettro delle oscillazioni AM quando modulato da uno (a) e

tre ( B) vibrazioni armoniche

Riso. 6.4. Diagramma vettoriale delle oscillazioni AM a

modulazione mediante un'oscillazione armonica

La potenza media di un'oscillazione modulata in ampiezza viene solitamente determinata per i valori statistici medi dei coefficienti di modulazione:

Dove M av è il valore medio del coefficiente di modulazione su un lungo periodo di tempo.

Per ottenere un raggio di comunicazione più lungo e (o) migliorare il rapporto segnale-rumore nel luogo di ricezione, è necessario aumentare la potenza delle componenti laterali dell'oscillazione AM. Dobbiamo quindi tendere a una maggiore profondità di modulazione t→ M massimo → 1, ovvero le correnti d'antenna IO Circuito A e anodico IO a1 della lampada (transistor) dovrebbe cambiare linearmente da un certo massimo a zero. Considerando che
, abbiamo
.

I trasmettitori AM sono progettati come T sì = 1. Supponendo p = 3,5...4, otteniamo T Mercoledì = 0,35...0,4. Ciò significa che la proporzione delle bande laterali durante la modulazione è pari a 1,5...2,2% R 1 massimo e la potenza nominale delle lampade (o dei transistor) viene utilizzata pochissimo. Le informazioni sono contenute nelle bande laterali. Pertanto, un'importante caratteristica energetica dell'AM (indipendentemente dal metodo di implementazione) è la seguente: richiede una potenza di picco del trasmettitore per trasmettere una potenza di banda laterale relativamente bassa R 1 massimo . Ciò nonostante il fatto che i valori di picco del segnale modulante appaiano relativamente raramente. I trasferimenti altamente artistici hanno requisiti molto severi per la distorsione non lineare e quindi devono sopportare un uso scarso delle lampade.

Quando si trasmettono segnali vocali, all'ingresso del dispositivo di modulazione del trasmettitore vengono forniti segnali audio di ampiezza limitata; il livello di distorsione consentito viene raggiunto utilizzando sofisticati dispositivi di limitazione. Il grado di limitazione di solito non supera i 12 dB: C orco = 20 log( U M /U limite) ≤ 12 dB, dove U orco - tensione corrispondente all'inizio della limitazione; U M - valore di ampiezza della tensione fornita al limitatore. In questo modo si ottiene una diminuzione del fattore di cresta (all'aumentare del valore medio del segnale), un aumento del volume e, di conseguenza, della potenza delle bande laterali. Questa modulazione si chiama trapezoidale, perché la forma dell'involucro è simile a un trapezio (Fig. 6.5). Il coefficiente medio di modulazione è pari a 0,7...0,8. Tuttavia, aumentare il livello di ritaglio di oltre 12 dB non è auspicabile a causa della maggiore distorsione.

Riso. 6.5. Diagramma temporale durante la modulazione

segnale reale tenendo conto della limitazione

Esistono molti metodi diversi per ottenere AM. Nella stragrande maggioranza dei casi, la modulazione si ottiene modificando (modulando) la tensione su qualche elettrodo della lampada o del transistor; a volte due o tre tensioni cambiano contemporaneamente: le cosiddette modulazione combinata. La dipendenza della modalità di fornitura dell'acqua calda dalla tensione di alimentazione è illustrata al § 2.12.

Riso. 6.6. Grafico della dipendenza del coefficiente di profondità dell'ampiezza

modulazione e THD di tensione

segnale modulante armonico

L'idoneità di un generatore per AM può essere giudicata dal suo cosiddetto caratteristiche di modulazione statica(SMX), cioè secondo la dipendenza IO a1, IO a0, IO UN, R 1 , R 0 , η da una qualsiasi tensione di alimentazione E UN, E Con, E c1, U C con AM semplice oppure da una variazione simultanea congiunta di due o tre tensioni con AM combinato. Queste caratteristiche sono chiamate statiche perché vengono rimosse modificando la tensione costante (o E un, o Eñ1 ,) o modificando l'ampiezza della tensione di eccitazione della fornitura di acqua calda U Con; Non esiste tensione modulante in frequenza audio: U Ω = 0.

La caratteristica di modulazione statica di una cascata GWW con AM non tiene conto della dipendenza dei suoi indicatori di qualità ed energia dalla non linearità della resistenza di ingresso del GWW modulato e dalla frequenza del segnale modulante Ω. Per identificare queste importanti dipendenze, esaminiamo risposta di modulazione dinamica GVW modulato, ovvero la dipendenza del coefficiente di profondità della modulazione di ampiezza e di altri indicatori di modalità dall'ampiezza della tensione modulante (sonora) UΩ. Le misurazioni vengono effettuate alle frequenze fornite da GOST; nei casi più semplici è 400 o 1000 Hz. Utilizzando speciali strumenti di misura (o grosso modo utilizzando un oscilloscopio), la profondità di modulazione viene misurata per i semicicli positivi e negativi dell'inviluppo dell'oscillazione AM:

E
,

Dove ; (vedi Fig. 6.2 e 6.6). La coincidenza di queste dipendenze (
) e la loro linearità indicano simmetria di modulazione e piccole distorsioni non lineari, caratterizzate da distorsione armonica.

Per un trasmettitore broadcast con AM secondo GOST nell'intervallo di frequenza 100...4000 Hz e con profondità di modulazione t ≈ Distorsione armonica del 50%. K G ≤ 1% e a T= 90 % K G ≤ 2 %.

Banda di frequenza di modulazione Ω min … Ω max e irregolarità di modulazione consentita T= F(Ω) a UΩ = 0,5· U UN. max = const caratterizzare risposta in ampiezza-frequenza trasmettitore (risposta in frequenza), in altre parole - distorsione di frequenza (Fig. 6.7).

Secondo le “Norme sulle comunicazioni radio” internazionali (M.: Radio e comunicazioni, 1985), AM ai fini della diffusione radiofonica o delle comunicazioni radiotelefoniche ha il simbolo AZE (designazione A3 obsoleta e cancellata).

Modulatore(cascata modulata) di un trasmettitore radio è il dispositivo (cascata) in cui viene eseguito il processo di modulazione (GOST 24375-80). Questo è uno stadio di amplificazione a radiofrequenza (vedi Fig. 1.2) tra l'eccitatore e l'uscita del trasmettitore (antenna), cioè uno stadio di uscita (finale) o una sorta di stadio intermedio.

La tensione (segnale) modulante (suono) viene fornita al trasmettitore da una fonte di informazione, ad esempio da un microfono in uno studio di trasmissione. Per garantire il funzionamento del modulatore, di norma è necessaria un'amplificazione preliminare del segnale modulante. A questo scopo, il trasmettitore fornisce un percorso di amplificazione della frequenza audio (dispositivo di modulazione), il cui stadio di uscita sarà convenzionalmente chiamato un potente amplificatore di frequenza audio (MUFA) - uno stadio modulante. Gli schemi a blocchi dei trasmettitori AM sono mostrati in Fig. 6.8.

Riso. 6.7. Risposta in ampiezza-frequenza

Riso. 6.8. Schemi a blocchi di trasmettitori con ampiezza

modulazione nello stadio di uscita ( UN), cascata intermedia ( B)

e quando si utilizza l'aggiunta di potenza ( V)

Come già accennato nel cap. 1, la compatibilità elettromagnetica (EMC) è la condizione più importante per i moderni dispositivi radioelettronici, compresi i trasmettitori radio.

Oltre all'instabilità consentita della frequenza operativa, al livello di emissioni spurie e di rumore, il trasmettitore è soggetto al requisito di un livello accettabile di radiazione fuori banda.

Lo spettro di frequenza della radiazione del trasmettitore alla frequenza assegnata (operativa), formato durante il processo di modulazione (manipolazione), è costituito da radiazione fondamentale e fuori banda.

Riso. 6.9. Modello dei requisiti del livello di soppressione

emissioni fuori banda del trasmettitore

Radiazione di base contiene informazioni utili e riprende il cosiddetto larghezza di banda richiesta, cioè una banda di frequenza sufficiente per una data classe di radiazione (tipo di modulazione, scopo) per garantire la trasmissione di messaggi con la velocità e la qualità richieste in determinate condizioni.

Fuori bandaè l'emissione di un trasmettitore a frequenze immediatamente adiacenti alla larghezza di banda richiesta e risultanti dal processo di modulazione. (Norme radio, GOST "Compatibilità elettromagnetica delle apparecchiature radioelettroniche. Termini e definizioni.") Le radiazioni fuori banda non sono necessarie per il funzionamento di questo trasmettitore e creano interferenze per i sistemi di comunicazione che operano su frequenze immediatamente adiacenti alla frequenza richiesta banda di questo trasmettitore.

Le emissioni fuori banda si verificano quando il trasmettitore viene modulato con uno spettro eccessivamente ampio, a causa delle armoniche più elevate del segnale modulante, che si verificano sia durante l'amplificazione del segnale modulante che durante il processo di modulazione, rimodulazione, ecc.

Le emissioni fuori banda si verificano anche quando il segnale trasmesso viene quantizzato, ad esempio negli amplificatori di classe D (vedi § 6.8).

Nelle trasmissioni radiofoniche AM con una gamma di frequenza modulante nominale di 50...10.000 Hz, un grado sufficiente di soppressione delle emissioni fuori banda è assicurato da:

limitare lo spettro delle frequenze audio all'uscita del dispositivo di modulazione (all'uscita del MUZCH) con speciali limitatori passa-alto, in altre parole, filtri passa-basso;

basso livello ammissibile di distorsione non lineare del trasmettitore, ovvero elevata linearità della modulazione e del dispositivo di modulazione (vedere § 6.2 e 6.3).

In GOST, il livello ammissibile di emissioni fuori banda viene stabilito indicando la soppressione minima richiesta del livello di radiazione ai bordi di una determinata banda di frequenza (Fig. 6.9):

soppressione della radiazione fuori banda di 40 dB rispetto alla potenza portante ai limiti della banda di 27 kHz, cioè con una deviazione dalla frequenza portante di ±13,5 kHz;

Reiezione di 45 dB ai bordi della banda di 28 kHz (±14 kHz);

Reiezione di 50 dB per la banda 38 kHz;

Reiezione di 60 dB per la banda 66 kHz.

Negli HVV a tubi e transistor sono possibili i seguenti metodi per ottenere AM:

all'elettrodo di ingresso (griglia, base) modificando le tensioni di polarizzazione ( E C , E b) o eccitazione ( U C , U B);

all'elettrodo di uscita (anodo, collettore) modificando la tensione di alimentazione ( E UN, E A);

metodi combinati.

Letteratura: V.V. Shakhgildyan, “Apparecchi di trasmissione radio”, Casa editrice “Radio e comunicazioni”, Mosca, 2003.

1 . Compito tecnico

Progetto trasmettitore di trasmissione con AM (PRVAM) con i seguenti parametri:

· Potenza in antenna (carico) P ~ =100 kW;

· Impedenza caratteristica dell'alimentatore con Ф = 150 Ohm;

· Efficienza dell'alimentatore z f = 0,80;

· Coefficiente d'onda viaggiante KBB = 0,8;

· Indice massimo di modulazione m = 1;

· Intervallo di frequenza operativa f min - f max, 0,1 - 0,3 MHz;

· Campo di frequenza di modulazione DF = 50 10000 Hz;

· frequenza portante f 0 =200 kHz.

Analisi delle specifiche tecniche:

I trasmettitori di trasmissioni radio (PRB) con AM utilizzati nelle gamme di onde lunghe, medie e corte devono rispettare nei loro parametri GOST 1392468. Nelle versioni a tubo dei trasmettitori per ricevere un segnale AM ​​di una determinata potenza, i più comuni sono l'anodo, l'anodo- la modulazione a schermo o combinata (su più elettrodi) nella fase terminale, l'amplificazione delle oscillazioni modulate (UMO) è meno comunemente usata.

Nell’ambito di questo lavoro sono stati effettuati i seguenti calcoli:

· fase finale ai punti di picco, minimo e telefono, nonché alla profondità di modulazione del 100%;

· dispositivo modulante e parametri elettrici dei suoi elementi; trasformatore, induttanze, condensatori di blocco;

· sistema oscillatorio in uscita;

2. Scelta di un metodo di costruzione progettazione del dispositivo progettato

Per l'implementazione di questo dispositivoÈ stata scelta un'opzione di implementazione con modulazione anodica per la sua elevata efficienza energetica, buona linearità e uso diffuso nei trasmettitori di trasmissioni radio. Lo schema a blocchi del dispositivo progettato è mostrato in Figura 1.

Figura 2.1. Schema a blocchi del trasmettitore radio AM progettato.

Calcolo approssimativo di un trasmettitore radio con AM secondo lo schema a blocchi

Secondo le specifiche tecniche, il trasmettitore deve avere i seguenti parametri: P ~ = 100 kW;

indice di modulazione m = 1;

intervallo di frequenza operativa f min f max = 0,1 0,3 MHz.

Sulla base dei parametri sopra specificati, faremo un calcolo approssimativo degli elementi del trasmettitore radio.

La potenza di picco nell'antenna sarà:

Le potenze P 1 T e P 1 max erogate dai dispositivi OK sono determinate dalle formule:

dove è l'efficienza approssimativa del sistema oscillatorio di uscita. selezionato dalla tabella riportata in e , efficienza dell'alimentatore.

Quindi P 1 T = 136 kW, P 1 max = 544 kW.

A causa del fatto che la modulazione anodica è implementata nell'OK, la potenza nominale del generatore elettrico viene selezionata secondo la regola P 1nom? 2P 1 T = 272 kW (potenza nominale delle lampade del generatore).

Perché Nello sviluppo dell'OK è stato utilizzato un circuito push-pull, quindi P 1nom della lampada = .

La scelta del tipo di lampada viene effettuata in base a parametri quali P 1nom della lampada e frequenza operativa massima f max.

Secondo le tabelle di riferimento presentate in e è stata scelta una lampada GU 66 B avente i seguenti parametri: E a nom = 10 kV; S = 0,16 A/V, riferimento P nom = 150 kW.

La descrizione della lampada GU 66 B è riportata nell'Appendice 1.

Il diagramma schematico del trasmettitore di trasmissione radio progettato è mostrato nella Figura 2.2.

Figura 2.2 - Diagramma schematico del trasmettitore AM progettato.

3 . Calcolo della fase finale (OK)

A questo punto il calcolo dell’OK si esegue nelle seguenti modalità:

· nel punto di picco;

· nel punto minimo;

· presso un punto telefonico;

· alla profondità di modulazione del 100%.

Profondità di modulazione della tensione anodica m = 1 secondo termine di paragone.

Il diagramma schematico della fase finale è mostrato nella Figura 3.1.

Figura 3.1 Rappresentazione schematica della fase finale.

La tensione di alimentazione anodica per la modalità punto telefonico viene solitamente selezionata come:

L'angolo di taglio viene selezionato entro l'intervallo e = 80? - 90?. In questo caso prenderemo l'angolo di taglio pari a 90°.

3 .1 Calcolo della fase finale (OK) in massimo punto

Il calcolo della fase finale nel punto massimo viene effettuato secondo il metodo descritto in e.

Tensione di alimentazione dell'anodo e della griglia di schermatura:

E un massimo = E un . t(1+m)=16 kV

Fattore di utilizzo della tensione anodica in modalità limite

Ampiezza della tensione all'anodo:

U a max = E a max o max = 15,7 kV

Ampiezza della prima armonica della corrente anodica:

I a 1max =2=69,2 A

Ampiezza dell'impulso della corrente anodica

I amm == 138,4 A

Resistenza al carico anodico equivalente:

L'angolo di taglio superiore è determinato dall'equazione

Dove otteniamo = 0,31 rad = 18 0

Componente continua della corrente anodica tenendo conto dell'apice dell'impulso troncato

Potenza consumata dal circuito anodico

Potenza dissipata all'anodo

Efficienza del circuito anodico in modalità massima

Ampiezza della tensione di eccitazione nel circuito della griglia di controllo e tensione di polarizzazione

Resistenza al bias automatico

dove, = 71,2 0, ? 0,66

Componenti della corrente di rete

dove sono i coefficienti e, tenendo conto della natura non sinusoidale dell'impulso di corrente, si presume siano uguali? 0,66, ? 0,75

Consumo energetico dallo stadio PC precedente e sorgente di polarizzazione

Potenza dissipata sulla rete di controllo

3 .2 Calcolo del finale cascata(OK) al punto minimo

Il calcolo della modalità punto minimo viene effettuato secondo le modalità esposte al punto -. La modalità del punto minimo è caratterizzata da basse tensioni all'anodo. Nella regione ea >0, l'intensità del regime aumenta e l'MX è leggermente piegato. Per mitigare questi fenomeni, nel circuito di corrente è inclusa una resistenza di polarizzazione automatica R c .. .

I parametri della modalità minima sono calcolati solo per il circuito della griglia di controllo. I dati iniziali per questo calcolo sono U c max, E c 0, S, R c. .

Per trovare i parametri della corrente di rete, utilizzando il metodo descritto in troviamo dall'equazione

Consumo energetico dalla sorgente bias e dal PC.

3 .3 Calcolo del finale cascata(OK) al punto telefonico

Il calcolo della modalità punto telefonico viene effettuato secondo le modalità descritte in e.

Componenti della corrente anodica

Tensione anodica e ampiezza della tensione di carico

Consumo energetico e potenza

3.4 Calcolo finale cascata(OK) in modalità modulazione

Il calcolo di OC in modalità modulazione viene effettuato secondo il metodo descritto in e.

Potenza media consumata dal circuito anodico

Potenza erogata dal dispositivo di modulazione

Potenza media delle lampade OK

Potenza media dissipata all'anodo.

Potenza media dissipata sulla rete di controllo

4 . Calcolo della cascata pre-terminale

L'EP per la cascata prefinale viene selezionato in base a regola successiva: secondo le tabelle di riferimento riportate nel fattore di guadagno di potenza si trova N p = 30 .. 50. Prendiamo N p = 50. Allora la potenza dello stadio precedente necessaria per eccitare l'OK è

Per questa potenza è adatta una lampada GU-39 B, con P nom = 13 kW. Le caratteristiche di GU 39 B sono riportate nell'Appendice 2.

La catena P può essere utilizzata come catena di coordinamento per QAP e OK.

5 . R Calcolo del dispositivo di modulazione

La MMU è implementata utilizzando un amplificatore di classe D. Il principio di funzionamento di questa MMU è descritto in dettaglio in e. Un amplificatore push-pull di classe D è progettato per amplificare il segnale modulante. Per fornire la componente costante I a 0t a OK, viene utilizzata una fonte di alimentazione separata con tensione E at e induttore L d 4. La tensione modulante U Ø viene fornita al modulatore di larghezza di impulso e al successivo amplificatore di impulsi e quindi alla lampada V 2. La seconda lampada V 1 è controllata dalla tensione che cade attraverso la resistenza R 1 dalla corrente anodica della lampada V 2 .

Il diagramma schematico di questo dispositivo è mostrato nella Figura 5.1.

Figura 5.1 Diagramma schematico di una MMU con un amplificatore push-pull in classe D.

I vantaggi di questo schema includono:

· un aumento significativo dell'efficienza dell'amplificatore, dovuto al fatto che le lampade in cascata funzionano in modalità chiave e la componente di corrente continua I a 0 t OK passa attraverso l'induttore con bassa resistenza dell'avvolgimento;

efficienza dell'amplificatore costante a diversi livelli segnale amplificato (con una scelta razionale delle lampade, l'efficienza di tale amplificatore può raggiungere il 95% - 97%);

· assenza di un trasformatore di modulazione pesante, ingombrante e costoso.

Gli svantaggi di questo schema includono:

· la necessità di un'attenta regolazione del controllo della lampada, eliminandoli apertura simultanea, che porterebbe al cortocircuito dell'alimentatore 2E a.

I diodi VD 1 e VD 2 sono progettati per impedire l'interruzione della corrente nella bobina L d 2 quando le lampade vengono accese.

Una volta completato il calcolo dei parametri della modalità OK, viene determinato

In base ai parametri calcolati, viene selezionata la lampada GU-66 B.

I diodi VD1 e VD2 sono selezionati in base ai seguenti parametri:

Tensione inversa E rev E p,

Massimo corrente impulsiva I Dmax = 38 A

La resistenza diretta del diodo aperto r D è preferibilmente la più bassa possibile. Il valore di induttanza dell'induttanza del filtro L d 1 è selezionato in diversi Henry. L d 1 = 5 Gn.

Il condensatore C 1 viene selezionato dalla condizione quindi C 1 = 253 pF

Il filtro Ld 2, Ld 3, C 2, C 3 è realizzato sotto forma di semimaglia L d 2 C 2 secondo Butterworth. Quindi

Il condensatore di accoppiamento C 4 viene selezionato dalla condizione

Quindi C4 = 688 nF.

viene scelto dalla condizione Quindi possiamo mettere

La resistenza R 1 viene scelta in modo che la disuguaglianza sia soddisfatta

dov'è la tensione di interruzione della corrente anodica delle lampade VL1 e VL2.

Quindi R 1 = 150 Ohm.

La frequenza di clock ft viene selezionata dalla condizione ft = (5..8) F c. Scegli f t = 70 kHz.

6 . RA conto del sistema del ciclo di uscita

Il calcolo del sistema oscillatorio in uscita viene effettuato secondo il metodo delineato in e.

Lo scopo dei sistemi oscillatori di uscita nei trasmettitori radio è quello di eseguire le seguenti funzioni:

· approvazione resistenza attiva R Un alimentatore per antenna con il necessario per operazione normale stadio di uscita con resistenza di carico equivalente R e nel circuito anodico;

· risarcimento reattanza X Un'antenna o alimentatore su cui far funzionare il sistema di videoconferenza carico attivo e lo ha inviato all'antenna potere più alto;

· filtraggio delle armoniche generate dispositivi elettronici nelle fasi di uscita.

Per selezionare un progetto di videoconferenza, calcoliamo il filtraggio richiesto

Sulla base del grafico della dipendenza s VKS (F richiesta), viene determinata la progettazione del sistema oscillatorio di uscita. Per z VKS =0,92 e Ф richiesto =2,1 10 3 nel progetto VKS sarà simile (Figura 6.1):

Figura 6.1 Diagramma schematico del sistema oscillatorio di uscita.

Impedenza massima e minima di ingresso dell'alimentatore

Il calcolo degli elementi VKS viene effettuato secondo la metodologia delineata in.

Quindi per la prima catena P che abbiamo

Per la seconda catena P

Quindi le valutazioni degli elementi VKS dovrebbero variare all'interno

7 . Conclusione

Come risultato del lavoro svolto, è stato progettato un trasmettitore per trasmissioni radiofoniche con modulazione di ampiezza in conformità con le specifiche tecniche. Sono stati calcolati l'OK, il dispositivo di modulazione e il sistema del loop di uscita e sono stati selezionati gli elementi per la costruzione di questi dispositivi. La MMU è realizzata secondo uno schema con un amplificatore push-pull di classe D, che aiuta ad aumentare l'efficienza dell'amplificatore e a semplificarne lo schema. Per abbinare la resistenza attiva dell'alimentatore dell'antenna con la resistenza di carico equivalente nel circuito dell'anodo necessaria per il normale funzionamento dello stadio di uscita, nonché per compensare la reattanza dell'alimentatore e per filtrare le armoniche generate dai dispositivi elettronici negli stadi di uscita , viene utilizzato un sistema di circuiti di uscita con un circuito a doppia U.

Allegato 1

Caratteristiche del triodo generatore GU 66 B

Il triodo generatore GU-66B è progettato per amplificare la potenza a frequenze fino a 30 MHz in dispositivi radio trasmittenti stazionari, sia in circuiti con una griglia comune che in circuiti con un catodo comune.

informazioni generali

Il catodo è di tungsteno al carburo toriato, riscaldato direttamente. Il design è metallo-ceramico con conduttori ad anello del catodo e griglia. Raffreddamento - forzato: anodo - acqua; gambe - aria. Altezza non superiore a 420 mm. Diametro non superiore a 211 mm. Peso non superiore a 23 kg.

Parametri elettrici
Tensione del filamento, V
Corrente di filamento, A
Pendenza caratteristica, mA/V
Guadagno (con tensione anodica 4 kV, corrente anodica 8 A)
Capacità interelettrodiche, pF, non di più
giorno libero
posto di controllo,
Massima tensione del filamento
Maggiore corrente di avviamento filamento, A
Potenza massima dissipabile, kW
Temperatura massima della gamba e delle giunzioni ceramica-metallo, °C

trasformatore di modulazione di ampiezza del trasmettitore broadcast

Appendice 2

Caratteristiche della GU - 39 B

Fattori d'influenza consentiti durante il funzionamento
Temperatura ambiente, C 0
Umidità relativa dell'aria a temperature fino a 25 °C, %
Parametri elettrici
Tensione del filamento, V
Corrente di filamento, A
Pendenza caratteristica, mA/V
Potenza di uscita kW, non inferiore
Dati operativi massimi consentiti
Tensione anodica massima (costante), kV
Frequenza operativa più alta, MHz

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Tesi sull'argomento:

Sviluppo di un dispositivo radiotrasmittente operante in modalità di modulazione a banda laterale singola

INTRODUZIONE

INCARICO DI PROGETTAZIONE

1. SELEZIONE E GIUSTIFICAZIONE DELLO SCHEMA STRUTTURALE

2. CALCOLO DEL MODO DI FUNZIONAMENTO DELLA CASCATA FINALE

2.1 Selezione del tipo di transistor

2.2 Calcolo del circuito di ingresso a transistor

2.3 Calcolo del circuito del collettore dello stadio finale

3. CALCOLI E SELEZIONE DELLE CASCATE D'INGRESSO

3.1 Calcolo di un oscillatore al quarzo

3.2 Selezione del tipo di modulatore bilanciato

3.3 Selezione e calcolo dei filtri

4. CALCOLO DELLA LINEA DI COMUNICAZIONE

5. SINTETIZZATORE DI FREQUENZA

6. CALCOLO DEL SISTEMA DI RAFFREDDAMENTO DEL TRANSISTOR 2T925V

7. FONTE DI ENERGIA

CONCLUSIONE

BIBLIOGRAFIA

APPLICAZIONI

INTRODUZIONE

L'argomento di questo progetto di diploma è lo sviluppo di un dispositivo di trasmissione radio funzionante in modalità di modulazione a banda laterale singola. I dispositivi di trasmissione radio di questo tipo sono ampiamente utilizzati nella gamma di frequenze f = 1,5 - 30,0 MHz come comunicazioni, poiché il segnale vocale (trasmesso) è a banda piuttosto stretta - 300... 3400 Hz. Ciò è dovuto alla destinazione di questa tipologia di trasmettitori, sia in termini di consumo energetico (stazioni radiomobili) che di caratteristiche di questa intervallo di frequenze, vale a dire la sua scarsa capacità informativa.

Sulla base delle circostanze di cui sopra, possiamo concludere che la modulazione a banda laterale singola presenta una serie di vantaggi rispetto alla modulazione di ampiezza convenzionale. Questi includono: una banda di frequenza più stretta del canale radio (che consentirà il multiplexing di frequenza dei canali), migliori caratteristiche energetiche dei trasmettitori radio (maggiore efficienza rispetto alla modulazione di ampiezza convenzionale), versatilità (uso in condizioni stazionarie come stazioni base, nonché nei sistemi di servizi mobili - terra, mare, aria).

Lo svantaggio di questo tipo di modulazione è il complicato schema elettrico sia del percorso di trasmissione che di quello di ricezione di questo tipo dispositivi.

I requisiti che il trasmettitore deve soddisfare sono, innanzitutto, la semplicità della progettazione circuitale (che si ottiene utilizzando moderni base dell'elemento), che garantisce elevata affidabilità, capacità di operare in un'ampia gamma di temperature e umidità ambientali, facilità d'uso, talvolta resistenza agli urti, basso consumo energetico e basso costo.

INCARICO DI PROGETTAZIONE

Progettare un trasmettitore radio per comunicazioni con modulazione a banda laterale singola che soddisfi i seguenti parametri:

Potenza massima in uscita nell'alimentatore – P 1 max = 10 W;

Gamma di frequenza – f = 10…16 MHz;

Impedenza caratteristica di alimentazione – W f =50 Ohm;

Tensione di alimentazione – E = 220 V, 50 Hz (rete);

Passo della griglia di frequenza – 1 kHz;

PVI = -45dB;

Frequenze di modulazione – f mod = 0,3…3 kHz;

Instabilità relativa della frequenza – 3 * 10 – 5.

Durante il processo di progettazione è necessario selezionare e calcolare:

– redigere e giustificare uno schema strutturale;

– formulare i requisiti per la fonte di energia, fornire diagrammi.

Opere grafiche:

– parte dello schema elettrico (a scelta del docente);

– schema della disposizione degli elementi della cascata finale (viste dall'alto e laterali).

1. SELEZIONE E GIUSTIFICAZIONE DELLO SCHEMA STRUTTURALE

I trasmettitori di comunicazione di questa gamma di frequenza f = 1,5...30 MHz funzionano, di regola, in modalità di modulazione a banda laterale singola. Un segnale a banda laterale singola viene generato mediante il metodo del filtro a una frequenza relativamente bassa (f 0 = 500 kHz) e trasferito mediante convertitori di frequenza nel campo operativo.

Costruiremo lo schema a blocchi del trasmettitore progettato in modo tale da ridurre al minimo le distorsioni non lineari garantendo allo stesso tempo una specifica soppressione della radiazione di oscillazione fuori banda, nonché un numero minimo di circuiti sintonizzabili negli stadi intermedio e finale del il trasmettitore. Consideriamo una variante dello schema strutturale (Fig. 1), che soddisfa pienamente i requisiti sopra indicati.

Riso. 1. Schema a blocchi del trasmettitore progettato.

Breve descrizione dello schema a blocchi proposto e scopo dei blocchi:

Il segnale audio dal microfono viene amplificato da un amplificatore passa basso (LFA) al livello richiesto e va al modulatore bilanciato 1 (BM 1), il cui secondo ingresso riceve una tensione con una frequenza f0 = 500 kHz (il segnale generata da un sintetizzatore di frequenza viene utilizzata come frequenza di riferimento f0 ). La frequenza di questo generatore viene selezionata tenendo conto delle caratteristiche di ampiezza-frequenza del filtro elettromeccanico (EMF) e della scelta della banda laterale di lavoro (superiore). Per questa frequenza l'industria produce filtri elettromeccanici (EMF) con una pendenza caratteristica di attenuazione S = 0,1...0,15 dB/Hz; inoltre il sintetizzatore di frequenza fornirà l'instabilità di frequenza relativa specificata, poiché utilizza un oscillatore al quarzo. Poiché la banda utile del segnale secondo le specifiche tecniche è compresa tra 300 e 3000 Hz, è possibile utilizzare un EMF la cui larghezza di banda è di 3 kHz. Secondo gli standard, per i trasmettitori a banda laterale singola con una frequenza operativa superiore a 7 MHz, il segnale di uscita deve contenere una banda laterale superiore (Fig. 2) e per una frequenza operativa inferiore a 7 MHz - una inferiore. L'uscita di BM 1 produce un segnale bidirezionale con una portante indebolita. Il grado di soppressione della frequenza portante all'uscita del trasmettitore è determinato dal modulatore bilanciato e dall'EMF, e l'alimentazione indesiderata è determinata solo dai parametri dell'EMF. Pertanto, il grado di presenza di componenti spettrali estranei nel segnale dipende dalla qualità della costruzione di questa cascata e nelle cascate successive è impossibile modificare il rapporto di questi componenti nel segnale. Dopo che il segnale passa attraverso BM 1 e EMF, il segnale svanisce, quindi è consigliabile utilizzare un amplificatore di compensazione (KU 1), dalla cui uscita il segnale va a BM2.

Il secondo ingresso di BM 2 riceve un segnale frequenza ausiliaria f 1 = 20 MHz, che, simile a f 0, è generato da un sintetizzatore. La frequenza f 1 viene selezionata al di sopra della frequenza operativa superiore del trasmettitore – f B . Con questa scelta anche la frequenza di combinazione all'uscita di BM 2, pari a f 1 + f 0, sarà superiore alla frequenza superiore del campo di funzionamento del trasmettitore. Di conseguenza, le oscillazioni del generatore ausiliario f 1 e i prodotti di conversione del primo ordine con frequenze f 1 + f 0, se entrano nell'ingresso dell'amplificatore di potenza, non creeranno interferenze nel campo operativo del trasmettitore progettato. La discordanza relativa tra le frequenze combinate all'uscita del BM 2 non è, di regola, grande, quindi la selezione della frequenza combinata desiderata dovrebbe essere effettuata da un filtro piezoceramico (PF) o da un filtro per onde acustiche superficiali, che ha una selettività sufficientemente elevata. La larghezza di banda di questo filtro non deve essere inferiore alla larghezza di banda segnale trasmesso. Dopo che il segnale passa attraverso BM 2 e PF, anche il segnale viene attenuato, quindi anche qui è consigliabile utilizzare un amplificatore compensatore (KU 2), dopodiché il segnale va a BM3.

Il segnale a banda laterale singola dall'uscita di KU 2 nel modulatore bilanciato BM3 viene miscelato con la frequenza f 2. La fonte di queste oscillazioni è un sintetizzatore di griglia di frequenza discreta, che genera una griglia in un dato intervallo con un dato passo. La frequenza f 2 è selezionata sopra f 1, cioè sopra l'intervallo operativo. Le frequenze del campo operativo si ottengono all'uscita di BM3 in base al valore di f 2. Sono pari alla differenza tra le frequenze f 2 e le frequenze di conversione intermedie all'uscita del filtro passa banda f = f 2 - f 1 - f 0. In questo modo è possibile determinare l'intervallo di griglia f 2 richiesto.

Valore superiore: f 2 = f in + f 1 + f 0 = 16 + 20 + 0,5 = 36,5 MHz

Valore inferiore: f 2 = f n + f 1 + f 0 = 10 + 20 + 0,5 = 30,5 MHz

Queste frequenze sono isolate da un filtro passa basso (LPF), che deve coprire l'intero campo operativo. La frequenza di taglio del filtro passa basso non deve essere inferiore alla frequenza operativa superiore della gamma.

Un segnale a banda laterale singola viene generato a un livello di potenza basso compreso tra 1 e 5 mW. Viene portato ad un determinato livello all'uscita del trasmettitore da un amplificatore di potenza lineare a banda larga, il numero di stadi in cui è determinato dal valore del guadagno end-to-end:

K P = P 1 / P VX = 11,2 / 0,005 = 2240,

dove P 1 è la potenza nel circuito del collettore dello stadio finale del trasmettitore,

P VX - potenza del segnale a banda laterale singola all'uscita del filtro passa-basso.

Come risultato dell'amplificazione del silo, si ottiene un segnale sufficientemente forte che arriva all'ingresso dello stadio finale (OC), che determina la potenza nominale specificata nel percorso di trasmissione, determina l'efficienza del dispositivo, inoltre, la il circuito di comunicazione (CC) collegato in serie con l'OC determina il livello delle emissioni fuori banda. Determiniamo il numero di stadi di amplificazione (AS) per ottenere la potenza nominale specificata in base al valore del guadagno end-to-end:

Supponiamo che il guadagno di potenza di uno stadio sia pari a 8, quindi il numero di stadi del silo può essere determinato dividendo K P per il valore del guadagno di uno stadio.

Nella fase finale verrà effettuata l'amplificazione della potenza del segnale per un valore pari ad almeno 4.375.