Rigido dipendenza funzionale tra i coefficienti, il rumore impulsivo apre la possibilità di una tale costruzione del circuito di decisione del dispositivo ricevente, in cui la presenza di rumore impulsivo non aumenta o quasi non aumenta la probabilità di ricezione errata del segnale. Nel caso idealizzato, quando gli impulsi sono rappresentati da funzioni delta, è possibile sopprimere completamente il rumore dell'impulso. Con impulsi reali di durata finita, l'interferenza può essere soppressa quasi completamente, a condizione che durante la ricezione di un elemento di segnale il numero di impulsi di disturbo sia sufficientemente piccolo.

Riso. 8.4. Schema che illustra la possibilità fondamentale di compensazione del rumore impulsivo.

Lascia che l'ingresso del dispositivo ricevente (Fig. 8.4) riceva un segnale che occupa una banda di frequenza condizionale e un rumore impulsivo. L'impatto sulla ricezione dell'inevitabile interferenza di fluttuazione non sarà inizialmente preso in considerazione. Applichiamo il segnale ricevuto con rumore a due moltiplicatori, che ricevono le tensioni di riferimento e , dove è un numero intero, tali che la frequenza sia al di fuori della larghezza di banda del segnale. Ad esempio, si può scegliere o, come in Fig. 8.4, . La tensione di uscita dei moltiplicatori è integrata nell'intervallo, risultando in tensioni proporzionali a e, che vengono alimentate a un apposito circuito che calcola i valori di e. Questi dati consentono di ricostruire l'impulso interferente se è approssimato in modo sufficientemente accurato dalla funzione delta. Poiché il tempo è dedicato all'integrazione, l'impulso ricostruito viene ritardato di questo tempo rispetto all'impulso ricevuto all'ingresso del dispositivo ricevente. Se il segnale ricevuto viene fatto passare per un po' attraverso la linea di ritardo e da essa viene sottratto l'impulso interferente ricostruito, è possibile, in linea di principio, ottenere un segnale esente da rumore impulsivo.

Lo schema di cui sopra, ovviamente, è molto difficile per l'implementazione pratica ed è qui considerato solo come una prova della possibilità fondamentale di una completa soppressione del rumore impulsivo nel caso di impulsi delta ideali.

Di seguito verranno considerati metodi praticamente fattibili per la soppressione completa o quasi completa del rumore impulsivo. Tuttavia, prima di procedere alla loro descrizione, è utile l'esempio del circuito idealizzato di Fig. 8.4 comprendere alcuni modelli generali che sono caratteristici di tutti questi metodi. Iniziamo tenendo conto delle carenze di questo schema e delle possibilità fondamentali per la loro eliminazione.

Innanzitutto, osserviamo che il circuito di Fig. 8.4 consente di compensare l'impulso di disturbo solo se è l'unico durante la durata dell'elemento di segnalazione. Questo svantaggio può essere in gran parte eliminato complicando il circuito. Una delle possibilità è che invece di espandere il segnale con il rumore in una serie di Fourier nell'intervallo di durata, l'espansione venga applicata nell'intervallo , dove è un numero intero. Tuttavia, contrariamente allo schema di Fig. 8.4, la tensione di riferimento deve avere una frequenza che non sia un multiplo di , ma sia comunque al di fuori della banda del segnale; l'integrazione deve essere fatta nel tempo e la linea di ritardo deve essere calcolata per lo stesso tempo. In questo caso, tutti gli impulsi di disturbo possono essere compensati se non vi è più di un impulso in ciascuno degli intervalli.

Un'altra possibilità per sopprimere gli impulsi di interferenza posizionati casualmente in tutto l'elemento del segnale consiste nell'utilizzare coppie di tensioni di riferimento ea frequenze diverse con frequenze al di fuori della larghezza di banda del segnale. Ciò consente di determinare i valori che possono essere sostituiti nell'equazione (8.34) per calcolare le incognite e . In linea di principio, il calcolo può essere effettuato circuito elettronico, e la compensazione viene eseguita allo stesso modo di Fig. 8.4.

Entrambe queste opzioni consentono di compensare non più di un certo numero di impulsi interferenti, per i quali il circuito è progettato. Ovviamente, per creare un circuito che possa compensare qualsiasi arbitrariamente gran numero impulsi è fondamentalmente impossibile, poiché con un aumento del rumore impulsivo si avvicina al normale rumore bianco.

Torniamo al diagramma di Fig. 8.4, progettato per compensare i singoli impulsi di disturbo, e tenere conto dell'influenza del rumore di fluttuazione inevitabilmente presente. La sua azione, come è facile vedere, è che lo schema per il calcolo dei parametri e riceve non i coefficienti e dell'impulso interferente, ma le somme e , dove e sono i coefficienti alla frequenza di espansione nella serie di fluttuazione di Fourier rumore sull'intervallo. Di conseguenza, i parametri e verranno calcolati in modo impreciso e l'impulso interferente non sarà completamente compensato. Inoltre, se durante dato elemento Se l'impulso di disturbo non viene ricevuto all'ingresso del ricevitore, l'impulso di compensazione si formerà comunque sotto l'influenza della corrispondente componente dell'interferenza di fluttuazione e verrà aggiunto con il segno opposto al segnale. Poiché i coefficienti della serie di Fourier del rumore bianco sono reciprocamente indipendenti, ciò non porterà alla compensazione del rumore, ma, al contrario, ne aumenterà la densità spettrale.

Si può quindi affermare che il circuito di Fig. 8.4, compensando il rumore impulsivo, sembra aumentare l'intensità del rumore di fluttuazione. Tuttavia, questo aumento della densità spettrale del rumore di fluttuazione è generalmente piccolo rispetto a .

Per ridurre questo inconveniente si può ricorrere a complicare il circuito utilizzando una serie di dispositivi per il calcolo dei parametri e utilizzando frequenze diverse. Mediante i valori ottenuti di questi parametri, è possibile aumentare la precisione della formazione dell'impulso di compensazione e ridurre l'aumento dell'intensità del rumore di fluttuazione a un valore insignificante. Se allo stesso tempo è necessario poter compensare gli impulsi, allora saranno richieste coppie di tensioni di riferimento, moltiplicatori e integratori e circuiti, ognuno dei quali calcola i parametri, seguiti dalla media su tutti i circuiti.

Pertanto, la compensazione del rumore impulsivo è tanto più efficace quanto più ampia è la banda di frequenza utilizzata per analizzare le fluttuazioni all'ingresso del dispositivo ricevente. Questa conclusione, come vedremo dai seguenti esempi, è comune a tutti i metodi conosciuti di soppressione del rumore impulsivo. La ragione di ciò può essere il fatto che la principale differenza tra la serie (8.23) e la serie simile per il rumore di fluttuazione è la rigida connessione tra i coefficienti. Utilizzando la presenza di questa connessione, che, in particolare, si manifesta nella breve durata dell'impulso interferente, è possibile rilevare, analizzare ed eliminare il rumore dell'impulso in un modo o nell'altro. Naturalmente, ciò può essere fatto più facilmente e in modo completo, più vengono analizzati i coefficienti della serie di Fourier, cioè più ampia è la banda di frequenza presa in considerazione nel processo di ricezione.

Si noti che tutto quanto sopra è vero solo finché non ci sono interferenze concentrate nella banda di frequenza estesa. In caso contrario, le componenti dell'interferenza concentrata verranno sommate ai coefficienti utilizzati per calcolare i parametri e l'impulso di compensazione risulterà fortemente distorto. Di conseguenza, invece di compensare l'interferenza dell'impulso, ci sarà un aumento della probabilità di errore sotto l'azione dell'interferenza concentrata che si trova al di fuori della banda di frequenza occupata dal segnale.

Ne consegue che le misure di soppressione del rumore impulsivo possono aumentare l'impatto del rumore concentrato che si trova al di fuori della banda di frequenza del segnale. Questa carenza si manifesta in una certa misura con tutti i metodi per sopprimere il rumore impulsivo. Di solito non può essere completamente eliminato, e quindi, quando si costruisce un circuito ricevitore, si devono prendere decisioni di compromesso in cui il rumore impulsivo non è completamente soppresso, ma in larga misura, e il rumore concentrato influisce sulla ricezione solo leggermente di più che in un circuito costruito senza tener conto dell'interferenza degli impulsi.

Diamo un'occhiata a un altro caratteristica importante schemi fig. 8.4, che consiste nell'utilizzare un dispositivo non lineare per calcolare i parametri e . Questo dispositivo deve essere non lineare, il che deriva dalla natura non lineare delle equazioni (8.25) o (8.34) rispetto a parametri specificati. La necessità di un dispositivo non lineare deriva anche dal fatto che i coefficienti della serie di Fourier del rumore impulsivo non sono correlati tra loro e, quindi, non sono correlati tra loro da alcuna dipendenza lineare.

IN condizioni reali gli impulsi interferenti non sono funzioni delta. Di solito possono essere considerati come il risultato del passaggio della funzione delta attraverso alcuni circuito lineare. Nel caso generale, l'interferenza non gaussiana può essere descritta se vengono fornite funzioni di distribuzione -dimensionale per ciascuna. Tuttavia, pur mantenendo la natura impulsiva dell'interferenza, il problema può essere semplificato. Sia presente un numero tale che la durata dell'impulso interferente praticamente non superi , dove è ancora la durata dell'elemento segnale. Se è abbastanza grande, l'analisi dell'elemento del segnale in ingresso può essere sostituita in prima approssimazione dall'analisi dei suoi valori campione a intervalli discreti. I valori di rumore in questi punti possono essere considerati indipendenti, e quindi, per trovare la funzione di verosimiglianza e costruire la regola di decisione, è sufficiente conoscere la distribuzione unidimensionale delle probabilità di rumore. Questo viene fatto nel lavoro, il cui contenuto è brevemente il seguente.

Sia la densità di distribuzione di probabilità unidimensionale dell'interferenza uguale a . Limitato ai valori del segnale ricevuto a volte, dove , è un numero intero, possiamo rappresentare la funzione di verosimiglianza per il segnale nella forma

, (8.35)

Per semplicità ci limitiamo a considerare sistema binario, quindi la regola ottimale di ricezione della massima verosimiglianza è decidere cosa è stato trasmesso se

. (8.36)

Denota ed espandi ogni termine nella (8.36) in una serie di Taylor attorno a . Questo è sempre possibile se la funzione è continua, limitata e ovunque diversa da zero, cosa che assumeremo. Quindi la regola decisionale può essere rappresentata come

, (8.37)

. (8.38)

La funzione può essere ottenuta facendo passare il segnale ricevuto attraverso una rete a quattro terminali non lineare non inerziale con una caratteristica.

Pertanto, lo schema decisionale può essere rappresentato come un numero infinito rami, ciascuno dei quali contiene un quadripolo non lineare (8.39) e una coppia di filtri, abbinati rispettivamente con e (Fig. 8.5).

Limitato ad un numero finito di rami nello schema di Fig. 8.5, otteniamo uno schema decisionale non ottimale. In particolare, se la potenza del segnale è bassa rispetto alla potenza di interferenza nella banda di frequenza analizzata (cosa che di solito accade nel percorso del ricevitore a banda larga), si può limitare un ramo e ottenere un circuito non ottimale mostrato in Fig. 8.6.

La densità di distribuzione di probabilità del rumore impulsivo in molti casi è ben approssimata dalla funzione

, (8.40)

.

Riso. 8.6. Schema decisionale di ricezione non ottimale segnali binari nel canale con rumore impulsivo.

Nel caso particolare in cui , la distribuzione (8.40) diventa normale. Ciò si verifica quando gli impulsi passano attraverso un filtro a banda stretta e si susseguono così spesso da bloccare completamente le reazioni che provocano. In questo caso, come previsto, il quadripolo non lineare nel circuito di Fig. 8.6 degenera in lineare. Inoltre, nello schema di Fig. 8.5, tutti gli altri quadripoli, eccetto il primo, risultano rotti, poiché dalla (8.39) si ha infatti . Pertanto, lo schema decisionale ottimale degenera in quello di Kotelnikov.

Nell'altro caso estremo, impulsi completamente ininterrotti, e la caratteristica del quadripolo nel circuito di fig. 8.6 volontà . Quando otteniamo un quadripolo con caratteristica , cioè un limitatore ideale.

Come mostrato in , lo schema subottimale di Fig. 8.6 consente di sopprimere in modo significativo il rumore degli impulsi. Questa soppressione è tanto più significativa, tanto meno . Quando c'è una completa soppressione del rumore impulsivo.

Gli alimentatori a commutazione nella maggior parte dei casi creano il principale "velo" elettromagnetico di interferenza nella banda di frequenza 1 ... 100 MHz, cioè in tutte le bande HF e all'inizio delle VHF. La questione è complicata dal fatto che oggi il numero di tali blocchi è stimato in dozzine in un'abitazione (computer, monitor, illuminazione, vari dispositivo di ricarica ecc.) e centinaia in una casa - nella zona vicina dell'antenna HF di una stazione radioamatoriale.

Sulla fig. 1 mostra uno schema semplificato blocco degli impulsi nutrizione. Più precisamente, l'unità di conversione della tensione è mostrata estremamente semplificata, ma i circuiti di soppressione del rumore, al contrario, sono completamente. E il caso generale dell'alimentazione è da una presa a tre fili (con un filo di terra elettrico separato).

Riso. 1. Schema di un alimentatore switching

Gli induttori L1 e L2 sopprimono il rumore di modo comune proveniente dall'alimentatore e dal dispositivo ad esso collegato (ad esempio un ricetrasmettitore con antenna) in filo di rete e più avanti nella linea elettrica. Gli avvolgimenti dell'induttore L1 hanno tipicamente un'induttanza di circa 30 mH. Questi sono gli elementi principali della soppressione dei disturbi di rete. Pertanto, devono essere di alta qualità e avere un'elevata impedenza nell'intera banda soppressa, a partire dalla frequenza di commutazione del transistor di alimentazione (decine o centinaia di kilohertz) fino a diversi megahertz.

E nei casi critici (ricevitori sensibili e le loro antenne nelle vicinanze) - fino a decine o centinaia di megahertz. Un acceleratore non può farlo. Pertanto, in questi casi, le stesse induttanze sono collegate in serie con L1 e L2, ma con un'induttanza 50 ... 500 volte inferiore a quella indicata in Fig. 1. Queste induttanze aggiuntive devono avere un'elevata frequenza di risonanza naturale per sopprimere efficacemente le alte frequenze della banda desiderata.

Il condensatore C1 sopprime il rumore differenziale a bassa frequenza proveniente dall'alimentazione alla rete. Sopprime il rumore di modo comune ad alta frequenza condensatori ceramici piccole capacità C2 e C3 collegate in parallelo con C1.

Ma questa non è l'unica funzione di C2 e C3. Chiudono anche la componente di modo comune degli impulsi di commutazione al corpo del dispositivo.

Affrontiamo questo in modo più dettagliato. Al drain del transistor di potenza ci sono impulsi rettangolari con un'oscillazione di circa 300 V (tensione di rete rettificata e filtrata) con una frequenza da diverse decine a centinaia di kilohertz. I fronti di questi impulsi sono brevi (meno di un microsecondo). Durante questi aumenti, il transistor chiave è inserito modalità attiva e si riscalda, quindi cercano di accorciare i fronti. Ma allarga la fascia interferenza generata. Eppure, in potenti alimentatori, il transistor si surriscalda. Per il raffreddamento, è fissato su un dissipatore di calore, che in alcuni casi viene utilizzato custodia in metallo alimentazione (non dimenticare la schermatura). Il transistor è isolato dal corpo con una guarnizione. La capacità di drenaggio per caso può raggiungere diverse decine di picofarad.

E ora vediamo cosa abbiamo ottenuto: un generatore di transistor impulsi rettangolari con un range di 300 V attraverso un condensatore di diverse decine di picofarad (quello costruttivo tra il drain del transistor raffreddato e il case del dispositivo in Fig. 1 è mostrato da linee tratteggiate) è collegato ai casi sia dell'alimentatore che il dispositivo da esso alimentato. Riteniamo che questo sia un pacchetto a potenziale zero, ma in realtà una grande corrente RF scorre lì attraverso la capacità di progettazione del dissipatore di calore. Ciò porterà alla comparsa di una grande corrente di modo comune (e quindi di interferenza) sui casi di tutti i dispositivi collegati alla nostra fonte di alimentazione.

Per evitare che ciò accada, sono installati i condensatori C2 e C3. I fronti degli impulsi dal drain del transistor, che trapelano attraverso la capacità costruttiva del dissipatore di calore, attraverso questi condensatori e i diodi a ponte (più precisamente, attraverso il diodo si aprono in questo momento) sono chiusi alla sorgente del transistor. Questo percorso è più facile per loro che diffondersi in fase sugli scafi.

I condensatori C2-C4 sono collegati tra circuiti sicuri per l'uomo (uscite e custodia della sorgente) e una rete di alimentazione a 230 V. Per garantire la sicurezza delle persone, la tensione nominale di questi condensatori è molto alta (diversi kilovolt) e il loro design è tali che in caso di incidente si rompono, ma non si chiudono. I condensatori installati sul sito C2-C4 sono disponibili come tipo separato e sono chiamati condensatori Y. I condensatori contrassegnati con Y1 sono progettati per impulsi di tensione fino a 8 kV, Y2 - fino a 5 kV.

Dal punto di vista della soppressione dei disturbi, è desiderabile avere una capacità maggiore dei condensatori C2-C4. Ma va tenuto presente che con una rete a due fili (o un'interruzione nel filo di terra in una rete a tre fili), le uscite e l'alloggiamento della sorgente attraverso i condensatori C2-C4 sono collegate al filo di fase della rete. Pertanto, la loro capacità totale dovrebbe essere scelta in modo che la corrente con una frequenza di 50 Hz per caso non superi 0,5 mA (sgradevole, ma non fatale). Tenendo conto del possibile tensione massima nella rete, dispersione, derive di temperatura e invecchiamento non si ottengono più di 5000 pF.

Consideriamo ora gli errori commessi nel filtraggio del rumore fonti di impulso.

A volte, per risparmiare, mettono solo uno dei due condensatori C2 o C3. L'idea, a prima vista, sembra ragionevole: comunque sono collegati in parallelo attraverso una grande capacità del condensatore C1. Ma su alte frequenze condensatori grande capacità non lo sono affatto corto circuito, ma hanno una notevole impedenza induttiva. Pertanto, tali risparmi possono portare al fatto che a decine di megahertz (al di sopra della frequenza di risonanza di C1, che risulterà essere piccola, poiché si tratta di un grande condensatore), la soppressione della corrente di modo comune che scorre nella custodia sarà diminuire notevolmente.

Manca il condensatore C4 - o il produttore decide che C4 non può essere installato, poiché la capacità è piccola nel suo trasformatore, o un consumatore curioso morde in modo che la corrente di dispersione di 50 Hz attraverso questo condensatore non formichi dalla sorgente. Questo problema non è curato dai circuiti esterni (sebbene una buona induttanza di disaccoppiamento esterna per i circuiti di uscita riduca la gravità del problema), C4 deve essere messo al suo giusto posto.

L'assenza di C2, C3 può essere accettabile, ma solo se tutte e tre le seguenti condizioni sono soddisfatte contemporaneamente: la rete è a due fili, la custodia dell'alimentatore non ha contatto con le custodie dei dispositivi alimentati (plastica, ad esempio ), il transistor di potenza non è installato sulla custodia del dissipatore di calore. Se almeno una delle condizioni è violata, C2 e C3 devono esserlo.

L'installazione di ponticelli invece dell'induttanza di disaccoppiamento principale L1 è rara, ma si trova ancora in fonti economiche di cattivi produttori. Risparmia, a quanto pare. Si tratta installando una normale valvola a farfalla. In casi estremi, tale induttanza può essere realizzata avvolgendo il cavo di alimentazione attorno a un grande nucleo magnetico in ferrite.

Un ponticello invece di L2 si trova, purtroppo, spesso, anche da produttori decenti. Apparentemente, credono che poiché questa induttanza non è necessaria in una rete a due fili (e lì non è davvero necessaria, non c'è un posto dove fluire la corrente), quindi puoi farne a meno in una rete a tre fili. Purtroppo no, poiché questo apre un percorso diretto alla rete per l'interferenza di modo comune (e l'interferenza dalla rete allo chassis). Risolto il problema installando L2 nella rottura del filo tra il connettore di rete e la scheda. Nel peggiore dei casi, diciamo un'induttanza esterna sul cavo di alimentazione.

Infine, diamo un'occhiata errore comune, che si applica non solo agli impulsi, ma anche a tutti gli alimentatori. Spesso sono installati condensatori aggiuntivi a sinistra (in Fig. 1) di L1, come mostrato in Fig. 2. Devono bloccare le interferenze di altre persone provenienti dalla rete alla fonte di alimentazione. Il condensatore C1 blocca le interferenze differenziali e non interferisce con noi. Ma i condensatori C2 e C3, che chiudono l'interferenza di modo comune nei cavi di rete al filo di terra, possono causare la connessione RF della custodia del dispositivo e i cavi di rete di alimentazione (fase e zero). Ciò accadrà se il punto medio di C2 e C3 è collegato al corpo del dispositivo, come mostrato dalla linea tratteggiata rossa in Fig. 2. Non puoi farlo (anche se è triste, spesso è così che si connettono). L'interferenza RF in modalità comune dalla rete passerà attraverso C2 e C3 alla custodia del dispositivo. E ritorno: le correnti in modalità comune del dispositivo (ad esempio un ricetrasmettitore con un'antenna) fluiranno nella rete. Collegamento corretto i punti mediani C2 e C3 devono essere solo al terminale di massa della presa a tre fili, ma non alla custodia del dispositivo, ovvero al terminale sinistro dell'induttanza L2, come indicato dalla linea colore verde in fig. 2.

Riso. 2. Circuito di alimentazione

Se viene utilizzato un alimentatore a due fili, verificare se l'alimentatore ha dei condensatori dai cavi di rete alla custodia del dispositivo. E se ci sono, rimuovili, poiché questo è un percorso diretto per le correnti RF in modalità comune dalla rete al tuo dispositivo e ritorno.

E se la rete è a tre fili, installare l'induttanza L2 tra il corpo del dispositivo e la terra della rete (interromperà il percorso per le correnti di modo comune tra di loro) e sposterà il punto medio dei condensatori di ingresso (C2, C3 in Fig. 2) alla massa di rete.

Filtro di rete mostrato in fig. 2 con condensatori C1-C3, è caso generale per alimentare qualsiasi dispositivo che generi interferenze a radiofrequenza, come i trasmettitori HF.

Data di pubblicazione: 16.07.2017

Opinioni dei lettori

• Pepe / 16/03/2019 - 10:57
  Niente è confuso Il piccolo 1 C2 e C3 si trovano dopo l'acceleratore L1. E sui piccoli 2 C2 e C3 sono all'altezza dell'acceleratore L1. Ecco perché il punto di messa a terra è diverso. PS Il nome dell'autore dell'articolo è Goncharenko, non Gocharko.
• Andrey / 15/05/2018 - 02:55
  In qualche modo confusamente, in Fig. 1 C2, C3 vanno al corpo del dispositivo e in Fig. 2 vanno a terra. Com'è giusto?

Specialità 221600

San Pietroburgo

1. SCOPO DEL LAVORO

Lo scopo di questo lavoro è studiare il principio di funzionamento e determinare l'efficacia del soppressore dell'interferenza pulsata ad ampio spettro.

2. BREVE INFORMAZIONE DALLA TEORIA

I metodi principali per proteggere i ricevitori radio dalle interferenze pulsate ad ampio spettro sono:

a) mancata ricezione - domanda antenne altamente direzionali, rimuovendo l'antenna dalla zona di interferenza dell'impulso e sopprimendo l'interferenza nel luogo in cui si verificano;

b) circuito - vari modi elaborazione di una miscela di segnale utile - rumore impulsivo al fine di ridurre l'effetto di interferenza.

Uno dei metodi efficaci del circuito per trattare il rumore impulsivo è l'uso di uno schema a banda larga - limitatore di ampiezza - banda stretta (schema SHOU). Tale schema è spesso utilizzato nelle comunicazioni radio.

IN lavoro attuale lo schema SHOW è studiato per due casi:

a) il segnale utile sono gli impulsi video;

b) il segnale utile è un segnale radio continuo con modulazione di ampiezza.

Gli schemi strutturali per questi casi sono mostrati in fig. 1a e 1b, rispettivamente. Nel primo caso, il circuito SHOU si trova dopo il rilevatore di ampiezza BP, nel secondo caso, nel percorso a radiofrequenza verso il BP.

Lo schema SHOW presentato in fig. 1a comprende un amplificatore video a banda larga, un limitatore di ampiezza e un amplificatore video a banda stretta collegati in serie. All'ingresso del circuito: dal rivelatore esce una miscela segnale-interferenza (Fig.2a) e la durata del segnale è molto maggiore della durata dell'interferenza (tc>>tp) e l'ampiezza dell'interferenza è molto maggiore del segnale ampiezza (Su>>Uc). L'amplificatore a banda larga è progettato per amplificare la miscela di ingresso a un livello che fornisce lavoro normale limitatore. La larghezza di banda del percorso di amplificazione al limitatore è scelta in modo da evitare un aumento significativo della durata dell'impulso di interferenza (Fig. 2b). La soglia di clipping è leggermente superiore al livello di segnale utile, quindi, dopo il clipping, i livelli di segnale e rumore diventano quasi uguali (Fig. 2c). Un amplificatore video (o filtro) a banda stretta funge da integratore la cui costante di tempo è adattata alla durata del segnale e supera di gran lunga la durata del rumore. A causa del fatto che tc>>tp, il segnale all'uscita del filtro ha il tempo di crescere fino al suo valore di ampiezza, ma il rumore no (Fig. 2d). Pertanto, il rapporto segnale/rumore all'uscita del circuito SHOW aumenta notevolmente.

Stimiamo il guadagno nel rapporto segnale/rumore quando si utilizza lo schema SHOW. All'ingresso del circuito è presente un segnale con ampiezza Uc e durata tc e interferenza con inviluppo rettangolare (Up, tp). Il ruolo dell'integratore è svolto da un circuito RC - del primo ordine con una risposta transitoria della forma

h(T)=1- esp(- TP/ TRc) (1)

dove tRC = RC è la costante di tempo del filtro.

È noto dalla teoria che la durata del segnale che sale al livello di 0,9 Uc per un tale circuito è determinata dalla relazione

T n=2.3 T Rc (2)

Il livello di rumore all'uscita del limitatore di ampiezza Uп = Ulimit, dove Ulimit è la soglia di limitazione, e il livello del segnale utile e del rumore all'uscita del circuito, rispettivamente

UcUscita=0,9 vaffanculo (3)

ubroncio= uorcoK (4)

dove K è il guadagno del circuito. Rapporto segnale/rumore di tensione all'uscita del circuito SHOW

hUscita=(Uc/ uP)out=0,9*uda/(uorco) (5)

Il guadagno derivante dall'utilizzo dello schema è determinato dalla relazione

(6)

oppure, tenendo conto (5),

Q1 =0.9* uP/(uorco(1/)) (7)

Perché TP<< TRc eTda=2,3 TRc, poi

Q1 =(0.9* uP/ uorco)*(Tda/2,3 TP) » 0.4( uP/ uorco)*(Tda/ TP) (8)

Con il circuito SHOW spento (limiter spento), il livello di rumore in uscita

ubroncio= uPK (9)

In questo caso, il rapporto segnale/rumore in uscita

hUscita=(Uc/ uP)out=0,9*uda/(uP) (10)

ed il guadagno ottenuto per effetto della "banda stretta" del filtro di uscita, abbinato in banda al segnale utile, è pari a

Q2=[ hUscita/ hin]SHOWoff=0,9/ (11)

Il guadagno relativo ottenuto utilizzando lo schema SHOW è definito come rapporto

n= Q1/ Q2 (12)

Dopo aver sostituito (7) e (11) in (12) e tenuto conto delle relazioni

n<< TRc eTda=2,3 TRc, , noi abbiamo

n= Q1/ Q2 = uP/ uorco (13)

Nello schema SHO (Fig. 16), l'amplificatore a banda larga è lo stadio risonante dell'amplificatore a frequenza intermedia (IFA) con una larghezza di banda molto più ampia dell'ampiezza utile dello spettro del segnale. L'IF si trova fino al limitatore. Una cascata IF dopo il limitatore viene utilizzata come integratore e la larghezza di banda di questa cascata viene adattata all'ampiezza dello spettro del segnale utile. Per evitare il deterioramento dell'immunità al rumore del ricevitore dovuto all'espansione della larghezza di banda degli stadi IF al limitatore, il circuito SHOU è posizionato il più vicino possibile all'ingresso del ricevitore.

3. DESCRIZIONE DELL'ALLESTIMENTO DEL LABORATORIO

Lo schema a blocchi della configurazione di laboratorio per lo studio del silenziatore è mostrato in fig. 3. La composizione dell'impianto di laboratorio comprende:

1. Generatore di segnali standard (GSS);

2. Oscilloscopio;

3. Modello di laboratorio di un soppressore di interferenze.

Lo schema a blocchi dell'impianto è mostrato in fig. 4. Il circuito contiene un simulatore di una miscela di segnali e rumore e un circuito SHOW. Un'oscillazione modulata in ampiezza (AMW) dal GSS viene inviata all'ingresso del simulatore della miscela di segnale e rumore impulsivo. AMK ha i seguenti parametri:

a) ampiezza Um = 100 mV;

b) frequenza portante fo == 100 kHz;

c) frequenza di modulazione fm = 1 kHz. Il simulatore genera i seguenti segnali:

Sam: utile AMK;

Si - segnale utile a impulsi;

Sp - rumore impulsivo rettangolare;

Spp - interferenza degli impulsi radio con una forma rettangolare dell'involucro.

SYNC - impulso di clock dell'oscilloscopio. Sul pannello frontale del layout del laboratorio è possibile attivare i segnali e i rumori simulati utilizzando rispettivamente gli interruttori a levetta "Segnale acceso" e "Rumore acceso". Il segnale impulsivo utile viene mescolato con il rumore impulsivo nel sommatore å1 e il segnale utile continuo dall'AM e il rumore impulsivo radio - nel sommatore å2. Una miscela di un segnale utile con interferenza viene inviata a due circuiti SHOW progettati per funzionare sia a frequenza video che a radiofrequenza. I circuiti di commutazione vengono effettuati dall'interruttore "Sam-Si" situato sul pannello frontale del layout. Il primo circuito contiene un amplificatore video a banda larga (SHVU), un limitatore, basato sui diodi VD1, VD2, e un filtro a banda stretta (UV1) implementato da un circuito RC. Il secondo circuito contiene un amplificatore a banda larga, un limitatore, un filtro a banda stretta (UV2) e un rivelatore AMK. UV2 è un circuito oscillatorio L1 Sk1 Sk2, la cui larghezza di banda è abbinata

l'ampiezza dello spettro AMC. Il limitatore viene attivato dall'interruttore a levetta "ON PP". L'interruttore del punto di prova a tre posizioni (1, 2, 3) consente di utilizzare un oscilloscopio per osservare i segnali all'ingresso del circuito SHOW, all'ingresso del limitatore e all'uscita del circuito.

4. ORDINE DI ESECUZIONE DEI LAVORI

3.1. Familiarizzare con il principio di funzionamento del soppressore di interferenze e la composizione dell'apparecchiatura utilizzata.

3.2. Indagine su un soppressore di disturbi in presenza di un segnale utile pulsato.

3.2.1. Preparazione al lavoro:

Impostare un segnale all'uscita GSS con i seguenti parametri:

a) ampiezza - 100 mV;

b) frequenza - 100 kHz;

c) profondità di modulazione - 30%.

Accendere il layout, impostare l'interruttore "Sam-Si" in posizione Si, gli interruttori "Interferenza attiva", "Segnale attivato" - in posizione on, l'interruttore del punto di controllo - in posizione 1.

3.2.2. Misure:

Misurare con un oscilloscopio i parametri del segnale e del rumore all'ingresso del circuito (ampiezza del segnale Uc e rumore Upp; durata del segnale tc e rumore tp);

Calcolare il rapporto segnale-rumore dalla tensione all'ingresso del circuito;

Osservare il segnale nei punti di controllo del circuito con il silenziatore acceso e spento, spegnendo il limitatore con l'interruttore a levetta "On PP";

Misurare il rapporto segnale/rumore all'uscita del circuito con il soppressore di rumore attivato e disattivato;

Sulla base dei risultati della misurazione, determinare il guadagno relativo e confrontare con quello calcolato;

Disegna oscillogrammi nei punti di controllo del circuito con il soppressore acceso e spento.

3.3.Ricerca del soppressore di disturbi durante la ricezione di un segnale cAM continuo.

3.3.1. Preparazione al lavoro:

Impostare gli interruttori sulle seguenti posizioni:

a) "Sam-Si"-Sam

b) "Segnale acceso" - abilitato;

c) "Interferenza attivata" - disattivata;

d) punti di controllo - 3;

modificando la frequenza del generatore entro 100 kHz, per ottenere il segnale massimo all'uscita del rivelatore. L'osservazione viene eseguita sullo schermo dell'oscilloscopio.

3.3.2 Misure:

Osservare il segnale nei punti di controllo del circuito con il silenziatore acceso e spento, spegnendo il limitatore con l'interruttore a levetta "On PP",

Misurare il rapporto segnale/rumore all'ingresso del circuito (punto di prova 1);

Misurare il rapporto segnale/rumore all'uscita del circuito (punto di prova 3) con il soppressore acceso e spento;

Nota, i livelli del segnale utile e del rumore all'ingresso e all'uscita del circuito sono misurati separatamente (il segnale e il rumore sono attivati ​​dagli interruttori a levetta "segnale acceso" e "rumore acceso");

Sulla base dei risultati della misurazione, determinare il guadagno in relazione al rumore del segnale quando si utilizza lo schema SHOW e il relativo guadagno.

diagramma a blocchi del silenziatore studiato;

oscillogrammi di segnali ai punti di controllo del circuito;

calcolo del guadagno atteso in termini di segnale/interferenza durante la ricezione di segnali video;

dati sperimentali sull'efficacia del soppressore di disturbi per segnali video e radio.

LETTERATURA

Protezione contro le interferenze radio. , e così via.; ed. M.: Sov. radiofonico, 1976

Shevkoplias B.V. «Strutture a microprocessore. Soluzioni ingegneristiche.» Mosca, casa editrice radiofonica, 1990. capitolo 4

4.1. Soppressione delle interferenze sulla rete di alimentazione primaria

La forma d'onda della tensione alternata di un alimentatore industriale (~ "220 V, 50 Hz) per brevi periodi di tempo può differire notevolmente da quella sinusoidale: sono possibili picchi o "inserzioni", una diminuzione dell'ampiezza di uno o più semionde, ecc. Le cause di tali distorsioni sono generalmente legate a un brusco cambiamento del carico di rete, ad esempio quando viene acceso un potente motore elettrico, un forno, una saldatrice. Pertanto, è necessario, se possibile, isolare da tali fonti di interferenza attraverso la rete (Fig. 4.1).

Riso. 4.1 Opzioni per il collegamento di un dispositivo digitale all'alimentazione primaria

Oltre a questa misura, può essere necessario inserire un filtro di rete all'ingresso di potenza dell'apparecchio per sopprimere i disturbi a breve termine. La frequenza di risonanza del filtro può essere compresa tra 0,1,5 e 300 MHz; i filtri a banda larga forniscono la soppressione delle interferenze sull'intera gamma specificata.

La Figura 4.2 mostra un esempio di circuito di filtro di rete.Questo filtro ha dimensioni di 30 X30X20 mm ed è montato direttamente sul blocco di ingresso di rete nel dispositivo. I filtri dovrebbero utilizzare condensatori e induttori ad alta frequenza senza nuclei o con nuclei ad alta frequenza.

In alcuni casi è obbligatorio introdurre uno schermo elettrostatico (un normale tubo dell'acqua collegato a un alloggiamento di alimentazione dotato di messa a terra) per la posa dei cavi della rete di alimentazione primaria al suo interno. Come notato in, il trasmettitore ad onde corte della flotta taxi, posto sul lato opposto della strada, è in grado, con un certo orientamento relativo, di indurre segnali di ampiezza di diverse centinaia di volt su un pezzo di filo. Lo stesso filo, posto in una schermatura elettrostatica, sarà protetto in modo affidabile da questo tipo di interferenza.

Riso. 4.2. Esempio di circuito di filtro di rete

Considerare i metodi per sopprimere le interferenze di rete direttamente nell'alimentazione del dispositivo. Se gli avvolgimenti primari e secondari di un trasformatore di potenza si trovano sulla stessa bobina (Fig. 4.3, a), a causa dell'accoppiamento capacitivo tra gli avvolgimenti, il rumore impulsivo può passare dal circuito primario al secondario. Secondo quattro modi consigliati per sopprimere tale interferenza (in ordine di efficienza crescente).

1. Gli avvolgimenti primari e secondari del trasformatore di potenza sono realizzati su bobine diverse (Fig. 4.3, b). La capacità passante C diminuisce, ma l'efficienza diminuisce, poiché non tutto il flusso magnetico dalla regione dell'avvolgimento primario entra nella regione dell'avvolgimento secondario a causa della dispersione nello spazio circostante.
2. Gli avvolgimenti primario e secondario sono realizzati sulla stessa bobina, ma sono separati da uno schermo in lamina di rame con uno spessore di almeno 0,2 mm. Lo schermo non dovrebbe essere una bobina in cortocircuito. È collegato alla massa del corpo del dispositivo (Fig. 4.3, c)
3. L'avvolgimento primario è completamente racchiuso in uno schermo, che non è una bobina in cortocircuito. Lo schermo è collegato a terra (Fig. 4.3, G).
4. Gli avvolgimenti primari e secondari sono racchiusi in schermi individuali, tra i quali viene posato uno schermo separatore. L'intero trasformatore è racchiuso in una custodia di metallo (Fig. 4.3,<Э). Экраны и корпус заземляются. Этот тип трансформатора в силу предельной защищенности от прохождения помех получил название «ультраизолятор».

Con tutti i metodi di soppressione delle interferenze elencati, il cablaggio dei cavi di rete all'interno del dispositivo deve essere eseguito con un cavo schermato, collegando lo schermo alla terra del telaio. Regno Unito non valido
posa in un fascio di fili di rete e altri (quadri di potenza, di segnale, ecc.) "anche in caso di schermatura di entrambi.

Si consiglia di installare un condensatore con una capacità di circa 0,1 μF in parallelo al primario del trasformatore di potenza nelle immediate vicinanze dei terminali dell'avvolgimento e, in serie con esso, un resistore limitatore di corrente con una resistenza di circa 100 ohm. Ciò consente di "chiudere" l'energia immagazzinata nel nucleo del trasformatore di potenza al momento dell'apertura dell'interruttore di rete.

Riso. 4.3. Opzioni per la protezione del trasformatore di potenza dalla trasmissione del rumore impulsivo dalla rete al circuito secondario (e viceversa):
a - nessuna protezione; b - separazione degli avvolgimenti primari e secondari; in- posare lo schermo tra gli avvolgimenti; G - schermatura completa dell'avvolgimento primario; e- schermatura completa di tutti gli elementi del trasformatore

Riso. 4.4. Schema di alimentazione semplificato (ma) e diagrammi (avanti Cristo), spiegare il funzionamento di un raddrizzatore a onda intera.

L'alimentazione è la maggiore fonte di rumore impulsivo sulla rete, maggiore è la capacità del condensatore C

Si noti che con un aumento della capacità C del filtro (Fig. 4.4, a) dell'alimentazione del nostro dispositivo, aumenta la probabilità di guasti dei dispositivi vicini, poiché il consumo di energia dalla rete da parte del nostro dispositivo assume sempre più il carattere degli shock. Infatti, la tensione all'uscita del raddrizzatore aumenta anche durante quegli intervalli di tempo in cui l'energia viene prelevata dalla rete (Fig. 4.4, b). Questi intervalli in Fig. 4.4 sono ombreggiati.

Con un aumento della capacità del condensatore C, i periodi della sua carica si riducono (Fig. 4.4, c) e la corrente prelevata dalla rete in un impulso aumenta. Pertanto, un dispositivo apparentemente "innocuo" può creare un'interferenza nella rete che "non è inferiore" all'interferenza di una saldatrice.

4.2. Regole di messa a terra per la protezione dalle interferenze al suolo

Nei dispositivi realizzati sotto forma di blocchi strutturalmente finiti, esistono almeno due tipi di bus "a terra": custodia e circuito. Il bus caso, in conformità con i requisiti di sicurezza, deve essere collegato al bus di terra posato nella stanza. Il bus del circuito (relativo al quale vengono misurati i livelli di tensione dei segnali) non deve essere collegato al bus della custodia all'interno del blocco: per esso deve essere previsto un terminale separato isolato dalla custodia.

Riso. 4.5. Messa a terra errata e corretta dei dispositivi digitali. Viene mostrato un autobus di terra, che di solito è disponibile all'interno.

Sulla fig. 4.5 mostra le opzioni per la messa a terra errata e corretta di un gruppo di dispositivi che sono interconnessi da linee informative. (queste linee non sono mostrate). I bus del circuito di "massa" sono collegati da singoli fili al punto A e i bus del case sono collegati al punto B, il più vicino possibile al punto A. Il punto A potrebbe non essere collegato al bus di terra nei locali, ma questo crea inconveniente, ad esempio, quando si lavora con un oscilloscopio, che ha La "terra" della sonda è collegata alla custodia.

In caso di errata messa a terra (vedi Fig. 4.5), le tensioni impulsive generate dalle correnti di equalizzazione sul bus di terra verranno effettivamente applicate agli ingressi degli elementi principali riceventi, che possono provocarne il falso funzionamento. Va notato che la scelta della migliore opzione di messa a terra dipende dalle specifiche condizioni "locali" e spesso viene effettuata dopo una serie di accurati esperimenti. Tuttavia, la regola generale (vedi Figura 4.5) vale sempre.

4.3. Soppressione delle interferenze sui circuiti di alimentazione secondari

A causa dell'induttanza finita delle linee di alimentazione e di terra, le sovracorrenti causano l'applicazione di sovratensioni di polarità sia positiva che negativa tra i pin di alimentazione e di terra dei circuiti integrati. Se i bus di alimentazione e di terra sono costituiti da sottili conduttori stampati o di altro tipo e i condensatori di disaccoppiamento ad alta frequenza sono completamente assenti o il loro numero è insufficiente, quando diversi microcircuiti TTL vengono commutati contemporaneamente all'estremità "lontana" del circuito stampato scheda, l'ampiezza del rumore dell'impulso sull'alimentatore (sbalzi di tensione che agiscono tra i pin di alimentazione e di terra del microcircuito) può essere di 2 V o più. Pertanto, quando si progetta un circuito stampato, è necessario seguire le seguenti raccomandazioni.

1. L'alimentazione e le rotaie di terra devono avere un'induttanza minima. Per fare ciò, sono realizzati sotto forma di strutture reticolari che coprono l'intera area del circuito stampato. È inaccettabile collegare i microcircuiti TTL al bus, che è un "ramo", perché mentre si avvicina alla sua fine, l'induttanza dei circuiti di alimentazione si accumula. I binari di alimentazione e di terra dovrebbero, se possibile, coprire l'intera area libera del circuito stampato. Particolare attenzione dovrebbe essere prestata alla progettazione di matrici di memoria dinamica basate su K565RU5, RU7, ecc. La matrice dovrebbe essere un quadrato in modo che le linee di indirizzo e di controllo abbiano una lunghezza minima. Ogni microcircuito deve essere posizionato in una singola cella di una struttura reticolare formata da bus di alimentazione e di terra (due reticoli indipendenti). I bus di alimentazione e di terra della matrice di archiviazione non devono essere caricati con correnti "estranee" che fluiscono da shaper indirizzabili, amplificatori del segnale di controllo, ecc.
2. Il collegamento dei bus esterni di alimentazione e massa alla scheda attraverso il connettore deve essere effettuato tramite più contatti equidistanti lungo la lunghezza del connettore, in modo che l'ingresso alle strutture reticolari dei bus di alimentazione e massa sia costituito da più punti contemporaneamente.
3. La soppressione dell'interferenza di alimentazione deve essere eseguita vicino ai luoghi in cui si verificano. Pertanto, un condensatore ad alta frequenza con una capacità di almeno 0,02 microfarad deve essere posizionato vicino ai pin di alimentazione di ciascun chip TTL. Ciò vale in misura particolare anche per i citati chip di memoria dinamica. Per filtrare le interferenze a bassa frequenza, è necessario utilizzare condensatori elettrolitici, ad esempio, con una capacità di 100 μF. Quando si utilizzano microcircuiti di memoria dinamica, i condensatori elettrolitici sono installati, ad esempio, agli angoli della matrice di archiviazione o in un altro luogo , ma vicino a questi microcircuiti.

Di conseguenza, al posto dei condensatori ad alta frequenza, vengono utilizzati bus di alimentazione speciali BUS-BAR, CAP-BUS, che vengono posati sotto le linee di microcircuiti o tra di loro, senza violare la consueta tecnologia automatizzata per l'installazione di elementi sulla scheda, seguita da " saldatura ad onda”. Questi bus sono condensatori distribuiti con una capacità di circa 0,02 uF/cm. A parità di capacità totale dei condensatori discreti, le sbarre forniscono una reiezione del rumore significativamente migliore a una densità di impaccamento più elevata.

Riso. 4.6. Opzioni per il collegamento delle schede P1-PZ all'alimentazione

Sulla fig. 4.6 fornisce raccomandazioni per il collegamento di dispositivi realizzati su circuiti stampati P1-PZ all'uscita dell'alimentatore. Un dispositivo ad alta corrente realizzato su una scheda PZ crea più rumore sui bus di alimentazione e di terra, quindi dovrebbe essere fisicamente più vicino all'alimentazione o, ancora meglio, essere alimentato utilizzando bus singoli.

4.4. Regole per lavorare con linee di comunicazione concordate

Sulla fig. 4.7 mostra la forma dei segnali trasmessi sul cavo, a seconda del rapporto tra la resistenza del resistore di carico R e l'impedenza d'onda del cavo p. I segnali vengono trasmessi senza distorsione a R=p. È nota l'impedenza caratteristica di un particolare tipo di cavo coassiale (es. 50, 75, 100 ohm). L'impedenza caratteristica dei cavi piatti e dei doppini intrecciati è solitamente vicina a 110-130 ohm; il suo valore esatto può essere ottenuto sperimentalmente selezionando un resistore K, quando collegato, la distorsione è minima (vedi Fig. 4.7). Quando si esegue un esperimento, non devono essere utilizzate resistenze variabili a filo avvolto, poiché hanno una grande induttanza e possono introdurre distorsioni nella forma d'onda.

Linea di comunicazione di tipo "open collector" (Fig. 4.8). Per la trasmissione di ciascun segnale di giunzione con una durata frontale di circa 10 ns a distanze superiori a 30 cm, viene utilizzato un doppino intrecciato separato oppure viene allocata una coppia di conduttori in un cavo piatto. Nello stato passivo, tutti i trasmettitori sono spenti. Quando un qualsiasi trasmettitore o gruppo di trasmettitori viene attivato, la tensione sulla linea scende da un livello superiore a 3 V a circa 0,4 V.

Con una lunghezza di linea di 15 m e con il suo corretto abbinamento, la durata dei processi transitori in essa contenuti non supera i 75 ns. La linea implementa la funzione OR rispetto ai segnali rappresentati da livelli di bassa tensione.

Riso. 4.7. Trasmissione di segnali via cavo. O—generatore di impulsi di tensione

Linea di comunicazione del tipo "emettitore aperto" (Fig. 4.9"). Questo esempio mostra una variante di una linea che utilizza un cavo piatto. I fili di segnale si alternano a quelli di terra. Idealmente, ogni filo di segnale è affiancato su entrambi i lati da propri fili di messa a terra, ma questo di solito non è necessario. Nella Figura 4.9, ciascun filo di segnale è adiacente a terra "propria" e "estranea", che di solito è abbastanza accettabile. Un cavo piatto e un set di doppini intrecciati sono essenzialmente la stessa cosa, eppure quest'ultimo è preferibile in condizioni di alto livello di interferenza esterna. Una linea ad emettitore aperto implementa una funzione wire-OR rispetto ai segnali rappresentati da livelli di alta tensione. Le caratteristiche di temporizzazione corrispondono approssimativamente a quelle di una linea "open collector".

Linea di comunicazione del tipo "coppia differenziale" (Fig. 4.10). La linea viene utilizzata per la trasmissione del segnale unidirezionale ed è caratterizzata da una maggiore immunità ai disturbi, poiché il ricevitore reagisce alla differenza di segnale e l'interferenza indotta dall'esterno agisce su entrambi i fili all'incirca allo stesso modo. La lunghezza della linea è praticamente limitata dalla resistenza ohmica dei fili e può raggiungere diverse centinaia di metri.

Fig, 4.8. Linea di comunicazione del tipo "open collector".

Riso. 4.9. Linea di comunicazione del tipo "emettitore aperto".

Riso. 4.10. Tipo di linea di comunicazione "coppia differenziale"

Tutte le linee considerate dovrebbero utilizzare ricevitori con alta impedenza di ingresso, bassa capacità di ingresso e preferibilmente con una caratteristica di trasferimento dell'isteresi per aumentare l'immunità al rumore.

Realizzazione fisica dell'autostrada (Fig. 4. II), Ogni dispositivo collegato al trunk contiene due connettori. Uno schema simile a quello mostrato in fig. 4.11, è stato considerato in precedenza (vedi Fig. 3.3), quindi ci concentreremo solo sulle regole che devono essere osservate quando si progettano le unità corrispondenti (SB).

Trasmissione di segnali trunk tramite connettori. Le migliori opzioni per i connettori a saldare sono mostrate in fig. .4.12. Il fronte dell'impulso che corre lungo la linea principale in questi casi quasi “non sente” il connettore, poiché la disomogeneità introdotta nella linea del cavo è insignificante. In questo caso, però, è necessario occupare il 50% dei contatti utilizzati nel sottosuolo.

Se per qualche motivo questa condizione non è fattibile, a scapito dell'immunità al rumore, è possibile prendere la seconda opzione, più economica, in termini di numero di contatti, per saldare i connettori, mostrata in Fig. 4.13. Questa opzione è spesso utilizzata nella pratica. Le messe a terra a doppino intrecciato (o cavo piatto) sono assemblate su strisce metalliche della sezione trasversale più grande possibile, ad esempio 5 mm2.

La dissaldatura di queste terre viene effettuata in modo uniforme lungo la lunghezza della barra, in quanto i relativi fili di segnale sono dissaldati. Entrambe le strisce sono collegate tramite un connettore utilizzando una serie di ponticelli di lunghezza minima e sezione massima, e i ponticelli sono uniformemente distanziati lungo la lunghezza delle strisce. Ciascun ponticello di massa non deve corrispondere a più di quattro linee di segnale, ma il numero totale di ponticelli non deve essere inferiore a tre (uno al centro e due ai bordi).

Riso. 4.13. Opzione consentita per la trasmissione del segnale attraverso il connettore. H-=5 mm2—sezione della barra, 5^0,5 mm2—sezione del filo di terra

Riso. 4.14. Varianti di esecuzione di rami dal principale

Realizzazione di diramazioni dall'autostrada. Sulla fig. 4.14 mostra le opzioni per l'esecuzione errata e corretta di un ramo dal main. Viene tracciato il percorso di una linea, il filo di terra viene mostrato in modo condizionale. La prima opzione (un tipico errore degli ingegneri di circuito alle prime armi!) è caratterizzata dalla divisione dell'energia dell'onda in due parti,

Riso. 4.15. Opzioni per il collegamento di ricevitori alla linea
proveniente dalla linea A. Una parte va alla carica della linea B, l'altra alla carica della linea C. Dopo la carica della linea C, l'onda "piena" inizia a propagarsi lungo la linea B, cercando di raggiungere l'onda con metà dell'energia che è rimasta prima. Il fronte del segnale ha quindi una forma a gradini.

Con una corretta ramificazione, i segmenti di linea A, C e B sono collegati in serie, quindi l'onda praticamente non si divide e i fronti del segnale non vengono distorti. I trasmettitori e i ricevitori situati sulla scheda dovrebbero essere il più vicino possibile al suo bordo per ridurre la disomogeneità introdotta nel punto di fusione dei segmenti di linea B e C.

È possibile utilizzare ricetrasmettitori a una o due vie per disaccoppiare i raggi del ricevitore dalla dorsale (vedere Fig. 3.18. 3.19). Quando si dirama la linea in più direzioni, è necessario assegnare a ciascuna un trasmettitore separato (Fig. 4.15, in).

Per la trasmissione in linea, è meglio utilizzare impulsi non rettangolari, ma trapezoidali. I segnali con fronti poco profondi, come notato, si propagano lungo la linea con minore distorsione. In linea di principio, in assenza di interferenza esterna, per qualsiasi linea arbitrariamente lunga e persino incoerente, si può scegliere una velocità di risposta del segnale così lenta che i segnali trasmessi e ricevuti differiranno di una quantità arbitrariamente piccola.

Per ricevere impulsi trapezoidali, il trasmettitore è realizzato sotto forma di un amplificatore differenziale con un circuito di feedback integrato. All'ingresso del ricevitore principale, anch'esso realizzato sotto forma di amplificatore differenziale, è installato un circuito integrato per filtrare i disturbi ad alta frequenza.

Quando si trasmettono segnali all'interno della scheda, quando il numero di ricevitori è elevato, viene spesso utilizzato il "corrispondenza seriale". Consiste nel fatto che in serie all'uscita del trasmettitore, nelle immediate vicinanze di questa uscita, è collegato un resistore con una resistenza di 20-50 ohm. Ciò consente di sopprimere i processi oscillatori sui fronti del segnale. Questa tecnica viene spesso utilizzata durante la trasmissione di segnali di controllo (KA5, SAZ, \UE) dagli amplificatori alla memoria dinamica LSI.

4.5. Informazioni sulle proprietà protettive dei cavi

Sulla fig. 4.16a mostra lo schema più semplice per trasmettere segnali su un cavo coassiale, che in alcuni casi può essere considerato abbastanza soddisfacente. Il suo principale svantaggio è che in presenza di correnti di equalizzazione pulsate tra le masse del corpo (l'equalizzazione del potenziale è la funzione principale del sistema di messa a terra del corpo), alcune di queste correnti 1 possono fluire attraverso la guaina del cavo e causare una caduta di tensione (dovuta principalmente alla induttanza della guaina), che agisce infine sul carico K.

Inoltre, in questo senso, il circuito mostrato in Fig. 4.16, a, risulta essere preferibile, e con l'aumentare del numero dei punti di contatto tra la treccia del cavo e la massa del corpo, migliorano le possibilità di scarico delle cariche indotte dalla treccia. L'uso di un cavo con una treccia aggiuntiva (Fig. 4.16, c) consente di proteggersi sia dai pickup capacitivi che dalle correnti di equalizzazione, che in questo caso scorrono attraverso la treccia esterna e praticamente non influiscono sul circuito del segnale.

L'inclusione di un cavo con una treccia aggiuntiva secondo lo schema mostrato in fig. 4.16, d, consente di migliorare le proprietà di frequenza della linea riducendo la sua capacità lineare. Nel caso ideale, il potenziale di una qualsiasi sezione elementare del nucleo centrale coincide con il potenziale del cilindro elementare della treccia interna che circonda questa sezione.

Linee di questo tipo vengono utilizzate nelle reti di computer locali per aumentare la velocità di trasferimento delle informazioni. La guaina esterna del cavo fa parte del circuito di segnale, e quindi questo circuito è equivalente in termini di protezione contro i disturbi esterni al circuito mostrato in fig. 4.16.6.

Riso. 4.16. Opzioni via cavo

Né la guaina in rame né in alluminio di un semplice cavo coassiale lo protegge dall'esposizione a campi magnetici a bassa frequenza. Questi campi inducono EMF sia sul segmento della treccia che sul corrispondente segmento del nucleo centrale.

Sebbene questi campi elettromagnetici abbiano lo stesso nome nel segno, non si compensano a vicenda in grandezza a causa della diversa geometria dei conduttori corrispondenti: il nucleo centrale e la treccia. L'EMF differenziale viene infine applicato al carico K. Una treccia aggiuntiva (Fig. 4. 16, cd) inoltre incapace di impedire al campo magnetico a bassa frequenza di penetrare nella sua area interna

La protezione contro i campi magnetici a bassa frequenza è fornita da un cavo contenente un doppino intrecciato racchiuso in una treccia (Fig. 4.16, e). In questo caso i campi elettromagnetici indotti da un campo magnetico esterno sui fili che compongono il doppino si compensano completamente sia in segno che in valore assoluto.

Ciò è tanto più vero, minore è il passo dei fili rispetto all'area di azione del campo e più accuratamente (simmetricamente) viene eseguita la torsione. Lo svantaggio di una tale linea è il suo "soffitto" a frequenza relativamente bassa, dell'ordine di 15 MHz, a causa delle grandi perdite di energia del segnale utile a frequenze più alte.

Lo schema mostrato in fig. 4.16, e, fornisce la migliore protezione contro tutti i tipi di interferenza (interferenza capacitiva, correnti di equalizzazione, campi magnetici a bassa frequenza, campi elettromagnetici ad alta frequenza).

Si consiglia di collegare la treccia interna alla terra "ingegneria radio" o "vera" (nel senso letterale, messa a terra) e la treccia esterna alla terra del "sistema" (circuito o custodia). In assenza di una "vera" massa, è possibile utilizzare il circuito di commutazione mostrato in fig. 4. 16, bene.

La treccia esterna si collega alla messa a terra del sistema su entrambe le estremità, mentre la treccia interna si collega solo al lato sorgente. Nei casi in cui non è necessario proteggere dai campi magnetici a bassa frequenza ed è possibile trasmettere informazioni senza l'uso di segnali a doppia fase, uno dei doppini intrecciati può fungere da filo di segnale e il secondo da schermo. In questi casi, i circuiti mostrati in Fig. 4.16, c, g, possono essere pensati come cavi coassiali con tre schermature: un filo di terra a doppino intrecciato, trecce interne ed esterne del cavo.

4.6. Utilizzo di optoaccoppiatori per sopprimere le interferenze

Se i dispositivi del sistema sono separati da una distanza considerevole, ad esempio di 500 m, è difficile contare sul fatto che le loro terre hanno sempre lo stesso potenziale. Come notato, l'equalizzazione delle correnti attraverso i conduttori di terra crea rumore impulsivo su questi conduttori a causa della loro induttanza. Questa interferenza viene infine applicata agli ingressi dei ricevitori e può farli funzionare in modo spurio.

L'uso di linee di tipo "coppia differenziale" (vedi § 4.4) sopprime solo le interferenze di modo comune e quindi non sempre abbaia risultati positivi. Sulla fig. 4.17 mostra i diagrammi degli optoaccoppiatori tra due dispositivi distanti l'uno dall'altro.

Riso. 4.17. Schemi di optoaccoppiatori tra dispositivi remoti l'uno dall'altro:
a - con un ricevitore attivo, B- con trasmettitore attivo

Il circuito con un "ricevitore attivo" (Fig. 4.17, a) contiene un fotoaccoppiatore di trasmissione VI e un fotoaccoppiatore di ricezione V2. Quando vengono applicati segnali a impulsi all'ingresso X, il LED dell'accoppiatore ottico VI emette periodicamente luce, di conseguenza, il transistor di uscita di questo fotoaccoppiatore si satura periodicamente e la resistenza tra i punti aeb scende da diverse centinaia di kiloohm a diverse decine di ohm .

Quando il transistor di uscita dell'accoppiatore ottico trasmittente è acceso, la corrente dal polo positivo della sorgente U2 passa attraverso il LED dell'accoppiatore ottico v2, linea (punti aeb) e ritorna al polo negativo di questa sorgente. La sorgente U2 funziona isolata dalla sorgente U3.

Se il transistor di uscita dell'accoppiatore ottico di trasmissione è spento, la corrente non scorre attraverso il circuito sorgente U2. Il segnale X" all'uscita dell'accoppiatore ottico V2 è prossimo allo zero se il suo LED è acceso, e vicino a +4 V se questo LED è spento. Quindi, a X==0, i LED degli optoaccoppiatori trasmittenti e riceventi sono accesi e, quindi, X"==0. Con X==1, entrambi i LED sono spenti e X"==1.

L'isolamento dell'accoppiatore ottico può aumentare significativamente l'immunità al rumore del canale di comunicazione e garantire la trasmissione di informazioni su distanze dell'ordine di centinaia di metri. I diodi collegati agli optoaccoppiatori trasmittenti e riceventi servono a proteggerli dalle sovratensioni inverse. Il circuito del resistore collegato alla sorgente U2 serve per impostare la corrente nella linea e limitare la corrente attraverso il LED dell'optoaccoppiatore di ricezione.

La corrente nella linea secondo l'interfaccia IRPS può essere selezionata pari a 20 o 40 mA. Quando si scelgono i valori dei resistori, è necessario tenere conto della resistenza ohmica della linea di comunicazione. Schema con un "trasmettitore attivo" (Fig. 4.17, B) differisce dalla precedente in quanto l'alimentazione della linea U2 è posta a lato del trasmettitore. Ciò non offre alcun vantaggio: entrambi i circuiti sono essenzialmente gli stessi e sono i cosiddetti "circuiti di corrente".

Le raccomandazioni fornite in questo capitolo possono sembrare troppo dure per il progettista di circuiti inesperto. La lotta contro le interferenze gli sembra una "lotta con un mulino a vento" e la mancanza di esperienza nella progettazione di dispositivi di maggiore complessità crea l'illusione che sia possibile creare un dispositivo funzionante senza seguire nessuno dei consigli di cui sopra.

In effetti, questo a volte è possibile. Esistono anche casi di produzione in serie di tali dispositivi. Tuttavia, nelle recensioni informali del loro lavoro, puoi ascoltare molte espressioni non tecniche interessanti, come ad esempio effetto visita e alcuni altri, più semplici e comprensibili.

Soppressore di sovratensione per Р399А.

Negli ultimi mesi, con l'inclusione dell'illuminazione stradale, è diventato quasi impossibile per me lavorare in onda a causa della presenza di forti interferenze da parte delle lampade DRL. Il mio dispositivo non è importato, ma un ricetrasmettitore R399A, che viene utilizzato come unità base per VHF ("Hyacinth" è usato come oscillatore di riferimento nei sintetizzatori HF per console). Essendo andato in vacanza, ho deciso di affrontare in qualche modo il problema che si era presentato e nel giro di una settimana è stato progettato il proposto "Soppressione del rumore impulsivo (PIP)".

Lo schema schematico del dispositivo è mostrato in Fig.1. Il PIP è costituito da due nodi: un rilevatore di picco e un nodo di soppressione degli impulsi. Il dispositivo tra il secondo mixer e l'IF è acceso (percorso 215 kHz).

Il circuito del rilevatore di picco con alcune modifiche è stato preso in prestito dalla rivista “Ham Radio, 2, 1973, W2EGH”, in particolare sono state aggiunte le catene D1, R6, S1 e D2, R7, S2, e il gruppo soppressore è stato realizzato secondo il circuito attenuatore controllato R16, C18, Q4, la cui introduzione, tra l'altro, ha in qualche modo migliorato la gamma dinamica dell'AGC del ricevitore. L'uso di linee di ritardo comuni per questi dispositivi LC non ha dato alcun vantaggio. Probabilmente a causa della loro ridotta larghezza di banda dovuta al basso IF e, di conseguenza, all'"allungamento" dell'impulso di interferenza. L'utilizzo di un amplificatore a banda larga basato sul transistor KT610A all'ingresso del rilevatore di picco è dovuto alla necessità di ottenere in uscita un segnale non distorto con un'ampiezza fino a 20 V e, di conseguenza, un effetto minimo sulla durata e forma dell'impulso di rumore iniziale. L'utilizzo di AGC aggiuntivo nell'amplificatore ne ha solo peggiorato il funzionamento, ma l'introduzione della catena D2, R7 blocca automaticamente il funzionamento del PIP in presenza di un potente segnale utile (testato fino a +60 dB su un segnale reale dal aria con piena amplificazione di R1). S1 - La "soppressione profonda" consente di eliminare anche piccole interferenze solo a livelli molto bassi del segnale utile (testato durante la ricezione di stazioni EME in modalità JT65B), con una potenza del segnale di S2 o più, l'inviluppo rilevato si sovrappone al segnale. La qualità della decodifica nella modalità FSK441 non è stata ancora testata.

Lo schema PIP è ancora in fase di finalizzazione, ma, tuttavia, può già fornire un buon servizio per un vero lavoro in onda a chi ne ha bisogno. È gradita anche qualsiasi revisione e pubblicazione che migliori i parametri del dispositivo.