FCM je podjela izvornog radio impulsa na n dijelova jednakog trajanja i međusobnog kontakta. u ovom slučaju se susjedni dijelovi mogu pomaknuti u fazi. Najrasprostranjeniji sistem je antifazni sistem kod kojeg je pomak 0 ili.
Primjer RI sa FCM:
Rice. Šifra 00010
RI prijemnik sa FCM.
Rice. Strukturna shema.
LZ – linija kašnjenja, PV – fazni pomerač, RI – radio puls.
Glavna karakteristika razmatranog prijemnika je da je središnji dio izlaznog radio impulsa n puta (n=5) kraći od trajanja ulaznog radio impulsa. Stoga se RF sa FCM, kao i RF sa RFM, koriste za razlikovanje blisko lociranih ciljeva.
Razmotrimo sljedeće pitanje: koji kodovi omogućavaju stvaranje prijemnika u kojem središnji radio puls ima amplitudu n puta veću od amplitude bočnih radio impulsa (pošto se samo u ovom slučaju može govoriti o sužavanju sondiranja radio puls n puta na ulazu radio prijemnika).
RF sa FCM koji ima ovo svojstvo imaju kodove koji se pozivaju Barker kodovi. Koliko je Barkerovih kodova poznato? Danas su poznati kodovi sa brojevima do n = 13:
|
Barker Codes |
|
Nacrtajte sami blok dijagram za n=7.
Generisanje RF sa FCM.
Utjecaj pasivnih smetnji na detekciju radarskog signala.
Pasivne smetnje su smetnje koje nastaju kao rezultat refleksije sondirajućih signala od objekata koji nisu mete. Može biti prirodnog (oblaci, snijeg) ili vještačkog porijekla (maskirajući reflektori).
Fizički preduslov za razdvajanje signala reflektovanih od mete koja se brzo kreće (aviona) i spore prepreke (oblaka) je Doplerov pomak signala. Na primjer: km/h -Hz, km/h -Hz (pomak u odnosu na frekvenciju).
Optimalni filter za "nebijeli" šum.
Neka se spektralna gustoća snage nebijelog šuma ili interferencije karakterizira ovisnošću . Koristimo transformaciju ove ovisnosti u onu koja više nema ovisnost o frekvenciji, odnosno istu kao bijeli šum. Takav pretvarač se zove filter za izbjeljivanje. Neka je frekvencijski odziv takvog filtera. Onda mora biti. Ovaj izbor je određen izrazom za ukupnu snagu buke. Dakle, izraz integranda neće ovisiti o frekvenciji, za razliku od bijelog šuma. Prave granice integracije su konačne. Kao rezultat toga, spektar izbijeljenog šuma može se naknadno transformirati na isti način kao u slučaju bijelog šuma, odnosno mogu se koristiti prethodno razvijeni OF.
Blok dijagram optimalnog pasivnog prijemnika smetnji će izgledati ovako:
Prijenosni omjer cijelog uređaja će biti
Izraz za pojačanje frekvencije optimalnog filtera za "ne-bijele" smetnje.
U posebnom slučaju korištenja bijelog šuma.
Grafička analiza koeficijenta prijenosa.
Rice. 
Optimalni prijemnik radio impulsa.
Spektar periodične sekvence radio impulsa je linearan, sa karakterističnim parametrima prikazanim na slici.
Rice. Spektar za beskonačan niz ().
Ako sekvenca sadrži m impulsa i m > 1, tada se svaka linija spektra širi.
Zbog Doplerovog efekta, spektar smetnji se pomjera u odnosu na spektar signala sa mete, tako da će se frekvencijske komponente jednog spektra nalaziti u intervalu između frekvencijskih komponenti drugog spektra (vidi sliku) .
Rice. 
Iz slike proizilazi da se smetnje mogu ukloniti korištenjem višepojasnih filtera, kod kojih su pojasevi propusnosti locirani na isti način kao i ciljni spektralni pojasevi, a apsorpcioni pojasevi su locirani kao pojasevi interferentnog spektra. Takav filter se naziva filter za odbacivanje češlja (CRF).
Trenutno ostaju relevantan kod radara je zadatak rezolucija, au sistemima za prenos informacija zadatak je razlikovanje signala.
Za rješavanje ovih problema mogu se koristiti FCM signali kodirani ansamblima ortogonalnih funkcija, koje, kao što je poznato, imaju nultu međukorelaciju.
Da biste riješili signale u radaru, možete koristiti burst signal, čiji je svaki impuls kodiran jednim od reda ortogonalne matrice, na primjer, Vilenkin-Chrestenson ili Walsh-Hadamard matrica. Ovi signali imaju dobre korelacijske karakteristike, što im omogućava da se koriste za gore navedene zadatke. Da biste razlikovali signale u sistemima za prijenos podataka, možete koristiti isti signal s radnim ciklusom jednakim jedan.
Vilenkin-Chrestensonova matrica se može koristiti za formiranje polifaze ( str-phase) FCM signal, i Walsh-Hadamard matrica, kao poseban slučaj Vilenkin-Chrestenson matrice za broj faza jednak dvije, da se formira dvofazni signal.
Poznato je da polifazni signali imaju visoku otpornost na buku, strukturnu tajnost i relativno nizak nivo bočnih režnjeva autokorelacione funkcije. Međutim, za obradu takvih signala potrebno je provesti veći broj algebarskih operacija sabiranja i množenja zbog prisustva realnih i imaginarnih dijelova uzoraka signala, što dovodi do povećanja vremena obrade.
Izazovi diskriminacije i rješavanja mogu se pogoršati a priori nepoznatim Doplerovim pomakom frekvencije nosioca zbog relativnog kretanja izvora i pretplatnika ili radara i cilja, što također otežava obradu signala u stvarnom vremenu zbog prisutnosti dodatnih kanala za Doplerovu obradu. .
Za obradu gore navedenih signala koji imaju doplerovu frekvenciju, predlaže se korištenje uređaja koji se sastoji od ulaznog registra, diskretnog konverzijskog procesora, jedinice za unakrsnu vezu i skupa identičnih jedinica za generiranje ACF signala, koje su sekvencijalno povezani registri pomaka.
Ako uzmemo ortogonalnu Vilenkin-Chrestensonovu matricu kao osnovnu matricu za obradu polifaznog burst signala, tada će se diskretna transformacija pretvoriti u diskretnu Vilenkin-Chrestenson-Fourierovu transformaciju.
Jer Budući da se Vilenkin-Chrestenson-ova matrica može faktorizirati korištenjem Goode algoritma, diskretna Vilenkin-Chrestenson-Fourierova transformacija se može svesti na brzu Vilenkin-Chrestenson-Fourierovu transformaciju.
Ako kao osnovnu matricu uzmemo ortogonalnu Walsh-Hadamardovu matricu - poseban slučaj Vilenkin-Chrestensonove matrice za obradu bifaznog burst signala, tada će se diskretna transformacija pretvoriti u diskretnu Walsh-Fourierovu transformaciju, koja se faktorizacijom može smanjiti na brzu Walsh-Fourierovu transformaciju.
Složeni ili zahtjevni signali rješavaju konfliktne zahtjeve za povećanim dometom detekcije i rezolucijom. Opseg detekcije se povećava kada se koriste visokoenergetski sondirajući signali. Povećanje je moguće povećanjem snage ili trajanja signala. Vršna snaga u radaru je ograničena odozgo mogućnostima generatora radio frekvencije, a posebno električnom snagom napojnih vodova koji povezuju ovaj generator sa antenom. Kada se koriste fazne nizove, vršna snaga je ograničena maksimalnom snagom modula faznih nizova. Stoga je lakše povećati povećanjem trajanja signala. Međutim, dugotrajni signali nemaju dobru rezoluciju dometa. Složeni signali s velikom bazom mogu riješiti ove kontradikcije. Trenutno se široko koriste dvije vrste složenih signala: linearno modulirani frekvencijom (chirp) i diskretno kodirani (DCS).
Linearni frekvencijski modulirani signal. Ako se unutar trajanja impulsa frekvencija nosioca modulira prema linearnom zakonu sa velikim odstupanjem frekvencije, tada će baza signala biti velika i omotač spektralne gustine ulaznog signala će se približiti pravokutnom, tj. Zatim, na izlazu optimalnog filtera, signalna ovojnica oblika
gdje je spektralna gustina signala na izlazu optimalnog filtera sa koeficijentom prijenosa
Fourierovom transformacijom unutar širine spektra Aeos, nalazimo izlazni signal:
Izradom zamene dobijamo
Vidi se da impuls na izlazu optimalnog filtera ima omotač oblika
gdje je kašnjenje signala u filteru.
Trajanje izlaznog impulsa na nivou od 0,637 je Dakle, impuls se skraćuje ili kompresuje za faktor. Omjer kompresije je jednak bazi signala.
Primjer. Konstruirajmo vremenski dijagram pravokutnog radio impulsa sa intrapulsnom linearnom frekvencijskom modulacijom. Parametri signala: amplituda prosječne frekvencije trajanje signala širina spektra
Rice. 4.10. Vrsta cirp signala
Rješenje. Analitički izraz za signal (slika 4.10) ima oblik
gdje je omjer kompresije (baza signala).
Rice. 4.11. Proces “kompresije” cirp - radio impulsa: a - omotač ulaznog signala; b - zakon cvrkutanja; c - omotač izlaznog signala
Na sl. Na slici 4.11 prikazani su grafikoni koji ilustruju proces kompresije radio impulsa sa cvrčanjem.
Signal ima sljedeće parametre:
Kompresijski filteri. Uređaji sa pravougaonim amplitudno-frekventnim i kvadratnim fazno-frekventnim karakteristikama mogu se koristiti kao filteri za kompresiju, na primjer, linije kašnjenja (DL) signala sa odvodima (slika 4.12, a, b). Ako LP nema disperzivna svojstva, tada se slavine postavljaju neravnomjerno u različitim intervalima kašnjenja i na taj način osiguravaju infazno zbrajanje signala kada se chirp impuls širi duž LP. Ako se koristi disperzivni LP, u kojem je stopa promjene vremena grupnog kašnjenja od frekvencije suprotna po predznaku brzini promjene frekvencije chirp signala tokom vremena, tada su slavine ravnomjerno smještene duž LP.
Rice. 4.12. Nedisperzivna linija kašnjenja (a) i disperzivna linija kašnjenja (b)
Rice. 4.13. Disperzivna ultrazvučna linija kašnjenja na bazi surfaktanata
Za kompresiju chirp radio impulsa najčešće se koriste disperzivne ultrazvučne linije kašnjenja (DULZ) na površinskim akustičnim talasima (SAW), koje su tanke ploče od piezoelektričnih materijala (sintetički piezoelektrični kvarc, litijum niobat, bizmut germanat itd.), na kojima primenjuju se predajne i prijemne metalne rešetke.elektrode (sl. 4.13).
Glavni parametri sočiva uključuju radnu frekvenciju, propusni opseg i vrijeme kašnjenja, čije vrijednosti ovise o materijalu sočiva.
Kao primjer, uzmimo DULZ (JSC Avangard), dizajniran za komprimiranje cimp radio impulsa u trajanju s devijacijom frekvencije, koji radi na frekvenciji
Filter na ovakvom laseru proizvodi gubitke i ima nivo bočnih režnjeva.Broj elektroda u mreži pretvarača je .
Kompresovani impuls ima oblik koji povećava rizik od maskiranja glavnih režnjeva komprimovanog radio impulsa, reflektovanog od mete sa niskim RCS (slika 4.14), bočnim režnjevima jakog signala. Za borbu protiv ove pojave koristi se obrada težine signala u vremenskom ili frekventnom domenu pomoću posebnih filtera korekcije (slika 4.15), obično izgrađenih prema transverzalnoj šemi.
Rice. 4.14. Maskiranje slabog signala (cilj 2) sa bočnim režnjem jakog signala (gol
Rice. 4.15. Težinski sklopovi za obradu chirp signala u vremenskom i frekvencijskom domenu
Pojačala su ugrađena u slavine filtera poprečne kompresije, čiji koeficijenti prijenosa odgovaraju težinskim koeficijentima funkcije korekcije. U DULZ-u na bazi surfaktanta, potrebni težinski koeficijenti se dobijaju promjenom dužine elektroda niza.
Obrada ponderiranja može se implementirati korištenjem sljedećih težinskih funkcija filtera korekcije:
1) funkcija težine Dolph-Chebysheva (slika 4.16);
2) Taylor funkcija težine;
3) opća funkcija težine:
Poseban slučaj funkcije Taylor težine je Hammingova funkcija težine:
Blok dijagram filtera c prikazan je na sl. 4.17 Filter za suzbijanje je implementiran u obliku dvije linije kašnjenja spojene u seriju na tri pojačivača težine i sabirač. Ovom obradom nivo bočnih režnjeva se smanjuje na. Međutim, glavni režanj se širi za približno 1,47 puta, a odnos signal-šum u snazi se smanjuje za 1,34 puta u poređenju sa odnosom signal-šum na ulazu Hamingov filter.
Nivo bočnih režnjeva opada obrnuto proporcionalno vremenu za sve vrste obrade težine, osim za Dolph-Chebyshev težinsku funkciju, gdje je nepromijenjen. U ovom slučaju, glavni režanj se donekle širi i gubici energije se povećavaju u odnosu na optimalnu obradu (bez filtera za korekciju). Pored korektivnih filtara, za suzbijanje bočnih režnjeva koristi se promjena oblika (pre-akcenta) sondirajućih signala i intra-pulsna nelinearna frekvencijska modulacija.
Rice. 4.16. Frekvencijski odziv filtera za korekciju Dolph-Chebyshev
Rice. 4.17. Blok dijagram Hamingovog filtera
Diskretno kodirani signali (DCS) Zamislimo model tijela nesigurnosti koje zadovoljava zahtjeve za energetski intenzivan sondirajući signal visoke rezolucije istovremeno u vremenu i frekvenciji (opseg i brzina u obliku postolja debljine i oštrog konusa sa osom koja se poklapa sa
sa osom visine 1 i eliptičnom bazom koja stoji na postolju (sl. 4.18).
Podijelimo tijelo FNSS-a na dva dijela: informativni i neinformativni, i
Neka je trajanje širina spektra signala, tada prema sl. 4.19 informativni volumen predstavlja zapreminu glavnog vrha (vrha), a neinformativni volumen predstavlja postolje-paralepiped sa zapreminom.Zahtijevamo da je za to potrebno da tj. vrijednost bi trebala biti manja, što je veća površina na koju se volumen "raspoređuje"
Kao što vidite, da bi se ispunio ovaj uslov, signal mora biti i dugotrajan i širokopojasni, tj. tretiraju složene signale sa velikom bazom. Potonji mogu biti signali slični šumu (NL), a najčešće diskretno kodirani signali (DCS).
Rice. 4.18. Model funkcije nesigurnosti kompleksnog signala
Diskretno kodiranje signala može se vršiti po fazi, frekvenciji i amplitudi, bilo odvojeno ili istovremeno. Tipično, DCS je podijeljen na kodiran amplitudom (ADKS), frekvencijom (PDKS) i fazom (FDKS). Diskretno kodirani signal je radio impuls sa trajanjem koji se sastoji od kraćih impulsnih elemenata (diskretnih) u trajanju od tk, koji su tijesno jedan uz drugoga (vidi sliku 4.20, a). Analitički, DCS se može napisati na sljedeći način:
gdje su parametri kodne modulacije niza diskretnih jedinica koje mogu sadržavati kodove, broj diskretne kodne sekvence, broj diskretnih jedinica u signalu impuls standardne amplitude sa trajanjem tk (trajanje kodnog elementa):
U ovom slučaju, trajanje signala je Pošto je - energetski parametar, da bi energija signala ostala nepromijenjena tokom proračuna, potrebno je normalizirati (4.17) pomoću dodatnog djelitelja.Iz opšteg izraza (4.17) slijedite formule koje opisuju DCS sa različitim tipovima kodiranja. Kada imamo amplitudski kodirani signal (ADKS):
O za druge vrijednosti
Kada primimo frekvencijski kodirani signal (FCS). Označimo onda
O za druge vrijednosti
Češće od ostalih, koriste se FDCS ili takozvani signali modulirani faznim kodom (PCM) i fazno manipulisani (PM). U ovom slučaju i
Broj vrijednosti koje uzimaju početne faze elemenata koda naziva se baza kodnog niza. Kada imamo binarni niz.
Binarna FCM sekvenca se dobija kada početna faza elementa uzme jednu od dve vrednosti ili . Tada se kod može specificirati kao niz faznih vrijednosti
bilo kao niz naredbi ili kao niz kodnih znakova
Ponekad se u ilustrativnom materijalu umjesto simbola koriste odgovarajući simboli
Stoga se formiranje sekvence binarnog koda svodi na specificiranje diskretnih vrijednosti
Logika simbola određena je pravilom:
Na sl. Slika 4.19 prikazuje prikaz binarnog signalno-radio impulsa (a) sa pomakom faze (PM) i odgovarajuću kodnu sekvencu Binarni Barkerovi kodovi i -sekvencije se najčešće koriste kao sekvence binarnog koda signala sa faznim pomakom. Barker kodovi pružaju nivoe bočnih režnja jednake tj.
Na sl. 4.19.
Kompresija FCM impulsa se vrši pomoću linije kašnjenja (DL) sa slavinama i sabiračem, na koje se signali iz LZ dovode preko odvoda direktno ili sa rotacijom faze po , tj. obrnuto, da bi se osigurao slijed sumiranja diskretnih jedinica prikazan na sl. 4.19, g. Štaviše, proces sumiranja je ilustrovan pomoću kodnog niza, dakle, početna faza odgovara i faza odgovara. Zakon promene predznaka od prvog tapa do poslednjeg (od početka LZ do kraja) je inverzan kodu C, početne faze radio impulsa (Kod na slici 4.19, d). Ovaj kod je zrcalna slika koda osnovnog pojasa i predstavlja impulsni odziv optimalnog filtera. Promjena faze parcijalnih signala na svakoj od LZ slavina kada radio signal prođe kroz nju prikazana je na Sl. 4.19, g.
Rice. 4.19. (vidi skeniranje) Obrada FCM radio impulsa sa Barkerovim kodom od sedam elemenata u optimalnom filteru: a - tip FCM radio impulsa; b - binarni kod početnih faza diskretnih; c - blok dijagram uređaja za obradu (optimalni filter); r - sekvenca sumiranja diskretnih; d - rezultat sumiranja diskretnih; e - izlazni signal
Vidi se da kada početak radio pulsa stigne do posljednjeg tapa, a kraj - prvog, djelomični signali na svih sedam slavina
imaće isti predznak (faza) i zbir u fazi. Izlaz će proizvesti maksimalni mogući signal - glavni pik sa trajanjem. Desno i lijevo od ovog vrha postoje tri bočna režnja sa amplitudom. Filter je usklađen sa PCM impulsom sa trajanjem i služi za povećanje izlaza optimalnog filtera. Međutim, Barkerovi kodovi su poznati samo po
Sa trinaestocifrenim Barkerovim kodom, puls se može komprimirati maksimalno 13 puta, a minimalni nivo DCF bočnih režnjeva bit će 1/13 amplitude glavnog vrha optimalnog izlaznog signala filtera. Na sl. Slika 4.20 prikazuje FNSS signala sa faznim kodiranjem pomoću Barkerovog koda na
Rice. 4.20. Pogled na FNSS sa faznom modulacijom po Barkerovom kodu
Da bi se povećao odnos kompresije, dakle, da bi se poboljšala rezolucija cilja u dometu i brzini, kao i da bi se smanjio nivo bočnih režnjeva, koriste se linearne rekurentne kodne sekvence, koje praktično nemaju ograničenja u trajanju koda.
Kao rekurentne kodne sekvence često se koriste -sekvence ili kodovi maksimalne dužine, koji se formiraju pomoću rekurentnih relacija, što im omogućava da se formiraju na registrima pomeranja pokrivenim vezama povratne sprege. Sekvence se dijele na periodične, kada je period ponavljanja koda jednak njegovom trajanju, i neperiodične (skraćene), kada ih je više. Najčešće se sekvenca specificira kao niz znakova
Za osnova 2, vrijednost trenutnog znaka kodnog niza ovisi o prethodnim znakovima i izračunava se po formuli
gdje može biti jednako ili 1.
Vrijednost se naziva memorija kodnog niza i određuje broj ćelija u registru pomaka koji formiraju kod. At
Prilikom formiranja kodnog niza specificira se proizvoljan početni blok ili početna kombinacija kodnih simbola koja se sastoji od simbola. Cijeli niz se dobiva korištenjem rekurentne relacije (4.21).
Hajde da navedemo neka osnovna svojstva -sekvencija:
1) -sekvencije sadrže elemente i imaju trajanje;
2) zbir dva -sekvenca po modulu 2 u simbolima opet daje -sekvencu;
3) nivo bočnih režnjeva DCF za periodični niz sa periodom je jednak, a za jednu (skraćenu) neperiodičnu sekvencu trajanja jednak je
4) broj različitih maksimalnih linearnih rekurentnih sekvenci sa istim određen je algoritmom gdje je Eulerova funkcija.
Da bi se formirala kodirajuća (modulaciona) sekvenca, obično se koriste registri pomeranja, pokriveni prema određenim pravilima povratnom spregom iz registrskih slavina. Pravila za implementaciju povratnih veza u registrima koji formiraju kod zasnovan na rekurentnim linearnim sekvencama maksimalne dužine mogu se odrediti korišćenjem tzv. karakterističnih polinoma kodnih sekvenci.
UDK 621.396.96:621.391.26
Metoda za povećanje efikasnosti radara za otkrivanje ljudi iza optički neprozirnih prepreka
O. V. Sytnik I. A. Vyazmitinov, E. I. Miroshnichenko, Yu. A. Kopylov
Institut za radiofiziku i elektroniku im. A. Ya. Usikova NAS Ukrajine
Razmatraju se mogućnosti smanjenja nivoa bočnih režnjeva autokorelacione funkcije FCM sondirajućih signala i problemi njihove praktične implementacije u opremu. Predložena je optimalna fazno-amplitudna intrapulsna modulacija, koja omogućava smanjenje bočnih režnjeva i istovremeno povećanje stope ponavljanja sondirajućih poruka. Proučavaju se faktori koji utiču na karakteristike takvih signala i predlaže se kriterijum za njihovu izvodljivost u opremi.
Uvod.
Algoritmi za obradu signala u radaru sa kvazi-kontinuiranim sondirajućim signalom dizajniranim da detektuju objekte skrivene iza optički neprozirnih prepreka obično se grade na principu optimalne korelacione obrade ili usklađenog filtriranja [ – ].
Sondažni signali za takve radare biraju se na osnovu zahtjeva da se osigura potrebna rezolucija i otpornost na buku. U ovom slučaju, oni pokušavaju napraviti funkciju nesigurnosti signala u obliku olovke u odgovarajućoj ravni s minimalnim nivoom bočnih režnjeva. Za to se koriste različite složene vrste modulacije [, ,]. Najčešći od njih su: frekvencijski modulirani signali; višefrekventni signali; signali s faznim pomakom; signali sa kodnom faznom modulacijom; diskretni frekvencijski signali ili signali sa kodnom frekvencijskom modulacijom; kompozitni signali sa kodnom frekvencijskom modulacijom i niz signala koji su kombinacija više vrsta modulacije. Što je uži glavni vrh funkcije nesigurnosti signala i što je niži nivo njegovih bočnih režnjeva, to je shodno tome veća rezolucija i otpornost radara na šum. Pod pojmom „imunitet na buku“ u ovom radu podrazumijeva se otpor radara na smetnje uzrokovane refleksijama sondirajućeg signala od objekata koji nisu mete i nalaze se izvan analiziranog stroboskopa (frekvencija, vrijeme). Takvi signali se u literaturi nazivaju signali duge baze ili ultraširokopojasni (UWB) signali.
Jedna od varijanti UWB signala su signali sa faznim ključem, koji predstavljaju kodirani niz radio impulsa, čije se početne faze mijenjaju prema datom zakonu. Kodni nizovi maksimalne dužine ili M-sekvencije imaju veoma važna svojstva za radar:
· M-sekvencije su periodične sa periodom, gdje je broj elementarnih impulsa u nizu; − trajanje elementarnog pulsa;
· Nivo bočnih režnjeva funkcije nesigurnosti za periodični niz je − , a za pojedinačnu sekvencu impulsa − ;
· Impulsi u jednom periodu niza, koji se razlikuju po fazama, frekvencijama, trajanju, distribuiraju se sa jednakom vjerovatnoćom, što daje osnovu da se ovi signali smatraju pseudoslučajnim;
· Formacija M-sekvencije se izvode prilično jednostavno na pomačnim registrima, a broj bitova registra je određen dužinom jednog perioda niza - iz relacije.
Svrha ovog rada je proučavanje mogućnosti smanjenja nivoa bočnih režnjeva funkcije nesigurnosti moduliranih signala. M-sekvencije.
Formulacija problema.
Slika 1 prikazuje fragment modulirajuće funkcije formirane periodičnim nizom (ovdje postoje dva perioda M-sekvencije sa
).
Presjek duž vremenske ose funkcije nesigurnosti radio signala moduliranog takvim M-sekvencija je prikazana na slici 2. Nivo bočnog režnja, kako je predviđeno teorijom, je 1/7 ili minus 8,5 dB.
Razmotrimo mogućnost minimiziranja bočnih režnjeva funkcije nesigurnosti FCM signala. Označimo simbolom M-sekvencije, trajanje jednog perioda je jednako . U diskretnom vremenu, pod uslovom da , algoritam za izračunavanje elemenata niza može se napisati u sljedećem obliku:
(1)
Radio signal koji emituje lokator je proizvod harmonijskog signala nosioca
, (2)
Gdje
− vektor parametara za modulirajuću funkciju (1) -
. (3)
Snaga signala je raspoređena između bočnih režnjeva funkcije nesigurnosti -
(4)
i glavna latica -
, (5)
gdje simbol *− označava operaciju kompleksne konjugacije, a granice integracije u vremenskom i frekvencijskom domenu određene su odgovarajućim tipom modulacije signala.
Stav
(6)
može se smatrati ciljnom funkcijom parametarskog optimizacijskog problema.
Algoritam za rješavanje problema.
Rješenje optimizacijskog problema (6) je procjena parametra -
, (7)
gdje je domen definicije vektora.
Tradicionalni način izračunavanja procjene (7) je rješavanje sistema jednačina -
. (8)
Pokazalo se da je analitičko rješenje (8) dosta radno intenzivni, pa ćemo koristiti proceduru numeričke minimizacije baziranu na Newtonovom metodu
, (9)
gdje je veličina koja određuje dužinu koraka postupka traženja ekstremuma ciljne funkcije.
Jedan od načina za izračunavanje dužine koraka je izračunavanje:
. (10)
U najjednostavnijem slučaju, kada se vektor sastoji od jednog parametra, na primjer ili , sondirajući signal se generiše relativno jednostavno. Konkretno, kod optimizacije funkcije cilja po parametru, signal se generiše u skladu sa relacijom
. (11)
Na sl. Na slici 3 prikazan je fragment modula autokorelacione funkcije signala (11) na , koji odgovara PCM radio signalu bez intrapulsne fazne modulacije.
Nivo bočnog režnja ove funkcije odgovara teorijskoj granici jednakoj , gdje je . Na sl. Na slici 4 prikazan je fragment modula autokorelacione funkcije signala (11) sa parametrom dobijenim optimizacijom funkcije (). Nivo bočnog režnja je minus 150 dB. Isti rezultat se dobija i sa amplitudnom modulacijom M-sekvencije. Na sl. Slika 5 prikazuje pojavu takvog signala na optimalnoj vrijednosti.
Rice. 5. Fragment amplitudno moduliranog FCM signala
Signal sonde se generiše u skladu sa algoritmom
. (12)
Simultana amplitudno-fazna modulacija dovodi do smanjenja bočnog režnja za još jedan red veličine. Nije moguće doći do nulte razine bočnog režnja zbog neizbježnih računskih grešaka rekurentne procedure za minimiziranje ciljne funkcije (), koje ne dozvoljavaju da se pronađe prava vrijednost parametra, već samo njegova određena blizina - . Na sl. Na slici 6 prikazana je ovisnost vrijednosti optimalnih koeficijenata fazne modulacije od parametra , koji određuje dužinu niza.
Rice. 6. Ovisnost optimalnog faznog pomaka o dužini M- sekvence
Od sl. Na slici 6 se može vidjeti da kako se dužina sekvence povećava, vrijednost optimalnog faznog pomaka asimptotski teži nuli i pri tome možemo pretpostaviti da se optimalni signal sa intrapulsnom faznom modulacijom praktično ne razlikuje od konvencionalnog PCM signala. Istraživanja pokazuju da kako se dužina modulirajućeg PSP perioda povećava, relativna osjetljivost na izobličenje signala će se smanjiti.
Analitički kriterij za odabir dužine granične sekvence može biti sljedeća relacija
, (13)
gdje je broj koji određuje mogućnost tehničke implementacije signala sa intrapulsnom modulacijom u opremi.
Procjena izvodljivosti kompliciranja signala.
Neizbježna komplikacija signala sa smanjenjem bočnih režnjeva autokorelacijske funkcije značajno pooštrava zahtjeve za uređaje za generiranje i puteve prijenosa i prijema signala. Dakle, ako postoji greška u postavljanju množitelja faze na hiljaditi dio radijana, nivo bočnog režnja se povećava sa minus 150 dB na minus 36 dB. Kod amplitudske modulacije, greška u odnosu na optimalnu vrijednost koeficijenta A hiljaditi dio dovodi do povećanja bočnog režnja sa minus 150 dB na minus 43 dB. Ako su greške u postavljanju parametara 0,1 od optimalnih, koje se mogu implementirati u opremu, tada će se bočni režanj funkcije nesigurnosti povećati na minus 15 dB, što je za 7 - 7,5 dB bolje nego u nedostatku dodatnih fazna i amplitudna modulacija.
S druge strane, bočni režanj funkcije nesigurnosti može se smanjiti bez kompliciranja signala povećanjem . Dakle, na nivou bočnog režnja će biti približno minus 15 dB. Treba napomenuti da su obični (tj. bez dodatne AM-FM modulacije) PCM signali osjetljivi na greške koje nastaju prilikom njihovog formiranja. Stoga dužina M-sekvencije u stvarnim radarskim uređajima također je nepraktično povećavati u nedogled.
Razmotrimo uticaj grešaka koje se javljaju u opremi prilikom formiranja, prenosa, prijema i obrade FCM radio signala na njihova svojstva.
Procjena utjecaja grešaka u formiranju FCM signala na njegova svojstva.
Čitav skup faktora koji utiču na karakteristike signala može se podijeliti u dvije grupe: fluktuacijski i deterministički.
Faktori fluktuacije uključuju: nestabilnosti fazne frekvencije referentnih oscilatora; buke raznih vrsta; signali koji cure iz predajnika direktno na ulaz prijemnika i, nakon korelacijske obrade sa referentnim signalom, formiraju procese nalik šumu i drugi faktori.
Deterministički faktori uključuju: nedovoljnu širokopojasnost formirajućih kola; asimetrija modulirajuće funkcije; nekoherentnost modulirajuće funkcije i oscilacije nosioca; razlika u obliku referentnog i sondirajućeg signala, itd.
Općenito, analitički izraz za signal moduliran pseudoslučajnošću M- niz, predstavi ga u obliku
, (14)
Gdje ; - konstantna amplituda; ili str- faza signala; N=2k-1; k-integer; - trajanje elementarnog impulsa koji formira niz.
Njegova dvodimenzionalna korelaciona funkcija je zapisana kao:
(15)
at
, , i njegov normalizovani spektar je prikazan na slici 7. Ovdje je, radi jasnoće, prikazan fragment frekventne ose, gdje su koncentrisane glavne komponente spektra signala. Karakteristična karakteristika takvog signala, kao što se može vidjeti sa slike 7, je smanjeni nivo nemodulisane oscilacije nosioca, koji u idealnom slučaju teži nuli.
Fig.7. Normalizovan spektar signala
Široki opseg spektra i odsustvo periodičnih nemoduliranih oscilacija omogućavaju implementaciju algoritama za detekciju i identifikaciju objekata u lokacijskim sistemima kao što je , sa korisnim signalom koji je oslabljen u preprekama za 40-50 dB i nivoima koreliranih smetnji koje premašuju signal za 50- 70 dB.
Rice. 8. Spektralna gustina izobličenog signala
U slučaju kada su izobličenja signala specificirana determinističkim funkcijama u koordinatama Doplerov pomak - kašnjenje, pogodnije je uzeti u obzir njihov utjecaj na parametre autokorelacijske funkcije signala, na primjer, u obliku sljedeće greške funkcije.
Dakle, za pseudo-slučajni signal s faznim ključem sa N=15, zavisnost nivoa rezidualnog bočnog režnja autokorelacione funkcije od širine pojasa formirajućih kola i radio putanje prikazana je na Sl. 9.
Fig.9. Ovisnost nivoa bočnog režnja ACF-a o propusnosti
prijenos formacijskog puta za k=4
Ovdje se na osi ordinata prikazuje vrijednost koja određuje maksimalni mogući nivo bočnog režnja autokorelacijske funkcije - signal moduliran pseudoslučajnim M- sekvenca, a duž ose apscise - izraženo u procentima, odnos širine pojasa formirajućeg kola prema maksimalnoj vrednosti frekvencije efektivnog spektra signala. Tačke na grafikonu pokazuju vrijednosti nivoa bočnog režnja ACF dobijene numeričkom simulacijom hardverskih efekata. Kao što se može vidjeti sa slike 9, u odsustvu izobličenja frekvencije u radio stazama, nivo bočnog režnja ACF signala moduliran je fazom periodičnog PSP sa periodom N, je – 1/ N. Ovo odgovara poznatoj teorijskoj granici. Kada je spektar modulisanog signala ograničen, nivo bočnog režnja se povećava i pri ograničenju od 50% dostiže nivo koji odgovara neperiodičnoj autokorelacionoj funkciji. Dalje ograničavanje spektra radio signala dovodi do gotovo potpunog kolapsa ACF-a i, kao rezultat, do nemogućnosti korištenja signala u praktične svrhe.
Izobličenja spektra signala koji emituje lokator i referentnih oscilacija koje pristižu na korelator, zbog asimetrije između pozitivnih i negativnih nivoa i trajanja modulacionih oscilacija, dovode do značajnog povećanja interferencije u području bočne strane. režnjeva ACF-a i pogoršanje prostorne rezolucije i karakteristike detekcije lokatora. Zavisnost nivoa bočnog režnja od koeficijenta asimetrije prikazana je na slici 10.
Koeficijent asimetrije je određen kao
, (16)
gdje je trajanje formiranja neiskrivljenog elementarnog impulsa M- podsekvenca; indeksi “+” i “−” označavaju trajanje pozitivnog i negativnog elementarnog impulsa sa asimetričnim izobličenjima.
Slika 10. Zavisnost nivoa bočnog režnja ACF o veličini asimetričnih izobličenja signala za k=4.
Zaključak.
Izbor signala i stepen složenosti njegove modulacione funkcije determinisan je prvenstveno prirodom zadataka za koje je radar namenjen. Upotreba prilično složenog FCM signala s intrapulsnom modulacijom zahtijeva stvaranje precizne opreme, što će neminovno dovesti do značajnog povećanja cijene dizajna, ali će u isto vrijeme omogućiti stvaranje univerzalnih jedinica koje se mogu koristiti kako u radarima za spasioce tako i u radarima za otkrivanje brzoletećih letjelica.ciljeva. Ova mogućnost nastaje jer karakteristike složenog signala sa kratkom dužinom sekvence, tj. visoka stopa ponavljanja slanja, omogućava vam da imate potrebnu rezoluciju i otpornost na buku uz mogućnost mjerenja Doplerovih frekvencija u širem rasponu. Osim toga, konstrukcija radarskih sistema sa kontinuiranim zračenjem i pseudo-slučajnom faznom modulacijom nosećeg vala zahtijeva detaljnu analizu i razmatranje svih faktora koji uzrokuju izobličenje signala kako na predajnom tako i na prijemnom putu lokatora. Uzimanje u obzir faktora distorzije svodi se na rješavanje inženjerskih problema kako bi se osigurala dovoljna širokopojasna veza, stabilnost električnih parametara i stabilnost karakteristika formirajućih putanja. U tom slučaju, signali radarske sonde moraju biti koherentni sa modulirajućim i pomoćnim signalima. U suprotnom, potrebna su tehnička rješenja koja bi minimizirala distorzije razlike između zračenih i referentnih oscilacija. Jedan od mogućih načina implementacije ovakvih tehničkih rješenja je uvođenje simetričnih amplitudnih ograničenja signala u izlaznim stupnjevima predajnika i na ulazu korelatora prijemnika. U ovom slučaju, iako je dio energije signala izgubljen, moguće je formirati ACF moduliranog signala sa prihvatljivim parametrima. Takva tehnička rješenja su prihvatljiva u prijenosnim radarima, gdje cijena i dimenzije sistema igraju odlučujuću ulogu.
Najperspektivnijim u ovom trenutku, sa stanovišta autora, treba smatrati konstrukciju uređaja za generisanje i obradu radio signala složene strukture za radarsku opremu, baziranih na brzim procesorima signala koji rade na taktnim frekvencijama od nekoliko gigaherca. Strukturni dijagram radara s ovim pristupom postaje krajnje jednostavan. To su linearni pojačivač snage, pojačivač linearnog prijemnika niske razine šuma i procesor s perifernim uređajima. Ova shema omogućava ne samo da se gotovo u potpunosti ostvare svojstva signala svojstvena njihovoj finoj strukturi, već i da se kreiraju radarski sistemi koji se tehnološki lako postavljaju, čija se obrada informacija temelji na optimalnim algoritmima.
Književnost
1. Frank U.A., Kratzer D.L., Sullivan J.L. The Twopound Radar // RCA Eng.- 1967. br. 2; P.52-54.
2. Dopler radar za izviđanje na zemlji. Ser. Tech. inteligencija znači usluge kap. stanje // VINITI. – 1997. – br. 10. – Str. 46-47.
3. Nordwall Bruce D.Ultraširokopojasni radar otkriva zatrpane mine // Aviat. Week and Space Technol- 1997. br. 13.-P. 63-64.
4. Sytnik O.V., Vyazmitinov I.A., Myroshnychenko Y.I. Značajke radarskog razvoja za detekciju ljudi ispod prepreka // Telekomunikacije i radiotehnika.¾ 2004. ¾. Procjena utjecaja implementacijskih grešaka na karakteristike pseudoslučajnog radarskog signala // Telekomunikacije i radiotehnika.¾ 2003. ¾ Vol.60, br. 1&2. ¾ str. 132–140.
9. Handbook of Radar / Ed. M. Skolnik. Per. sa engleskog Ed. K.N. Trofimova. , M.: Sov. radio, 1978, Vol.3. 528s.
Široki signali takođe uključuju signale sa frekvencijom linearne modulacije unutar impulsa (čirp). Može se predstaviti u obliku
gdje je φ(t) ukupna faza.
Frekvencija unutar impulsa mijenja se prema sljedećem zakonu
,
gdje je Δf devijacija frekvencije.
Ukupna faza u trenutku t dobija se integracijom frekvencije:
Dakle, ukupna faza signala se mijenja prema kvadratnom zakonu. Uzimajući u obzir punu cirp fazu, signal se može zapisati u sljedećem obliku
Signalna baza 
. Izgled chirp signala je prikazan na slici 4.179.
Optimalna obrada chirp signala zahtijeva prisustvo usklađenog filtera sa karakteristikom koja se ogleda u odnosu na signal. Među analognim filterima, ovo je disperzivna linija kašnjenja, čije vrijeme kašnjenja ovisi o frekvenciji.
Pojednostavljeni dijagram usklađenog filtera za chirp signal je prikazan na slici 4.180.
Pomoću formule nalazimo spektar signala na izlazu usklađenog filtera
gdje je K(jω) prijenosna funkcija usklađenog filtera;
S(jω) – spektar eksternog chirp signala.
Izgled spektra S(jω) prikazan je na slici 4.181
gdje je trenutak kada se pojavi maksimalni izlazni signal;
K je konstanta.
Ostavljajući modul spektralne gustine jednak konstantnoj vrijednosti, dobijamo
gdje je B amplituda spektralnih komponenti.
U skladu sa Parsevalovom teoremom
Pronaći ćemo signal na izlazu usklađenog filtera u vremenskoj domeni koristeći Fourierovu transformaciju spektralne ravni
Integrisanjem preko pozitivnih frekvencija i izolovanjem aktivnog dela, dobijamo
Tako je izlazni impuls postao K puta uži od ulaznog impulsa, a njegova amplituda se povećala za faktor.
Izgled pulsa je prikazan na slici 4.172
Širina glavnog režnja na nulama je 2/Δf, a na nivou 0,64-1/Δf. Omjer kompresije na ovom nivou će biti jednak
Dijagram nesigurnosti chirp signala prikazan je na slici 4.183.
Sa zauzetim frekvencijskim opsegom, chirp je najbolji signal za vremensku rezoluciju.
Mehanizam kompresije signala u optimalnom filteru može se objasniti na sljedeći način. Optimalni filter odlaže spektralne komponente na neko vrijeme:
(4.104)
gdje je prosječna frekvencija;
Devijacija frekvencije;
Trajanje pulsa;
Vrijeme da se postigne maksimum komprimovanog pulsa.
Zavisnost vremena kašnjenja od frekvencije (4.104) prikazana je na slici 4.184. Vrijeme kašnjenja je linearno opadajuća funkcija frekvencije. Ovisnost vremena kašnjenja o frekvenciji naziva se disperzija.
U trenutku t, trenutna frekvencija signala na ulazu filtera je jednaka . Oscilacija ove frekvencije dolazi na izlaz filtera sa kašnjenjem od , tj. u momentu . Hajde da definišemo ovaj trenutak:
Posljedično, sve spektralne komponente signala (bez obzira na njihovu frekvenciju) kasne u filteru toliko vremena da stignu na njegov izlaz istovremeno u vrijeme . Kao rezultat aritmetičkog sabiranja, formira se vršni talas signala (slika 4.185).
Oblik komprimovanog radio impulsa u odsustvu frekventne neusklađenosti određen je amplitudno-frekvencijskim spektrom ulaznog signala. Fazno-frekvencijski spektar, u ovom slučaju, kompenzira se fazno-frekvencijskim odzivom filtera i ne utiče na oblik ulaznog signala. Kompenzacija fazno-frekventnog spektra signala je glavni razlog
vremenska kompresija, što dovodi do koordinirane superpozicije harmonijskih komponenti.
FCM obrada signala
Signal kojim se manipulira faznim kodom je impulsni signal podijeljen na paralelne impulse, od kojih svaki ima svoju početnu fazu (slika 4.186)
Za takav signal vrijedi relacija
gdje je N broj parcijalnih impulsa u signalu;
Δf – širina spektra signala.
Fazni kodovi su obično binarni, ali mogu biti složeniji. FCM signal se može predstaviti kao niz koherentnih impulsa. Za takav paket, optimalni detektor je prikazan na slici 4.187
Karakteristike sheme su sljedeće:
· Kašnjenje između susednih vodova, kašnjenja moraju biti jednaka trajanju parcijalnog impulsa τ 1 ;
· Neke slavine na liniji kašnjenja moraju uključivati fazne pomerače koji obezbeđuju zajedničko sumiranje signala.
Blok dijagram optimalnog detektora PCM signala prikazan je na slici 4.188
Na dijagramu su prikazani: PV – fazni pomerači; SF – usklađeni filter. Na slikama 4.189 i 4.190 prikazana su kola optimalnog detektora i dijagrama napona za signal koji se sastoji od tri parcijalna impulsa.
Jedan od glavnih parametara koji karakteriše radarski sistem je koeficijent uočljivosti, koji je definisan kao odnos minimalne snage signala na ulazu prijemnika P min i snage šuma
Performanse detekcije zavise od energije signala
