FCM je podjela originalnog radio impulsa na n dijelova jednakog trajanja koji su u međusobnom kontaktu. u ovom slučaju, susjedni dijelovi mogu biti pomaknuti u fazi. Najrašireniji sustav je protufazni sustav u kojem je pomak 0 ili.
Primjer RI s FCM-om:
Riža. Šifra 00010
RI prijemnik s FCM-om.
Riža. Strukturna shema.
LZ – linija kašnjenja, PV – pomicač faze, RI – radio impuls.
Glavna značajka razmatranog prijamnika je da je središnji dio izlaznog radioimpulsa n puta (n=5) kraći od trajanja ulaznog radioimpulsa. Stoga se RF s FCM-om, kao i RF s RFM-om, koriste za razlikovanje blisko lociranih ciljeva.
Razmotrimo sljedeće pitanje: koji kodovi omogućuju stvaranje prijemnika u kojem središnji radioimpuls ima amplitudu n puta veću od amplitude bočnih radioimpulsa (jer samo u ovom slučaju možemo govoriti o sužavanju sondiranja). radio impuls n puta na ulazu radio prijemnika).
RF s FCM-om koji ima ovo svojstvo ima kodove koji se nazivaju Barkerovi kodovi. Koliko je Barkerovih kodova poznato? Danas su poznati kodovi s brojevima do n = 13:
|
Barkerovi kodovi |
|
Nacrtajte sami blok dijagram za n=7.
Generiranje RI-a s FCM-om.
Utjecaj pasivnih smetnji na detekciju radarskog signala.
Pasivna smetnja je smetnja koja nastaje kao rezultat refleksije sondirajućih signala od objekata koji nisu mete. Mogu biti prirodnog (oblaci, snijeg) ili umjetnog podrijetla (maskirni reflektori).
Fizikalni preduvjet za odvajanje signala reflektiranih od brzo pokretne mete (zrakoplov) i spore prepreke (oblaci) je Dopplerov pomak signala. Na primjer: km/h -Hz, km/h -Hz (pomak u odnosu na frekvenciju).
Optimalan filter za "ne-bijeli" šum.
Neka je spektralna gustoća snage nebijelog šuma ili smetnje karakterizirana ovisnošću . Koristimo transformaciju ove ovisnosti u onu koja više nema ovisnost o frekvenciji, odnosno isto što i bijeli šum. Takav se pretvarač naziva filter za izbjeljivanje. Neka frekvencijski odziv takvog filtra bude. Onda mora biti. Ovaj izbor određen je izrazom za ukupnu snagu šuma. Dakle, izraz integranda neće ovisiti o frekvenciji, za razliku od bijelog šuma. Prave granice integracije su konačne. Kao rezultat, izbijeljeni šumni spektar može se naknadno transformirati na isti način kao u slučaju bijelog šuma, odnosno mogu se koristiti prethodno razvijeni OF-ovi.
Blok dijagram optimalnog prijemnika pasivnih smetnji izgledat će ovako:
Prijenosni omjer cijelog uređaja bit će
Izraz za pojačanje frekvencije optimalnog filtra za "nebijele" smetnje.
U posebnom slučaju korištenja bijelog šuma.
Grafička analiza koeficijenta prijenosa.
Riža. 
Optimalni prijemnik radio impulsa.
Spektar periodičkog niza radioimpulsa je linearan, s karakterističnim parametrima prikazanim na slici.
Riža. Spektar za beskonačni niz ().
Ako niz sadrži m impulsa i m > 1, tada se svaka linija spektra širi.
Zbog Dopplerovog efekta dolazi do pomicanja spektra smetnje u odnosu na spektar signala s cilja, tako da će se frekvencijske komponente jednog spektra nalaziti u intervalu između frekvencijskih komponenti drugog spektra (vidi sliku) .
Riža. 
Iz slike proizlazi da se smetnje mogu ukloniti korištenjem višepojasnog filtra, u kojem su propusni pojasevi smješteni na isti način kao i ciljne trake spektra, a apsorpcijske trake kao interferirajuće trake spektra. Takav filtar naziva se češljasti filtar za odbijanje (CRF).
Trenutno ostaju relevantan kod radara zadaća je razlučivost, a kod sustava za prijenos informacija zadaća je razlikovanje signala.
Za rješavanje ovih problema mogu se koristiti FCM signali kodirani skupovima ortogonalnih funkcija, koje, kao što je poznato, nemaju unakrsnu korelaciju.
Za razlučivanje signala u radaru možete upotrijebiti rafalni signal, čiji je svaki impuls kodiran jednim od redaka ortogonalne matrice, na primjer, Vilenkin-Chrestensonove ili Walsh-Hadamardove matrice. Ovi signali imaju dobre korelacijske karakteristike, što im omogućuje da se koriste za gore navedene zadatke. Kako biste razlikovali signale u sustavima za prijenos podataka, možete koristiti isti signal s radnim ciklusom jednakim jedan.
Vilenkin-Chrestensonova matrica može se koristiti za formiranje polifaze ( str-phase) FCM signala i Walsh-Hadamardove matrice, kao posebnog slučaja Vilenkin-Chrestensonove matrice za broj faza jednak dvije, za formiranje dvofaznog signala.
Poznato je da polifazni signali imaju visoku otpornost na šum, strukturnu tajnost i relativno nisku razinu bočnih režnjeva autokorelacijske funkcije. Međutim, za obradu takvih signala potrebno je provesti veći broj algebarskih operacija zbrajanja i množenja zbog prisustva realnih i imaginarnih dijelova uzoraka signala, što dovodi do povećanja vremena obrade.
Izazovi razlikovanja i razlučivanja mogu se pogoršati a priori nepoznatim Dopplerovim pomakom frekvencije nositelja zbog relativnog kretanja izvora i pretplatnika ili radara i mete, što također komplicira obradu signala u stvarnom vremenu zbog prisutnosti dodatnih Dopplerovih kanala za obradu .
Za obradu gore spomenutih signala koji imaju dodatak Dopplerove frekvencije, predlaže se uporaba uređaja koji se sastoji od ulaznog registra, diskretnog procesora za pretvorbu, jedinice za unakrsno povezivanje i skupa identičnih ACF jedinica za generiranje signala, koje se sekvencijalno povezani posmačni registri.
Ako uzmemo ortogonalnu Vilenkin-Chrestensonovu matricu kao osnovnu matricu za obradu polifaznog burst signala, tada će se diskretna transformacija pretvoriti u diskretnu Vilenkin-Chrestenson-Fourierovu transformaciju.
Jer Budući da se Vilenkin-Chrestenson-ova matrica može faktorizirati pomoću Goodeovog algoritma, diskretna Vilenkin-Chrestenson-Fourierova transformacija može se reducirati na brzu Vilenkin-Chrestenson-Fourierovu transformaciju.
Ako kao baznu matricu uzmemo ortogonalnu Walsh-Hadamardovu matricu - poseban slučaj Vilenkin-Chrestensonove matrice za obradu bifaznog praska signala, tada će se diskretna transformacija pretvoriti u diskretnu Walsh-Fourierovu transformaciju, koja se faktorizacijom može reducirati na brzu Walsh-Fourierovu transformaciju.
Složeni ili energetski intenzivni signali rješavaju proturječne zahtjeve za povećanim rasponom detekcije i rezolucijom. Raspon detekcije povećava se korištenjem visokoenergetskih sondirajućih signala Povećanje je moguće povećanjem snage ili trajanja signala. Vršna snaga radara ograničena je odozgo mogućnostima radiofrekvencijskog generatora, a posebno električnom snagom napojnih vodova koji ovaj generator povezuju s antenom. Kod korištenja faznih nizova, vršna snaga ograničena je maksimalnom snagom modula faznih nizova. Stoga ga je lakše povećati povećanjem trajanja signala. Međutim, dugotrajni signali nemaju dobru razlučivost dometa. Složeni signali s velikom bazom mogu riješiti ove proturječnosti. Trenutno se široko koriste dvije vrste složenih signala: linearno frekvencijski modulirani (chirp) i diskretno kodirani (DCS).
Linearni frekvencijski modulirani signal. Ako se unutar trajanja impulsa nosiva frekvencija modulira prema linearnom zakonu s velikim odstupanjem frekvencije, tada će baza signala biti velika, a ovojnica spektralne gustoće ulaznog signala približit će se pravokutnoj, tj. Zatim, na izlazu optimalnog filtera, omotnica signala oblika
gdje je spektralna gustoća signala na izlazu optimalnog filtra s koeficijentom transmisije
Fourierovom transformacijom unutar širine spektra Aeos nalazimo izlazni signal:
Izvršenjem zamjene dobivamo
Vidljivo je da impuls na izlazu optimalnog filtera ima omotnicu oblika
gdje je kašnjenje signala u filteru.
Trajanje izlaznog impulsa na razini od 0,637 je Dakle, puls je skraćen ili komprimiran za faktor. Omjer kompresije jednak je bazi signala.
Primjer. Konstruirajmo vremenski dijagram pravokutnog radioimpulsa s intrapulsnom linearnom frekvencijskom modulacijom. Parametri signala: amplituda prosječna frekvencija trajanje signala širina spektra
Riža. 4.10. Vrsta signala cvrkutanja
Riješenje. Analitički izraz za signal (slika 4.10) ima oblik
gdje je omjer kompresije (baza signala).
Riža. 4.11. Proces "kompresije" chirp - radio impulsa: a - omotnica ulaznog signala; b - zakon cvrkutanja; c - omotnica izlaznog signala
Na sl. Slika 4.11 prikazuje grafove koji ilustriraju proces komprimiranja radio impulsa s chirpom.
Signal ima sljedeće parametre:
Kompresijski filtri. Uređaji s pravokutnom amplitudno-frekvencijskom i kvadratnom fazno-frekvencijskom karakteristikom mogu se koristiti kao kompresijski filtri, na primjer, linije kašnjenja (DL) signala s odvojcima (Sl. 4.12, a, b). Ako LP nema disperzivna svojstva, tada su odvojci postavljeni neravnomjerno u različitim intervalima kašnjenja i time osiguravaju sumiranje signala u fazi kada se chirp impuls širi duž LP. Ako se koristi disperzivni LP, u kojem je brzina promjene vremena grupnog kašnjenja od frekvencije suprotnog predznaka od brzine promjene frekvencije chirp signala tijekom vremena, tada su odvojci smješteni ravnomjerno duž LP.
Riža. 4.12. Nedisperzivna linija kašnjenja (a) i disperzivna linija kašnjenja (b)
Riža. 4.13. Disperzivna ultrazvučna linija kašnjenja na bazi surfaktanata
Za komprimiranje chirp radioimpulsa najčešće se koriste disperzivne ultrazvučne linije kašnjenja (DULZ) na površinskim akustičnim valovima (SAW), koje su tanke ploče od piezoelektričnih materijala (sintetski piezoelektrični kvarc, litijev niobat, bizmutov germanat i dr.), na kojima se nalaze primjenjuju se predajne i prijemne metalne elektrode (slika 4.13).
Glavni parametri leće uključuju radnu frekvenciju, propusnost i vrijeme kašnjenja, čije vrijednosti ovise o materijalu leće.
Kao primjer, razmotrite DULZ (JSC Avangard), dizajniran za komprimiranje chirp radio impulsa trajanja s odstupanjem frekvencije, koji radi na frekvenciji
Filtar na takvom laseru proizvodi gubitke i ima razinu bočnih snopova u rešetki pretvarača.
Komprimirani puls ima oblik koji povećava rizik od maskiranja glavnih režnjeva komprimiranog radioimpulsa, reflektiranog od mete s niskim RCS (Sl. 4.14), bočnim režnjevima jakog signala. Za borbu protiv ovog fenomena koristi se obrada težine signala u vremenskoj ili frekvencijskoj domeni pomoću posebnih korekcijskih filtara (Sl. 4.15), obično izgrađenih prema transverzalnoj shemi.
Riža. 4.14. Maskiranje slabog signala (cilj 2) bočnim snopom jakog signala (cilj
Riža. 4.15. Ponderacijski sklopovi za obradu chirp signala u vremenskoj i frekvencijskoj domeni
U odvojke transverzalnih kompresijskih filtara ugrađuju se pojačala čiji koeficijenti prijenosa odgovaraju težinskim koeficijentima korekcijske funkcije. U DULZ-u na bazi tenzida, traženi težinski koeficijenti se dobivaju promjenom duljine niza elektroda.
Obrada ponderiranja može se implementirati pomoću sljedećih funkcija ponderiranja korekcijskog filtra:
1) Dolph-Chebyshev funkcija težine (slika 4.16);
2) Taylorova funkcija težine;
3) opća funkcija težine:
Poseban slučaj Taylorove težinske funkcije je Hammingova težinska funkcija:
Blok dijagram filtra c prikazan je na sl. 4.17 Filtar za potiskivanje izveden je u obliku dviju linija kašnjenja spojenih u seriju na tri pojačala težine i zbrajalo. Ovom obradom razina bočnih snopova smanjuje se na Međutim, glavni snop se širi za približno 1,47 puta, a omjer snage signala i šuma smanjuje se za 1,34 puta u usporedbi s omjerom signala i šuma na ulazu Hammingov filter.
Razina bočnih režnjeva opada obrnuto proporcionalno vremenu za sve vrste obrade težine, osim za Dolph-Chebyshevljevu funkciju težine, gdje je nepromijenjena. U tom slučaju, glavni režanj se donekle širi i gubici energije se povećavaju u usporedbi s optimalnom obradom (bez korekcijskog filtra). Osim korekcijskih filtara, za borbu protiv bočnih snopova koriste se mijenjanje oblika (pre-naglasak) sondirajućih signala i intra-pulsna nelinearna frekvencijska modulacija.
Riža. 4.16. Frekvencijski odziv Dolph-Chebysheva korekcijskog filtra
Riža. 4.17. Blok dijagram Hammingovog filtra
Diskretni kodirani signali (DCS) Zamislimo model tijela nesigurnosti koji zadovoljava zahtjeve za energetski intenzivnim sondirajućim signalom visoke rezolucije istovremeno u vremenu i frekvenciji (raspon i brzina u obliku postolja debljine i oštrog stošca s osi koja se podudara s
s osi visine 1 i eliptičnom bazom koja stoji na postolju (sl. 4.18).
Podijelimo tijelo FNSS-a na dva dijela: informativni i neinformativni, te
Neka je trajanje širina spektra signala, tada prema sl. 4.19 informativni volumen predstavlja volumen glavnog vrha (vrha), a neinformativni volumen predstavlja postolje-paralelepiped s volumenom Za to je potrebno da t.j. vrijednost bi trebala biti manja što je veća površina na koju se volumen "raspoređuje"
Kao što vidite, da bi se ispunio ovaj uvjet, signal mora biti i dugotrajan i širokopojasan, tj. tretirati složene signale s velikom bazom. Potonji mogu biti signali slični šumu (NL), a najčešće diskretno kodirani signali (DCS).
Riža. 4.18. Model funkcije nesigurnosti složenog signala
Diskretno kodiranje signala može se izvoditi po fazi, frekvenciji i amplitudi, odvojeno ili istovremeno. Tipično, DCS se dijeli na kodiran prema amplitudi (ADKS), frekvenciji (PDKS) i fazi (FDKS). Diskretno kodirani signal je radio impuls s trajanjem koji se sastoji od kraćih impulsnih elemenata (diskretnih) s trajanjem tk, blisko jedan uz drugi (vidi sl. 4.20, a). Analitički, DCS se može napisati na sljedeći način:
gdje su parametri modulacije koda sekvence diskreta koji mogu sadržavati kodove sekvence diskretnog koda; impuls standardne amplitude s trajanjem tk (trajanje kodnog elementa):
U ovom slučaju, trajanje signala je Budući da je - energetski parametar, da bi energija signala ostala nepromijenjena tijekom izračuna, potrebno je normalizirati (4.17) pomoću dodatnog djelitelja Iz općeg izraza (4.17) slijede formule koje opisuju DCS s različitim vrstama kodiranja. Kada imamo amplitudno kodirani signal (ADKS):
O za druge vrijednosti
Kada primimo frekvencijski kodirani signal (FCS). Označimo onda
O za druge vrijednosti
Češće od ostalih koriste se FDCS ili tzv. fazno kodno modulirani (PCM) i fazno manipulirani (PM) signali. U ovom slučaju i
Broj vrijednosti koje poprimaju početne faze kodnih elemenata naziva se bazom kodnog niza. Kada imamo binarni niz.
Binarni FCM niz dobiva se kada početna faza elementa poprimi jednu od dvije vrijednosti ili . Tada se kod može specificirati kao niz faznih vrijednosti
bilo kao niz izjava ili kao niz kodnih znakova
Ponekad se u ilustrativnom materijalu umjesto simbola koriste odgovarajući simboli
Stoga se formiranje niza binarnog koda svodi na određivanje diskretnih vrijednosti
Logika simbola određena je pravilom:
Na sl. Slika 4.19 prikazuje prikaz binarnog signala s faznim pomakom (PM) - radio-impuls (a) i odgovarajući kodni niz Binarni Barkerovi kodovi i sekvence se najčešće koriste kao nizovi binarnog koda signala s faznim pomakom. Barkerovi kodovi daju razine bočnog režnja jednake i.e.
Proces optimalne obrade i vremenske kompresije impulsa s unutarimpulsnim PCM-om pomoću sedmeroznamenkastog Barkerovog koda prikazan je na slici. 4.19.
Kompresija FCM impulsa provodi se pomoću linije kašnjenja (DL) s odvojcima i zbrajačem, signali kojima se iz LZ dovode kroz odvojke izravno ili s faznom rotacijom za , tj. obrnuto, kako bi se osigurao redoslijed zbrajanja diskreta prikazan na sl. 4.19, g. Štoviše, proces zbrajanja je ilustriran pomoću niza kodova; dakle, početna faza odgovara, a faza odgovara Zakon promjene predznaka od prvog do posljednjeg (od početka LZ do kraja) je obrnut. na kod C, početne faze radio impulsa (Kod na slici 4.19, d). Ovaj kod je zrcalna slika koda osnovnog pojasa i predstavlja impulsni odziv optimalnog filtera. Promjena faze parcijalnih signala na svakom od LZ odvojaka kada radio signal prolazi kroz njega prikazana je na sl. 4.19, g.
Riža. 4.19. (vidi sken) Obrada FCM radio impulsa s Barkerovim kodom od sedam elemenata u optimalnom filteru: a - tip FCM radio impulsa; b - binarni kod početnih faza diskreta; c - blok dijagram uređaja za obradu (optimalni filtar); r - niz zbrajanja diskreta; d - rezultat zbrajanja diskreta; e - izlazni signal
Može se vidjeti da kada početak radio impulsa dosegne posljednju slavinu, a kraj - prvi, djelomični signali na svih sedam slavina
će imati isti predznak (fazu) i zbroj u fazi. Izlaz će proizvesti maksimalni mogući signal - glavni vrh s trajanjem nalaze se tri bočna režnja s amplitudom. Filtar je usklađen s impulsom PCM s trajanjem i služi za povećanje izlaza optimalnog filtera. Međutim, Barkerovi kodovi poznati su samo po
S trinaesteroznamenkastim Barkerovim kodom, impuls se može komprimirati maksimalno 13 puta, a minimalna razina DCF bočnih snopova bit će 1/13 amplitude glavnog vrha optimalnog izlaznog signala filtra. Na sl. Slika 4.20 prikazuje FNSS signala s faznim kodiranjem pomoću Barkerovog koda na
Riža. 4.20. Pogled na FNSS s faznom modulacijom prema Barkerovom kodu
Da bi se povećao omjer kompresije, dakle, da bi se poboljšala ciljna rezolucija u rasponu i brzini, kao i da bi se smanjila razina bočnih režnjeva, koriste se linearne rekurentne sekvence koda, koje praktički nemaju ograničenja u trajanju koda.
Kao rekurentne kodne sekvence često se koriste -sekvence ili kodovi maksimalne duljine, koji se formiraju pomoću rekurentnih relacija, što im omogućuje da se formiraju na posmačnim registrima pokrivenim povratnim vezama. Nizovi se dijele na periodične, kada je period ponavljanja koda jednak njegovom trajanju, i neperiodične (skraćene), kada je niz najčešće naveden kao niz znakova
Za radix 2, vrijednost trenutnog znaka niza kodova ovisi o prethodnim znakovima i izračunava se formulom
gdje može biti jednako ili 1.
Vrijednost se naziva memorija slijeda koda i određuje broj ćelija u registru pomaka koji tvori kod. Na
Prilikom formiranja kodnog niza zadaje se proizvoljni početni blok ili početna kombinacija kodnih simbola koja se sastoji od simbola. Cjelokupni niz je dobiven korištenjem relacije ponavljanja (4.21).
Nabrojimo neka osnovna svojstva -nizova:
1) -nizovi sadrže elemente i imaju trajanje;
2) zbroj dva -niza po modulu 2 u simbolima opet daje -niz;
3) razina bočnih režnjeva DCF za periodični niz s periodom jednaka je, a za jedan (krnji) neperiodički niz trajanja jednaka je
4) broj različitih maksimalnih linearnih rekurentnih nizova s istim određuje se algoritmom gdje je Eulerova funkcija.
Za formiranje kodirajućeg (modulirajućeg) niza obično se koriste registri posmaka, pokriveni prema određenim pravilima povratnom spregom iz odvojaka registra. Pravila za implementaciju povratnih veza u registrima koji tvore kod temeljen na rekurentnim linearnim nizovima maksimalne duljine mogu se odrediti korištenjem tzv. karakterističnih polinoma kodnih nizova.
UDK 621.396.96:621.391.26
Metoda povećanja učinkovitosti radara za otkrivanje ljudi iza optički neprozirnih prepreka
O. V. Sytnik I. A. Vyazmitinov, E. I. Miroshnichenko, Yu A. Kopylov
Institut za radiofiziku i elektroniku nazvan po. A. Ya. Usikova NAS Ukrajine
Razmatraju se mogućnosti smanjenja razine bočnih snopova autokorelacijske funkcije FCM sondirajućih signala i problemi njihove praktične primjene u opremi. Predložena je optimalna fazno-amplitudna intrapulsna modulacija, koja omogućuje smanjenje bočnih snopova i istovremeno povećanje stope ponavljanja sondirajućih poruka. Proučavaju se čimbenici koji utječu na karakteristike takvih signala i predlaže se kriterij za njihovu izvedivost u opremi.
Uvod.
Algoritmi za obradu signala u radaru s kvazi-kontinuiranim signalom sondiranja dizajniranim za otkrivanje objekata skrivenih iza optički neprozirnih prepreka obično su izgrađeni na principu optimalne korelacijske obrade ili usklađenog filtriranja [ – ].
Probni signali za takve radare odabiru se na temelju zahtjeva da se osigura potrebna rezolucija i otpornost na smetnje. U ovom slučaju, oni pokušavaju napraviti funkciju nesigurnosti signala u obliku olovke u odgovarajućoj ravnini s minimalnom razinom bočnih snopova. Za to se koriste različite složene vrste modulacije [, ,]. Najčešći od njih su: frekvencijski modulirani signali; višefrekventni signali; signali s faznim pomakom; signali s faznom modulacijom koda; diskretni frekvencijski signali ili signali s kodnom frekvencijskom modulacijom; kompozitni signali s kodnom frekvencijskom modulacijom i niz signala koji su kombinacija više vrsta modulacije. Što je uži glavni vrh funkcije nesigurnosti signala i što je niža razina njegovih bočnih snopova, to je odgovarajuća veća razlučivost i otpornost radara na smetnje. Pojam "otpornost na buku" u ovom radu označava otpornost radara na smetnje uzrokovane refleksijama sondirajućeg signala od objekata koji nisu mete i koji se nalaze izvan analiziranog stroboskopa (frekvencija, vrijeme). Takvi se signali u literaturi nazivaju signali duge baze ili ultraširokopojasni (UWB) signali.
Jedna od varijanti UWB signala su signali s faznim ključem, koji predstavljaju kodiranu sekvencu radio impulsa, čije se početne faze mijenjaju prema zadanom zakonu. Kodne sekvence maksimalne duljine odn M-sekvence imaju vrlo važna svojstva za radar:
· M-nizovi su periodični s periodom , gdje je broj elementarnih impulsa u nizu; − trajanje elementarnog pulsa;
· Razina bočnih režnjeva funkcije nesigurnosti za periodički niz je − , a za pojedinačni niz impulsa − ;
· Impulsi u jednom periodu niza, koji se razlikuju u fazama, frekvencijama, trajanjima, raspoređeni su s jednakom vjerojatnošću, što daje razloge da se ti signali smatraju pseudoslučajnim;
· Formiranje M-nizovi se vrlo jednostavno izvode na registrima posmaka, a broj bitova registra određen je duljinom jedne periode niza - iz relacije.
Svrha ovog rada je proučavanje mogućnosti smanjenja razine bočnih snopova funkcije nesigurnosti signala moduliranih M-sekvence.
Formulacija problema.
Slika 1 prikazuje fragment modulirajuće funkcije koju čini periodički niz (ovdje postoje dvije periode M-sekvence sa
).
Odsjek duž vremenske osi funkcije nesigurnosti radijskog signala moduliranog takvim M-slijed je prikazan na sl. 2. Razina bočnog snopa, kako predviđa teorija, iznosi 1/7 ili minus 8,5 dB.
Razmotrimo mogućnost minimiziranja bočnih snopova funkcije nesigurnosti FCM signala. Označimo simbolom M-slijed, trajanje jedne periode jednako je . U diskretnom vremenu, pod uvjetom da je , algoritam za izračunavanje elemenata niza može se napisati u sljedećem obliku:
(1)
Radio signal koji emitira lokator je produkt nosivog harmoničkog signala
, (2)
Gdje
− vektor parametara za modulirajuću funkciju (1) -
. (3)
Snaga signala je raspoređena između bočnih režnjeva funkcije nesigurnosti -
(4)
i glavna latica -
, (5)
gdje simbol *− označava operaciju kompleksne konjugacije, a granice integracije u vremenskoj i frekvencijskoj domeni određene su odgovarajućom vrstom modulacije signala.
Stav
(6)
može se smatrati funkcijom cilja parametarskog optimizacijskog problema.
Algoritam za rješavanje problema.
Rješenje problema optimizacije (6) je procjena parametra -
, (7)
gdje je domena definicije vektora.
Tradicionalni način izračuna procjene (7) je rješavanje sustava jednadžbi -
. (8)
Ispostavilo se da je analitičko rješenje (8) prilično zahtjevno, pa ćemo koristiti postupak numeričke minimizacije temeljen na Newtonovoj metodi
, (9)
gdje je veličina koja određuje duljinu koraka postupka traženja ekstrema funkcije cilja.
Jedan od načina izračuna duljine koraka je izračunavanje:
. (10)
U najjednostavnijem slučaju, kada je vektor sastavljen od jednog parametra, na primjer ili , signal sondiranja se generira relativno jednostavno. Konkretno, kada se funkcija cilja optimizira parametrom, signal se generira u skladu s relacijom
. (11)
Na sl. Slika 3 prikazuje fragment modula autokorelacijske funkcije signala (11) pri , koji odgovara PCM radio signalu bez intrapulzne fazne modulacije.
Razina bočnog režnja ove funkcije odgovara teoretskoj granici jednakoj , gdje je . Na sl. Slika 4 prikazuje fragment modula autokorelacijske funkcije signala (11) s parametrom dobivenim optimizacijom funkcije (). Razina bočnog snopa je minus 150 dB. Isti rezultat dobiva se amplitudnom modulacijom M-sekvence. Na sl. Slika 5 prikazuje izgled takvog signala pri optimalnoj vrijednosti.
Riža. 5. Fragment amplitudno moduliranog FCM signala
Signal sondiranja generira se u skladu s algoritmom
. (12)
Simultana amplitudno-fazna modulacija dovodi do smanjenja bočnog režnja za još jedan red veličine. Nije moguće doseći nultu razinu bočnog režnja zbog neizbježnih računskih pogrešaka rekurentne procedure za minimiziranje funkcije cilja (), koje ne dopuštaju pronalaženje prave vrijednosti parametra, već samo njegove određene blizine. - . Na sl. Na slici 6 prikazana je ovisnost vrijednosti optimalnih koeficijenata fazne modulacije o parametru , koji određuje duljinu niza.
Riža. 6. Ovisnost optimalnog faznog pomaka o duljini M- sekvence
Od sl. 6 može se vidjeti da kako se duljina niza povećava, vrijednost optimalnog faznog pomaka asimptotski teži nuli i pri možemo pretpostaviti da se optimalni signal s intrapulsnom faznom modulacijom praktički ne razlikuje od konvencionalnog PCM signala. Istraživanja pokazuju da će se relativna osjetljivost na izobličenje signala smanjivati kako duljina modulirajućeg PSP razdoblja raste.
Analitički kriterij za izbor granične duljine niza može biti sljedeća relacija
, (13)
gdje je broj koji određuje mogućnost tehničke implementacije signala s intrapulsnom modulacijom u opremi.
Procjena izvedivosti kompliciranja signala.
Neizbježno kompliciranje signala sa smanjenjem bočnih snopova autokorelacijske funkcije značajno pooštrava zahtjeve za uređaje za generiranje i puteve prijenosa i prijema signala. Dakle, ako postoji pogreška u postavljanju faznog množitelja na jednu tisućinku radijana, razina bočnog snopa raste s minus 150 dB na minus 36 dB. Kod amplitudske modulacije pogreška u odnosu na optimalnu vrijednost koeficijenta A jedna tisućinka dovodi do povećanja bočnog režnja s minus 150 dB na minus 43 dB. Ako su pogreške u podešavanju parametara 0,1 od optimalnih, koje se mogu implementirati u opremu, tada će bočni režanj funkcije nesigurnosti porasti na minus 15 dB, što je 7 - 7,5 dB bolje nego u nedostatku dodatnih fazna i amplitudna modulacija.
S druge strane, bočni režanj funkcije nesigurnosti može se smanjiti bez kompliciranja signala povećanjem . Dakle, na razini bočnog snopa bit će približno minus 15 dB. Treba napomenuti da su obični (tj. bez dodatne AM-FM modulacije) PCM signali osjetljivi na pogreške koje nastaju tijekom njihovog formiranja. Stoga duljina M-sekvence u stvarnim radarskim uređajima također je nepraktično povećavati unedogled.
Razmotrimo utjecaj grešaka koje se javljaju u opremi tijekom formiranja, prijenosa, prijema i obrade FCM radio signala na njihova svojstva.
Procjena utjecaja grešaka u formiranju FCM signala na njegova svojstva.
Cjelokupni skup čimbenika koji utječu na karakteristike signala može se podijeliti u dvije skupine: fluktuacijske i determinističke.
Faktori fluktuacije uključuju: fazno-frekvencijske nestabilnosti referentnih oscilatora; zvukovi raznih vrsta; signali koji cure iz odašiljača izravno na ulaz prijemnika i, nakon korelacijske obrade s referentnim signalom, stvaraju procese slične šumu i druge čimbenike.
Deterministički čimbenici uključuju: nedovoljnu širokopojasnost formirajućih sklopova; asimetrija modulirajuće funkcije; nekoherentnost modulirajuće funkcije i nosive oscilacije; razlika u obliku referentnog i ispitnog signala itd.
Općenitije, analitički izraz za signal moduliran pseudoslučajnim M- niz, predstavite ga u obliku
, (14)
Gdje ; - konstantna amplituda; ili str- faza signala; N=2k-1; k-cijeli broj; -trajanje elementarnog impulsa koji formira niz.
Njegova dvodimenzionalna korelacijska funkcija zapisana je kao:
(15)
na
, , a njegov normalizirani spektar prikazan je na slici 7. Ovdje je, radi jasnoće, prikazan fragment frekvencijske osi, gdje su koncentrirane glavne komponente spektra signala. Karakteristična značajka takvog signala, kao što se vidi sa slike 7, je smanjena razina nemoduliranog nosivog titranja, koja u idealnom slučaju teži nuli.
sl.7. Normalizirani spektar signala
Široki pojas spektra i odsutnost periodičnih nemoduliranih oscilacija omogućuje implementaciju algoritama za detekciju i identifikaciju objekata u lokacijskim sustavima kao što su, s korisnim signalom oslabljenim u preprekama za 40-50 dB i razinama koreliranih smetnji koje prelaze signal za 50- 70 dB.
Riža. 8. Spektralna gustoća izobličenog signala
U slučaju kada su izobličenja signala određena determinističkim funkcijama u koordinatama Dopplerov pomak - kašnjenje, prikladnije je uzeti u obzir njihov utjecaj na parametre autokorelacijske funkcije signala, na primjer, u obliku sljedeće pogreške: funkcije.
Dakle, za fazni pseudoslučajni signal s N=15, ovisnost razine zaostalog bočnog režnja autokorelacijske funkcije o širini pojasa formirajućih krugova i radio staze prikazana je na slici. 9.
Sl.9. Ovisnost razine ACF bočnog režnja o propusnosti
prijenos formirajućeg puta za k=4
Ovdje ordinatna os pokazuje vrijednost koja određuje najveću moguću razinu bočnog režnja autokorelacijske funkcije - signal moduliran pseudoslučajnim M- slijed, a duž osi apscise - izražen u postocima, omjer propusnosti sklopa za formiranje prema maksimalnoj vrijednosti frekvencije efektivnog spektra signala. Točke na grafikonu prikazuju vrijednosti ACF bočne razine dobivene numeričkom simulacijom hardverskih učinaka. Kao što se može vidjeti na slici 9, u nedostatku izobličenja frekvencije u radio stazama, razina bočnog režnja ACF signala moduliranog u fazi periodičkog PSP s periodom N, je – 1/ N. To odgovara poznatoj teoretskoj granici. Kada je spektar moduliranog signala ograničen, razina bočnog režnja raste i pri ograničenju od 50% dostiže razinu koja odgovara neperiodičnoj autokorelacijskoj funkciji. Daljnje ograničavanje spektra radio signala dovodi do gotovo potpunog kolapsa ACF-a i posljedično do nemogućnosti korištenja signala u praktične svrhe.
Izobličenja spektra emitiranog signala lokatora i referentnih oscilacija koje dolaze do korelatora, zbog asimetrije između pozitivnih i negativnih razina i trajanja modulirajućih oscilacija, dovode do značajnog povećanja interferencije u području bočne strane. režnjeva ACF-a i pogoršanje prostorne rezolucije i karakteristika detekcije lokatora. Ovisnost razine bočnog režnja o koeficijentu asimetrije prikazana je na slici 10.
Koeficijent asimetrije je određen kao
, (16)
gdje je trajanje formiranja neiskrivljenog elementarnog impulsa M- podslijed; indeksi "+" i "−" označavaju trajanje pozitivnog i negativnog elementarnog pulsa s asimetričnim izobličenjima.
Slika 10. Ovisnost razine ACF bočnog režnja o veličini asimetričnih izobličenja signala za k=4.
Zaključak.
Izbor signala i stupanj složenosti njegove modulacijske funkcije određen je prvenstveno prirodom zadaća kojima je radar namijenjen. Korištenje prilično složenog FCM signala s intrapulsnom modulacijom zahtijeva stvaranje precizne opreme, što će neizbježno dovesti do značajnog povećanja cijene dizajna, ali će u isto vrijeme omogućiti stvaranje univerzalnih jedinica koje se mogu koristiti kako u radarima za spasioce tako i u radarima za otkrivanje brzoletećih ciljeva. Ova se mogućnost javlja jer karakteristike složenog signala s kratkom duljinom niza, tj. visoka stopa ponavljanja slanja, omogućuju vam potrebnu rezoluciju i otpornost na šum uz mogućnost mjerenja Dopplerovih frekvencija u širem rasponu. Osim toga, konstrukcija radarskih sustava s kontinuiranim zračenjem i pseudoslučajnom faznom modulacijom vala nositelja zahtijeva detaljnu analizu i razmatranje svih čimbenika koji uzrokuju izobličenje signala kako na odašiljačkom tako i na prijemnom putu lokatora. Uzimanje u obzir čimbenika izobličenja svodi se na rješavanje inženjerskih problema kako bi se osigurala dovoljna širokopojasnost, stabilnost električnih parametara i stabilnost karakteristika staza oblikovanja. U tom slučaju signali radarske sonde moraju biti koherentni s modulirajućim i pomoćnim signalima. U suprotnom, potrebna su tehnička rješenja koja bi smanjila distorziju razlike između izračenih i referentnih oscilacija. Jedan od mogućih načina realizacije ovakvih tehničkih rješenja je uvođenje simetričnih ograničenja amplitude signala u izlaznim stupnjevima odašiljača i na ulazu prijemnog korelatora. U ovom slučaju, iako se dio energije signala gubi, moguće je formirati ACF moduliranog signala s prihvatljivim parametrima. Ovakva tehnička rješenja prihvatljiva su u prijenosnim radarima, gdje cijena i dimenzije sustava igraju odlučujuću ulogu.
Trenutno, s gledišta autora, najviše obećava treba smatrati izgradnju uređaja za generiranje i obradu radijskih signala složene strukture za radarsku opremu, temeljenih na brzim signalnim procesorima koji rade na taktnim frekvencijama od nekoliko gigaherca. Strukturni dijagram radara ovim pristupom postaje iznimno jednostavan. To su linearno pojačalo snage, niskošumno linearno prijamno pojačalo i procesor s perifernim uređajima. Ova shema omogućuje ne samo gotovo potpunu realizaciju svojstava signala svojstvenih njihovoj finoj strukturi, već i stvaranje tehnološki lakih za postavljanje radarskih sustava, čija se obrada informacija temelji na optimalnim algoritmima.
Književnost
1. Frank U.A., Kratzer D.L., Sullivan J.L. Radar Twopound // RCA Eng.- 1967. br. 2; Str.52-54.
2. Doppler radar za izviđanje na zemlji. Ser. tehn. obavještajna sredstva usluge kap. država // VINITI. – 1997. – br. 10. – str. 46-47.
3. Nordwall Bruce D.Ultraširokopojasni radar otkriva zakopane mine // Aviat. Week i Space Technol- 1997. br. 13.-str. 63-64 (prikaz, ostalo).
4. Sytnik O.V., Vyazmitinov I.A., Myroshnychenko Y.I. Značajke razvoja radara za otkrivanje ljudi pod preprekama // Telekomunikacije i radiotehnika.¾ 2004. ¾. Procjena utjecaja pogrešaka implementacije na karakteristike pseudoslučajnog radarskog signala // Telekomunikacije i radiotehnika.¾ 2003. ¾ Vol.60, br. 1&2. ¾ str. 132–140.
9. Priručnik radara / Ed. M. Skolnik. Po. iz engleskog Ed. K.N. Trofimova. , M.: Sov. radio, 1978., 3. svezak. 528s.
Široki signali također uključuju signale s frekvencijom linearne modulacije unutar pulsa (chirp). Može se predstaviti u obliku
gdje je φ(t) ukupna faza.
Frekvencija unutar pulsa mijenja se prema sljedećem zakonu
,
gdje je Δf devijacija frekvencije.
Ukupna faza u trenutku t dobiva se integracijom frekvencije:
Dakle, ukupna faza signala mijenja se prema kvadratnom zakonu. Uzimajući u obzir punu fazu chirpa, signal se može napisati u sljedećem obliku
Baza signala 
. Izgled chirp signala prikazan je na slici 4.179.
Optimalna obrada chirp signala zahtijeva prisutnost usklađenog filtra s karakteristikom koja se zrcali u odnosu na signal. Među analognim filtrima, ovo je disperzivna linija kašnjenja, čije vrijeme kašnjenja ovisi o frekvenciji.
Pojednostavljeni dijagram usklađenog filtra za chirp signal prikazan je na slici 4.180.
Pomoću formule nalazimo spektar signala na izlazu usklađenog filtra
gdje je K(jω) prijenosna funkcija usklađenog filtra;
S(jω) – spektar vanjskog chirp signala.
Izgled spektra S(jω) prikazan je na slici 4.181
gdje je trenutak kada se pojavi maksimalni izlazni signal;
K je konstanta.
Ostavljajući modul spektralne gustoće jednak konstantnoj vrijednosti, dobivamo
gdje je B amplituda spektralnih komponenti.
U skladu s Parsevalovim teoremom
Naći ćemo signal na izlazu usklađenog filtra u vremenskoj domeni pomoću Fourierove transformacije spektralne ravnine
Integrirajući preko pozitivnih frekvencija i izdvajajući aktivni dio, dobivamo
Tako je izlazni impuls postao K puta uži od ulaznog impulsa, a njegova amplituda se povećala za faktor.
Izgled pulsa prikazan je na slici 4.172
Širina glavnog režnja na nulama je 2/Δf, a na razini 0,64-1/Δf. Omjer kompresije na ovoj razini bit će jednak
Dijagram nesigurnosti chirp signala prikazan je na slici 4.183.
Uz zauzet frekvencijski pojas, cvrkut je najbolji signal za vremensku rezoluciju.
Mehanizam kompresije signala u optimalnom filteru može se objasniti na sljedeći način. Optimalni filtar odgađa spektralne komponente za sljedeće vrijeme:
(4.104)
gdje je prosječna frekvencija;
Odstupanje frekvencije;
Trajanje pulsa;
Vrijeme za postizanje maksimuma komprimiranog pulsa.
Ovisnost vremena kašnjenja o frekvenciji (4.104) prikazana je na slici 4.184. Vrijeme kašnjenja je linearno opadajuća funkcija frekvencije. Ovisnost vremena kašnjenja o frekvenciji naziva se disperzija.
U trenutku t trenutna frekvencija signala na ulazu filtra jednaka je . Titraj te frekvencije dolazi na izlaz filtra s kašnjenjem od , tj. u trenutku . Definirajmo ovaj trenutak:
Posljedično, sve spektralne komponente signala (bez obzira na njihovu frekvenciju) odgođene su u filtru toliko vremena da stignu na njegov izlaz istovremeno u vremenu . Kao rezultat aritmetičkog zbrajanja formira se vršni val signala (Sl. 4.185).
Oblik komprimiranog radioimpulsa u odsutnosti neusklađenosti frekvencije određen je amplitudno-frekvencijskim spektrom ulaznog signala. Fazno-frekvencijski spektar, u ovom slučaju, kompenzira se fazno-frekvencijskim odzivom filtra i ne utječe na oblik ulaznog signala. Glavni razlog je kompenzacija fazno-frekvencijskog spektra signala
vremenska kompresija, što dovodi do koordinirane superpozicije harmonijskih komponenti.
FCM obrada signala
Signal kojim se manipulira faznim kodom je impulsni signal podijeljen na paralelne impulse, od kojih svaki ima svoju početnu fazu (slika 4.186).
Za takav signal vrijedi relacija
gdje je N broj parcijalnih impulsa u signalu;
Δf – širina spektra signala.
Fazni kodovi su obično binarni, ali mogu biti i složeniji. FCM signal može se predstaviti kao niz koherentnih impulsa. Za takav paket, optimalni detektor prikazan je na slici 4.187
Značajke sheme su sljedeće:
· Kašnjenje između susjednih odvojaka linije, kašnjenja moraju biti jednaka trajanju parcijalnog impulsa τ 1 ;
· Neki odvojci linije kašnjenja moraju uključivati fazne pomake koji osiguravaju zajedničko zbrajanje signala.
Blok dijagram detektora optimalnog PCM signala prikazan je na sl. 4.188
Dijagram prikazuje: PV – fazni pomicači; SF – usklađeni filtar. Slike 4.189 i 4.190 prikazuju sklopove optimalnog detektora i naponske dijagrame za signal koji se sastoji od tri parcijalna impulsa.
Jedan od glavnih parametara koji karakterizira radarski sustav je koeficijent vidljivosti, koji se definira kao omjer minimalne snage signala na ulazu prijemnika P min i snage šuma
Učinkovitost detekcije ovisi o energiji signala
