Specialità 221600

San Pietroburgo

1. SCOPO DEL LAVORO

Lo scopo di questo lavoro è studiare il principio di funzionamento e determinare l'efficacia del soppressore dell'interferenza ad ampio spettro di impulsi.

2. BREVI INFORMAZIONI DALLA TEORIA

I principali metodi di protezione dei ricevitori radio dalle interferenze pulsate ad ampio spettro sono:

a) fuori ricezione: l'uso di antenne strettamente dirette, la rimozione dell'antenna dalla zona di interferenza impulsiva e la soppressione delle interferenze nel luogo in cui si verificano;

b) circuiti - vari metodi di elaborazione di una miscela di un segnale utile - rumore impulsivo al fine di indebolire l'effetto interferente.

Uno dei metodi circuitali efficaci per gestire il rumore impulsivo è l'uso di uno schema a banda larga - limitatore di ampiezza - banda stretta (schema MOSTRA). Questo schema è spesso utilizzato nelle comunicazioni radio.

In questo lavoro, lo schema SHOU è studiato per due casi:

a) il segnale utile sono gli impulsi video;

b) il segnale desiderato è un segnale radio continuo con modulazione di ampiezza.

Gli schemi strutturali per questi casi sono mostrati in Fig. 1a e 1b, rispettivamente. Nel primo caso, il circuito SHOU si trova dopo il rilevatore di ampiezza AM, nel secondo - nel percorso della radiofrequenza verso AM.

Il circuito SHOW mostrato in Fig. 1a include un amplificatore video a banda larga, un clipper e un amplificatore video a banda stretta collegati in serie. All'ingresso del circuito: dal rivelatore viene fornita una miscela segnale-interferenza (Fig. 2a), e la durata del segnale è molto più lunga della durata dell'interferenza (tc >> tp), e l'ampiezza dell'interferenza è molto maggiore dell'ampiezza del segnale (Su >> Uc). L'amplificatore a banda larga è progettato per amplificare il mix in ingresso a un livello che consentirà al limitatore di funzionare correttamente. La larghezza di banda del percorso di amplificazione al limitatore è scelta in modo tale da evitare un aumento significativo della durata dell'impulso di interferenza (Fig. 2b). La soglia di clipping è leggermente superiore al livello del segnale utile, quindi, dopo il clipping, i livelli di segnale e rumore diventano quasi uguali (Fig. 2c). L'amplificatore video a banda stretta (o filtro) funge da integratore la cui costante di tempo è coerente con la durata del segnale ed è molto più lunga della durata del rumore. A causa del fatto che tc >> tp, il segnale all'uscita del filtro ha il tempo di crescere fino al suo valore di ampiezza, ma l'interferenza no (Fig. 2d). Pertanto, il rapporto segnale-rumore all'uscita del circuito SHOU aumenta bruscamente.

Stimiamo il guadagno nel rapporto segnale-rumore quando si utilizza lo schema SHOW. All'ingresso del circuito c'è un segnale con ampiezza Uc e durata tc e rumore con un inviluppo rettangolare (Uп, tп). Il ruolo dell'integratore è svolto da RC - un circuito del primo ordine con una risposta transitoria della forma

h(T)=1- exp(- TP/ TRC) (1)

dove tRC = RC è la costante di tempo del filtro.

È noto dalla teoria che la durata del segnale che sale a un livello di 0,9 Uc per un tale circuito è determinata dal rapporto

T n=2.3 T RC (2)

Il livello di rumore all'uscita del limitatore di ampiezza Uп = Ulim, dove Ulim è la soglia limite, e il livello del segnale utile e del rumore all'uscita del circuito, rispettivamente

Ucfuori=0,9 UcK (3)

tubroncio= tuorcoK (4)

dove K è il guadagno del circuito. Rapporto segnale-rumore per la tensione all'uscita del circuito SHOU

hfuori=(Uc/ tuP) fuori = 0,9 *tuCon/(tuorco) (5)

Il guadagno derivante dall'utilizzo dello schema è determinato dal rapporto

(6)

o, tenendo conto (5),

Q1 =0.9* tuP/(tuorco(1/)) (7)

Perché TP<< TRC eTCon=2,3 TRC, poi

Q1 =(0.9* tuP/ tuorco)*(TCon/2,3 TP) » 0.4( tuP/ tuorco)*(TCon/ TP) (8)

Quando il circuito SHOW è spento (il limitatore è spento), il livello di rumore in uscita

tubroncio= tuPK (9)

In questo caso, il rapporto segnale-rumore in uscita

hfuori=(Uc/ tuP) fuori = 0,9 *tuCon/(tuP) (10)

e il guadagno ottenuto grazie alla "banda stretta" del filtro di uscita abbinato in banda al segnale utile è pari a

Q2=[ hfuori/ hin] SHOWOff = 0,9 / (11)

Il guadagno relativo ottenuto utilizzando lo schema SHOU è definito come il rapporto

n= Q1/ Q2 (12)

Dopo aver sostituito (7) e (11) in (12) e tenendo conto delle relazioni

n<< TRC eTCon=2,3 TRC, , noi abbiamo

n= Q1/ Q2 = tuP/ tuorco (13)

Nel circuito SHOW (Fig. 16), gli stadi risonanti di un amplificatore a frequenza intermedia (IFA) con una banda passante molto più ampia dell'ampiezza dello spettro del segnale utile sono un amplificatore a banda larga. L'UPCH si trova prima del limitatore. Come integratore, dopo il limitatore viene utilizzato uno stadio amplificatore IF e la larghezza di banda di questo stadio viene adattata all'ampiezza dello spettro del segnale utile. Per evitare il deterioramento dell'immunità al rumore del ricevitore dovuto all'espansione della larghezza di banda degli stadi amplificatori IF al limitatore, il circuito SHOU è posizionato il più vicino possibile all'ingresso del ricevitore.

3. DESCRIZIONE DELL'UNITÀ DI LABORATORIO

Lo schema a blocchi della configurazione di laboratorio per lo studio del soppressore di rumore è mostrato in Fig. 3. La configurazione del laboratorio include:

1. Generatore di segnali standard (GSS);

2. Oscilloscopio;

3. Modello da laboratorio del soppressore di rumore.

Lo schema a blocchi dell'impianto è mostrato in Fig. 4. Il circuito contiene un simulatore di una combinazione di segnali e interferenze e un circuito SHOW. L'oscillazione modulata in ampiezza (AMK) dal GSS viene inviata all'ingresso della miscela di segnale e al simulatore di rumore impulsivo. AMK ha i seguenti parametri:

a) ampiezza Um = 100 mV;

b) frequenza portante fo == 100 kHz;

c) frequenza di modulazione fm = 1 kHz. Il simulatore genera i seguenti segnali:

Sam - utile AMK;

Si - segnale utile di impulso;

Sп - rumore impulsivo rettangolare;

Spп - interferenza di impulsi radio con una forma a busta rettangolare.

SYNC - impulso di sincronizzazione dell'oscilloscopio. Sul pannello frontale del modello da laboratorio, è possibile attivare segnali simulati e interferenze utilizzando rispettivamente gli interruttori a levetta "Segnale attivo" e "Interferenza attiva". Il segnale di impulso desiderato viene miscelato con il rumore di impulso nel sommatore å1, e il segnale utile continuo con AM e interferenza di impulsi radio - nel sommatore å2. Una miscela di un segnale utile con interferenza viene alimentata a due circuiti SHOW, progettati per funzionare sia a frequenza video che a frequenza radio. Gli schemi di commutazione vengono eseguiti dall'interruttore "Sam-Si" situato sul pannello frontale della breadboard. Il primo circuito contiene un amplificatore video a banda larga (SHVU), un limitatore basato su diodi VD1, VD2 e un filtro a banda stretta (UV1) implementato da una catena RC. Il secondo circuito contiene un amplificatore a banda larga, un limitatore, un filtro a banda stretta (UV2) e un rilevatore AMK. UV2 è un circuito oscillatorio L1 CK1 CK2, la cui larghezza di banda è abbinata a

l'ampiezza dello spettro AMC. Il limitatore viene attivato con l'interruttore a levetta "ON PP". L'interruttore del punto di controllo per tre posizioni (1, 2, 3) consente, utilizzando un oscilloscopio, di osservare i segnali all'ingresso del circuito SHOU, all'ingresso del limitatore e all'uscita del circuito.

4. ORDINE DI ESECUZIONE DEI LAVORI

3.1. Conoscere il principio di funzionamento del soppressore di disturbo e la composizione dell'attrezzatura utilizzata.

3.2. Indagine del soppressore di disturbi in presenza di un segnale utile pulsato.

3.2.1. Preparazione al lavoro:

Installare un segnale all'uscita del GSS con i seguenti parametri:

a) ampiezza - 100 mV;

b) frequenza - 100 KHz;

c) profondità di modulazione - 30%.

Accendere il layout, impostare l'interruttore "Sam-Si" in posizione Si, gli interruttori "Interferenza attiva", "Segnale attivo" in posizione on, l'interruttore del punto di interruzione in posizione 1.

3.2.2. Misure:

Misurare con un oscilloscopio i parametri del segnale e dell'interferenza all'ingresso del circuito (ampiezza del segnale Uc e interferenza Uп; durata del segnale tñ e interferenza tp);

Calcolare il rapporto segnale-rumore della tensione all'ingresso del circuito;

Osservare il segnale nei punti di controllo del circuito con il soppressore di rumore acceso e spento, spegnendo il limitatore con l'interruttore a levetta "On PP";

Misurare il rapporto segnale-rumore all'uscita del circuito con il soppressore di rumore acceso e spento;

Sulla base dei risultati della misurazione, determinare il guadagno relativo e confrontarlo con quello calcolato;

Disegna oscillogrammi nei punti di controllo del circuito con il soppressore acceso e spento.

3.3 Indagine sul soppressore di disturbi quando si riceve un segnale continuo con AM.

3.3.1. Preparazione al lavoro:

Impostare gli interruttori nelle seguenti posizioni:

a) "Sam-S e" -Sam

b) "Segnale attivo" - abilitato;

c) "Interferenza attiva" - disattivata;

d) punti di controllo - 3;

modificando la frequenza del generatore entro 100 kHz, per ottenere il segnale massimo all'uscita del rivelatore. Osservazione del cavo sullo schermo dell'oscilloscopio.

3.3.2 Misure:

Osservare il segnale nei punti di controllo del circuito con il soppressore di rumore acceso e spento, spegnendo il limitatore con l'interruttore a levetta "On PP",

Misurare il rapporto segnale-rumore all'ingresso del circuito (punto di prova 1);

Misurare il rapporto segnale/rumore all'uscita del circuito (punto di prova 3) con soppressore acceso e spento;

Nota, i livelli del segnale utile e dell'interferenza all'ingresso e all'uscita del circuito vengono misurati separatamente (il segnale e l'interferenza vengono attivati ​​dagli interruttori a levetta "segnale attivo" e "interferenza attiva");

Sulla base dei risultati della misurazione, determinare il guadagno in relazione all'interferenza del segnale quando si utilizza lo schema SHOW e il relativo guadagno.

schema a blocchi del soppressore di rumore studiato;

oscillogrammi di segnali nei punti di controllo del circuito;

calcolo del guadagno atteso nel rapporto segnale/interferenza durante la ricezione di segnali video;

dati sperimentali sull'efficacia del jammer per segnali video e radio.

LETTERATURA

Protezione RFI. , e così via.; ed. M.: Sov. radio, 1976

Soppressore del rumore impulsivo per 399А.

Negli ultimi mesi, quando l'illuminazione stradale è stata accesa, è diventato quasi impossibile per me lavorare in onda a causa della presenza di forti interferenze da lampade DRL. Il mio dispositivo non è importato, ma un ricetrasmettitore P399A che viene utilizzato come unità base per VHF ("Hyacinth" viene utilizzato come oscillatore di riferimento nei sintetizzatori di HF acronimo di set-top box). Essendo andato in vacanza, ho deciso di affrontare in qualche modo il problema che era sorto e nel giro di una settimana è stato progettato il "Soppressore del rumore a impulsi (PIP)" proposto.

Il diagramma schematico del dispositivo è mostrato in Fig. 1. Il PIP è costituito da due unità: un rilevatore di picco e un'unità di soppressione degli impulsi. Il dispositivo è acceso tra il secondo mixer e l'amplificatore IF (percorso 215 kHz).

Il circuito del rilevatore di picco con alcune modifiche è stato preso in prestito dalla rivista "Ham Radio, 2, 1973, W2EGH", in particolare sono state aggiunte le catene D1, R6, S1 e D2, R7, S2 e il gruppo soppressore è stato realizzato secondo il circuito di un attenuatore controllato R16, C18, Q4, la cui introduzione, tra l'altro, ha leggermente migliorato la gamma dinamica del ricevitore AGC. L'uso delle solite linee di ritardo LC per questi dispositivi non ha dato il vantaggio rivelato. Probabilmente a causa della loro banda stretta dovuta alla bassa IF e come conseguenza dello "stiramento" dell'impulso di interferenza. L'uso di un amplificatore a banda larga sul transistor KT610A all'ingresso del rilevatore di picco è dovuto alla necessità di ottenere un segnale non distorto in uscita con un'ampiezza fino a 20 V e, di conseguenza, un effetto minimo sulla durata e sulla forma dell'impulso di rumore iniziale. L'uso di un AGC aggiuntivo nell'amplificatore ha solo peggiorato il suo funzionamento, ma l'introduzione della catena D2, R7 blocca automaticamente il funzionamento del PIP in presenza di un segnale utile potente (testato fino a +60 dB su un segnale reale da l'aria a piena amplificazione di R1). S1 - La "soppressione profonda" consente di eliminare anche piccole interferenze solo a livelli molto bassi del segnale utile (testato durante la ricezione di stazioni EME in modalità JT65B), con una potenza del segnale da S2 o più, l'inviluppo rilevato viene sovrapposto al segnale. La qualità della decodifica in modalità FSK441 non è stata ancora testata.

Lo schema PIP è ancora in fase di finalizzazione, ma, tuttavia, può già fornire un buon servizio per un vero lavoro in onda per coloro che ne hanno bisogno. Sono benvenute anche eventuali revisioni e pubblicazioni che migliorino i parametri del dispositivo.

Negli alimentatori a commutazione, si verificano interferenze durante la commutazione degli elementi chiave. Questo rumore è diretto al cavo di alimentazione CA. Pertanto, è necessario adottare misure per sopprimerli.

Soluzione tipica di un filtro di rete dei disturbi elettromagnetici per un alimentatore switching

Per la soppressione del rumore che penetra attraverso il cavo di alimentazione nel circuito primario dall'alimentatore switching, viene applicato il circuito mostrato in Figura 9.

Figura 9 - Soppressione delle interferenze che penetrano nel cavo

Rumore differenziale e di modo comune

L'interferenza è di due tipi: differenziale e di modo comune. Una corrente differenziale indotta su entrambe le linee di alimentazione scorre attraverso di esse in direzioni opposte, come mostrato nella Figura 10. La corrente di interferenza di modo comune scorre lungo tutte le linee nella stessa direzione, vedere la Figura 11.

Figura 10 - Interferenza differenziale

Figura 11 - Interferenza di modo comune

Scopo funzionale degli elementi del filtro di rete

Le figure seguenti mostrano esempi dell'uso di vari elementi di filtro e grafici che illustrano l'effetto della loro applicazione. I grafici forniti mostrano la variazione dell'intensità del rumore differenziale e di modo comune di un alimentatore switching rispetto al livello di rumore industriale. La figura 12 mostra i grafici dei segnali in assenza di filtro all'ingresso dell'alimentatore switching. Come puoi vedere dal grafico, il livello di rumore differenziale e di modo comune è piuttosto elevato. La Figura 13 illustra un esempio dell'uso di un condensatore di filtro X. Il grafico mostra una notevole diminuzione del livello di rumore differenziale.

La Figura 14 mostra i risultati dell'utilizzo di condensatori X e condensatori Y insieme. Il grafico mostra chiaramente l'effettiva reiezione del rumore di modo comune e differenziale. L'uso di condensatori X e Y in combinazione con un'induttanza di modo comune (induttanza di modo comune) è mostrato nella Figura 15. Il grafico mostra ulteriori riduzioni del rumore sia differenziale che di modo comune. Questo perché una vera induttanza di modo comune ha una certa induttanza differenziale.

Figura 12 - Senza filtro

Figura 13 - Utilizzo di un condensatore X

Figura 14 - Utilizzo di un condensatore X e un condensatore Y

Figura 15 - Utilizzo di un condensatore X, un condensatore Y e un'induttanza di modo comune

Un esempio di cancellazione delle interferenze in un telefono cellulare

Fonti di interferenza irradiata

L'interferenza dall'unità di elaborazione del segnale viene trasmessa all'unità RF, determinando un significativo degrado della sensibilità. L'unità di elaborazione del segnale del telefono cellulare, che di solito è basata su un circuito integrato di elaborazione del segnale in banda base, gestisce vari segnali come segnali vocali e LCD. Il circuito integrato di elaborazione del segnale è una fonte di interferenze significative perché opera ad alta frequenza e molte linee dati sono collegate ad esso. Quando il rumore passa attraverso le linee dati o i bus di alimentazione / GND dall'unità di elaborazione del segnale all'unità RF, la sua sensibilità si deteriora, a causa della quale aumenta il tasso di errore di bit (BER).

Componenti per la soppressione delle interferenze nei telefoni cellulari

Per migliorare il parametro BER (Bit Error Rate), ovvero ridurre la percentuale di bit errati ricevuti, è necessario sopprimere l'interferenza dall'unità di elaborazione del segnale all'unità RF. Per fare ciò, installa filtri EMI su tutti i bus che collegano questi blocchi. Inoltre, è anche importante schermare l'unità di elaborazione del segnale poiché il livello di interferenza emessa è aumentato in modo significativo negli ultimi telefoni cellulari.

Installazione di filtri sul bus di controllo del display

Il bus di controllo LCD contiene molte linee di segnale che commutano contemporaneamente, il che provoca un aumento significativo della corrente impulsiva che scorre nel terreno (GND) e nei circuiti di potenza. Pertanto, è necessario limitare la corrente che scorre attraverso le linee di segnale. In genere vengono utilizzati array di sfere di ferrite serie BLA31 e filtri chip EMIFIL® serie NFA31G con resistore. Se, per motivi di progettazione, non è possibile utilizzare questi componenti, è necessario utilizzare assorbitori EMC della serie EA per sopprimere l'interferenza attraverso il cavo flessibile LCD.

Miglioramento della schermatura

Tipicamente, un rivestimento conduttivo viene applicato alla superficie interna della custodia in plastica del telefono cellulare. Con l'espansione della funzionalità del telefono cellulare, aumenta anche il livello di interferenza dell'unità di elaborazione del segnale. Pertanto, l'unità di elaborazione del segnale deve essere schermata con la stessa cura dell'unità RF. Quando si progetta una custodia per telefono cellulare, al fine di ridurre l'impedenza ad alta frequenza, si dovrebbe cercare di fornire la maggiore area di contatto possibile tra le parti della custodia. Per migliorare la schermatura, se possibile, nell'unità di elaborazione del segnale dovrebbero essere utilizzati elementi di schermatura in metallo o assorbitori EMC.

Shevkoplias B.V. “Strutture a microprocessore. Soluzioni ingegneristiche." Mosca, casa editrice "Radio", 1990. capitolo 4

4.1. Soppressione del rumore di linea primaria

La forma d'onda della tensione alternata di una rete di alimentazione industriale (~ "220 V, 50 Hz) per brevi periodi di tempo può differire notevolmente da quella sinusoidale - sono possibili picchi o "inserzioni", una diminuzione dell'ampiezza di uno o diverse semionde, ecc. se possibile, isolare da tali fonti di disturbo tramite la rete (Fig. 4.1).

Riso. 4.1 Varianti di collegamento di un dispositivo digitale a una rete di alimentazione primaria

Oltre a questa misura, potrebbe essere necessario introdurre un limitatore di sovratensione all'ingresso di alimentazione del dispositivo per sopprimere le interferenze a breve termine. La frequenza di risonanza del filtro può essere nell'intervallo 0,1,5-300 MHz; i filtri a banda larga forniscono la soppressione delle interferenze sull'intero intervallo specificato.

La Figura 4.2 mostra un esempio di circuito del filtro di rete.Questo filtro ha dimensioni di 30 XZOX20 mm ed è montato direttamente sul blocco di ingresso di rete nel dispositivo. I filtri dovrebbero utilizzare condensatori e induttori ad alta frequenza, coreless o nuclei ad alta frequenza.

In alcuni casi è obbligatorio introdurre uno schermo elettrostatico (un comune tubo dell'acqua collegato ad un alloggiamento del quadro elettrico messo a terra) per posare al suo interno i fili della rete di alimentazione primaria. Come notato in, il trasmettitore ad onde corte della flotta di taxi, situato sul lato opposto della strada, è in grado, con un certo orientamento relativo, di indurre segnali con un'ampiezza di diverse centinaia di volt su un pezzo di filo. Lo stesso filo, posto in uno schermo elettrostatico, sarà protetto in modo affidabile da questo tipo di interferenza.

Riso. 4.2. Esempio di un circuito di filtro di rete

Prendere in considerazione metodi per sopprimere il rumore di rete direttamente nell'alimentatore del dispositivo. Se gli avvolgimenti primario e secondario del trasformatore di potenza si trovano sulla stessa bobina (Figura 4.3, a), a causa dell'accoppiamento capacitivo tra gli avvolgimenti, il rumore impulsivo può passare dal circuito primario al secondario. Secondo i quattro metodi raccomandati di soppressione di tale interferenza (in ordine di efficienza crescente).

1. Gli avvolgimenti primari e secondari del trasformatore di potenza sono eseguiti su bobine diverse (Figura 4.3, b). La capacità di trasmissione C diminuisce, ma l'efficienza diminuisce, poiché non tutto il flusso magnetico dalla regione dell'avvolgimento primario entra nella regione dell'avvolgimento secondario a causa della dispersione nello spazio circostante.
2. Gli avvolgimenti primario e secondario sono realizzati sulla stessa bobina, ma separati da uno schermo in lamina di rame con uno spessore di almeno 0,2 mm. Lo schermo non dovrebbe essere un circuito in cortocircuito. È collegato alla massa del telaio del dispositivo (Fig. 4.3, c)
3. L'avvolgimento primario è completamente racchiuso in uno schermo che non è una spira in cortocircuito. Lo schermo è messo a terra (fig. 4.3, G).
4. Gli avvolgimenti primario e secondario sono racchiusi in schermi individuali, tra i quali è posto uno schermo divisorio. L'intero trasformatore è racchiuso in una custodia metallica (Fig.4.3,<Э). Экраны и корпус заземляются. Этот тип трансформатора в силу предельной защищенности от прохождения помех получил название «ультраизолятор».

Con tutti i suddetti metodi di soppressione delle interferenze, il cablaggio dei fili di rete all'interno del dispositivo deve essere eseguito con un filo schermato, collegando lo schermo alla terra del telaio. Regno Unito non valido
legare in un fascio di rete e altri fili (alimentazione, segnale, ecc.) "anche nel caso di schermatura di entrambi.

Si consiglia di installare un condensatore con capacità di circa 0,1 μF in parallelo all'avvolgimento primario del trasformatore di potenza nelle immediate vicinanze dei terminali dell'avvolgimento e, in serie ad esso, un resistore limitatore di corrente con una resistenza di circa 100 Ohm. Ciò consente di “chiudere” l'energia immagazzinata nel nucleo del trasformatore di potenza al momento dell'apertura dell'interruttore di rete.

Riso. 4.3. Opzioni per proteggere un trasformatore di potenza dalla trasmissione del rumore impulsivo dalla rete al circuito secondario (e viceversa):
a - nessuna protezione; b - la separazione degli avvolgimenti primari e secondari; v- posare lo schermo tra gli avvolgimenti; G - schermatura completa dell'avvolgimento primario; D - schermatura completa di tutti gli elementi del trasformatore

Riso. 4.4. Schema di alimentazione semplificato (un) e diagrammi (avanti Cristo), spiegando il funzionamento di un raddrizzatore a onda intera.

L'alimentazione è maggiore è la sorgente di rumore impulsivo sulla rete, maggiore è la capacità del condensatore C

Si noti che con un aumento della capacità C del filtro (Fig. 4.4, a) dell'alimentazione del nostro dispositivo, aumenta la probabilità di guasti dei dispositivi vicini, poiché il consumo di energia dalla rete da parte del nostro dispositivo acquisisce sempre più il carattere di colpi. Infatti, la tensione all'uscita del raddrizzatore aumenta anche in quegli intervalli di tempo in cui l'energia viene prelevata dalla rete (Fig. 4.4, b). Questi intervalli in Fig. 4.4 sono ombreggiati.

Con un aumento della capacità del condensatore C, i periodi della sua carica diventano sempre meno (Fig. 4.4, c) e la corrente prelevata in un impulso dalla rete diventa sempre più grande. Pertanto, un dispositivo esternamente "innocuo" può creare interferenze nella rete che non sono "inferiori" all'interferenza di una saldatrice.

4.2. Regole di messa a terra che forniscono protezione contro le interferenze di terra

Nei dispositivi realizzati sotto forma di blocchi strutturalmente completi, esistono almeno due tipi di bus "di terra": alloggiamento e circuito. In conformità ai requisiti di sicurezza, il bus del telaio è necessariamente collegato al bus di terra posato nella stanza. Il bus del circuito (relativo al quale vengono misurati i livelli di tensione del segnale) non deve essere collegato al bus del telaio all'interno del blocco: è necessario estrarre un morsetto separato per esso, isolato dal telaio.

Riso. 4.5. Messa a terra impropria e corretta dei dispositivi digitali. Viene mostrato un autobus di terra che di solito si trova all'interno

Nella fig. 4.5 mostra le opzioni per la messa a terra errata e corretta di un gruppo di dispositivi, che sono interconnessi da linee di informazione. (queste linee non sono mostrate). I bus del circuito "massa" sono collegati da singoli fili nel punto A e il telaio - nel punto B, il più vicino possibile al punto A. Il punto A potrebbe non essere collegato al bus di terra nelle stanze, ma ciò crea inconvenienti, ad esempio, quando si lavora con un oscilloscopio, che La messa a terra della sonda è collegata alla custodia.

Con una messa a terra errata (vedi Fig. 4.5), le tensioni impulsive generate dalle correnti di equalizzazione lungo il bus di terra verranno effettivamente applicate agli ingressi degli elementi di tronco riceventi, il che può causare il loro falso funzionamento. Va notato che la scelta della migliore opzione di messa a terra dipende dalle specifiche condizioni "locali" e spesso viene effettuata dopo una serie di accurati esperimenti. Tuttavia, la regola generale (vedi Figura 4.5) vale sempre.

4.3. Soppressione dei disturbi sui circuiti di alimentazione secondari

A causa dell'induttanza finita dei binari di alimentazione e di terra, le correnti impulsive causano l'applicazione di tensioni impulsive di polarità positiva e negativa tra i pin di alimentazione e di terra dei microcircuiti. Se i bus di alimentazione e di terra sono realizzati con sottili conduttori stampati o di altro tipo e i condensatori di disaccoppiamento ad alta frequenza sono completamente assenti o il loro numero è insufficiente, quando più microcircuiti TTL vengono commutati contemporaneamente all'estremità "lontana" del circuito stampato , l'ampiezza del rumore impulsivo nell'alimentatore (sbalzi di tensione che agiscono tra l'alimentatore e la massa del microcircuito) può essere di 2 V o più. Pertanto, quando si progetta un circuito stampato, è necessario seguire le seguenti linee guida.

1. I binari di alimentazione e di terra dovrebbero avere un'induttanza minima. Per fare ciò, sono realizzati sotto forma di strutture reticolari che coprono l'intera area del circuito stampato. È inaccettabile collegare i microcircuiti TTL al bus, che è un "ramo", perché mentre si avvicina alla sua fine, l'induttanza dei circuiti di alimentazione si accumula. I binari di alimentazione e di terra dovrebbero, se possibile, coprire l'intera area libera del circuito stampato. Particolare attenzione dovrebbe essere prestata alla progettazione di matrici di memoria dinamica cumulativa sui microcircuiti K565RU5, RU7, ecc. La matrice dovrebbe essere un quadrato in modo che l'indirizzo e le linee di controllo abbiano una lunghezza minima. Ogni microcircuito deve trovarsi in una singola cella della struttura reticolare formata dai binari di alimentazione e di terra (due griglie indipendenti). I bus di alimentazione e di massa della matrice di memorizzazione non devono essere caricati con correnti "estranee" che fluiscono da driver di indirizzo, amplificatori del segnale di controllo, ecc.
2. Il collegamento dei bus di alimentazione e di terra esterni alla scheda tramite il connettore deve essere effettuato tramite diversi contatti, equidistanti lungo la lunghezza del connettore, in modo che l'ingresso nelle strutture reticolari dei bus di alimentazione e di terra sia effettuato da più punti contemporaneamente .
3. L'interferenza dell'alimentazione deve essere soppressa vicino al punto in cui si verifica. Pertanto, un condensatore ad alta frequenza con una capacità di almeno 0,02 μF deve essere posizionato vicino ai pin di alimentazione di ciascun microcircuito TTL. Ciò vale soprattutto anche per i suddetti chip di memoria heap. Per filtrare le interferenze a bassa frequenza, è necessario utilizzare condensatori elettrolitici, ad esempio, con una capacità di 100 μF.Quando si utilizzano microcircuiti di memoria dinamica, i condensatori elettrolitici sono installati, ad esempio, negli angoli della matrice di archiviazione o in un altro luogo , ma vicino a questi microcircuiti.

Secondo, invece dei condensatori ad alta frequenza, vengono utilizzati bus di alimentazione speciali BUS-BAR, CAP-BUS, che vengono posati sotto o tra le linee di microcircuiti, senza interrompere la consueta tecnologia automatizzata di installazione di elementi su una scheda con successiva saldatura "a onde" . Questi bus sono condensatori distribuiti con una capacità lineare di circa 0,02 μF/cm. Con la stessa capacità totale dei condensatori discreti, i bus forniscono una reiezione del rumore significativamente migliore a densità di cablaggio più elevate.

Riso. 4.6. Varianti di collegamento delle schede P1-PZ all'alimentatore

Nella fig. 4.6 vengono fornite raccomandazioni per il collegamento di dispositivi realizzati su circuiti stampati P1 - PZ all'uscita dell'alimentatore. Un dispositivo ad alta corrente realizzato sulla scheda PZ crea più rumore sui bus di alimentazione e di terra, quindi dovrebbe essere fisicamente avvicinato all'alimentatore e, ancora meglio, dovrebbe essere alimentato utilizzando bus individuali.

4.4. Regole per lavorare con linee di comunicazione concordate

Nella fig. 4.7 mostra la forma d'onda dei segnali trasmessi attraverso il cavo, a seconda del rapporto tra la resistenza del resistore di carico R e l'impedenza caratteristica del cavo p. I segnali vengono trasmessi senza distorsione quando R = p. L'impedenza caratteristica di un particolare tipo di cavo coassiale è nota (ad esempio 50, 75, 100 ohm). L'impedenza caratteristica dei cavi piatti e dei doppini intrecciati è solitamente prossima a 110-130 ohm; il suo valore esatto può essere ottenuto sperimentalmente selezionando un resistore K, quando collegato, le distorsioni sono minime (vedi Fig. 4.7). Quando si esegue un esperimento, non utilizzare resistenze del filo variabili, poiché hanno una grande induttanza e possono distorcere la forma d'onda.

Linea di comunicazione di tipo “open collector” (Fig. 4.8). Per la trasmissione di ciascun segnale di linea con un tempo di salita di circa 10 ns a distanze superiori a 30 cm, viene utilizzato un doppino intrecciato separato oppure una coppia di conduttori viene separata in un cavo piatto. Nello stato passivo, tutti i trasmettitori sono spenti. Quando viene attivato un trasmettitore o un gruppo di trasmettitori, la tensione di linea scende da più di 3 V a circa 0,4 V.

Con una lunghezza della linea di 15 m e con il suo corretto abbinamento, la durata dei processi transitori in essa non supera i 75 ns. La linea implementa la funzione di Editing OR rispetto ai segnali rappresentati da livelli di bassa tensione.

Riso. 4.7. Trasmissione del segnale via cavo. О - generatore di impulsi di tensione

Linea di comunicazione di tipo "apri emettitore" (Fig. 4.9 "). Questo esempio mostra un esempio di linea che utilizza un cavo piatto. I fili di segnale si alternano ai fili di terra. Idealmente, ogni cavo di segnale è delimitato su entrambi i lati dai propri cavi di terra, ma di solito non è particolarmente necessario. Nella Fig. 4.9, ogni cavo di segnale è adiacente alla terra "propria" e "estranea", che di solito è abbastanza accettabile. Un cavo piatto e un insieme di doppini intrecciati sono essenzialmente la stessa cosa, eppure quest'ultimo è preferibile in condizioni di maggiore livello di interferenza esterna. Una linea di emettitore aperta fornisce una funzione Wired OR ai segnali rappresentati da livelli di alta tensione. Le caratteristiche di temporizzazione sono all'incirca le stesse di una linea "open collector".

Linea di comunicazione del tipo "coppia differenziale" (Fig. 4.10). La linea viene utilizzata per la trasmissione del segnale unidirezionale ed è caratterizzata da una maggiore immunità ai disturbi, poiché il ricevitore reagisce alla differenza di segnali e l'interferenza indotta dall'esterno agisce su entrambi i fili all'incirca allo stesso modo. La lunghezza della linea è praticamente limitata dalla resistenza ohmica dei fili e può raggiungere diverse centinaia di metri.

Riso, 4.8. Linea di comunicazione a collettore aperto

Riso. 4.9. Linea di comunicazione di tipo "open emettitore"

Riso. 4.10. Linea di comunicazione coppia differenziale

Tutte le linee discusse dovrebbero utilizzare ricevitori con alta impedenza di ingresso, bassa capacità di ingresso e preferibilmente con una caratteristica di trasferimento dell'isteresi per aumentare l'immunità al rumore.

Realizzazione fisica dell'autostrada (Fig. 4. II), Ciascun dispositivo collegato al trunk contiene due connettori. Un circuito simile a quello mostrato in Fig. 4.11, è stato considerato in precedenza (vedi Fig. 3.3), quindi ci soffermeremo solo sulle regole che devono essere osservate durante la progettazione di unità di corrispondenza (SB).

Trasmissione di segnali trunk tramite connettori. Le migliori opzioni per il cablaggio dei connettori sono mostrate in Fig. .4.12. In questi casi, il fronte dell'impulso che corre lungo la linea quasi non "sente" il connettore, poiché la disomogeneità introdotta nella linea del cavo è insignificante. Ciò, tuttavia, richiede di prendere il 50% dei contatti utilizzati sottoterra.

Se questa condizione non è praticabile per qualche motivo, è possibile, a scapito dell'immunità ai disturbi, accettare la seconda opzione, più economica, ma del numero di contatti per il cablaggio dei connettori, mostrata in Fig. 4.13. Questa opzione viene spesso utilizzata nella pratica. Le masse dei doppini intrecciati (o dei cavi piatti) vengono raccolte su strisce metalliche della sezione più grande possibile, ad esempio 5 mm2.

Il cablaggio di queste terre viene eseguito in modo uniforme lungo la lunghezza della striscia, poiché sono cablati i fili di segnale corrispondenti. Entrambe le strisce sono collegate tramite un connettore utilizzando una serie di ponticelli di lunghezza minima e massima sezione e i ponticelli sono equidistanti lungo la lunghezza delle strisce. Ogni ponticello di terra deve corrispondere a non più di quattro linee di segnale, ma il numero totale di ponticelli non deve essere inferiore a tre (uno al centro e due ai bordi).

Riso. 4.13. Opzione accettabile per la trasmissione del segnale attraverso il connettore. H- = 5 mm2 — sezione della barra, 5 ^ 0,5 mm2 — sezione del cavo di terra

Riso. 4.14. Opzioni per eseguire rami dal tronco

Esecuzione di rami dall'autostrada. Nella fig. 4.14 mostra le opzioni per l'esecuzione errata e corretta di un ramo dalla linea. Viene tracciato il percorso di una linea, il filo di terra viene mostrato in modo condizionale. La prima opzione (un tipico errore degli ingegneri di circuito alle prime armi!) È caratterizzata dalla suddivisione dell'energia delle onde in due parti,

Riso. 4.15. Opzioni per il collegamento dei ricevitori alla linea esterna
proveniente dalla linea A. Una parte va alla carica della linea B, l'altra va alla carica della linea C. Dopo la carica della linea C, l'onda "piena" inizia a propagarsi lungo la linea B, cercando di raggiungere la onda con metà dell'energia lasciata prima. Il fronte del segnale ha quindi una forma a gradini.

Con la corretta esecuzione del ramo, i segmenti delle linee A, C e B risultano collegati in serie, quindi l'onda praticamente non viene divisa ed i fronti di segnale non vengono distorti. I trasmettitori e i ricevitori posti sulla scheda dovrebbero essere il più vicino possibile al suo bordo per ridurre la disomogeneità introdotta nel punto in cui i segmenti di linea B e C si combinano.

È possibile utilizzare ricetrasmettitori a una o due vie per disaccoppiare i raggi del ricevitore dalla dorsale (vedi Fig. 3.18. 3.19). Quando si dirama una linea in più direzioni, è necessario assegnare un trasmettitore separato per ciascuna (Fig. 4.15, v).

Per la trasmissione in linea è preferibile utilizzare impulsi trapezoidali anziché rettangolari. I segnali con bordi poco profondi, come notato, si propagano lungo la linea con meno distorsione. In linea di principio, in assenza di interferenze esterne per qualsiasi linea arbitrariamente lunga e persino incoerente, è possibile scegliere una velocità di salita del segnale così lenta che i segnali trasmessi e ricevuti differiranno di una quantità arbitrariamente piccola.

Per ottenere impulsi trapezoidali, il trasmettitore è realizzato sotto forma di un amplificatore differenziale con un anello di retroazione integrato. All'ingresso del ricevitore principale, anch'esso realizzato sotto forma di amplificatore differenziale, è installato un circuito integratore per filtrare le interferenze ad alta frequenza.

Quando si trasmettono segnali all'interno della scheda, quando il numero di ricevitori è elevato, viene spesso utilizzata la "terminazione seriale". Consiste nel fatto che in serie all'uscita del trasmettitore, nelle immediate vicinanze di questa uscita, viene inserita una resistenza con una resistenza di 20-50 Ohm. Ciò consente di smorzare i processi oscillatori ai fronti del segnale. Questa tecnica viene spesso utilizzata durante la trasmissione di segnali di controllo (KA5, SAZ, \ UE) da amplificatori a LSI di memoria dinamica.

4.5. Informazioni sulle proprietà protettive dei cavi

Nella fig. 4.16, a mostra lo schema più semplice per trasmettere segnali su un cavo coassiale, che in alcuni casi può essere considerato abbastanza soddisfacente. Il suo principale svantaggio è che in presenza di correnti impulsive di equalizzazione tra le masse di telaio (l'equalizzazione del potenziale è la funzione principale del sistema di terra di telaio), alcune di queste correnti 1 possono attraversare la treccia del cavo e causare una caduta di tensione (dovuta principalmente a l'induttanza della treccia), che alla fine agisce sul carico K.

Inoltre, in questo senso, lo schema riportato in Fig. 4.16, a, risulta preferibile, e con l'aumento del numero di punti di contatto della guaina del cavo con la massa del telaio, vengono migliorate le possibilità di scarico delle cariche indotte dalla treccia. L'uso di un cavo con una treccia aggiuntiva (Fig. 4.16, c) consente di proteggersi sia dai pickup capacitivi che dalle correnti di equalizzazione, che in questo caso scorrono attraverso la treccia esterna e praticamente non influiscono sul circuito del segnale.

Collegando un cavo con calza aggiuntiva secondo lo schema mostrato in Fig. 4.16, d, consente di migliorare le proprietà di frequenza della linea riducendo la sua capacità lineare. Idealmente, il potenziale di qualsiasi sezione elementare del nucleo centrale coincide con il potenziale del cilindro elementare della treccia interna che circonda questa sezione.

Linee di questo tipo vengono utilizzate nelle reti di computer locali per aumentare la velocità di trasferimento delle informazioni. La guaina esterna del cavo fa parte del circuito di segnale, e quindi, in termini di immunità da interferenze esterne, questo circuito è equivalente al circuito mostrato in Fig. 4.16.6.

Riso. 4.16. Usi del cavo

Né la treccia di rame né quella di alluminio di un semplice cavo coassiale lo proteggono dagli effetti dei campi magnetici a bassa frequenza. Questi campi inducono EMF sia sulla sezione della treccia che sulla corrispondente sezione del nucleo centrale.

Sebbene questi campi elettromagnetici abbiano lo stesso nome nel segno, non si compensano a vicenda in grandezza a causa della diversa geometria dei conduttori corrispondenti: il nucleo centrale e la treccia. L'EMF differenziale viene infine applicato per caricare K. Treccia aggiuntiva (Fig. 4. 16, cd) anche incapace di impedire la penetrazione di un campo magnetico a bassa frequenza nella sua regione interna

La protezione dai campi magnetici a bassa frequenza è fornita da un cavo contenente un doppino intrecciato, racchiuso in una treccia (Fig. 4.16, e). In questo caso i campi elettromagnetici indotti da un campo magnetico esterno sui fili che compongono il doppino si compensano completamente sia in segno che in valore assoluto.

Ciò è tanto più vero quanto minore è il passo della torsione dei fili rispetto alla zona di azione del campo e tanto più accuratamente (simmetricamente) viene eseguita la torsione. Lo svantaggio di tale linea è il suo "soffitto" a frequenza relativamente bassa - circa 15 MHz - a causa delle grandi perdite di energia del segnale utile a frequenze più elevate.

Il diagramma mostrato in Fig. 4.16, e, fornisce la migliore protezione contro tutti i tipi di interferenza (carico capacitivo, correnti di equalizzazione, campi magnetici a bassa frequenza, campi elettromagnetici ad alta frequenza).

Si consiglia di collegare la treccia interna alla terra "ingegneria radio" o "vera" (letteralmente messa a terra) e la treccia esterna alla terra "sistema" (circuito o telaio). In assenza di una terra “vera” è possibile utilizzare lo schema di collegamento riportato in fig. 4. 16, F.

La treccia esterna si collega alla massa del sistema su entrambe le estremità, mentre la treccia interna si collega solo al lato sorgente. Nei casi in cui non è necessaria la protezione contro i campi magnetici a bassa frequenza ed è possibile trasmettere informazioni senza utilizzare segnali di parafase, uno dei doppini intrecciati può fungere da cavo di segnale e l'altro da schermatura. In questi casi, i circuiti mostrati in Fig. 4.16, c, f, possono essere pensati come cavi coassiali con tre schermature: un filo di terra a doppino intrecciato, un cavo intrecciato interno ed esterno.

4.6. Utilizzo di fotoaccoppiatori per sopprimere le interferenze

Se i dispositivi del sistema sono separati da una distanza considerevole, ad esempio da 500 m, è difficile contare sul fatto che le loro terre hanno sempre lo stesso potenziale. Come notato, le correnti di equalizzazione lungo i conduttori di terra creano rumore impulsivo su questi conduttori a causa della loro induttanza. Questa interferenza viene infine applicata agli ingressi dei ricevitori e può causare falsi allarmi.

L'uso di linee a coppia differenziale (vedere § 4.4) può solo sopprimere il rumore di modo comune e quindi non sempre produce risultati positivi. Nella fig. 4.17 mostra gli schemi di fotoaccoppiatori tra due dispositivi distanti tra loro.

Riso. 4.17. Schemi di isolamento del fotoaccoppiatore tra dispositivi remoti l'uno dall'altro:
a - con un ricevitore attivo, B- con trasmettitore attivo

Un circuito con un "ricevitore attivo" (Fig. 4.17, a) contiene un fotoaccoppiatore trasmittente VI e un fotoaccoppiatore ricevente V2. Quando i segnali a impulsi vengono applicati all'ingresso X, il LED del fotoaccoppiatore VI emette periodicamente luce, di conseguenza, il transistor di uscita di questo fotoaccoppiatore si satura periodicamente e la resistenza tra i punti a e b scende da diverse centinaia di kilo-ohm a diverse decine di ohm.

Quando il transistor di uscita del fotoaccoppiatore trasmittente è acceso, la corrente dal polo positivo della sorgente U2 passa attraverso il LED del fotoaccoppiatore V2, retta (punti aeb) e ritorna al polo negativo di questa sorgente. La sorgente U2 è isolata dalla sorgente U3.

Se il transistor di uscita del fotoaccoppiatore trasmittente è spento, nessuna corrente scorre attraverso il circuito source U2. Il segnale X "all'uscita dell'accoppiatore ottico V2 è vicino a zero se il suo LED è acceso e vicino a +4 V se questo LED è spento. Pertanto, quando X == 0, i LED degli accoppiatori ottici trasmittenti e riceventi sono su e, quindi, X" == 0. Quando X == 1 entrambi i LED sono spenti e X "== 1.

L'isolamento del fotoaccoppiatore può aumentare significativamente l'immunità al rumore del canale di comunicazione e garantire la trasmissione di informazioni su distanze dell'ordine delle centinaia di metri. I diodi collegati agli optoaccoppiatori trasmittenti e riceventi vengono utilizzati per proteggerli da picchi di tensione inversa. Il circuito resistivo collegato alla sorgente U2 serve per impostare la corrente nella linea e limitare la corrente attraverso il LED del fotoaccoppiatore ricevente.

La corrente in linea secondo l'interfaccia IRPS può essere selezionata pari a 20 o 40 mA. Nella scelta dei valori delle resistenze è necessario tenere conto della resistenza ohmica della linea di comunicazione. Schema con un "trasmettitore attivo" (Fig. 4.17, B) differisce dalla precedente in quanto l'alimentazione della linea U2 è posta a lato del trasmettitore. Ciò non offre alcun vantaggio: entrambi i circuiti sono essenzialmente gli stessi e sono i cosiddetti "loop di corrente".

Le raccomandazioni fornite in questo capitolo possono sembrare troppo dure per un progettista di circuiti principiante. Vede la lotta contro le interferenze come una "battaglia con il mulino a vento" e la mancanza di esperienza nella progettazione di dispositivi di maggiore complessità crea l'illusione che sia possibile creare un dispositivo funzionante senza seguire nessuna delle raccomandazioni fornite.

In effetti, a volte questo è possibile. Sono anche noti casi di produzione in serie di tali dispositivi. Tuttavia, nelle revisioni informali del loro lavoro, puoi ascoltare molte espressioni non tecniche interessanti, come effetto visita e alcuni altri, più semplici e comprensibili.

Filtro di soppressione EMI (10+)

Filtro per interferenze elettromagnetiche ad alta frequenza

La ragione per il verificarsi del rumore impulsivo ad alta frequenza è banale. La velocità della luce non è infinita e il campo elettromagnetico viaggia alla velocità della luce. Quando abbiamo un dispositivo che in qualche modo converte la tensione di rete tramite frequenti commutazioni, ci aspettiamo che le correnti di ripple dirette l'una verso l'altra appaiano nei cavi di alimentazione che vanno alla rete. Attraverso un filo, la corrente scorre nel dispositivo e attraverso l'altro fuoriesce. Ma non è affatto così. A causa della finitezza della velocità di propagazione del campo, l'impulso della corrente in ingresso è sfasato rispetto a quello in uscita. Pertanto, a una certa frequenza, le correnti ad alta frequenza nei fili di rete scorrono nella stessa direzione, in fase.

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