Способ формирования группового навигационного сигнала глонасс. Способы формирования группового сигнала

В телекоммуникационных сетях широкое применение нашли многоканальные системы с частотным и временным разделением каналов.

5.2.1. Принципы формирования групповых сигналов в многоканальных системах с частотным разделением каналов

Во всех многоканальных системакх с частотным разделением каналов (МКС с ЧРК) применяется АМ сигналов с выделением одной боковой полосы (АМ-ОБП). Методы построения МКС с ЧРК отличаются способом формирования группового сигнала и особенностями передачи его в линейном тракте. По первому признаку различают вариан­ты:

– с индивидуальным преобразованием сигналов;

– с групповым пре­образованием сигналов.

По способу усиления группового (линейного) сиг­нала в промежуточных пунктах (второй признак) выделяют варианты с усиле­нием каждого индивидуального сигнала или линейного сигнала в целом.

При индивидуальном преобразовании сигналов формирование группового (линейного) спектра частот производится путем отдельного независимого пре­образования каждого из N сигналов. На рис. 5.3 показана структурная схема, поясняющая этот метод. Каждый канал содержит канальный полосовой фильтр (КПФ i ), канальный модулятор (М i ) и демодулятор (ДМ i ), а на промежу­точных станциях (ПС) – индивидуальное усилительное устройство (Ус i ).

Достоинствами этого метода являются:

– простое решение проблемы выделения (ответвления) любого сигнала в любом промежуточном пункте;

– к индивидуальному усилительному устройству не предъявляются высо­кие требования к показателям качества: каждый усилитель сравнительно узкополосный и может работать с большими нелинейными искажениями, поскольку на выходе они подавляются полосовым фильтром;

– минимум преобразований сигнала на оконечных пунктах;

– высокая надежность связи, так как выход из строя одного из усилителей промежуточного пункта не отражается на работе остальных.

Рис. 5.3. Структурная схема МКС с ЧРК с индивидуальным

преобразованием сигналов

– громоздкость и большое потребление энергии оборудования промежу­точных станций из-за наличия канальных усилителей;

– наличие большого числа избирательных устройств (КПФ) и, как следствие этого, увеличение объёма и стоимости оборудо­вания;

– плохое использование пропускной способности линейного тракта, поскольку из-за недостаточной избирательности КПФ приходится увеличивать разнос частот между соседними канальными сигналами, что ухудшает «плотность упаковки» линейного сигнала; в итоге увеличивается верхняя частота линейного сигнала и уменьшается допустимая длина участка линии между соседними усилительными пунктами.

В основе метода с групповым преобразованием сигналов лежит принцип фор­мирования линейного сигнала на оконечном пункте передачи (ОП пд) системы с помощью нескольких ступеней преобразования. На каждой сту­пени объединяется несколько канальных сигналов, т.е. линейный сигнал пред­ставляет собой сумму нескольких промежуточных групповых сигналов. На око­нечном пункте приёма (ОП пр) осуществляются обратные операции.

Преимуществом этого метода является упрощение промежуточных пунктов и, как следствие, уменьшение их стоимости и габаритов.

К недостаткам группового метода усиления относятся:

– высокие требования к показателям качества линейного усилителя про­межуточной станции: он должен иметь точно определенную частотную харак­теристику усиления в полосе частот линейного спектра и очень малые нели­нейные искажения;

– трудность выделения канальных сигналов.

Вплотную разместить каналы в линейном спектре частот невозможно, так как с ростом несущей частоты ухудшаются избирательные свойства полосовых фильт­ров (полоса пропускания резонан­сного контура равна ∆f = f 0 /Q k ). Следовательно, с ростом частоты f необходимо увеличивать защитный интервал ∆f зи между соседними каналами. В современных МКС c ЧРК каждому каналу выделяется полоса частот 4 кГц, хотя полоса пропускания КТЧ равна 3,1 кГц. В данном случае = 0,9 кГц. Следовательно, в МКС с ЧРК эффективно используется примерно 80% полосы пропускания тракта передачи. Кроме того, групповой тракт должен обладать высокой линейностью.

Это одна из основных причин перехода к группо­вому методу преобразования. При этом преобразование индивидуального сиг­нала осуществляется несколькими ступенями. На каждой ступени происходит объединение нескольких преобразованных сигналов, сформированных на пре­дыдущих ступенях. Принцип этого метода поясняет рис. 5.4. На первой ступени производят индивидуальное преобразование в спектр группового вспомога­тельного сигнала, называемого первичным; на второй ступени получают вторич­ный сигнал путём объединения нескольких преобразованных первичных груп­повых сигналов и т.д. Последняя ступень называется ступенью системногопреобразования. На приёмной стороне осуществляются обратные операции.

На рис. 5.5, а , б данные преобразования представлены в спектральной области, рис. 5.5, а поясняет формирование группового сигнала первичной стандартной группы (ПСГ) с по­мощью индивидуальных несущих частот f н1 – f н12 , а рис. 5.4 – вторичной стандартной группы (ВСГ) с помощью группо­вых несущих f н1 – f н5.

Рис. 5.4. Принцип метода группового преобразования сигналов

Рис. 5.5. Формирование спектров групповых сигналов

первичной (а ) и вторичной стандартной группы (б )

Достоинства метода:

– высокая «плотность упаковки» спектра линейного сигнала и, соответ­ственно, уменьшение полосы пропускания линейного сигнала при одном и том же количестве каналов;

– упрощение промежуточных станций, увеличение рас­стояния между промежуточными пунктами и удешевление системы в целом;

– уменьшение числа различных типов преобразований и фильтров, приводящее к удешевлению аппаратура, повышению её серийности и унифика­ции;

– уменьшение количества разных несущих частот, используемых при групповом преобразовании, и упрощение генераторного оборудования;

– упрощается проблема выделения групп каналов и сопряжения разных типов аппаратуры МКС.

Недостатки метода:

– большое число преобразований над каждым сигналом, в результате увели­чиваются искажения сигнала и соответственно ужесточаются требования к аппа­ратуре;

– возможное увеличение габаритов и стоимости оконечных пунктов.

Основные параметры стандартных групп каналов МКС с ЧРК приведены в таблице 5.1.

Таблица 5.1

Основные параметры стандартных групп каналов

5.2.2. Принципы формирования многоканальных сигналов в МКС с временным разделением каналов

При временном разделении каналов (ВРК) групповой тракт с помощью синхронных коммутаторов передатчика и приёмника поочередно предоставляется для передачи сигналов каждого канала МКС. Структурная схема МКС с ВРК приведена на рис. 5.6, где введены следующие обозначения: ИС i , ПС i – i -ый источник и получатель сообщений, ИМ – импульсный модулятор, ГТИ – генератор тактовых импульсов, ЛС – линия связи, ИД i – импульсный детектор i -го канала. В качестве канальных сигналов в системах с ВРК используются неперекрывающиеся во времени последовательности модулированных импульсов. Совокупность канальных сигналов образует групповой сигнал.

ИМ

ЛС

ГТИ

ИС N

N

ИС 1

ИС 2

K

K пр

ИД N

ПС N

N

ИД 2

ПС 2

ИД 1

ПС 1

Рис. 5.6. Структурная схема МКС с ВРК

Цифровые системы передачи (ЦСП) с ВРК, используемые в телекоммуникационных сетях, строятся на основе определенной иерархии, которая должна удовлетворять следующим основным требованиям:

– передача по каналам и трактам ЦСП всех видов аналоговых, дискретных и цифровых сигналов;

– соответствующая кратность скоростей обработки и передачи сигналов на различных ступенях передачи;

– возможность достаточного простого объединения, разделения, выделения и транзита передаваемых цифровых потоков;

– параметры ЦСП должны выбираться с учётом характеристик существующих и перспективных направляющих систем;

– возможность взаимодействия ЦСП с аналоговыми системами передачи и различными системами коммутации;

– при передаче сигналов типовых сообщений пропускная способность ЦСП должна использоваться наилучшим образом.

Формирование иерархии ЦСП осуществляется на основе объединения цифровых потоков низкого порядка, называемых компонентными, в единый цифровой, называемый групповым. Формирование группового цифрового сигнала возможно следующими способами объединения цифровых потоков:

– посимвольное (рис. 5.7, а );

– поканальное (рис. 5.7, б ).

В обоих случаях объединяются 4 потока.

Рис. 5.7. Структура цикла цифровой системы передачи с посимвольным (а ) и поканальным (б ) объединением цифровых потоков

При посимвольном объединении импульсы цифровых сигналов объединяемых цифровых потоков укорачиваются и распределяются во времени так, чтобы в освободившихся интервалах могли размес­титься объединяемые импульсы других потоков. При поканальном объединении цифровых потоков сужаются и распределяются во времени интервалы, отводимые для кодовых групп. Синхросигнал необходим для правильного распределения цифровых потоков на приёмном конце.

Возможно объединение цифровых потоков по циклам, кото­рое аналогично поканальному объединению: обрабатывается (сжимается) во времени и передается полностью цикл одного цифро­вого потока, затем следующих.

Наиболее простым и широко приме­няемым способом является способ посимвольного объединения.

При ВРК возможны переходные помехи между каналами, которые в основном обусловлены двумя причинами:

– неидеальностью АЧХ и ФЧХ тракта передачи;

– неидеальностью синхронизации коммутаторов на передающей и приёмной стороне.

Для снижения уровня взаимных помех при ВРК также приходится вводить защитные временные интервалы, что приводит к уменьшению длительности импульса каждого канала и, как следствие, расширения спектра сигналов. В соответствие с теоремой Котельникова для КТЧ минимальная частота дискретизации должна быть f д = 2F в = 6,8 кГц. Однако в реальных МКС с ВРК f д = 8 кГц.

Реальные МКС с ВРК уступают МКС с ЧРК по эффективности использования частотного спектра. Однако системы с ВРК имеют ряд преимуществ:

– отсутствуют переходные помехи нелинейного происхождения;

– ниже пик-фактор;

– аппаратура ВРК значительно проще аппаратуры ЧРК.

Наиболее широкое применение ВРК находит в цифровых системах передачи с ИКМ.

5.3. Фазовое, нелинейное, комбинационное и другие методы разделения каналов

5.3.1. Фазовое разделение каналов

В качестве переносчиков в системах передачи с фазовым разделением каналов (ФРК) используются гармонические колебания (несущие) с одинаковыми частотами и с начальными фазами, отличающимися друг от друга на π/2:

Канальные сигналы в системе формируются путем ампли­тудной модуляции несущих колебаний. Спектр каждого канального сигнала содержит две боковые полосы относительно несущей частоты ω н. При ФРК спектры канальных сигналов перекрывают друг друга. Тем не менее, разде­ление сигналов на приёме воз­можно вследствие взаимной орто­гональности переносчиков и . Разделение канальных сигналов и выделение информа­ционных сигналов осуществляются одновременно при разделении ортогональных сигналов. При этом групповой сигнал перемножается с переносчиком данного канала и интегрируется с помощью ФНЧ. На приёме в качестве перемножителя в каждом канале используется демодулятор, на который подается несущее колебание, когерентное с соответствующим колебанием на передаче. Необходимость когерентного приёма усложняет аппаратуру фазового разделения, так как требования к генераторному оборудо­ванию ужесточаются.

5.3.2. Разделение сигналов, передаваемых на кратных несущих частотах

В системах передачи дискретной информации находят практи­ческое применение МКС, в которых ортого­нальные переносчики выражаются членами тригонометрического ряда: Ψ k = k cosω н t , . Струк­турная схема такой системы соответствует схеме разделения орто­гональных сигналов. В системе используется амплитудная модуляция.

Нули спектра одиночного импульса передаваемого двоичного сигнала кратны частоте f 0 = 1/τ и, где τ и – длительность импульса. Если уравнять частоты f 0 и f н = ω н /2π, то выбранная система переносчиков будет ортогональна на протяжении интервала длительностью τ и. Так как k- й канальный сигнал равен u k (t ) = c k (t )cos(k ω н t ), то его спектр содержит две боковые полосы отно­сительно несущей f k = k f н. При f н = f 0 = 1/ τ и несущие частоты (k +1), (k + 2)-го и т. д. каналов, а также несущие предшествующих (k – 1), (k – 2)-го и т. д. каналов совпадают с нулями спектра k -го канала. Хотя спектры всех канальных сиг­налов перекрываются, тем не менее, различия в форме переносчи­ков позволяют разделить эти сигналы на приёме методом разделе­ния ортогональных сигналов.

Метод передачи на кратных несущих можно сочетать с методом фазового разделения сигналов: на каждой несущей k ω н можно осу­ществлять передачу двух сигналов с переносчиками cosk ω н t и sink ω н t. В этом случае при той же ширине спектра группового сигнала можно в два раза увеличить число каналов.

Известны многоканальные системы передачи дискретной информации, в которых в качестве переносчиков используются другие системы ортогональных функций: полиномы Лежандра, полиномы Лагерра и др. Все эти системы характеризуются следующим:

1) формирование и разделение канальных сигналов осуществляются с помощью простых интегрирующих уст­ройств, а не сложными канальными полосовыми фильтрами;

2) системы обладают высокой помехоустойчивостью;

3) на переходы между каналами оказывают влияние линейные и нелинейные искажения в групповом тракте;

4) требования к генераторному оборудованию ужесточаются вследствие необходимости когерентного приёма.

5.3.3. Нелинейное разделение сигналов

При построении некоторых систем передачи двоичных сигналов применяются следующие методы нелинейного разделения сигналов:

– комбинационный;

– разделение сигналов по уровню;

– кодовое разделение сигналов.

Комбинационный метод разделения сигналов . При передаче N независимых дискретных сооб­щений по общему групповому тракту, если элемент i -го сообщения может принимать одно из m i возможных значений (i = 1, 2, ..., N ), общее число значений, которое может принимать элемент N -канального источника, объединяющего исходные N источников, будет равно . При одинаковых значениях m i = m имеем M = m N . Таким образом, используя основание кода M = m N , можно одновременно передавать информацию от N индивидуальных источников, работающих с ос­нованием кода т. В частности, при т = 2 (двоичные коды), числе каналов N = 2, групповое сообщение b г может принимать четыре возможных значе­ния, соответствующих различным комбинациям нулей и единиц в обоих кана­лах, при N = 3 число различных комбинаций будет равно М = 8 и т.д. Задача теперь сводится к передаче некоторых чисел b г, определяющих номер комби­нации. Эти числа могут передаваться посредством сигналов дискретной моду­ляции любого вида. Разделение сигналов, основанное на различии в комбина­циях сигналов разных каналов, называется комбинационным. Структурная схема МКС с комбинационным (кодовым) разделением представлена на рис. 5.8. Здесь первичные сообщения b 1 (t ), b 2 (t ), ..., b N (t ) от N источников поступают на вход кодера, выполняющего роль устройства объединения каналов (УОК). Полученное групповое сообщение b г (t ) преобразуется с помощью модулятора М в групповой сигнал u г (t ), поступающий в групповой тракт (линию связи). На приёмной стороне после демодуля­ции и декодирования в приёмнике (П) в устройстве разделения каналов (УРК) формируются канальные сообщения, соответствующие N первичным сообщениям.

Типич­ными примерами комбинационного уплотнения являются сис­темы двукратного частотного телеграфирования (ДЧТ) и двукратного фазового телеграфирования (ДФТ), в которых для передачи четырёх комбинаций сигналов двух источников (каналов) используют соответственно четыре разные частоты f k , k = 1, 2, 3, 4 и четыре частоты с различными начальными фазами (табл. 5.2).

Рис. 5.8. Структурная схема многоканальной системы

с комбинационным уплотнением

Таблица 5.2

Параметры сигналов двухканальной системы

Комбинационная система выгодна при небольшом числе каналов, так как увеличение числа каналов (кратности системы) резко уве­личивает необходимое количество передаваемых сигналов, что при­водит к усложнению системы. В настоящее время применяются двукратные системы с ЧМ и AM, трёхкратные системы с ФМ и многократные комбинированные системы типа АФМ (амплитудно-фазовая модуляция).

Разделение сигналов по уровню . В системе разделения сигналов по уровню сигналы одинаковой формы могут передаваться одновременно, а групповой сигнал яв­ляется суммой канальных сиг­налов. Разделение сигналов на приёме осуществляется с помо­щью нелинейных пороговых ус­тройств. В простейшем случае при разделении двух сигналов u 1 (t ) и u 2 (t ) с амплитудами A 1 и А 2 пороговое устройство выделяет сигнал с большей ам­плитудой путём ограничения сверху и снизу (рис. 5.9, а ). Схема приёмного устройства показана на рис. 5.9, б .

Рис. 5.9. Структурная схема приёмного устройства МКС

с нелинейным разделением сигналов (б ) и эпюры сигналов (а )

На выход порогового уст­ройства проходит сигнал, соот­ветствующий сигналу u 1 (t ), но с уменьшенной амплитудой, равной (A 1 – А 2). Этот сигнал усиливается до номинального значения амплитуды (A 1) и по­ступает на выход первого ка­нала. Сигнал u 2 (t ) на выходе второго канала выделяется пу­тем вычитания u 1 (t ) из сум­марного сигнала.

Кодовое разделение сигналов . Принципы кодового разделения каналов основаны на использовании широкополосных сигналов (ШПС), полоса которых значительно превышает полосу частот, необходимую для обычной передачи сообщений, например, в узкополосных системах с ЧРК. Основной характеристикой ШПС является база сигнала, определяемая как произведение В = ∆FT ширины его спектра ∆F на его длительность Т . В цифровых системах связи, передающих информацию в виде двоичных символов, длительность ШПС Т и скорость передачи сообщений v связаны соотношением Т = 1/v . Поэтому база сигнала В = ∆F/v характеризует расширение спектра ШПС (S шпс) относительно спектра сообщения.

Расширение спектра частот передаваемых цифровых сообщений может осуществляться двумя методами или их комбинацией:

– прямым расширением спектра частот;

– скачкообразным изменением частоты несущей.

При первом способе узкополосный сигнал умножается на псевдослучайную последовательность (ПСП) с периодом повторения Т , включающую N бит последовательности длительностью t 0 каждый. В этом случае база ШПС численно равна количеству элементов ПСП: В = Т/t 0 = N .

Скачкообразное изменение частоты несущей, как правило, осуществляется за счет быстрой перестройки выходной частоты синтезатора в соответствии с законом формирования псевдослучайной последовательности.

Приём ШПС осуществляется оптимальным приёмником, который для сигнала с полностью известными параметрами вычисляет корреляционный интеграл

где x (t ) – входной сигнал, представляющий собой сумму полезного сигнала u (t ) и помехи n (t ) (в данном случае белый шум).

Затем величина z сравнивается с порогом Z 0 . Значение корреляционного интеграла находится с помощью коррелятора или согласованного фильтра. Коррелятор осуществляет «сжатие» спектра широкополосного входного сигнала путем умножения его на эталонную копию u (t ) с последующей фильтрацией в полосе 1/Т , что и приводит к улучшению ОСШ на выходе коррелятора в В раз по отношению ко входу. При возникновении задержки между принимаемым и опорным сигналами амплитуда выходного сигнала коррелятора уменьшается и приближается к нулю, когда задержка становится равной длительности элемента ПСП t 0 . Это изменение амплитуды выходного сигнала коррелятора определяется видом автокореляционной функции (при совпадающих входной и опорной ПСП) и взаимнокорреляционной функции (при отличающихся входной и опорной ПСП). Выбирая определенный ансамбль сигналов с «хорошими» взаимными и автокорреляционными свойствами можно обеспечить в процессе корреляционной обработки (свёртки ШПС) разделение сигналов. На этом основан принцип кодового разделения каналов связи.

5.3.4. Статистические методы уплотнения

В статистических методах уплотнения используются статистические особенности канальных сигналов в системах ЧРК или ВРК. В многоканальных телефонных си­стемах этот метод позволяет организовать дополнительные связи по существующим уже каналам в паузах речевых сигналов. В про­цессе телефонного разговора каждое из направлений передачи занято в среднем в течение 25 % времени продолжительности разговора. Число каналов, занятых непрерывной передачей речи, так называемых активных каналов, в многоканальной телефонной системе всегда меньше общего числа каналов N и при большом числе каналов N > 4000 отно­шение n/N становится равным 0,25 – 0,35. Наличие временно свободных каналов дает возможность строить системы уплотнения, в которых число передач m превышает номинальное число кана­лов N. В таких системах канал предоставляется абоненту только па время непрерывной передачи речи, т. е. на время активного со­стояния канала. Во время пауз в речи канал отключается от данного абонента и подключается к другому говорящему абоненту. Когда первый абонент вновь начинает говорить, он подключается к любому свободному каналу в системе.

Другим видом систем статистического уплотнения являются системы, в которых паузы в передаче речи по телефонным каналам используются для передачи данных.

5.4. Системы передачи и распределения информации

С целью организации обмена информацией между многими источниками и получателями информации каналы и системы передачи объединяются в сети связи – системы передачи и распределения информации (СПРИ).

Известны следующие способы формирования группового сигнала:

Автовыбор (селективное сложение);

Линейное сложение;

Оптимальное (взвешенное) сложение;

Комбинированный способ.

Помехоустойчивость этих способов формирования группового сигнала чаще всего оценивается энергетическим критерием, т. е. увеличением отношения сигнал/помеха при разнесенном приеме по сравнению с отношением сигнал/помеха при одиночном при­еме. В случае передачи дискретных сигналов помехоустойчи­вость целесообразно оценивать и вероятностным критерием, позволяющим судить о вероятности ошибок при разнесенном и одиночном приемах.

Рассмотрим основные принципы реализации систем связи с разнесенным приемом при различных способах формирования группового сигнала и оценим их помехоустойчивость.

АВТОВЫБОР

Автовыбор состоит в том, что в любой мо­мент времени выбирается приемный тракт с наибольшим выход­ным сигналом. При этом для i -гo канала с наибольшим в дан­ный момент сигналом весовой коэффициент С j = 1,а для всех ос­тальных каналов С j i = 0. т. е. результирующий сигнал согласно выражениям (6.2), (6.3). (64) может быть записан в виде

где .

Вот почему автовыбор называют также селективным (избирательным) сложением.

Структурная схема приемного устройства с оптимальным автовыбором при сдвоенном приеме приведена на рис, 6.1. Коле­бания от обоих приемников поступают на устройство сравнения уровней. В результате сравнения уровней колебаний вырабаты­вается управляющий сигнал, который к выходному устройству подключает приемник с большим уровнем сигнала. Приемник с меньшим уровнем сигнала в это время отключается. Для уменьшения искажений сигналов время переключения приемников дол­жно быть малым. Система с автовыбором пригодна для приема телефонных и телеграфных сигналов в том случае, если время переключения приемников не превышает 15-20 мкс.

Место включения устройств при приеме AM сигналов существенного значения не име­ет. Они могут включаться либо до детекторов, либо после них.

При приеме ЧМ сигналов устройство сравнения должно распола­гаться до ограничителей, так как после ограничителей уровни сигналов одинаковы и теряется информация о том, сигнал како­го канала больше. В случае приема частотно-манипулированных сигналов управляющие устройства необходимо располагать после частотных детекторов. Если управляющие устройства располо­жить до частотных детекторов, то при быстром переключении каналов одна часть элементарного импульса будет проходить че­рез фильтр частотного детектора первого приемника, а другая часть - через фильтр частотного детектора второго приемника. В таком случае во избежание искажений сигнала фильтры час­тотных детекторов должны рассчитываться на пропускание им­пульсов более коротких, чем длительность элементарного импуль­са. Это привело бы к существенному снижению помехоустойчи­вости.

Для количественной оценки помехоустойчивости системы свя­зи с оптимальным автовыбором по энергетическому критерию необходимо определить и сравнить средние значения отношения сигнал/помеха при одиночном приеме и оптимальном автовыбо­ре. Среднее значение мощности полезного сигнала можно найти по формуле

, (6.6)

где Т - интервал усреднения, значительно больший периода из­менения передаваемого сигнала A(t).

В радиодиапазоне скорость изменения A(t) значительно выше скорости изменения коэффициента передачи канала a i (t). Выбирая T А <T А, T a - периоды изменения А(t) и a 1 (t) соответственно, и считая величину a i (t) на интер­вале Т постоянной, выражение (6.6) перепишем в виде

(6.7)

(6.8)

Среднеквадратичное значение передаваемого сигнала.

Среднеквадратичное значение аддитивных помех для всех ветвей разнесенного приема можно считать одинаковым, т. е.

(6.9)

Отношение сигнал/помеха в i -й ветви равно

, (6.10)

Величина h i 2 (t) изменяется во времени из-за изменения ко­эффициентаa i (t) , так как h 0 - величина постоянная. Усред­ненное на интервале T1 >> Т a значение отношения сигнал/помеха приодиночном приеме (в i -й ветви) определяется выражением

Для стационарных случайных процессов среднее по времени равно среднему по ансамблю, т. е.

, (6.13)

где W(а 2 i)- плотность вероятности квадрата коэффициента передачи канала.

Прежде всего найдем выражение для распределения коэф­фициента передачи канала, исходя из известного правила преоб­разования случайных величин:

. (6.14)

Учитывая, что огибающая амплитуды сигнала пропорциональ­на коэффициенту передачи канала, и выбирая для простоты пос­ледующих выкладок коэффициент пропорциональности, равный , получим

т.е. . (6.15)

При интервалах наблюдения до 10 мин плотность вероятности огибающей амплитуды сигнала W(U), как отмечалось, определя­ется релеевским законом (1.12). Подставляя (6.15) и (1.12) в (6.14), получим

. (6.16)

Теперь по правилу (6.14) находим плотность вероятности квадрата коэффициента передачи канала

, (6.17)
вычисляем интеграл (6.13)

, (6.18)

И получаем окончательное выражение для среднего значения от­ношения сигнал/помеха при одиночном приеме:

Вероятность того, что случайная величина h i 2 в i-м канале при одиночном приеме станет меньше некоторого значения h 2 , оп­ределяется интегральной функцией распределения вероятностей

. (6.20)

Из выражения (6.20) по правилу (6.14) находим

; (6.21)

. (6.22)

Если изменения a i ., а следовательно, и h i в различных ка­налах считать независимыми, то при n -кратном разнесении веро­ятность одновременного уменьшения отношения сигнал/помеха во всех каналах ниже порога h 2 будет определяться n -кратным про­изведением вероятностей, определяемых выражениями (6.21) и (6.22), т. е.

. (6.23)

Из (6.23) находим плотность вероятности отношения сигнал/ помеха при n-кратном разнесении:

. (6.24)

По аналогии с (6.13) среднее значение отношения сигнал/по­меха при n -кратном разнесении определяется интегралом

, (6.25)

В результате интегрирования по частям с использованием би­нома Ньютона и вычисления интеграла (6.25) получим

откуда следует, что отношение сигнал/помеха при оптимальном автовыборе определяется отношением сигнал/помеха при одиноч­ном приеме h 0 2 и кратностью разнесения п. Отношением

. (6.27)

оценивается выигрыш по мощности разнесенного приема с автовыбором по сравнению с одиночным приемом. Значения В n при различных кратностях разнесения приведены в таблице 6.1.

Для приближенной оценки вероятности ошибок при разнесен­ном приеме дискретных сигналов предположим, что можно ука­зать некоторую граничную величину h 2 гр которая характеризуется тем, что при h 2 > h 2 гр , прием происходит практически без иска­жений, а при h 2 < h 2 гр вероятность появления ошибок близка к единице. При сделанных допущениях интегральная функция рас­пределения (6. 23) при h 2 = h 2 гр определяет вероятность ошибки

. (6.28)

В случаях малых значений отношения представляющих наибольший практический интерес, вероятность ошибок равна

т. е. убывает по показательному закону с увеличением кратнос­ти разнесения п.

Вероятность ошибки при одиночном приеме дискретных сигналов с активной паузой в отсутствие замираний определяется выражением

. (6.30)

При наличии медленных замираний вероятность ошибки в системе связи с n-кратным разнесенным приемом тех же сигна­лов можно определить усреднением Р 0 по всем значениям h 2 в соответствии с плотностью распределения (6.24):

. (6.31)

Интегрируя (6.31) по частям, при n=2 получим

. (6.32)

Как показано в , при n-кратном разнесении

(6.33)

По этой формуле на рис. 6.2 построены зависимости показывающие, что наиболее ощутимый резуль­тат, по сравнению с одиночным приемом, дает сдвоенный прием.

Поэтому с учетом экономических соображений сдвоенный прием находит самое широкое применение.

Формула (6.27) получена в предположении, что корреляция между сигналами отдельных ветвей приема отсутствует. Умень­шение выигрыша становится существенным при коэффициенте корреляции r >0,6.

В случае сдвоенного приема при большом отношении сиг­нал/помеха влияние корреляции между сигналами приблизи­тельно эквивалентно уменьшению мощности сигнала в

раз. Значит, вероятность ошибки согласно (6.29) определяется выражением

, (6.34)

ЛИНЕЙНОЕ СЛОЖЕНИЕ СИГНАЛОВ

При линейном сложении коэффициенты усиления складыва­емых сигналов должны быть одинаковы, т. е. коэффициенты C d , входящие в выражение (6.4), равны единице. Равенство ко­эффициентов усиления приемников обычно обеспечивается общей схемой АРУ. В этом случае величина коэффициентов усиления определяется наибольшим из складываемых сигналов.

Схема приемного устройства сдвоенного приема с линейным сложением сигналов приведена на рис. 6.3. Когерентность сиг­налов, складываемых на промежуточной частоте, обеспечивает­ся системой фазовой автоподстройки частоты (ФАПЧ). Несинфазность складываемых сигналов ведет к ухудшению результирующего отношения сигнал/помеха, особенно при равенстве уровней складываемых сигналов. Зависимость уменьшения сигнал/по­меха суммарного сигнала от степени несинфазности < j для сдвоенного приема приведена на рис. 6.4, из которого видно, что при 38 0 потери в отношении сигнал/помеха составляют около 1 дБ, а при 50° - 2 дБ. Следовательно, фазирование сиг­налов с высокой точностью не обязательно. Чем больше отлича­ются уровни складываемых сигналов, тем меньше сказывается их несинфазность на отношении сигнал/помеха.

Место включения суммирующего устройства S, при линейном сложении зависит от вида модуляции принимаемого сигнала. При приеме AM сигналов сложение можно производить как до детек­торов, так и после них, так как отношение сигнал/помеха на входе и выходе амплитудного детектора одинаково. В случае при­ема ЧМ сигналов сложение целесообразно производить до детек­торов. Это обусловлено тем, чтона выходе частотного детекто­ра отношение сигнал/помеха ухудшается, если на входе детекто­ра оно ниже некоторого порогового значения. Следовательно, при сложении сигналов после частотных детекторов уменьшается и результирующее значение отношения сигнал/помеха. Кроме то­го, в случае линейного сложения до детектора уменьшаются ис­кажения сигнала, вызываемые многолучевостью распространения радиоволн.

В N-канальной системе число фильтров и их типов равно Nn, где n - число ступеней преобразования. Число фильтров и их типов можно уменьшить, если дополнить многократное преобразование групповым , при котором преобразованию подвергается групповой сигнал. С этой целью N каналов разбивается на m групп по K каналов, т.е. Km=N. В каждой группе сигнал каждого канала подвергается индивидуальному преобразованию с помощью несущих частот w Н1 , w Н2 ,..., w НК (Рис.3.51). Во всех группах преобразование однотипно, поэтому на выходе каждой группы образуется один и тот же спектр частот. Полученные групповые спектры подвергаются затем групповому преобразованию с несущими w ГР1 , w ГР2 ,..., w ГРm , так что после объединения преобразованных групповых сигналов образуется спектр частот N каналов. В рассматриваемом случае общее число фильтров равно N+mn ГР, а число типов фильтров сокращается до K+mn ГР, где n ГР - число групповых ступеней преобразования.

Рис.3.51 Групповое преобразование частоты

Таким образом, применение многократного и группового преобразования позволяет унифицировать фильтровое оборудование системы, т.е. уменьшить его разнотипность. Такая унификация повышает технологичность изготовления узлов аппаратуры и, в конечном счете, удешевляет ее.

Уплотнение - это процесс объединения множества несущих информацию сигналов в подлежащий передаче групповой сигнал, сосредоточенный в одной частотной полосе. Задача решается либо бортовыми, либо земными средствами. Может быть использовано почти любое сочетание:

Методов, применяемых при модуляции в земной аппаратуре;

Уплотнении в земной аппаратуре;

Модуляции несущей на спутниковой линии;

Многостанционном доступе.

Так, в системах INTELSAT, TELESAT, DSCS-1 и ²Молния² используется однополосная амплитудная модуляция при частотном уплотнении и разделении каналов (ЧУ), частотной модуляции на спутниковой линии и различные несущие частоты для каждой ЗС.

Систему ВМДВ можно назвать ИКМ/ВУ/ЧФМ/МДВУ.

Система SPADE с одним каналом на несущую обозначается: ИКМ/ЧФМ/МДЧУ.

В земной аппаратуре наиболее распространено частотное уплотнение и разделение каналов (ЧУ). Системы ЧУ включают в себя:

а) однополосные системы с подавленной несущей (ОБП);

б) однополосные системы с передаваемой несущей (ОБП-ПН);

в) двухполосные системы с подавленной несущей (ДБП);

г) двухполосные системы с передаваемой несущей (ДБП-ПН).

В основном применяется ОБП.

В системах временным разделением применяют:

Дискретные методы;

Цифровые методы.

Обычно ВУ сочетается с МДВУ, а ЧУ - с МДЧУ, но возможны и смешанные системы.

Передача ТВ сигналов и сигналов звукового сопровождения.

Согласно плану ВАКР-77 максимальная скорость передачи в ТВ канале не превышает 20 Мбит/с. Но для передачи высококачественного цветного изображения необходима скорость передачи не менее 34 Мбит/с. Поэтому для первого поколения спутниковых систем ТВ применялись аналого-цифровые методы, когда часть информации передавалась в аналоговой форме, а часть - в цифровой.

Одна из таких систем - система МАС (Multiplexing Analogue Components -составной сигнал с аналоговыми компонентами). В этой системе аналоговый сигнал яркости передается поочередно (методом временного разделения) с сигналами цветности, преобразованными в дискретную форму, что позволяет избежать перекрестных искажений сигналов яркости и цветности, снизить шумы в канале цветности благодаря переводу его в область низких частот. Сигналы звукового сопровождения, синхронизации, данных передаются совместно с сигналами цветности в общем цифровом потоке.

В самом простом варианте сигнал яркости передается в реальном масштабе времени в течение активной части строки, а цифровой поток - в интервале строчного гасящего импульса, причем сигнал цветности предварительно сжимается во времени. На приеме суммарный цифровой поток демультиплексируется. Поток, соответствующий сигналу цветности, растягивается и сдвигается во времени для восстановления первоначальных пропорций, а затем подается на декодирующее устройство.

В более сложной системе сжимаются во времени и сигнал яркости, и сигнал цветности, а разделение производится на периоде не только строки, но и кадра. Это позволяет изменять формат кадра. В результате исследований ЕСР выбран коэффициент сжатия 3/2 для сигнала яркости и 3 для сигналов цветности. На передающей стороне сигнал яркости задерживается на период кадра по отношению к сигналу цветности, на приеме же сигнал яркости проходит без изменений, а сигнал цветности растягивается во времени и задерживается на период кадра, так что восстанавливается их первоначальное соотношение.

Одной из наиболее сложных проблем спутникового телевидения (СТВ) является способ передачи звуковых сигналов в ТВ канале. Теоретические исследования и эксперименты показали, что методом аналоговой ЧМ в диапазоне 12 ГГц удается передать совместно с сигналом изображения не более двух звуковых программ с отношением сигнал/шум порядка 50-55 дБ, причем частота второй поднесущей должна быть подобрана так, чтобы не создавать помех в канале цветности. Например, для TV-SAT были выбраны значения поднесущих 5,5 МГц и 5,746128 0,000003 МГц. Необходимо же иметь как минимум 4-6 звуковых каналов в стволе.

Способ передачи цифрового потока совместно с сигналами изображения должен удовлетворять определенным требованиям: качество передачи изображения не должно ухудшаться; вероятность ошибки при передаче звуковых сигналов не должна превышать 10 -3 при отношении C/N=8 дБ; необходима совместимость с существующими ТВ приемниками.

Можно выделит три способа передачи сигналов изображения и цифрового потока:

С разделением по частоте (система МАС-А);

С разделением по времени на видеочастоте (МАС-В);

С разделением по времени на несущей частоте (МАС-С).

Система МАС-А. Цифровой поток передается на поднесущей частоте, превышающей верхнюю частоту спектра видеосигнала. Частота поднесущей выбирается из соотношения , где F B - верхняя частота видеосигнала, R - скорость потока в Мбит/с.

Среди методов цифровой модуляции предпочтение отдано двухпозиционной фазовой манипуляции с частично подавленной боковой полосой, называемой также “ упрощенной MSK” (Minimum Shift Keying), благодаря ее простоте и применимости когерентного демодулятора на приеме.

Система МАС-В. Уплотнение видеосигнала цифровым потоком на видеочастоте основано на использовании некоторой избыточности ТВ сигнала - наличии в каждой строке интервалов обратного хода лучей, в которых передаются только сигналы синхронизации. Вводя ИКМ последовательность в указанные интервалы, можно передать от двух до четырех звуковых программ, не увеличивая общую полосу частот, занимаемую видеосигналом. Преимуществом такого способа передачи является отсутствие отдельного демодулятора для звуковых сигналов, так как цифровая последовательность получается на выходе общего частотного детектора.

Изобретение относится к радиотехнике, в частности к радиопередающим устройствам, применяемым на линиях многоканальной цифровой связи с квадратурной амплитудной манипуляцией, может быть использовано в области цифрового радиовещания и цифрового телевидения. Достигаемый технический результат - снижение потерь помехоустойчивости в условиях плохой помеховой обстановки. В способе формирования сигналов квадратурной амплитудной модуляции формирование несущей частоты осуществляется путем модуляции и суммирования двух квадратурных сигналов: sin(wt) и cos(wt) по двум параллельно работающим каналам, в каждом из которых производится фазоамплитудная модуляция с помощью управляемых коммутаторов и делителей напряжения, при этом деление напряжения несущего колебания в каждом из двух квадратурных каналов формирователя сигналов квадратурной амплитудной модуляции синхронно осуществляется с переменным коэффициентом в зависимости от соотношения сигнал-шум на входе демодулятора приемника, полученного по обратному каналу. 4 ил., 2 табл.

Рисунки к патенту РФ 2365050

Изобретение относится к радиотехнике, в частности к радиопередающим устройствам, применяемым на линиях многоканальной цифровой связи с квадратурной амплитудной манипуляцией, а также может быть использовано в области цифрового радиовещания и цифрового телевидения.

Известны способы формирования сигналов относительной и квадратурной фазовой манипуляций (ОФМ, КФМ), в которых для уменьшения спектра передаваемого фазоманипулированного сигнала используется плавный фазовый переход .

Также известны способы формирования сигналов квадратурной амплитудной модуляции (КАМ, QAM), в которых шестнадцатеричный сигнал КАМ (КАМ-16) на передачу формируется в двух квадратурных ветвях (синфазная или синусная и квадратурная или косинусная составляющие), в каждой из которых используется способ формирования сигналов КФМ .

Однако известные аналоги обладают относительно низкой помехоустойчивостью за счет строгого классического построения сигнальной конструкции и ввиду этого невозможностью разделения потока всех бит, переносимых сигналом КАМ на подпотоки по приоритетам , обладающие различной помехоустойчивостью, что очень важно при достаточно плохой помеховой обстановке (т.е. при низких значениях отношений сигнал-шум на входе демодулятора КАМ, что особенно актуально и прогрессивно в современных системах с турбокодированием ).

Наиболее близким техническим решением к данному изобретению является способ формирования сигналов КАМ, в котором формирование несущей получается путем модуляции и суммирования двух квадратурных сигналов: sin(wt) и cos(wt). Способ формирования содержит два параллельно работающих канала, в каждом из которых производится фазоамплитудная манипуляция, общий задающий генератор, фазовращатели и управляемые коммутаторы с делителями напряжения для получения четырехуровневого сигнала КАМ с шестнадцатью сигнальными точками (КАМ-16)

При такой совокупности элементов и связей достигается повышение частотно-энергетической эффективности использования дискретных каналов линий многоканальной электросвязи .

Недостаток известного способа формирования сигналов квадратурной амплитудной модуляции - потери помехоустойчивости переданной информации в условиях наиболее плохой помеховой обстановки как с введением, так и без введения приоритетности в передаче сообщений нескольких пользователей.

Целью изобретения является снижение потерь помехоустойчивости в условиях плохой помеховой обстановки за счет оптимального построения сигналов шестнадцатеричной квадратурной модуляции (КАМ-16) как с разбиением, так и без разбиения общего переносимого потока бит на подпотоки по приоритетности.

Указанная цель достигается тем, что деление напряжения несущего колебания в каждом из двух квадратурных каналов формирователя сигналов квадратурной амплитудной модуляции синхронно осуществляется с переменным коэффициентом в зависимости от соотношения сигнал-шум на входе демодулятора приемника, полученного по обратному каналу.

Перечисленная новая совокупность существенных признаков (отличительный признак) за счет введения изменяемого (заранее известного и точно посчитанного) в период наиболее плохой помеховой обстановки коэффициента деления напряжения квадратурных несущих позволяет обеспечить возможность снижения потерь помехоустойчивости информации нескольких пользователей при введении приоритетности сообщений в условиях достаточно низких значений соотношения сигнал-шум (сигнал-помеха) на входе демодулятора.

Проведенный анализ уровня техники позволил установить, что аналоги, характеризующиеся совокупностью признаков, тождественных всем признакам заявленного технического решения, отсутствуют, что указывает на соответствие изобретения условию патентоспособности «новизна».

Результаты поиска известных решений в данной и смежных областях техники с целью выявления признаков, совпадающих с отличительными от прототипа признаками заявленного объекта, показали, что они не следуют явным образом из уровня техники. Из уровня техники также не выявлена известность влияния предусматриваемых существенными признаками заявленного изобретения преобразований на достижение указанного технического результата. Следовательно, заявленное изобретение соответствует условию патентоспособности «изобретательский уровень».

Заявляемый способ поясняется чертежами, графиками и таблицами, на которых показаны:

на фиг.1 - блок-схема устройства формирования сигналов квадратурной амплитудной модуляции;

на фиг.2 - пространство сигналов классической КАМ-16:

а) фиксированные относительные значения амплитуд модулированных сигналов, находящихся в квадратуре;

б) фиксированные относительные значения амплитуд и фаз несущей на выходе модулятора КАМ-16;

на фиг.3 - пространство сигналов иерархической КАМ-16 при параметре модуляции =2;

на фиг.4 - графики зависимости средней вероятности ошибки от параметра модуляции (коэффициента деления напряжения квадратурных несущих):

а) зависимость вероятности ошибки в приеме первого (второго), третьего (четвертого) битов и средней на бит вероятности ошибки при классической КАМ-16;

б) зависимость вероятности ошибки в приеме первого (второго), третьего (четвертого) битов и средней на бит вероятности ошибки при оптимальной иерархической КАМ-16;

На фиг.5 приведены точные значения параметров модуляции (коэффициентов деления напряжения) для различных значений сигнал/шум на входе приемника и энергетические выигрыши (выигрыши в помехоустойчивости) оптимальной КАМ-16 по сравнению с известными иерархическими и классически аналогичными сигналами.

Устройство формирования сигналов квадратурной амплитудной модуляции, показанное на фиг.1 работает следующим образом.

Формирователь КАМ-16 состоит из двух параллельно работающих каналов, в одном из которых производится фазоамплитудная манипуляция сигнала sinwt (канал I), во втором фазоамплитудная манипуляция сигнала coswt (канал Q). Указанные сигналы получаются от общего задающего генератора 1, причем сигнал coswt получается путем сдвига фазы сигнала sinwt на 90° с помощью фазовращателя (0°/90°) 2. Манипуляция фаз сигналов I и Q производится с помощью коммутаторов 5 и 6, на первый вход которых подается сигнал без сдвига фазы, а на второй вход - сигналы со сдвигом по фазе на 180° с выходов фазовращателей 3 и 4. Управление коммутаторами 5 и 6 производится кодовыми комбинациями Ik и Qk, подаваемыми на информационные входы фазоамплитудных манипуляторов. В результате такой модуляции векторы сигналов I и Q будут принимать фиксированные фазовые положения, показанные на фиг.2а.

Амплитудная модуляция сигналов I и Q производится с помощью коммутаторов 7 и 8 и управляемых делителей напряжения 10 и 11 с переменным коэффициентом деления . Управление коммутаторами 7 и 8 производится соответственно кодовыми комбинациями Еk и Dk, поступающими на информационные входы модулятора. Кодовые комбинации Ik, Qk, Ek и Dk поступают от формирователей импульсов источников сообщений.

После сложения промодулированных сигналов I и Q в сумматоре 9 в системе координат I и Q образуется 16 фиксированных точек - фиг.2б. Векторы, соединяющие начало координат и фиксированные точки, будут определять амплитуду и фазу КАМ-несущей на выходе модулятора для различных кодовых комбинаций.

При поступлении на вторые входы делителей напряжения 10 и 11 по обратному каналу информации об отношении сигнал-шум на входе демодулятора КАМ от 10 -11 до 0.1 на выходе устройства формируется классическая сигнальная конструкция КАМ-16. При изменении помеховой обстановки на линии связи и поступлении на вторые входы делителей напряжения 10 и 11 по обратному каналу информации об отношении сигнал-шум на входе демодулятора КАМ от 0.1 до 0.3 (область применения современных турбо-кодов) на выходе устройства формируется оптимальная сигнальная конструкция КАМ-16 (ОКАМ-16) с лучшими энергетическими характеристиками по сравнению с известными классическими и иерархическими сигналами КАМ.

Точные расчеты помехоустойчивости предлагаемой оптимальной КАМ-16 с оптимальным коэффициентом модуляции

по сравнению с помехоустойчивостью аналогичных известных классических с коэффициентом модуляции =1 (фиг.2б) и иерархических с коэффициентом модуляции =2, 4 (фиг.3) сигналов показали следующее.

1. При значениях требуемой средней вероятности ошибки на бит Р b в интервале от 0.3 до 0.1 минимальная средняя энергия на бит h 2 bc ( опт) при оптимальном построении КАМ-16 меньше h 2 bc ( =1/2) необходимой для известной классической КАМ-16 на величину порядка от 0.46 дБ до 0.17 дБ (помехоустойчивость оптимальной КАМ-16 при фиксированной мощности передатчика выше помехоустойчивости классической КАМ-16), а минимальная пиковая энергия h 2 m ( опт) не превышает h 2 m ( =1/2) В этом случае оптимальный параметр модуляции (нормированный коэффициент делителя напряжения) опт меняется от 1 до 0.39 (фиг.5, табл.5.1).

2. Выигрыш в пикфакторе П1/П2 оптимальной КАМ-16 по сравнению с классической КАМ-16 при минимизации пиковой энергии h 2 m составляет величину от 1.342 для Р b =0.4 до 1.08 для Р b =0.2 (фиг.5, табл.5.2).

3. Для достижения требуемого значения средней вероятности ошибки на бит Р тр =0.3 и Р тр =0.1 необходимое значение минимальной пиковой энергии h 2 m при опт значительно меньше, чем h 2 m при =1/2( =1), а с дальнейшим уменьшением Р тр от 10 -2 до 10 -11 величина опт постепенно приближается к 0.5, т.е. к известному классическому построению сигналов КАМ-16 (фиг.4а, б).

4. Предложенное оптимальное построение сигнальной конструкции (СК) КАМ-16 по сравнению с ранее известными классической и иерархической КАМ-16 требует меньшего h 2 m во всем диапазоне значений требуемой средней вероятности ошибки на бит Р b , что, в свою очередь, ведет к выигрышу в энергетических характеристиках первой по сравнению со вторыми, т.е. к снижению потерь помехоустойчивости (фиг.4в).

5. При значениях требуемой Р b в пределах от 0.1 и выше известная иерархическая КАМ-16 при коэффициенте модуляции =4 выигрывает по необходимому h 2 m у ИКАМ-16 с =2 и у классической КАМ-16, но все эти сигнальные конструкции, в свою очередь, проигрывают предложенной оптимальной СК КАМ-16 по энергетике, т.е. по помехоустойчивости (фиг.4г).

Таким образом, при такой совокупности существенных признаков при формировании шестнадцатеричных сигналов квадратурной амплитудной модуляции обеспечивается снижение потерь помехоустойчивости, вызванных введением оптимального коэффициента модуляции (коэффициента делителя напряжения), в зависимости от получаемого по обратному каналу соотношения сигнал-шум на входе демодулятора КАМ-16 как с разбиением, так и без разбиения общего переносимого потока бит на подпотоки по приоритетности.

2. Патент Российской Федерации № 2205518, МПК Н04L 27/20, 11.12.2001.

3. Скляр, Берн. Цифровая связь. Теоретические основы и практическое применение. Изд. 2-е, испр. [Текст] / Пер. с англ. - М.: Радио и связь, 1986. - 544 с.

4. Севальнев Л.А. Передача цифровых телевизионных программ с информационным сжатием данных по спутниковым каналам связи // Теле-Спутник, № 7, 1997. - С.64-69.

5. Севальнев Л.А. Передача сигналов цифрового телевидения с информационным сжатием данных по кабельным линиям связи // Теле-Спутник, № 1(27), 1998. - С.54-67.

6. Бураченко Д.Л. Оптимизация сигнальной конструкции иерархической 16 QAM при двух алгоритмах оптимального приема и двух манипуляционных кодах. [Текст]: статья / Д.Л.Бураченко, В.И.Бобровский, И.В.Тимошин // Материалы 8-й международной НТК. - СПб.: ГУТ им. проф. М.А.Бонч-Бруевича, 2002. - С.17-19.

7. Фриск В.В. Основы теории цепей. [Текст] - М.: ИП РадиоСофт, 2002. - С.34-36.

ФОРМУЛА ИЗОБРЕТЕНИЯ

Способ формирования сигналов квадратурной амплитудной модуляции с формированием несущей частоты путем модуляции и суммирования двух квадратурных сигналов: sin(wt) и cos(wt) по двум параллельно работающим каналам, в каждом из которых производится фазоамплитудная модуляция с помощью управляемых коммутаторов и делителей напряжения, отличающийся тем, что деление напряжения несущего колебания в каждом из двух квадратурных каналов синхронно осуществляется с переменным коэффициентом в зависимости от соотношения сигнал-шум на входе демодулятора приемника, полученного по обратному каналу при наиболее плохой помеховой обстановке.

Сигнал определяется как напряжение или ток, который может быть передан как сообщение или как информация. По своей природе все сигналы являются аналоговыми, будь то сигнал постоянного илипеременного тока, цифровой или импульсный. Тем не менее, принято делать различие между аналоговыми и цифровыми сигналами.

Цифровым сигналом называется сигнал, определённым образом обработанный и преобразованный в цифры. Обычно эти цифровые сигналы связаны с реальными аналоговыми сигналами, но иногда между ними и нет связи. В качестве примера можно привести передачу данных в локальных вычислительных сетях (LAN) или в других высокоскоростных сетях.

В случае цифровой обработки сигнала (ЦОС) аналоговый сигнал преобразуется в двоичную форму устройством, которое называется аналого-цифровым преобразователем (АЦП). На выходе АЦП получается двоичное представление аналогового сигнала, которое затем обрабатывается арифметическим цифровым сигнальным процессором (DSP). После обработки содержащаяся в сигнале информация может быть преобразована обратно в аналоговую форму с использованием цифро-аналогового преобразователя (ЦАП).

Другой ключевой концепцией в определении сигнала является тот факт, что сигнал всегда несет некоторую информацию. Это ведет нас к ключевой проблеме обработки физических аналоговых сигналов — проблеме извлечения информации.

Цели обработки сигналов.

Главная цель обработки сигналов заключается в необходимости получения содержащейся в них информации. Эта информация обычно присутствует в амплитуде сигнала (абсолютной или относительной), в частоте или в спектральном составе, в фазе или в относительных временных зависимостях нескольких сигналов.

Как только желаемая информация будет извлечена из сигнала, она может быть использована различными способами. В некоторых случаях желательно переформатировать информацию, содержащуюся в сигнале.

В частности, изменение формата сигнала происходит при передаче звукового сигнала в телефонной системе с многоканальным доступом и частотным разделением (FDMA). В этом случае используются аналоговые методы, чтобы разместить несколько голосовых каналов в частотном спектре для передачи через радиорелейную станцию СВЧ диапазона, коаксиальный или оптоволоконный кабель.

В случае цифровой связи аналоговая звуковая информация сначала преобразуется в цифровую с использованием АЦП. Цифровая информация, представляющая индивидуальные звуковые каналы, мультиплексируется во времени (многоканальный доступ с временным разделением, TDMA) и передается по последовательной цифровой линии связи (как в ИКМ-системе).

Еще одна причина обработки сигналов заключается в сжатии полосы частот сигнала (без существенной потери информации) с последующим форматированием и передачей информации на пониженных скоростях, что позволяет сузить требуемую полосу пропускания канала. В высокоскоростных модемах и системах адаптивной импульсно-кодовой модуляции (ADPCM) широко используются алгоритмы устранения избыточности данных (сжатия), так же как и в цифровых системах мобильной связи, системах записи звука MPEG, в телевидении высокой четкости (HDTV).

Промышленные системы сбора данных и системы управления используют информацию, полученную от датчиков, для выработки соответствующих сигналов обратной связи, которые, в свою очередь, непосредственно управляют процессом. Обратите внимание, что эти системы требуют наличия как АЦП и ЦАП, так и датчиков, устройств нормализации сигнала (signal conditioners) и DSP (или микроконтроллеров).

В некоторых случаях в сигнале, содержащем информацию, присутствует шум, и основной целью является восстановление сигнала. Такие методы, как фильтрация, автокорреляция, свертка и т.д., часто используются для выполнения этой задачи и в аналоговой, и в цифровой областях.

ЦЕЛИ ОБРАБОТКИ СИГНАЛОВ

• Извлечение информации о сигнале (амплитуда, фаза, частота, спектральные составляющие,временные соотношения)
• Преобразование формата сигнала (телефония с разделением каналов FDMA, TDMA, CDMA)
• Сжатие данных (модемы, сотовые телефоны, телевидение HDTV, сжатие MPEG)
• Формирование сигналов обратной связи (управление промышленными процессами)
• Выделение сигнала из шума (фильтрация, автокорреляция, свертка)
• Выделение и сохранение сигнала в цифровом виде для последующей обработки (БПФ)

Формирование сигналов

В большинстве приведенных ситуаций (связанных с использованием DSP-технологий), необходимы как АЦП, так и ЦАП. Тем не менее, в ряде случаев требуется только ЦАП, когда аналоговые сигналы могут быть непосредственно сгенерированы на основе DSP и ЦАП. Хорошим примером являются дисплеи с разверткой видеоизображения, в которых сгенерированный в цифровой форме сигнал управляет видеоизображением или блоком RAMDAC (преобразователем массива пиксельных значений из цифровой в аналоговую форму).

Другой пример — это искусственно синтезируемые музыка и речь. В действительности, при генерации физических аналоговых сигналов с использованием только цифровых методов полагаются на информацию, предварительно полученную из источников подобных физических аналоговых сигналов. В системах отображения данные на дисплее должны донести соответствующую информацию оператору. При разработке звуковых систем задаются статистическими свойствами генерируемых звуков, которые были предварительно определены с помощью широкого использования методов ЦОС (источник звука, микрофон, предварительный усилитель, АЦП и т.д.).

Методы и технологии обработки сигналов

Сигналы могут быть обработаны с использованием аналоговых методов (аналоговой обработки сигналов, или ASP), цифровых методов (цифровой обработки сигналов, или DSP) или комбинации аналоговых и цифровых методов (комбинированной обработки сигналов, или MSP). В некоторых случаях выбор методов ясен, в других случаях нет ясности в выборе и принятие окончательного решения основывается на определенных соображениях.

Что касается DSP, то главное отличие его от традиционного компьютерного анализа данных заключается в высокой скорости и эффективности выполнения сложных функций цифровой обработки, таких как фильтрация, анализ с использованием и сжатие данных в реальном масштабе времени.

Термин "комбинированная обработка сигналов" подразумевает, что системой выполняется и аналоговая, и цифровая обработка. Такая система может быть реализована в виде печатной платы, гибридной интегральной схемы (ИС) или отдельного кристалла с интегрированными элементами. АЦП и ЦАП рассматриваются как устройства комбинированной обработки сигналов, так как в каждом из них реализованы и аналоговые, и цифровые функции.

Недавние успехи технологии создания микросхем с очень высокой степенью интеграции (VLSI) позволяют осуществлять комплексную (цифровую и аналоговую) обработку на одном кристалле. Сама природа ЦОС подразумевает, что эти функции могут быть выполнены в режиме реального масштаба времени.

Сравнение аналоговой и цифровой обработки сигналов

Сегодняшний инженер стоит перед выбором надлежащей комбинации аналоговых и цифровых методов для решения задачи обработки сигналов. Невозможно обработать физические аналоговые сигналы, используя только цифровые методы, так как все датчики (микрофоны, термопары, пьезоэлектрические кристаллы, головки накопителя на магнитных дисках и т.д.) являются аналоговыми устройствами.

Некоторые виды сигналов требуют наличия цепей нормализации для дальнейшей обработки сигналов как аналоговым так и цифровым методом. Цепи нормализации сигнала — это аналоговые процессоры, выполняющие такие функции как усиление, накопление (в измерительных и предварительных (буферных) усилителях), обнаружение сигнала на фоне шума (высокоточными усилителями синфазного сигнала, эквалайзерами и линейными приемниками), динамическое сжатие диапазона (логарифмическими усилителями, логарифмическими ЦАП и усилителями с программируемым коэффициентом усиления) и фильтрация (пассивная или активная).

Несколько методов реализации процесса обработки сигналов показано на рисунке 1. В верхней области рисунка изображен чисто аналоговый подход. В остальных областях изображена реализация DSP. Обратите внимание, что, как только выбрана DSP технология, следующим решением должно быть определение местоположения АЦП в тракте обработки сигнала.

ОБРАБОТКА АНАЛОГОВЫХ И ЦИФРОВЫХ СИГНАЛОВ

Рисунок 1. Способы обработки сигналов

Вообще, поскольку АЦП перемещен ближе к датчику, большая часть обработки аналогового сигнала теперь производится АЦП. Увеличение возможностей АЦП может выражаться в увеличении частоты дискретизации, расширении динамического диапазона, повышении разрешающей способности, отсечении входного шума, использовании входной фильтрации и программируемых усилителей (PGA), наличии источников опорного напряжения на кристалле и т.д. Все упомянутые дополнения повышают функциональный уровень и упрощают систему.

При наличии современных технологий производства ЦАП и АЦП с высокими частотами дискретизации и разрешающими способностями существенный прогресс достигнут в интеграции все большего числа цепей непосредственно в АЦП /ЦАП.

В сфере измерений, например, существуют 24-битные АЦП со встроенными программируемыми усилителями (PGA), которые позволяют оцифровывать полномасштабные мостовые сигналы 10 mV непосредственно, без последующей нормализации (например серия AD773x).

На голосовых и звуковых частотах распространены комплексные устройства кодирования-декодирования&nbp;— кодеки (Analog Front End, AFE), которые имеют встроенную в микросхему аналоговую схему, удовлетворяющую минимуму требований к внешним компонентам нормализации (AD1819B и AD73322).

Существуют также видео-кодеки (AFE) для таких задач, как обработка изображения с помощью ПЗС (CCD), и другие (например, серии AD9814, AD9816, и AD984X).

Пример реализации

В качестве примера использования DSP сравним аналоговый и цифровой фильтры низкой частоты (ФНЧ), каждый с частотой среза 1 кГц.

Цифровой фильтр реализован в виде типовой цифровой системы, показанной на рисунок 2. Обратите внимание, что в диаграмме принято несколько неявных допущений. Во -первых, чтобы точно обработать сигнал, принимается, что тракт АЦП /ЦАП обладает достаточными значениями частоты дискретизации, разрешающей способности и динамического диапазона. Во -вторых, для того, чтобы закончить все свои вычисления в пределах интервала дискретизации (1/f s), устройство ЦОС должно иметь достаточное быстродействие. В -третьих, на входе АЦП и выходе ЦАП сохраняется потребность в аналоговых фильтрах ограничения и восстановления спектра сигнала (anti-aliasing filter и anti-imaging filter), хотя требования к их производительности невелики. Приняв эти допущения, можно сравнить цифровой и аналоговый фильтры.

Рисунок 2. Структурная схема цифрового фильтра

Требуемая частота среза обоих фильтров — 1 кГц. Аналоговое преобразование реализуется первого рода шестого порядка (характеризуется наличием пульсаций коэффициента передачив полосе пропускания и отсутствием пульсаций вне полосы пропускания). Его характеристики представлены на рисунке 2. На практике этот фильтр может быть представлен тремя фильтрами второго порядка, каждый из которых построен на операционном усилителе и нескольких и конденсаторах. С помощью современных систем автоматизированного проектирования (САПР) фильтров создать фильтр шестого порядка достаточно просто, но чтобы удовлетворить техническим требованиям по неравномерности характеристики 0,5 дБ, требуется точный подбор компонентов.

Представленный же на рисунке 2 цифровой КИХ-фильтр со 129 коэффициентами имеет неравномерность характеристики всего 0,002 дБ в полосе пропускания, линейную фазовую характеристику и намного более крутой спад. На практике такие характеристики невозможно реализовать с использованием аналоговых методов. Другое очевидное преимущество схемы состоит в том, что цифровой фильтр не требует подбора компонентов и не подвержен дрейфу параметров, так как частота синхронизации фильтра стабилизирована кварцевым резонатором. Фильтр со 129 коэффициентами требует 129 операций умножения с накоплением (MAC) для вычисления выходного отсчёта. Эти вычисления должны быть закончены в пределах интервала дискретизации 1/fs, чтобы обеспечить работу в реальном масштабе времени. В этом примере частота дискретизации равна 10 кГц, поэтому для обработки достаточно 100 мкс, если не требуется производить существенных дополнительных вычислений. Семейство DSP ADSP-21xx может закончить весь процесс умножения с накоплением (и другие функции, необходимые для реализации фильтра) за один командный цикл. Поэтому фильтр со 129 коэффициентами требует быстродействия более 129/100 мкс = 1,3 миллиона операций с секунду (MIPS). Существующие DSP имеют намного большее быстродействие и, таким образом, не являются ограничивающим фактором для этих приложений. Быстродействие серии 16-разрядных ADSP-218x с фиксированной точкой достигает 75MIPS. В листинге 1 приведен ассемблерный код, реализующий фильтр на DSP процессорах семейства ADSP-21xx. Обратите внимание, что фактические строки исполняемого кода помечены стрелками; остальное — это комментарии.

Рисунок 3. аналогового и цифрового фильтров

Конечно, на практике имеется много других факторов, рассматриваемых при сравнительной оценке аналоговых и цифровых фильтров или аналоговых и цифровых методов обработки сигнала вообще. В современных системах обработки сигналов комбинируются аналоговые и цифровые методы реализации желаемой функции и используются преимущества лучших методов, как аналоговых, так и цифровых.

ПРОГРАММА НА АССЕМБЛЕРЕ:
FIR ФИЛЬТР ДЛЯ ADSP-21XX (ОДИНАРНАЯ ТОЧНОСТЬ)

MODULE fir_sub; { Подпрограмма КИХ фильтра Параметры вызова подпрограммы I0 --> Наиболее старые данные в линии задержки I4 --> Начало таблицы коэффициентов фильтра L0 = Длина фильтра (N) L4 = Длина фильтра (N) M1,M5 = 1 CNTR = Длина фильтра - 1 (N-1) Возвращаемые значения MR1 = Результат суммирования (округлённый и ограниченный) I0 --> Наиболее старые данные в линии задержки I4 --> Начало таблицы коэффициентов фильтра Изменяемые регистры MX0,MY0,MR Время работы (N - 1) + 6 cycles = N + 5 cycles Все коэффициенты записаны в формате 1.15 } .ENTRY fir; fir: MR=0, MX0=DM(I0,M1), MY0=PM(I4,M5) CNTR = N-1; DO convolution UNTIL CE; convolution: MR=MR+MX0*MY0(SS), MX0=DM(I0,M1), MY0=PM(I4,M5); MR=MR+MX0*MY0(RND); IF MV SAT MR; RTS; .ENDMOD; ОБРАБОТКА СИГНАЛОВ В РЕАЛЬНОМ ВРЕМЕНИ

• Цифровая обработка сигналов;
  • Ширина спектра обрабатываемого сигнала ограничена частотой дискретизации АЦП/ЦАП
    • Помните о критерии Найквиста и теореме Котельникова
  • ограничен разрядностью АЦП /ЦАП
  • Производительность процессора DSP ограничивает объем обработки сигнала, так как:
    • Для работы в реальном масштабе времени все вычисления, производимые сигнальным процессором, должны быть закончены в течение интервала дискретизации, равного 1/f s
• Не забывайте об аналоговой обработке сигнала
  • высокочастотной /радиочастотной фильтрации, модуляции, демодуляции
  • аналоговых ограничивающих и восстанавливающих спектр фильтрах (обычно ФНЧ) для АЦП и ЦАП
  • там, где диктуют здравый смысл и стоимость реализации

Литература:

Вместе со статьей "Виды сигналов" читают: