FCM është ndarja e pulsit origjinal të radios në n pjesë me kohëzgjatje të barabartë dhe në kontakt me njëri-tjetrin. në këtë rast, pjesët ngjitur mund të zhvendosen në fazë. Sistemi më i përdorur është një sistem antifazor në të cilin kompensimi është 0 ose.
Shembull i RI me FCM:
Oriz. Kodi 00010
Marrës RI me FCM.
Oriz. Skema strukturore.
LZ - linja e vonesës, PV - ndërruesi i fazës, RI - pulsi i radios.
Karakteristika kryesore e marrësit të konsideruar është se pjesa qendrore e pulsit të radios dalëse është n herë (n=5) më e shkurtër se kohëzgjatja e pulsit të radios hyrëse. Prandaj, RF me FCM, si dhe RF me RFM, përdoren për të dalluar objektivat e vendosura afër.
Le të shqyrtojmë pyetjen e mëposhtme: cilat kode bëjnë të mundur krijimin e një marrësi në të cilin pulsi qendror i radios ka një amplitudë n herë më të madhe se amplituda e pulseve anësore të radios (pasi vetëm në këtë rast mund të flasim për ngushtimin e sondës puls i radios n herë në hyrje të radiomarrësit).
RF me FCM që ka këtë pronë kanë kode që thirren Kodet Barker. Sa kode Barker njihen? Sot njihen kodet me numra deri në n = 13:
|
Kodet Barker |
|
Vizatoni vetë një bllok diagram për n=7.
Gjenerimi i RF me FCM.
Efekti i ndërhyrjes pasive në zbulimin e sinjalit të radarit.
Ndërhyrja pasive është ndërhyrja që ndodh si rezultat i reflektimit të sinjaleve të provës nga objektet që nuk janë objektiva. Mund të jetë me origjinë natyrore (re, borë) ose artificiale (reflektore maskuese).
Parakushti fizik për ndarjen e sinjaleve të reflektuara nga një objektiv me lëvizje të shpejtë (aeroplan) dhe një pengesë që lëviz ngadalë (retë) është zhvendosja Doppler e sinjalit. Për shembull: km/h -Hz, km/h -Hz (zhvendosja në raport me frekuencën).
Filtri optimal për zhurmën "jo të bardhë".
Lëreni dendësinë spektrale të fuqisë së zhurmës ose ndërhyrjes jo të bardhë të karakterizohet nga varësia . Ne përdorim transformimin e kësaj varësie në atë që nuk ka më një varësi frekuence, domethënë të njëjtë me zhurmën e bardhë. Një konvertues i tillë quhet filtër zbardhues. Le të jetë përgjigja e frekuencës së një filtri të tillë. Atëherë duhet të jetë. Kjo zgjedhje përcaktohet nga shprehja për fuqinë totale të zhurmës. Kështu, shprehja integrand nuk do të varet nga frekuenca, ndryshe nga zhurma e bardhë. Kufijtë realë të integrimit janë të fundëm. Si rezultat, spektri i zhurmës së zbardhur mund të transformohet më pas në të njëjtën mënyrë si në rastin e zhurmës së bardhë, domethënë mund të përdoren OF të zhvilluara më parë.
Diagrami bllok i marrësit optimal të ndërhyrjes pasive do të duket kështu:
Raporti i transmetimit të të gjithë pajisjes do të jetë
Shprehje për fitimin e frekuencës së filtrit optimal për ndërhyrje "jo të bardhë".
Në rastin e veçantë të përdorimit të zhurmës së bardhë.
Analiza grafike e koeficientit të transmetimit.
Oriz. 
Marrësi optimal i pulseve të radios.
Spektri i një sekuence periodike të pulseve të radios është linear, me parametrat karakteristikë të paraqitur në figurë.
Oriz. Spektri për një sekuencë të pafundme ().
Nëse sekuenca përmban m pulse dhe m > 1, atëherë çdo linjë e spektrit zgjerohet.
Për shkak të efektit Doppler, spektri i ndërhyrjes zhvendoset në lidhje me spektrin e sinjalit nga objektivi, në mënyrë që përbërësit e frekuencës së një spektri të vendosen në intervalin midis përbërësve të frekuencës së spektrit tjetër (shih figurën) .
Oriz. 
Nga figura rezulton se ndërhyrja mund të hiqet duke përdorur një filtër me shumë breza, në të cilin brezat e kalimit janë të vendosura në të njëjtën mënyrë si brezat e spektrit të synuar, dhe brezat e absorbimit janë të vendosura si brezat e spektrit ndërhyrës. Një filtër i tillë quhet filtër i refuzimit të krehës (CRF).
Aktualisht mbeten relevante në radar, detyra është zgjidhja, dhe në sistemet e transmetimit të informacionit, detyra është të dallohen sinjalet.
Për të zgjidhur këto probleme, mund të përdoren sinjale FCM të koduara nga ansamble funksionesh ortogonale, të cilat, siç dihet, kanë zero ndërlidhje.
Për të zgjidhur sinjalet në radar, mund të përdorni një sinjal shpërthimi, secili puls i të cilit është i koduar nga një nga rreshtat e një matrice ortogonale, për shembull, matrica Vilenkin-Chrestenson ose Walsh-Hadamard. Këto sinjale kanë karakteristika të mira korrelacioni, gjë që lejon përdorimin e tyre për detyrat e sipërpërmendura. Për të dalluar sinjalet në sistemet e transmetimit të të dhënave, mund të përdorni të njëjtin sinjal me një cikël funksionimi të barabartë me një.
Matrica Vilenkin-Chrestenson mund të përdoret për të formuar një polifazë ( fq-faza) sinjali FCM, dhe matrica Walsh-Hadamard, si një rast i veçantë i matricës Vilenkin-Chrestenson për numrin e fazave të barabartë me dy, për të formuar një sinjal bifazik.
Sinjalet polifazore dihet se kanë imunitet të lartë ndaj zhurmës, fshehtësi strukturore dhe një nivel relativisht të ulët të lobeve anësore të funksionit të autokorrelacionit. Sidoqoftë, për të përpunuar sinjale të tilla, është e nevojshme të shpenzoni një numër më të madh të operacioneve algjebrike të mbledhjes dhe shumëzimit për shkak të pranisë së pjesëve reale dhe imagjinare të mostrave të sinjalit, gjë që çon në një rritje të kohës së përpunimit.
Sfidat e diskriminimit dhe zgjidhjes mund të përkeqësohen nga zhvendosja a priori e panjohur Doppler e frekuencës së bartësit për shkak të lëvizjes relative të burimit dhe pajtimtarit ose radarit dhe objektivit, i cili gjithashtu ndërlikon përpunimin e sinjalit në kohë reale për shkak të pranisë së kanaleve shtesë të përpunimit Doppler. .
Për të përpunuar sinjalet e sipërpërmendura që kanë një shtesë të frekuencës Doppler, propozohet përdorimi i një pajisjeje që përbëhet nga një regjistër hyrës, një procesor konvertimi diskret, një njësi ndërlidhjeje dhe një grup njësish identike të gjenerimit të sinjalit ACF, të cilat janë në vazhdimësi. regjistrat e ndërrimit të lidhur.
Nëse marrim matricën ortogonale Vilenkin-Chrestenson si matricë bazë për përpunimin e një sinjali të shpërthimit të polifazës, atëherë transformimi diskret do të kthehet në një transformim diskrete Vilenkin-Chrestenson-Fourier.
Sepse Meqenëse matrica Vilenkin-Chrestenson mund të faktorizohet duke përdorur algoritmin Goode, transformimi diskrete Vilenkin-Chrestenson-Fourier mund të reduktohet në transformimin e shpejtë Vilenkin-Chrestenson-Fourier.
Nëse marrim matricën ortogonale Walsh-Hadamard si matricë bazë - një rast i veçantë i matricës Vilenkin-Chrestenson për përpunimin e një sinjali të shpërthimit dyfazor, atëherë transformimi diskret do të shndërrohet në një transformim diskret Walsh-Fourier, i cili me faktorizim mund të reduktohet. te transformimi i shpejtë Walsh-Fourier.
Sinjalet komplekse ose me energji intensive zgjidhin kërkesat kontradiktore për rritjen e diapazonit të zbulimit dhe zgjidhjes. Gama e zbulimit rritet kur përdoren sinjale të provës me energji të lartë. Një rritje është e mundur duke rritur fuqinë ose kohëzgjatjen e sinjalit. Fuqia maksimale në një radar është e kufizuar nga lart nga aftësitë e gjeneratorit të radiofrekuencave dhe veçanërisht nga forca elektrike e linjave të furnizimit që lidhin këtë gjenerator me antenën. Kur përdorni grupe me faza, fuqia maksimale kufizohet nga fuqia maksimale e moduleve të grupeve me faza. Prandaj, është më e lehtë të rritet duke rritur kohëzgjatjen e sinjalit. Megjithatë, sinjalet me kohëzgjatje të gjatë nuk kanë rezolucion të mirë të diapazonit. Sinjalet komplekse me një bazë të madhe mund t'i zgjidhin këto kontradikta. Aktualisht, përdoren gjerësisht dy lloje sinjalesh komplekse: të moduluara me frekuencë lineare (cirp) dhe të koduara në mënyrë diskrete (DCS).
Sinjali i moduluar me frekuencë lineare. Nëse, brenda kohëzgjatjes së pulsit, frekuenca e bartësit modulohet sipas një ligji linear me një devijim të madh të frekuencës, atëherë baza e sinjalit do të jetë e madhe dhe mbështjellja e densitetit spektral të sinjalit hyrës do të afrohet drejtkëndëshe, d.m.th. Pastaj, në daljen e filtrit optimal, një zarf sinjal i formularit
ku është dendësia spektrale e sinjalit në daljen e filtrit optimal me koeficientin e transmetimit
Nga transformimi Furier brenda gjerësisë së spektrit Aeos, gjejmë sinjalin e daljes:
Duke bërë një zëvendësim marrim
Mund të shihet se pulsi në daljen e filtrit optimal ka një zarf të formës
ku është vonesa e sinjalit në filtër.
Kohëzgjatja e pulsit të daljes në nivelin 0.637 është Kështu, pulsi shkurtohet ose ngjeshet me një faktor. Raporti i kompresimit është i barabartë me bazën e sinjalit.
Shembull. Le të ndërtojmë një diagram kohor të një pulsi radio drejtkëndor me modulim linear të frekuencës intrapulsore. Parametrat e sinjalit: gjerësia e spektrit të kohëzgjatjes së sinjalit të frekuencës mesatare të amplitudës
Oriz. 4.10. Lloji i sinjalit cicërimës
Zgjidhje. Shprehja analitike për sinjalin (Fig. 4.10) ka formën
ku është raporti i ngjeshjes (baza e sinjalit).
Oriz. 4.11. Procesi i "ngjeshjes" së një cicërimë - pulsi radio: a - zarfi i sinjalit të hyrjes; b - ligji i cicërimave; c - zarfi i sinjalit të daljes
Në Fig. Figura 4.11 tregon grafikët që ilustrojnë procesin e ngjeshjes së një pulsi radio me një cicërimë.
Sinjali ka parametrat e mëposhtëm:
Filtrat e kompresimit. Pajisjet me karakteristika të amplitudës-frekuencës drejtkëndore dhe frekuencës së fazës kuadratike mund të përdoren si filtra kompresimi, për shembull, linjat e vonesës (DL) të një sinjali me trokitje (Fig. 4.12, a, b). Nëse LP nuk ka veti dispersive, atëherë rubinetat vendosen në mënyrë të pabarabartë në intervale të ndryshme vonese dhe në këtë mënyrë sigurojnë përmbledhjen në fazë të sinjaleve kur pulsi cicërimës përhapet përgjatë LP. Nëse përdoret një LP dispersive, në të cilën shkalla e ndryshimit të kohës së vonesës së grupit nga frekuenca është e kundërt në shenjë me shkallën e ndryshimit të frekuencës së sinjalit cicërim me kalimin e kohës, atëherë rubinetat janë të vendosura në mënyrë të barabartë përgjatë LP.
Oriz. 4.12. Linja e vonesës jo-shpërndarëse (a) dhe linja e vonesës dispersive (b)
Oriz. 4.13. Linja e vonesës tejzanore dispersive e bazuar në surfaktantë
Për të kompresuar pulset e radios cicërimave, më të përdorurat janë linjat dispersive të vonesës ultrasonike (DULZ) në valët akustike sipërfaqësore (SAW), të cilat janë pllaka të holla të materialeve piezoelektrike (kuarc sintetik piezoelektrik, niobat litium, germanate bismut, etj.), në të cilat aplikohen grila metalike transmetuese dhe marrëse.elektroda (Fig. 4.13).
Parametrat kryesorë të lenteve përfshijnë frekuencën e funksionimit, gjerësinë e brezit dhe kohën e vonesës, vlerat e të cilave varen nga materiali i lenteve.
Si shembull, merrni parasysh një DULZ (JSC Avangard), i projektuar për të kompresuar një puls radio cicërimash me kohëzgjatje me devijimin e frekuencës, që funksionon në një frekuencë
Filtri në një laser të tillë prodhon humbje dhe ka një nivel lobesh anësore.Numri i elektrodave në rrjetën e konvertuesit është .
Pulsi i ngjeshur ka një formë që rrit rrezikun e maskimit të lobeve kryesore të pulsit të ngjeshur të radios, të reflektuar nga një objektiv me RCS të ulët (Fig. 4.14), nga lobet anësore të një sinjali të fortë. Për të luftuar këtë fenomen, përpunimi i ponderuar i sinjalit përdoret në domenin e kohës ose të frekuencës duke përdorur filtra të veçantë korrigjues (Fig. 4.15), të ndërtuara zakonisht sipas një skeme tërthore.
Oriz. 4.14. Maskimi i një sinjali të dobët (goli 2) me lobin anësor të një sinjali të fortë (goli
Oriz. 4.15. Qarqet e peshimit për përpunimin e sinjaleve cicërima në domenet e kohës dhe frekuencës
Përforcuesit janë instaluar në rubinetat e filtrave të kompresimit tërthor, koeficientët e transmetimit të të cilëve korrespondojnë me koeficientët e peshimit të funksionit të korrigjimit. Në DULZ me bazë surfaktant, koeficientët e kërkuar të peshës fitohen duke ndryshuar gjatësinë e elektrodave të grupit.
Përpunimi i peshimit mund të zbatohet duke përdorur funksionet e mëposhtme të peshimit të filtrit korrigjues:
1) Funksioni i peshës Dolph-Chebyshev (Fig. 4.16);
2) Funksioni i peshës së Taylor;
3) funksioni i përgjithshëm i peshës:
Një rast i veçantë i funksionit të peshës Taylor është funksioni i peshës Hamming:
Diagrami bllok i filtrit c është paraqitur në Fig. 4.17 Filtri i frenimit zbatohet në formën e dy linjave të vonesës të lidhura në seri me tre amplifikatorë të peshës dhe një grumbullues. Me këtë përpunim, niveli i lobeve anësore zvogëlohet në Megjithatë, lobi kryesor zgjerohet përafërsisht 1,47 herë, dhe raporti sinjal-zhurmë në fuqi zvogëlohet me 1,34 herë në krahasim me raportin sinjal-zhurmë në hyrje të filtri Hamming.
Niveli i lobeve anësore zvogëlohet në raport të kundërt me kohën për të gjitha llojet e përpunimit të peshës, përveç funksionit të peshës Dolph-Chebyshev, ku është i pandryshuar. Në këtë rast, lobi kryesor zgjerohet disi dhe humbjet e energjisë rriten në krahasim me përpunimin optimal (pa filtër korrigjues). Përveç filtrave korrigjues, për të luftuar lobet anësore, përdoren ndryshimi i formës (pre-theksimi) i sinjaleve të provës dhe modulimi i frekuencës jolineare brenda pulsit.
Oriz. 4.16. Përgjigja e frekuencës së filtrit korrigjues Dolph-Chebyshev
Oriz. 4.17. Diagrami i bllokut të filtrit Hamming
Sinjalet e koduara diskrete (DCS) Le të imagjinojmë një model të një trupi pasigurie që plotëson kërkesat për një sinjal provues intensiv me energji me rezolucion të lartë në të njëjtën kohë në kohë dhe frekuencë (varg dhe shpejtësi në formën e një piedestali me trashësi dhe një kon të mprehtë me një bosht që përkon me
me një bosht me lartësi 1 dhe një bazë eliptike që qëndron mbi një piedestal (Fig. 4.18).
Le ta ndajmë trupin e FNSS në dy pjesë: informative dhe jo informative, dhe
Le të jetë kohëzgjatja gjerësia e spektrit të sinjalit, atëherë sipas Fig. 4.19 vëllimi informativ paraqet vëllimin e majës kryesore (maja), kurse vëllimi joinformativ paraqet një piedestal-paralelepiped me vëllim.Kërkojmë që Për këtë është e nevojshme që d.m.th. vlera duhet të jetë më e vogël, aq më e madhe është zona mbi të cilën "shpërndahet" vëllimi
Siç mund ta shihni, për të përmbushur këtë kusht, sinjali duhet të jetë edhe afatgjatë dhe me brez të gjerë, d.m.th. trajtoni sinjalet komplekse me një bazë të madhe. Këto të fundit mund të jenë sinjale të ngjashme me zhurmën (NL), dhe më shpesh sinjale të koduara diskrete (DCS).
Oriz. 4.18. Modeli i funksionit të pasigurisë së një sinjali kompleks
Kodimi diskret i sinjaleve mund të kryhet sipas fazës, frekuencës dhe amplitudës, veçmas ose njëkohësisht. Në mënyrë tipike, DCS ndahet në të koduar sipas amplitudës (ADKS), frekuencës (PDKS) dhe fazës (FDKS). Një sinjal i koduar diskrete është një puls radio me një kohëzgjatje të përbërë nga elementë pulsi më të shkurtër (diskrete) me kohëzgjatje tk, afër njëri-tjetrit (shih Fig. 4.20, a). Në mënyrë analitike, DCS mund të shkruhet si më poshtë:
ku janë parametrat e modulimit të kodit të një sekuence diskretesh që mund të përmbajnë kode, numri i sekuencës së kodit diskrete, numri i diskreteve në sinjal; impulsi i amplitudës standarde me kohëzgjatje tk (kohëzgjatja e elementit të kodit):
Në këtë rast, kohëzgjatja e sinjalit është Meqenëse - është një parametër energjie, për të mbajtur energjinë e sinjalit të pandryshuar gjatë llogaritjeve, është e nevojshme të normalizohet (4.17) duke përdorur një pjesëtues shtesë.Nga shprehja e përgjithshme (4.17) ndiqni formulat që përshkruajnë DCS me lloje të ndryshme kodimi. Kur kemi një sinjal të koduar me amplitudë (ADKS):
O për vlerat e tjera
Kur marrim një sinjal të koduar me frekuencë (FCS). Le të shënojmë më pas
O për vlerat e tjera
Më shpesh se të tjerët, përdoren FDCS ose të ashtuquajturat sinjale të moduluara me kod fazor (PCM) dhe të manipuluar me fazë (PM). Në këtë rast dhe
Numri i vlerave që marrin fazat fillestare të elementeve të kodit quhet baza e sekuencës së kodit. Kur kemi një sekuencë binare.
Një sekuencë binar FCM merret kur faza fillestare e elementit merr një nga dy vlerat ose . Pastaj kodi mund të specifikohet si një sekuencë e vlerave fazore
qoftë si një sekuencë deklaratash ose si një sekuencë karakteresh kodi
Ndonjëherë në materialin ilustrues, në vend të simboleve, përdoren simbolet përkatëse
Kështu, formimi i një sekuence kodi binar reduktohet në specifikimin e vlerave diskrete
Logjika e simboleve përcaktohet nga rregulli:
Në Fig. Figura 4.19 tregon pamjen e një sinjali-pulsi të radios me zhvendosje binare (PM) dhe sekuencën përkatëse të kodit Kodet dhe sekuencat Binare Barker përdoren më shpesh si sekuenca kodi binar të sinjaleve me zhvendosje fazore. Kodet Barker ofrojnë nivele të lobit anësor të barabartë me d.m.th.
Në Fig. 4.19.
Kompresimi i pulsit FCM kryhet duke përdorur një linjë vonese (DL) me trokitje dhe një grumbullues, sinjalet në të cilat nga LZ furnizohen përmes çezmave ose drejtpërdrejt ose me një rrotullim fazor nga , d.m.th. anasjelltas, për të siguruar sekuencën e përmbledhjes së diskreteve të paraqitur në Fig. 4.19, g. Për më tepër, procesi i përmbledhjes ilustrohet duke përdorur një sekuencë kodi, prandaj, faza fillestare korrespondon dhe faza. Ligji i ndryshimit të shenjave nga trokitja e parë në të fundit (nga fillimi i LZ deri në fund) është i kundërt. në kodin C, fazat fillestare të pulsit të radios (Kodi në Fig. 4.19, d). Ky kod është një imazh pasqyrë i kodit të brezit bazë dhe përfaqëson përgjigjen e impulsit të filtrit optimal. Ndryshimi në fazën e sinjaleve të pjesshme në secilën prej çezmave LZ kur një sinjal radio kalon përmes tij është paraqitur në Fig. 4.19, g.
Oriz. 4.19. (shih skanimin) Përpunimi i një pulsi radio FCM me një kod Barker me shtatë elementë në një filtër optimal: a - lloj pulsi radio FCM; b - kodi binar i fazave fillestare të diskreteve; c - bllok diagrami i pajisjes përpunuese (filtri optimal); r - sekuenca e mbledhjes së diskreteve; d - rezultati i përmbledhjes së diskreteve; e - sinjali i daljes
Mund të shihet se kur fillimi i pulsit të radios arrin prekjen e fundit, dhe fundi - sinjalet e para, të pjesshme në të shtatë rubinetat
do të ketë të njëjtën shenjë (fazë) dhe shumë në fazë. Dalja do të prodhojë sinjalin maksimal të mundshëm - kulmin kryesor me një kohëzgjatje.Në të djathtë dhe në të majtë të këtij kulmi ka tre lobe anësore me një amplitudë. Filtri përshtatet me një puls PCM me një kohëzgjatje dhe shërben për të rritur daljen e filtrit optimal. Sidoqoftë, kodet Barker njihen vetëm për
Me një kod Barker me trembëdhjetë shifra, pulsi mund të kompresohet maksimumi 13 herë, dhe niveli minimal i lobeve anësore DCF do të jetë 1/13 e amplitudës së pikut kryesor të sinjalit të daljes optimale të filtrit. Në Fig. Figura 4.20 tregon FNSS-në e një sinjali me çelësin e kodit të fazës nga kodi Barker në
Oriz. 4.20. Pamje e FNSS me modulim fazor nga kodi Barker
Për të rritur raportin e ngjeshjes, pra, për të përmirësuar rezolucionin e synuar në diapazonin dhe shpejtësinë, si dhe për të zvogëluar nivelin e lobeve anësore, përdoren sekuenca kodesh lineare të përsëritura, të cilat praktikisht nuk kanë kufizime në kohëzgjatjen e kodit.
Si sekuenca kodesh të përsëritura, shpesh përdoren sekuenca -sekuenca ose kode me gjatësi maksimale, të cilat formohen duke përdorur relacione të përsëritura, gjë që lejon që ato të formohen në regjistrat e ndërrimit të mbuluar nga lidhjet kthyese. Sekuencat ndahen në periodike, kur periudha e përsëritjes së kodit është e barabartë me kohëzgjatjen e saj, dhe jo periodike (të shkurtuara), kur më shumë. Më shpesh, një sekuencë specifikohet si një sekuencë karakteresh
Për rrënjën 2, vlera e karakterit aktual të sekuencës së kodit varet nga karakteret e mëparshme dhe llogaritet me formulën
ku mund të jetë e barabartë me ose 1.
Vlera quhet memorie e sekuencës së kodit dhe përcakton numrin e qelizave në regjistrin e zhvendosjes që formon kodin. Në
Kur formohet një sekuencë kodi, specifikohet një bllok fillestar arbitrar ose një kombinim fillestar i simboleve të kodit, i përbërë nga simbole. E gjithë sekuenca është marrë duke përdorur relacionin e përsëritjes (4.21).
Le të rendisim disa veti themelore të -sekuencave:
1) -sekuencat përmbajnë elemente dhe kanë një kohëzgjatje;
2) shuma e dy -sekuencave modulo 2 në simbole përsëri jep një -sekuencë;
3) niveli i lobeve anësore DCF për një sekuencë periodike me një periudhë është e barabartë me, dhe për një sekuencë të vetme (të cunguar) jo periodike të kohëzgjatjes është e barabartë me
4) numri i sekuencave të ndryshme maksimale të përsëritura lineare me të njëjtat përcaktohet nga algoritmi ku është funksioni i Euler-it.
Për të formuar një sekuencë koduese (moduluese), zakonisht përdoren regjistrat e zhvendosjes, të mbuluar sipas rregullave të caktuara nga reagimet nga trokitje e regjistrit. Rregullat për zbatimin e lidhjeve kthyese në regjistra që formojnë një kod të bazuar në sekuenca lineare të përsëritura me gjatësi maksimale mund të përcaktohen duke përdorur të ashtuquajturat polinome karakteristike të sekuencave të kodit.
UDC 621.396.96:621.391.26
Një metodë për rritjen e efikasitetit të radarit për zbulimin e njerëzve pas pengesave optike të errëta
O. V. Sytnik I. A. Vyazmitinov, E. I. Miroshnichenko, Yu. A. Kopylov
Instituti i Radiofizikës dhe Elektronikës me emrin. A. Ya. Usikova NAS e Ukrainës
Janë marrë në konsideratë mundësitë e uljes së nivelit të lobeve anësore të funksionit të autokorrelacionit të sinjaleve të provës FCM dhe problemet e zbatimit praktik të tyre në pajisje. Është propozuar një modulim intrapulsi optimal i amplitudës fazore, i cili bën të mundur zvogëlimin e lobeve anësore dhe në të njëjtën kohë rritjen e shkallës së përsëritjes së mesazheve probuese. Studohen faktorët që ndikojnë në karakteristikat e sinjaleve të tilla dhe propozohet një kriter për realizueshmërinë e tyre në pajisje.
Prezantimi.
Algoritmet e përpunimit të sinjalit në një radar me një sinjal hetimor pothuajse të vazhdueshëm të krijuar për të zbuluar objektet e fshehura pas pengesave optike të errëta zakonisht ndërtohen mbi parimin e përpunimit të korrelacionit optimal ose filtrimit të përputhur [ – ].
Sinjalet e provës për radarë të tillë zgjidhen në bazë të kërkesës për të siguruar zgjidhjen e nevojshme dhe imunitetin ndaj zhurmës. Në këtë rast, ata përpiqen ta bëjnë funksionin e pasigurisë së sinjalit në formë lapsi në rrafshin përkatës me një nivel minimal të lobeve anësore. Për këtë përdoren lloje të ndryshme komplekse të modulimit [, ,]. Më të zakonshmet prej tyre janë: sinjalet e moduluara me frekuencë; sinjale me shumë frekuencë; sinjale me çelës me zhvendosje faze; sinjale me modulim të fazës së kodit; sinjale me frekuencë diskrete ose sinjale me modulim të frekuencës së kodit; sinjale të përbëra me modulim të frekuencës së kodit dhe një numër sinjalesh që janë një kombinim i disa llojeve të modulimit. Sa më i ngushtë të jetë kulmi kryesor i funksionit të pasigurisë së sinjalit dhe sa më i ulët të jetë niveli i lobeve anësore të tij, aq më i lartë është rezolucioni dhe imuniteti i zhurmës së radarit përkatësisht. Termi "imunitet ndaj zhurmës" në këtë punë nënkupton rezistencën e radarit ndaj ndërhyrjeve të shkaktuara nga reflektimet e sinjalit të provës nga objektet që nuk janë objektiva dhe të vendosura jashtë strobit të analizuar (frekuenca, koha). Sinjale të tilla quhen në literaturë sinjale me vijë bazë të gjatë ose sinjale ultra-gjerë (UWB).
Një nga llojet e sinjaleve UWB janë sinjalet me çelës fazor, të cilët përfaqësojnë një sekuencë të koduar të pulseve radio, fazat fillestare të të cilave ndryshojnë sipas një ligji të caktuar. Sekuencat e kodit me gjatësi maksimale ose M-sekuencat kanë veti shumë të rëndësishme për radarin:
· M-sekuencat janë periodike me periodë , ku është numri i pulseve elementare në sekuencë; − kohëzgjatja e një pulsi elementar;
· Niveli i lobeve anësore të funksionit të pasigurisë për një sekuencë periodike është − , dhe për një sekuencë të vetme pulsesh − ;
· Pulset në një periudhë të sekuencës, të ndryshme në faza, frekuenca, kohëzgjatje, shpërndahen me probabilitet të barabartë, gjë që jep arsye për t'i konsideruar këto sinjale si pseudorancë;
· Formimi M-sekuencat kryhen mjaft thjesht në regjistrat e ndërrimit, dhe numri i biteve të regjistrit përcaktohet nga gjatësia e një periudhe të sekuencës - nga relacioni.
Qëllimi i kësaj pune është të studiojë mundësitë e zvogëlimit të nivelit të lobeve anësore të funksionit të pasigurisë së sinjaleve të moduluara. M-sekuenca.
Formulimi i problemit.
Figura 1 tregon një fragment të një funksioni modulues të formuar nga një sekuencë periodike (këtu ka dy periudha M-sekuenca me
).
Seksioni përgjatë boshtit kohor të funksionit të pasigurisë së një sinjali radio të moduluar nga i tillë M-sekuenca është treguar në figurën 2. Niveli i lobit anësor, siç parashikohet nga teoria, është 1/7 ose minus 8.5 dB.
Le të shqyrtojmë mundësinë e minimizimit të lobeve anësore të funksionit të pasigurisë së sinjalit FCM. Le të shënojmë me simbolin M-sekuencë, kohëzgjatja e një periudhe është e barabartë me . Në kohë diskrete, me kusht që , algoritmi për llogaritjen e elementeve të sekuencës mund të shkruhet në formën e mëposhtme:
(1)
Sinjali i radios i emetuar nga lokalizuesi është produkt i sinjalit harmonik bartës
, (2)
Ku
− vektori i parametrave për funksionin modulues (1) -
. (3)
Fuqia e sinjalit shpërndahet midis lobeve anësore të funksionit të pasigurisë -
(4)
dhe petali kryesor -
, (5)
ku simboli *− tregon funksionimin e konjugimit kompleks, dhe kufijtë e integrimit në domenet e kohës dhe frekuencës përcaktohen nga lloji përkatës i modulimit të sinjalit.
Qëndrimi
(6)
mund të konsiderohet si funksion objektiv i një problemi të optimizimit parametrik.
Algoritmi për zgjidhjen e problemit.
Zgjidhja e problemit të optimizimit (6) është vlerësimi i parametrit -
, (7)
ku është domeni i përcaktimit të vektorit.
Mënyra tradicionale për të llogaritur vlerësimin (7) është zgjidhja e sistemit të ekuacioneve -
. (8)
Zgjidhja analitike (8) rezulton të jetë mjaft punë intensive, kështu që ne do të përdorim një procedurë të minimizimit numerik të bazuar në metodën e Njutonit
, (9)
ku është sasia që përcakton gjatësinë e hapit të procedurës për kërkimin e ekstremit të funksionit objektiv.
Një mënyrë për të llogaritur gjatësinë e hapit është të llogaritni:
. (10)
Në rastin më të thjeshtë, kur vektori përbëhet nga një parametër, për shembull ose , sinjali i provës gjenerohet relativisht thjesht. Në veçanti, kur optimizohet funksioni objektiv sipas parametrave, sinjali gjenerohet në përputhje me relacionin
. (11)
Në Fig. Figura 3 tregon një fragment të modulit të funksionit të autokorrelacionit të sinjalit (11) në , i cili korrespondon me një sinjal radio PCM pa modulim fazor intrapuls.
Niveli i lobit anësor të këtij funksioni korrespondon me kufirin teorik të barabartë me , ku . Në Fig. Figura 4 tregon një fragment të modulit të funksionit të autokorrelacionit të sinjalit (11) me parametrin e marrë nga optimizimi i funksionit (). Niveli i lobit anësor është minus 150 dB. I njëjti rezultat është marrë me modulimin e amplitudës M-sekuenca. Në Fig. Figura 5 tregon pamjen e një sinjali të tillë në vlerën optimale.
Oriz. 5. Fragment i një sinjali FCM të moduluar nga amplituda
Sinjali i sondës gjenerohet në përputhje me algoritmin
. (12)
Modulimi i njëkohshëm amplitudë-fazë çon në një ulje të lobit anësor me një renditje tjetër të madhësisë. Nuk është e mundur të arrihet niveli zero i lobit anësor për shkak të gabimeve të pashmangshme llogaritëse të procedurës së përsëritur për minimizimin e funksionit objektiv (), të cilat nuk lejojnë gjetjen e vlerës së vërtetë të parametrit, por vetëm afërsinë e tij të caktuar. - . Në Fig. Figura 6 tregon varësinë e vlerave të koeficientëve optimal të modulimit të fazës nga parametri, i cili përcakton gjatësinë e sekuencës.
Oriz. 6. Varësia e zhvendosjes optimale të fazës nga gjatësia M- sekuencat
Nga Fig. 6 mund të shihet se me rritjen e gjatësisë së sekuencës, vlera e zhvendosjes optimale të fazës tenton në mënyrë asimptotike në zero dhe mund të supozojmë se sinjali optimal me modulimin e fazës intrapuls praktikisht nuk është i ndryshëm nga një sinjal PCM konvencional. Hulumtimet tregojnë se me rritjen e gjatësisë së periudhës moduluese PSP, ndjeshmëria relative ndaj shtrembërimit të sinjalit do të ulet.
Një kriter analitik për zgjedhjen e gjatësisë së sekuencës kufitare mund të jetë relacioni i mëposhtëm
, (13)
ku është një numër që përcakton mundësinë e zbatimit teknik të një sinjali me modulim intrapuls në pajisje.
Vlerësimi i fizibilitetit të komplikimit të sinjalit.
Komplikimi i pashmangshëm i sinjalit me një ulje të lobeve anësore të funksionit të autokorrelacionit shtrëngon ndjeshëm kërkesat për pajisjet e gjenerimit dhe shtigjet e transmetimit dhe marrjes së sinjalit. Kështu, nëse ka një gabim në vendosjen e shumëzuesit të fazës në një të mijtën e radianit, niveli i lobit anësor rritet nga minus 150 dB në minus 36 dB. Me modulimin e amplitudës, gabimi në lidhje me vlerën optimale të koeficientit A një e mijëta çon në një rritje të lobit anësor nga minus 150 dB në minus 43 dB. Nëse gabimet në vendosjen e parametrave janë 0.1 nga ato optimale, të cilat mund të zbatohen në pajisje, atëherë lobi anësor i funksionit të pasigurisë do të rritet në minus 15 dB, që është 7 - 7.5 dB më mirë sesa në mungesë të shtesës. modulimi i fazës dhe amplitudës.
Nga ana tjetër, lobi anësor i funksionit të pasigurisë mund të reduktohet pa e komplikuar sinjalin duke rritur . Pra, në nivelin e lobit anësor do të jetë afërsisht minus 15 dB. Duhet të theksohet se sinjalet PCM të zakonshme (d.m.th., pa modulim shtesë AM-FM) janë të ndjeshme ndaj gabimeve që lindin gjatë formimit të tyre. Prandaj gjatësia M-sekuencat në pajisjet reale të radarit janë gjithashtu jopraktike për t'u rritur pafundësisht.
Le të shqyrtojmë ndikimin e gabimeve që ndodhin në pajisje gjatë formimit, transmetimit, marrjes dhe përpunimit të sinjaleve radio FCM në vetitë e tyre.
Vlerësimi i ndikimit të gabimeve në formimin e një sinjali FCM në vetitë e tij.
I gjithë grupi i faktorëve që ndikojnë në karakteristikat e sinjalit mund të ndahet në dy grupe: luhatje dhe përcaktues.
Faktorët e luhatjes përfshijnë: paqëndrueshmëritë e frekuencës fazore të oshilatorëve të referencës; zhurma të llojeve të ndryshme; sinjalet që rrjedhin nga transmetuesi direkt në hyrjen e marrësit dhe, pas përpunimit të korrelacionit me sinjalin e referencës, duke formuar procese të ngjashme me zhurmën dhe faktorë të tjerë.
Faktorët përcaktues përfshijnë: brez i gjerë i pamjaftueshëm i qarqeve formuese; asimetria e funksionit modulues; moskoherenca e funksionit modulues dhe lëkundjes së bartësit; dallimi në formën e sinjaleve të referencës dhe sondës, etj.
Më në përgjithësi, shprehja analitike për një sinjal të moduluar nga një pseudorandom M- sekuencë, përfaqësojeni atë në formë
, (14)
Ku; - amplitudë konstante; ose fq- faza e sinjalit; N=2k-1; k-numër i plotë; -kohëzgjatja e pulsit elementar që formon sekuencën.
Funksioni i tij i korrelacionit dydimensional është shkruar si:
(15)
në
, dhe spektri i tij i normalizuar është paraqitur në Fig. 7. Këtu, për qartësi, tregohet një fragment i boshtit të frekuencës, ku janë përqendruar përbërësit kryesorë të spektrit të sinjalit. Një tipar karakteristik i një sinjali të tillë, siç mund të shihet nga Fig. 7, është niveli i reduktuar i lëkundjes së bartësit të pamoduluar, i cili në rastin ideal tenton në zero.
Fig.7. Spektri i sinjalit të normalizuar
Brezi i gjerë i spektrit dhe mungesa e lëkundjeve periodike të pamoduluara bën të mundur zbatimin e algoritmeve për zbulimin dhe identifikimin e objekteve në sistemet e vendndodhjes si p.sh. 70 dB.
Oriz. 8. Dendësia spektrale e sinjalit të shtrembëruar
Në rastin kur shtrembërimet e sinjalit specifikohen nga funksionet përcaktuese në koordinatat zhvendosje Doppler - vonesë, është më e përshtatshme të merret parasysh ndikimi i tyre në parametrat e funksionit të autokorrelacionit të sinjalit, për shembull, në formën e gabimit të mëposhtëm funksione.
Kështu, për një sinjal pseudo të rastësishëm me çelës fazor me N=15, varësia e nivelit të lobit anësor të mbetur të funksionit të autokorrelacionit nga gjerësia e brezit të qarqeve formuese dhe shtegu i radios është paraqitur në Fig. 9.
Fig.9. Varësia e nivelit të lobit anësor ACF nga gjerësia e brezit
transmetimi i rrugës së formimit për k=4
Këtu, boshti i ordinatave tregon vlerën që përcakton nivelin maksimal të arritshëm të lobit anësor të funksionit të autokorrelacionit - një sinjal i moduluar nga një pseudorandom M- sekuenca, dhe përgjatë boshtit të abshisës - shprehur në përqindje, raporti i gjerësisë së brezit të qarkut formues me vlerën maksimale të frekuencës së spektrit efektiv të sinjalit. Pikat në grafik tregojnë vlerat e nivelit të lobit anësor ACF të marra nga simulimi numerik i efekteve harduerike. Siç mund të shihet nga Fig. 9, në mungesë të shtrembërimeve të frekuencës në rrugët e radios, niveli i lobit anësor të sinjalit ACF modulohet nga faza e PSP periodike me një period N, eshte – 1/ N. Kjo korrespondon me kufirin e njohur teorik. Kur spektri i sinjalit të moduluar është i kufizuar, niveli i lobit anësor rritet dhe në kufizimin 50% arrin nivelin, i cili korrespondon me një funksion autokorrelacioni jo periodik. Kufizimi i mëtejshëm i spektrit të sinjalit të radios çon në kolaps pothuajse të plotë të ACF dhe, si rezultat, në pamundësinë për të përdorur sinjalin për qëllime praktike.
Shtrembërimet e spektrit të sinjalit të emetuar nga lokalizuesi dhe lëkundjet e referencës që mbërrijnë në korrelator, për shkak të asimetrisë midis niveleve pozitive dhe negative dhe kohëzgjatjeve të lëkundjeve moduluese, çojnë në një rritje të ndjeshme të ndërhyrjes në zonën e anës. lobet e ACF dhe përkeqësimi i rezolucionit hapësinor dhe karakteristikave të zbulimit të lokalizuesit. Varësia e nivelit të lobit anësor nga koeficienti i asimetrisë është paraqitur në Fig. 10
Koeficienti i asimetrisë u përcaktua si
, (16)
ku është kohëzgjatja e formimit të pulsit elementar të pashtrembëruar M- vijimësi; Indekset “+” dhe “−” nënkuptojnë kohëzgjatjen e pulsit elementar pozitiv dhe negativ me shtrembërime asimetrike.
Fig. 10. Varësia e nivelit të lobit anësor ACF nga madhësia e shtrembërimeve asimetrike të sinjalit për k=4.
konkluzioni.
Zgjedhja e sinjalit dhe shkalla e kompleksitetit të funksionit të tij modulues përcaktohet kryesisht nga natyra e detyrave për të cilat është menduar radari. Përdorimi i një sinjali mjaft kompleks FCM me modulim intrapuls kërkon krijimin e pajisjeve precize, e cila në mënyrë të pashmangshme do të çojë në një rritje të konsiderueshme të çmimit të dizajnit, por në të njëjtën kohë do të bëjë të mundur krijimin e njësive universale që mund të përdoren si në radarët për shpëtimtarët ashtu edhe në radarët për zbulimin e avionëve që fluturojnë shpejt.qëllimet. Kjo mundësi lind për shkak se karakteristikat e një sinjali kompleks me një gjatësi të shkurtër sekuence, d.m.th. Shkalla e lartë e përsëritjes së dërgimit, ju lejon të keni rezolucionin e nevojshëm dhe imunitetin ndaj zhurmës me aftësinë për të matur frekuencat Doppler në një gamë më të gjerë. Për më tepër, ndërtimi i sistemeve të radarëve me rrezatim të vazhdueshëm dhe modulim fazor pseudo të rastësishëm të valës bartëse kërkon një analizë të detajuar dhe shqyrtim të të gjithë faktorëve që shkaktojnë shtrembërim të sinjalit si në rrugët e transmetimit ashtu edhe në atë marrës të lokalizuesit. Marrja në konsideratë e faktorëve shtrembërues zbret në zgjidhjen e problemeve inxhinierike për të siguruar brez të gjerë të mjaftueshëm, stabilitet të parametrave elektrike dhe stabilitet të karakteristikave të shtigjeve të formimit. Në këtë rast, sinjalet e sondave të radarit duhet të jenë koherente me sinjalet moduluese dhe ndihmëse. Përndryshe, nevojiten zgjidhje teknike që do të minimizonin shtrembërimet e diferencës midis lëkundjeve të rrezatuara dhe atyre të referencës. Një nga mënyrat e mundshme për të zbatuar zgjidhje të tilla teknike është futja e kufizimeve të amplitudës simetrike të sinjaleve në fazat e daljes së transmetuesit dhe në hyrjen e korrelatorit të marrësit. Në këtë rast, megjithëse një pjesë e energjisë së sinjalit humbet, është e mundur të formohet një ACF e sinjalit të moduluar me parametra të pranueshëm. Zgjidhje të tilla teknike janë të pranueshme në radarët portativë, ku kostoja dhe dimensionet e sistemit luajnë një rol vendimtar.
Më premtuesja për momentin, nga këndvështrimi i autorëve, duhet të konsiderohet ndërtimi i pajisjeve për gjenerimin dhe përpunimin e sinjaleve radio me strukturë komplekse për pajisjet e radarit, bazuar në procesorët e sinjalit me shpejtësi të lartë që veprojnë në frekuenca të orës prej disa gigahertz. Diagrami strukturor i radarit me këtë qasje bëhet jashtëzakonisht i thjeshtë. Këto janë një përforcues linear i fuqisë, një përforcues marrës linear me zhurmë të ulët dhe një procesor me pajisje periferike. Kjo skemë lejon jo vetëm që të realizohen pothuajse plotësisht vetitë e sinjaleve të natyrshme në strukturën e tyre të imët, por edhe të krijohen sisteme radarësh teknologjikisht të thjeshta për t'u vendosur, përpunimi i informacionit të të cilave bazohet në algoritme optimale.
Letërsia
1. Frank U.A., Kratzer D.L., Sullivan J.L. Radari Twopound // RCA Eng.- 1967. Nr.2; Fq.52-54.
2. Radar Doppler për zbulim në tokë. Ser. Teknike. do të thotë inteligjencë kapaku i shërbimeve. shteti // VINITI. – 1997. – Nr.10. – F. 46-47.
3. Nordwall Bruce D.Radari me brez ultra të gjerë zbulon mina të varrosura // Aviat. Java dhe Teknologjia Hapësinore- 1997. Nr 13.-P. 63-64.
4. Sytnik O.V., Vyazmitinov I.A., Myroshnychenko Y.I. Karakteristikat e zhvillimeve të radarit për zbulimin e njerëzve nën pengesa // Inxhinieri e telekomunikacionit dhe radios.¾ 2004. ¾. Vlerësimi i efektit të gabimeve të zbatimit në karakteristikat e sinjalit të radarit pseudorandom // Inxhinieria e telekomunikacionit dhe radios.¾ 2003. ¾ Vëll.60, Nr. 1&2. ¾ F. 132–140.
9. Manuali i Radarit / Ed. M. Skolnik. Per. nga anglishtja Ed. K.N. Trofimova. , M.: Sov. radio, 1978, Vëll.3. 528.
Sinjalet me raft të gjerë përfshijnë gjithashtu sinjale me frekuencë modulimi linear brenda pulsit (cirp). Mund të paraqitet në formë
ku φ(t) është faza totale.
Frekuenca brenda pulsit ndryshon sipas ligjit të mëposhtëm
,
ku Δf është devijimi i frekuencës.
Faza totale në kohën t merret duke integruar frekuencën:
Kështu, faza totale e sinjalit ndryshon sipas një ligji kuadratik. Duke marrë parasysh fazën e cicërimës së plotë, sinjali mund të shkruhet në formën e mëposhtme
Baza e sinjalit 
. Pamja e sinjalit cicërim është paraqitur në Fig. 4.179.
Përpunimi optimal i një sinjali cicërimë kërkon praninë e një filtri të përputhur me një karakteristikë të pasqyruar në lidhje me sinjalin. Ndër filtrat analogë, kjo është një linjë vonese dispersive, koha e vonesës së së cilës varet nga frekuenca.
Një diagram i thjeshtuar i një filtri të përshtatur për një sinjal cicërim është paraqitur në Fig. 4.180.
Ne gjejmë spektrin e sinjalit në daljen e filtrit të përputhur duke përdorur formulën
ku K(jω) është funksioni i transferimit të filtrit të përputhur;
S(jω) – spektri i sinjalit të cicërimave të jashtme.
Pamja e spektrit S(jω) është paraqitur në figurën 4.181
ku është momenti kur shfaqet sinjali maksimal i daljes;
K është një konstante.
Duke e lënë modulin e densitetit spektral të barabartë me një vlerë konstante, marrim
ku B është amplituda e komponentëve spektralë.
Në përputhje me teoremën e Parsevalit
Ne do ta gjejmë sinjalin në daljen e filtrit të përputhur në domenin e kohës duke përdorur transformimin Fourier të planit spektral
Duke integruar mbi frekuenca pozitive dhe duke izoluar pjesën aktive, marrim
Kështu, pulsi i daljes u bë K herë më i ngushtë se impulsi i hyrjes dhe amplituda e tij u rrit me një faktor.
Pamja e pulsit është paraqitur në figurën 4.172
Gjerësia e lobit kryesor në zero është 2/Δf, dhe në nivelin 0,64-1/Δf. Raporti i ngjeshjes në këtë nivel do të jetë i barabartë me
Diagrami i pasigurisë së sinjalit cicërim është paraqitur në Fig. 4.183.
Me brezin e frekuencës së zënë, cicërima është sinjali më i mirë për zgjidhjen e kohës.
Mekanizmi i kompresimit të sinjalit në filtrin optimal mund të shpjegohet si më poshtë. Filtri optimal vonon komponentët spektralë për një kohë:
(4.104)
ku është frekuenca mesatare;
Devijimi i frekuencës;
Kohëzgjatja e pulsit;
Koha për të arritur maksimumin e pulsit të ngjeshur.
Varësia e kohës së vonesës nga frekuenca (4.104) është paraqitur në Fig. 4.184. Koha e vonesës është një funksion linear në rënie i frekuencës. Varësia e kohës së vonesës nga frekuenca quhet dispersion.
Në kohën t, frekuenca e menjëhershme e sinjalit në hyrjen e filtrit është e barabartë me . Lëkundja e kësaj frekuence arrin në daljen e filtrit me një vonesë prej , d.m.th. në moment. Le të përcaktojmë këtë moment:
Rrjedhimisht, të gjithë komponentët spektralë të sinjalit (pavarësisht nga frekuenca e tyre) vonohen në filtër për një kohë të tillë që të arrijnë në daljen e tij njëkohësisht në kohën . Si rezultat i mbledhjes aritmetike, formohet një valë kulmore e sinjalit (Fig. 4.185)
Forma e pulsit të ngjeshur të radios në mungesë të mospërputhjes së frekuencës përcaktohet nga spektri amplitudë-frekuencë i sinjalit të hyrjes. Spektri i frekuencës fazore, në këtë rast, kompensohet nga përgjigja e frekuencës fazore të filtrit dhe nuk ndikon në formën e sinjalit të hyrjes. Kompensimi i spektrit fazor të frekuencës së sinjalit është arsyeja kryesore
ngjeshja e kohës, duke çuar në një mbivendosje të koordinuar të komponentëve harmonikë.
Përpunimi i sinjalit FCM
Një sinjal i manipuluar me kod fazor është një sinjal impuls i ndarë në impulse paralele, secila prej të cilave ka fazën e vet fillestare (Fig. 4.186)
Për një sinjal të tillë lidhja qëndron
ku N është numri i pulseve të pjesshme në sinjal;
Δf – gjerësia e spektrit të sinjalit.
Kodet e fazave janë zakonisht binare, por mund të jenë më komplekse. Sinjali FCM mund të përfaqësohet si një tren pulsesh koherente. Për një paketë të tillë, detektori optimal është paraqitur në Fig. 4.187
Karakteristikat e skemës janë si më poshtë:
· Vonesa ndërmjet çezmave të linjës ngjitur, vonesat duhet të jenë të barabarta me kohëzgjatjen e pulsit të pjesshëm τ 1 ;
· Disa trokitje të linjës së vonesës duhet të përfshijnë ndërruesit e fazës që ofrojnë përmbledhje të sinjaleve në modalitetin e zakonshëm.
Bllok-diagrami i detektorit optimal të sinjalit PCM është paraqitur në Fig. 4.188
Diagrami tregon: PV – ndërruesit e fazave; SF - filtër i përshtatur. Figura 4.189 dhe 4.190 tregojnë qarqet e detektorit optimal dhe diagramet e tensionit për një sinjal të përbërë nga tre impulse të pjesshme.
Një nga parametrat kryesorë që karakterizon një sistem radar është koeficienti i dallueshmërisë, i cili përcaktohet si raporti i fuqisë minimale të sinjalit në hyrjen e marrësit P min ndaj fuqisë së zhurmës.
Performanca e zbulimit varet nga energjia e sinjalit
