Ndoshta, pasi të keni lexuar këtë artikull, nuk do t'ju duhet të vendosni radiatorë të së njëjtës madhësi në transistorë.
Përkthimi i këtij artikulli.

Një shënim i vogël nga përkthyesi:

Së pari, në këtë përkthim mund të ketë probleme serioze me përkthimin e termave, nuk kam studiuar mjaftueshëm elektrikë dhe qark, por ende di diçka; Unë gjithashtu u përpoqa të përkthej gjithçka sa më qartë që të ishte e mundur, kështu që nuk përdora koncepte të tilla si bootstrap, MOSFET, etj. Së dyti, nëse drejtshkrimi tashmë është i vështirë për të bërë një gabim (lavdërimi për përpunuesit e fjalëve që tregojnë gabime), atëherë të bësh një gabim në shenjat e pikësimit është mjaft e thjeshtë.
Dhe për këto dy pika, ju kërkoj të më gjuani sa më fort në komente.

Tani le të flasim më shumë për temën e artikullit - me gjithë larminë e artikujve për ndërtimin e automjeteve (makinave) të ndryshme tokësore në MK, në Arduino, në<вставить название>, vetë dizajni i qarkut, dhe aq më tepër diagrami i lidhjes së motorit, nuk përshkruhet në detaje të mjaftueshme. Zakonisht duket kështu:
- merr motorin
- merr komponentët
- lidhni komponentët dhe motorin
- …
- FITIMI!1!

Por ndërtimi i qarqeve më komplekse sesa thjesht rrotullimi i një motori PWM në një drejtim përmes një L239x zakonisht kërkon njohuri për urat e plota (ose urat H), FET (ose MOSFET) dhe drejtuesit për to. Nëse asgjë nuk kufizon, atëherë transistorët me kanal p dhe n mund të përdoren për një urë të plotë, por nëse motori është mjaft i fuqishëm, atëherë transistorët e kanalit p fillimisht do të duhet të varen me një numër të madh radiatorësh, atëherë ftohësit duhet të shtohen, por nëse është për të ardhur keq t'i hedhësh, atëherë mund të provosh lloje të tjera ftohjeje, ose thjesht të përdorësh vetëm transistorë me kanal n në qark. Por ka një problem të vogël me transistorët me kanal n - ndonjëherë është mjaft e vështirë t'i hapësh ato "në një mënyrë të mirë".

Kështu që po kërkoja diçka që të më ndihmonte për të vizatuar diagramin e saktë dhe gjeta një artikull në blogun e një të riu të quajtur Syed Tahmid Mahbub. Vendosa ta ndaj këtë artikull.

Në shumë situata, ne duhet të përdorim FET si ndërprerës të nivelit të lartë. Gjithashtu, në shumë situata, ne duhet të përdorim FET si ndërprerës të nivelit të sipërm dhe të poshtëm. Për shembull, në qarqet e urës. Në qarqet e urave të pjesshme, kemi 1 MOSFET të nivelit të lartë dhe 1 MOSFET të nivelit të ulët. Në qarqet e urës së plotë kemi 2 MOSFET të nivelit të lartë dhe 2 MOSFET të nivelit të ulët. Në situata të tilla, do të na duhet të përdorim drejtuesit e nivelit të lartë dhe të ulët së bashku. Mënyra më e zakonshme për të drejtuar FET në raste të tilla është përdorimi i një drejtuesi ndërprerës të nivelit të ulët dhe të lartë për MOSFET. Padyshim, IC-ja më e njohur e shoferit është IR2110. Dhe në këtë artikull / tutorial do të flas për të.

Ju mund të shkarkoni dokumentacionin për IR2110 nga faqja e internetit IR. Këtu është lidhja e shkarkimit: http://www.irf.com/product-info/datasheets/data/ir2110.pdf

Le të hedhim një vështrim në diagramin e bllokut, si dhe përshkrimin dhe vendndodhjen e kunjave:

Figura 1 - Blloko diagrami funksional i IR2110

Figura 2 - Pika IR2110

Figura 3 - Përshkrimi i kunjave IR2110

Vlen gjithashtu të përmendet se IR2110 vjen në dy paketa - një PDIP 14-pin për montim në dalje dhe një SOIC 16-pin për montim në sipërfaqe.

Tani le të flasim për kontaktet e ndryshme.

VCC është fuqi e nivelit të ulët, duhet të jetë midis 10V dhe 20V. VDD është fuqia logjike për IR2110 dhe duhet të jetë midis +3V dhe +20V (në lidhje me VSS). Tensioni aktual që zgjidhni të përdorni varet nga niveli i tensionit të sinjaleve hyrëse. Këtu është grafiku:

Figura 4 - Varësia e logjikës 1 nga fuqia

Zakonisht përdoret një VDD prej +5V. Me VDD = +5V, pragu i hyrjes logjike 1 është pak më i lartë se 3V. Kështu, kur VDD = +5V, IR2110 mund të përdoret për të drejtuar një ngarkesë kur hyrja "1" është më e lartë se 3 (diçka) volt. Kjo do të thotë që IR2110 mund të përdoret për pothuajse të gjitha qarqet, pasi shumica e qarqeve zakonisht furnizohen me energji rreth 5V. Kur përdorni mikrokontrollues, voltazhi i daljes do të jetë më i lartë se 4V (në fund të fundit, mikrokontrolluesi shpesh ka VDD = +5V). Kur përdorni një kontrollues SG3525 ose TL494 ose një kontrollues tjetër PWM, ndoshta do t'ju duhet t'i furnizoni me një tension më të madh se 10 V, që do të thotë se daljet do të jenë më shumë se 8 V në atë logjik. Kështu, IR2110 mund të përdoret pothuajse kudo.

Ju gjithashtu mund ta ulni VDD në rreth +4V nëse përdorni një mikrokontrollues ose ndonjë çip që nxjerr 3,3 V (p.sh. dsPIC33). Gjatë projektimit të qarqeve me IR2110, kam vënë re se ndonjëherë qarku nuk funksionon siç duhet kur VDD e IR2110 është vendosur në më pak se +4V. Prandaj, nuk rekomandoj përdorimin e VDD nën +4V. Në shumicën e qarqeve të mia, nivelet e sinjalit nuk kanë tension më të vogël se 4V si "1", dhe kështu përdor VDD = +5V.

Nëse për ndonjë arsye në qark niveli logjik i sinjalit "1" ka një tension më të vogël se 3V, atëherë duhet të përdorni një konvertues niveli / përkthyes niveli, ai do të rrisë tensionin në kufijtë e pranueshëm. Në situata të tilla, unë rekomandoj të rriteni në 4V ose 5V dhe të përdorni VDD = +5V të IR2110.

Tani le të flasim për VSS dhe COM. VSS është vendi i logjikës. COM është "kthimi i ulët" - në thelb terreni i nivelit të ulët të shoferit. Mund të duket sikur janë të pavarur dhe dikush do të mendonte se ndoshta do të ishte e mundur të izoloheshin daljet e drejtuesit dhe logjika e sinjalit të drejtuesit. Megjithatë, kjo do të ishte e gabuar. Megjithëse nuk është i lidhur nga brenda, IR2110 është një drejtues jo i izoluar, që do të thotë se VSS dhe COM duhet të lidhen të dyja me tokën.

HIN dhe LIN janë hyrje logjike. Një sinjal i lartë në HIN do të thotë që ne duam të drejtojmë çelësin e sipërm, domethënë, një dalje e nivelit të lartë kryhet në HO. Një sinjal i ulët në HIN do të thotë që ne duam të fikim MOSFET-in e nivelit të lartë, domethënë, një dalje e nivelit të ulët po bëhet në HO. Prodhimi në HO, i lartë ose i ulët, nuk llogaritet në lidhje me tokën, por në raport me VS. Së shpejti do të shohim se si qarqet amplifikuese (diodë + kondensator) duke përdorur VCC, VB dhe VS ofrojnë fuqi lundruese për të drejtuar MOSFET. VS është një kthim lundrues i fuqisë. Në një nivel të lartë, niveli në HO është i barabartë me nivelin në VB, në raport me VS. Kur është i ulët, niveli në HO është i barabartë me VS, në raport me VS, efektivisht zero.

Një sinjal i lartë LIN do të thotë që ne duam të drejtojmë një ndërprerës të ulët, domethënë, një dalje e nivelit të lartë kryhet në LO. Një sinjal i ulët LIN do të thotë që ne duam të fikim MOSFET të nivelit të ulët, domethënë, një dalje e nivelit të ulët kryhet në LO. Prodhimi në LO konsiderohet në raport me tokën. Kur sinjali është i lartë, niveli në LO është i njëjtë si në VCC, në raport me VSS, në mënyrë efektive të tokëzuar. Kur sinjali është i ulët, niveli në LO është i njëjtë si në VSS, në raport me VSS, efektivisht zero.

SD përdoret si kontroll i ndalimit. Kur niveli është i ulët, IR2110 është i ndezur - funksioni i ndalimit është i çaktivizuar. Kur ky pin është i lartë, daljet çaktivizohen, duke çaktivizuar kontrollin e IR2110.
Tani le të hedhim një vështrim në konfigurimet e zakonshme me IR2110 për të drejtuar MOSFET si çelësa të lartë dhe të ulët - qarqe gjysmë urë.

Figura 5 - Qarku bazë në IR2110 për kontrollin e gjysmë urës

D1, C1 dhe C2 së bashku me IR2110 formojnë një qark amplifikues. Kur LIN = 1 dhe Q2 është i ndezur, atëherë C1 dhe C2 ngarkohen në VB pasi një diodë është nën +VCC. Kur LIN = 0 dhe HIN = 1, ngarkimi në C1 dhe C2 përdoret për të shtuar një tension shtesë, VB në këtë rast, mbi nivelin e burimit të Q1 për të drejtuar Q1 në një konfigurim me çelës të lartë. Duhet të zgjidhet një kapacitet mjaft i madh për C1 në mënyrë që të jetë e mjaftueshme për të siguruar ngarkesën e nevojshme për Q1 për të mbajtur Q1 të ndezur gjatë gjithë kësaj kohe. C1 gjithashtu nuk duhet të ketë shumë kapacitet, pasi procesi i karikimit do të zgjasë shumë dhe niveli i tensionit nuk do të rritet mjaftueshëm për të mbajtur MOSFET-in aktiv. Sa më shumë kohë të kërkohet në gjendjen e ndezur, aq më shumë kapacitet kërkohet. Kështu, një frekuencë më e ulët kërkon një kapacitet më të madh C1. Një faktor më i madh mbushjeje kërkon një kapacitet më të madh C1. Sigurisht, ka formula për llogaritjen e kapacitetit, por për këtë ju duhet të dini shumë parametra, dhe ne mund të mos dimë disa prej tyre, për shembull, rrymën e rrjedhjes së një kondensatori. Kështu që sapo vlerësova kapacitetin e përafërt. Për frekuenca të ulëta si 50Hz përdor kapacitetin 47uF deri në 68uF. Për frekuenca të larta si 30-50 kHz përdor kapacitetin 4.7uF deri në 22uF. Meqenëse ne përdorim një kondensator elektrolitik, një kondensator qeramik duhet të përdoret paralelisht me këtë kondensator. Një kondensator qeramik është opsional nëse kondensatori përforcues është tantal.

D2 dhe D3 shkarkojnë shpejt portën e MOSFET-ve, duke anashkaluar rezistorët e portës dhe duke zvogëluar kohën e fikjes. R1 dhe R2 janë rezistorë të portës kufizuese të rrymës.

MOSV mund të jetë maksimumi 500 V.

KQV-ja duhet të vijë nga një burim i pandërprerë. Duhet të instaloni kondensatorë filtri dhe shkëputës nga +VCC në tokë për filtrim.

Le të shohim tani disa shembuj të qarqeve me IR2110.

Figura 6 - Diagrami me IR2110 për një gjysmë urë të tensionit të lartë

Figura 7 - Diagrami me IR2110 për një urë të plotë të tensionit të lartë me menaxhim të pavarur të çelësave (e klikueshme)

Në figurën 7 shohim një IR2110 të përdorur për të drejtuar një urë të plotë. Nuk ka asgjë të komplikuar në të, dhe unë mendoj se ju tashmë e kuptoni këtë tani. Këtu mund të aplikojmë gjithashtu një thjeshtësim mjaft popullor: lidhim HIN1 me LIN2 dhe lidhim HIN2 me LIN1, kështu që marrim kontrollin e të 4 çelësave duke përdorur vetëm 2 sinjale hyrëse, në vend të 4, kjo tregohet në Figurën 8.

Figura 8 - Diagrami me IR2110 për një urë të plotë të tensionit të lartë me kontroll kyç me dy hyrje (të klikueshme)

Figura 9 - Skema me IR2110 si drejtues i nivelit të lartë të tensionit të lartë

Në figurën 9 shohim IR2110 të përdorur si drejtuesi i nivelit të lartë. Skema është mjaft e thjeshtë dhe ka të njëjtin funksionalitet siç përshkruhet më sipër. Një gjë për t'u marrë parasysh - meqenëse nuk kemi më një çelës të nivelit të ulët, duhet të ketë një ngarkesë të lidhur nga OUT në tokë. Përndryshe, kondensatori përforcues nuk do të jetë në gjendje të ngarkohet.

Figura 10 - Skema me IR2110 si drejtues të nivelit të ulët

Figura 11 - Skema me IR2110 si drejtues të dyfishtë të nivelit të ulët

Nëse keni probleme me IR2110 dhe gjithçka vazhdon të përplaset, digjet ose shpërthen, atëherë jam shumë i sigurt se nuk po përdorni rezistorë me burim porte, sigurisht, me kusht që të keni projektuar gjithçka me kujdes. MOS I HARRONI KURRË REZISTORËT E BURIMEVE TË PORAVE. Nëse jeni të interesuar, mund të lexoni për përvojën time me ta këtu (unë shpjegoj edhe arsyen pse rezistorët parandalojnë dëmtimin).

Drejtues FET

Drejtuesit MOSFET dhe IGBT janë pajisje për drejtimin e pajisjeve të fuqishme gjysmëpërçuese në fazat e daljes së konvertuesve të energjisë elektrike. Ato përdoren si një lidhje e ndërmjetme midis qarkut të kontrollit (kontrollues ose procesorit të sinjalit dixhital) dhe aktivizuesve të fuqishëm.

Fazat e zhvillimit të elektronikës së energjisë (energjisë) përcaktohen nga përparimet në teknologjinë e çelsave të energjisë dhe qarqeve të kontrollit të tyre. Drejtimi dominues në elektronikën e energjisë është rritja e frekuencave të funksionimit të konvertuesve që janë pjesë e furnizimit me energji komutuese. Shndërrimi i energjisë elektrike në frekuenca më të larta përmirëson karakteristikat specifike të peshës dhe madhësisë së transformatorëve të pulsit, kondensatorëve dhe mbytjeve të filtrit. Parametrat dinamikë dhe statikë të pajisjeve të energjisë po përmirësohen vazhdimisht, por çelsat e fuqishëm duhet gjithashtu të menaxhohen me efikasitet. Për një ndërveprim të balancuar midis qarkut të kontrollit dhe fazave të daljes, janë projektuar drejtues të fuqishëm transistor MOSFET dhe IGBT me shpejtësi të lartë. Drejtuesit kanë rryma dalëse të larta (deri në 9A), kohë të shkurtra ngritjeje, rënie, vonesa dhe veçori të tjera interesante. Klasifikimi i drejtuesve është paraqitur në figurën 2.15.

Figura 2.15 - Klasifikimi i drejtuesve

Drejtuesi duhet të ketë të paktën një kunj të jashtëm (dy në qarqet shtytje-tërheqëse) që kërkohet. Mund të shërbejë si një para-përforcues, si dhe drejtpërdrejt një element kyç në përbërjen e një furnizimi me energji komutuese.

Si një pajisje e kontrolluar në qarqet e fuqisë për qëllime të ndryshme, mund të përdoren transistorë bipolarë, transistorë MOS dhe pajisje të tipit shkas (tiristorë, triakë). Kërkesat për një shofer që kryen kontroll optimal në secilin prej këtyre rasteve janë të ndryshme. Drejtuesi i tranzistorit bipolar duhet të kontrollojë rrymën bazë gjatë ndezjes dhe të sigurojë që transportuesit e pakicës në bazë të absorbohen në fazën e fikjes. Në këtë rast, vlerat maksimale të rrymës së kontrollit ndryshojnë pak nga vlerat mesatare gjatë intervalit përkatës. Transistori MOS kontrollohet nga tensioni, megjithatë, në fillim të intervaleve të ndezjes dhe fikjes, drejtuesi duhet të kalojë rryma të mëdha pulsi për ngarkimin dhe shkarkimin e kapaciteteve të pajisjes. Pajisjet e llojit të këmbëzës kërkojnë formimin e një impulsi të shkurtër aktual vetëm në fillim të intervalit të ndërrimit, pasi fikja (kyçja) në pajisjet më të zakonshme ndodh përgjatë elektrodave kryesore dhe jo të kontrollit. Të gjitha këto kërkesa duhet të plotësohen në një farë mase nga drejtuesit përkatës.

Figura 2.16 ... 2.18 tregojnë qarqet tipike për ndezjen e transistorëve MOS bipolarë dhe me efekt në terren duke përdorur një transistor në drejtues. Këto janë të ashtuquajturat qarqe me fikje pasive të tranzistorit të fuqisë. Siç mund të shihet nga figura, këto qarqe janë mjaft identike në strukturën e drejtuesit, gjë që lejon përdorimin e qarqeve të njëjta për të kontrolluar të dy llojet e transistorëve. Në këtë rast, thithja e transportuesve të akumuluar në strukturën e tranzitorit ndodh përmes një elementi pasiv - një rezistencë të jashtme. Rezistenca e tij, e cila shmang kalimin e kontrollit jo vetëm kur fiket, por edhe gjatë intervalit të ndezjes, nuk mund të zgjidhet shumë e vogël, gjë që kufizon shkallën e thithjes së ngarkesës.

Për të rritur shpejtësinë e tranzistorit dhe për të krijuar çelsat me frekuencë të lartë, është e nevojshme të zvogëlohet rezistenca e qarkut të rivendosjes së ngarkimit. Kjo bëhet duke përdorur një transistor të rivendosur, i cili ndizet vetëm gjatë intervalit të pauzës. Qarqet përkatëse të kontrollit për transistorët bipolarë dhe MOS janë paraqitur në figurën 2.17.

Aktualisht, transistorët MOSFET dhe IGBT përdoren kryesisht si ndërprerës të fuqisë me fuqi të lartë dhe të mesme. Nëse këta transistorë i konsiderojmë si ngarkesë për qarkun e tyre të kontrollit, atëherë ata janë kondensatorë me një kapacitet prej mijëra pikofaradësh. Për të hapur tranzistorin, kjo kapacitet duhet të ngarkohet, dhe kur mbyllet, duhet të shkarkohet dhe sa më shpejt që të jetë e mundur. Ju duhet ta bëni këtë jo vetëm në mënyrë që transistori juaj të ketë kohë për të punuar në frekuenca të larta. Sa më i lartë të jetë voltazhi i portës së tranzistorit, aq më i ulët është rezistenca e kanalit të MOSFET ose aq më i ulët është voltazhi i ngopjes së kolektorit-emiterit të transistorëve IGBT. Tensioni i pragut për hapjen e transistorëve është zakonisht 2-4 volt, dhe maksimumi në të cilin transistori është plotësisht i hapur është 10-15 volt. Prandaj, duhet të aplikohet një tension prej 10-15 volt. Por edhe në këtë rast, kapaciteti i portës nuk ngarkohet menjëherë dhe për ca kohë transistori funksionon në një seksion jolinear të karakteristikës së tij me një rezistencë të madhe kanali, gjë që çon në një rënie të madhe të tensionit në të gjithë tranzitorin dhe ngrohjen e tepërt të tij. Ky është i ashtuquajturi manifestim i efektit Miller.

Në mënyrë që kapaciteti i portës të ngarkohet shpejt dhe transistori të hapet, është e nevojshme që qarku juaj i kontrollit të sigurojë sa më shumë rrymë të jetë e mundur për të ngarkuar tranzitorin. Kapaciteti i portës së tranzitorit mund të gjendet nga të dhënat e pasaportës për produktin, dhe në llogaritje duhet të merret Cvx = Ciss.

Për shembull, merrni MOSFET - transistorin IRF740. Ajo ka karakteristikat e mëposhtme me interes për ne:

Koha e ngritjes - Tr = 27 (ns)

Koha e mbylljes (Koha e vjeshtës - Tf) = 24 (ns)

Kapaciteti i hyrjes (Kapaciteti i hyrjes - Ciss) = 1400 (pF)

Rryma maksimale e hapjes së tranzistorit llogaritet si:

Rryma maksimale e mbylljes së tranzistorit përcaktohet nga i njëjti parim:

Meqenëse zakonisht përdorim 12 volt për të fuqizuar qarkun e kontrollit, ne do të përcaktojmë rezistencën kufizuese të rrymës duke përdorur ligjin e Ohm-it.

Kjo është, rezistenca Rg \u003d 20 Ohm, sipas serisë standarde E24.

Vini re se nuk do të funksionojë të kontrolloni një transistor të tillë drejtpërdrejt nga kontrolluesi, do të shkruaj që voltazhi maksimal që mund të sigurojë kontrolluesi do të jetë brenda 5 volt, dhe rryma maksimale brenda 50 mA. Dalja e kontrolluesit do të mbingarkohet dhe efekti Miller do të shfaqet në tranzistor dhe qarku juaj do të dështojë shumë shpejt, pasi dikush, ose kontrolluesi ose transistori, do të mbinxehet më herët.
Prandaj, është e nevojshme të zgjidhni drejtuesin e duhur.
Drejtuesi është një përforcues i fuqisë së pulsit dhe është krijuar për të kontrolluar çelsat e energjisë. Drejtuesit mund të jenë çelësat e sipërm dhe të poshtëm veç e veç, ose të kombinohen në një paketë në një drejtues çelësi të sipërm dhe të poshtëm, për shembull, si IR2110 ose IR2113.
Bazuar në informacionin e mësipërm, ne duhet të zgjedhim një drejtues të aftë për të ruajtur rrymën e portës së tranzitorit Ig = 622 mA.
Kështu, drejtuesi IR2011 është i përshtatshëm për ne, i aftë për të mbështetur rrymën e portës Ig = 1000 mA.

Është gjithashtu e nevojshme të merret parasysh tensioni maksimal i ngarkesës që çelësat do të kalojnë. Në këtë rast, është e barabartë me 200 volt.
Parametri tjetër, shumë i rëndësishëm është shpejtësia e mbylljes. Kjo eliminon rrjedhën e rrymave përmes rrymave në qarqet shtytje-tërheqëse të paraqitura në figurën më poshtë, duke shkaktuar humbje dhe mbinxehje.

Nëse lexoni me kujdes fillimin e artikullit, atëherë sipas të dhënave të pasaportës së tranzistorit, mund të shihet se koha e mbylljes duhet të jetë më e vogël se koha e hapjes dhe, në përputhje me rrethanat, rryma e mbylljes është më e lartë se rryma e hapjes Nëse> Ir. Një rrymë më e lartë mbylljeje mund të sigurohet duke reduktuar rezistencën Rg, por më pas rryma e hapjes do të rritet gjithashtu, kjo do të ndikojë në madhësinë e rritjes së tensionit të ndërprerjes gjatë fikjes, në varësi të shkallës së zbërthimit të rrymës di/dt. Nga ky këndvështrim, një rritje në shpejtësinë e kalimit është më shumë një faktor negativ që zvogëlon besueshmërinë e pajisjes.

Në këtë rast, ne do të përdorim vetinë e jashtëzakonshme të gjysmëpërçuesve për të kaluar rrymën në një drejtim dhe do të instalojmë një diodë në qarkun e portës që do të kalojë rrymën e fikjes së tranzitorit If.

Kështu, rryma e zhbllokimit Ir do të rrjedhë përmes rezistencës R1, dhe rryma e mbylljes nëse - përmes diodës VD1, dhe meqenëse rezistenca e kryqëzimit pn të diodës është shumë më e vogël se rezistenca e rezistencës R1, atëherë If>Ir . Në mënyrë që rryma bllokuese të mos kalojë vlerën e saj, ne ndezim një rezistencë në seri me diodën, rezistenca e së cilës përcaktohet duke neglizhuar rezistencën e diodës në gjendje të hapur.

Le të marrim më të afërtin më të vogël nga seria standarde E24 R2 = 16 Ohm.

Tani le të shqyrtojmë se çfarë do të thotë emri i drejtuesit të çelësit të sipërm dhe të poshtëm.
Dihet se transistorët MOSFET dhe IGBT kontrollohen nga tensioni, përkatësisht tensioni i burimit të portës (Gate-Source) Ugs.
Cili është çelësi i sipërm dhe i poshtëm? Figura më poshtë tregon një diagram të një gjysmë ure. Kjo skemë përmban çelësat e sipërm dhe të poshtëm, përkatësisht VT1 dhe VT2. Çelësi i sipërm VT1 lidhet nga kullimi me plusin e furnizimit Vcc dhe nga burimi me ngarkesën dhe duhet të hapet nga tensioni i aplikuar në lidhje me burimin. Çelësi i poshtëm, me kullim, është i lidhur me ngarkesën, dhe nga burimi me furnizimin minus (tokë), dhe duhet të hapet nga një tension i aplikuar në lidhje me tokën.

Dhe nëse gjithçka është shumë e qartë me çelësin e poshtëm, aplikoni 12 volt në të - u hap, aplikoi 0 volt në të - u mbyll, atëherë nevojitet një qark i veçantë për çelësin e sipërm, i cili do ta hapë atë në lidhje me tensionin në burimi i tranzistorit. Një skemë e tillë tashmë është zbatuar brenda drejtuesit. Gjithçka që na duhet është t'i shtojmë drejtuesit një kapacitet përforcues C2, i cili do të ngarkohet nga voltazhi i furnizimit të drejtuesit, por në lidhje me burimin e tranzistorit, siç tregohet në figurën më poshtë. Është me këtë tension që çelësi i sipërm do të zhbllokohet.

Ky qark është mjaft efikas, por përdorimi i një kapaciteti përforcues e lejon atë të funksionojë në intervale të ngushta. Kjo kapacitet ngarkohet kur tranzistori i poshtëm është i ndezur dhe nuk mund të jetë shumë i madh nëse qarku duhet të operohet në frekuenca të larta, as nuk mund të jetë shumë i vogël kur funksionon në frekuenca të ulëta. Kjo do të thotë, me këtë dizajn, ne nuk mund ta mbajmë çelësin e sipërm të hapur pafundësisht, ai do të mbyllet menjëherë pasi të shkarkohet kondensatori C2, por nëse përdorni një kapacitet më të madh, atëherë mund të mos ketë kohë për t'u rimbushur deri në periudhën tjetër të funksionimit të tranzitorit .
Ne e kemi hasur këtë problem më shumë se një herë dhe shumë shpesh është dashur të eksperimentojmë me zgjedhjen e kapacitetit përforcues kur ndryshoni frekuencën e ndërrimit ose algoritmin e qarkut. Problemi u zgjidh me kalimin e kohës dhe shumë thjesht, në mënyrën më të besueshme dhe "pothuajse" të lirë. Duke studiuar Referencën Teknike për DMC1500, ne ishim të interesuar për qëllimin e lidhësit P8.

Pas leximit të kujdesshëm të manualit dhe njohjes së mirë të qarkut të të gjithë diskut, doli që ky është një lidhës për lidhjen e një furnizimi me energji të veçantë, të izoluar galvanikisht. Ne e lidhim minusin e furnizimit me energji me burimin e çelësit të sipërm, dhe plusin me hyrjen e drejtuesit Vb dhe këmbën pozitive të kapacitetit përforcues. Kështu, kondensatori është i ngarkuar vazhdimisht, për shkak të të cilit bëhet e mundur mbajtja e çelësit të sipërm të hapur për aq kohë sa është e nevojshme, pavarësisht nga gjendja e çelësit të poshtëm. Kjo shtesë në skemë ju lejon të zbatoni çdo algoritëm të ndërrimit të çelësave.
Si një burim energjie për ngarkimin e kapacitetit përforcues, mund të përdorni ose një transformator konvencional me një ndreqës dhe një filtër, ose një konvertues DC-DC.

"ZVS-driver" (Zero Voltage Switching) është një gjenerator shumë i thjeshtë dhe për këtë arsye mjaft i zakonshëm i tensionit të ulët. Ajo është montuar sipas një skeme të thjeshtë, ndërsa efikasiteti i kësaj zgjidhjeje mund të arrijë 90% ose më shumë. Për të montuar pajisjen, mjafton një induktor, një palë tranzistorë me efekt në terren, katër rezistorë, dy dioda, dy dioda zener dhe një qark oscilues pune me një pikë mes në spirale. Ju mund të bëni pa një pikë të mesme, dhe ne do të flasim për këtë më vonë.

Ju mund të gjeni shumë implementime të këtij qarku në rrjet, duke përfshirë ngrohje me induksion, soba me induksion, transformatorë të tensionit të lartë dhe thjesht konvertues të tensionit të frekuencës së lartë. Qarku i ngjan një gjeneratori Royer, por kjo nuk është ajo. Le të hedhim një vështrim se si funksionon kjo skemë.

Kur fuqia aplikohet në qark, rryma fillon të rrjedhë në kanalet e të dy transistorëve me efekt në terren, në të njëjtën kohë, kapacitetet e portës përmes rezistorëve ngarkohen. Meqenëse FET-et nuk janë saktësisht të njëjta, njëri prej tyre (për shembull Q1) hapet më shpejt dhe fillon të përçojë rrymë, ndërsa porta e tranzistorit tjetër Q2 shkarkohet përmes diodës D2, e cila kështu mbahet e mbyllur mirë.

Meqenëse një qark oscilues është përfshirë në qark, tensioni i kullimit të transistorit me efekt të fushës së mbyllur Q2 së pari rritet, por më pas zvogëlohet, duke kaluar përmes zeros, në këtë moment porta e transistorit me efekt të fushës së hapur Q1 shkarkohet shpejt, dhe i pari tranzistori i hapur Q1 tani është i kyçur, dhe meqë tani është i kyçur, atëherë kullimi i tij nuk është më zero, dhe porta e tranzistorit të dytë Q2 rimbushet shpejt përmes rezistencës, dhe transistori i dytë Q2 tani hapet, ndërsa shkarkon portën e tranzitorit Q1 përmes diodës D1.

Pas një gjysmë periudhe, gjithçka përsëritet saktësisht e kundërta - transistori i dytë do të mbyllet, dhe i pari do të hapet, etj. Në këtë mënyrë, vetëlëkundjet sinusoidale do të ndodhin në qark. Induktori L1 kufizon rrymën e furnizimit dhe zbut valët e vogla të ndërrimit.

Është e lehtë të shihet se mbyllja e të dy transistorëve me efekt në terren ndodh me tension zero në kanalizimet e tyre, kur rryma në spiralen e lakut është maksimale, që do të thotë se humbjet e ndërrimit minimizohen, madje edhe me një fuqi pajisjeje prej 1 kW ( për shembull, për), çelësat kanë nevojë vetëm për radiatorë të vegjël. Kjo thjesht shpjegon popullaritetin e madh të kësaj skeme.

Frekuenca e vetëlëkundjes mund të llogaritet lehtësisht duke përdorur formulën f = 1/(2π*√[ L*C]), pasi induktiviteti i mbështjelljes parësore (nëse përdoret lidhja e transformatorit) dhe kapaciteti i kondensatorit formojnë një qark. me frekuencën e vet rezonante. Është e rëndësishme të mbani mend se amplituda e lëkundjeve do të jetë më e madhe se voltazhi i furnizimit me afërsisht 3.14 (Pi) herë.

Këtu janë komponentët tipikë që përdoren për montim: rezistorë me pesë vat 470 ohm për të kufizuar rrymën që ngarkon portat; dy rezistorë 10 kΩ për të tërhequr portat në minus; dioda zener për 12, 15 ose 18 volt, për të mbrojtur portat nga tejkalimi i tensionit të lejuar; dhe diodat UF4007 për shkarkimin e portave përmes këmbëve të qarkut të kundërt.

Transistorët me efekt në terren IRFP250 dhe IRFP260 janë të përshtatshëm për këtë drejtues ZVS. Natyrisht, nëse kërkohet ftohje shtesë, atëherë çdo transistor duhet të instalohet në një radiator të veçantë, pasi transistorët nuk funksionojnë njëkohësisht. Nëse ka vetëm një radiator, atëherë përdorimi i nënshtresave izoluese është i detyrueshëm. Furnizimi me energji elektrike i qarkut nuk duhet të kalojë 36 volt, kjo është për shkak të kufizimeve të zakonshme për portat.

Nëse qarku është pa një pikë mes, atëherë ata thjesht vendosin dy mbytëse në vend të një, në secilën shpatull dhe mënyra e funksionimit mbetet e njëjtë, saktësisht si me një mbyt.

Ndërkohë, produktet e bazuara në këtë qark vetëlëkundës ZVS janë shfaqur tashmë në Aliexpress, si me një induktor ashtu edhe me dy. Varianti me dy mbytje është veçanërisht i përshtatshëm si një furnizim me energji rezonante për induktorët e ngrohjes pa një pikë të mesme.

Drejtuesi është një përforcues i fuqisë dhe ka për qëllim kontrollin e drejtpërdrejtë të çelësit të energjisë (nganjëherë çelësat) të konvertuesit. Ai duhet të amplifikojë sinjalin e kontrollit për sa i përket fuqisë dhe tensionit dhe, nëse është e nevojshme, të sigurojë zhvendosjen e tij të mundshme.

Nyja dalëse e drejtuesit të portës së izoluar (MOSFET, IGBT) duhet të plotësojë kërkesat e mëposhtme:

Transistorët MIS dhe IGBT janë pajisje të kontrolluara me tension, megjithatë, për të rritur tensionin e hyrjes në nivelin optimal (12-15 V), është e nevojshme të sigurohet një ngarkesë e përshtatshme në qarkun e portës.

Për të kufizuar shkallën e rritjes së rrymës dhe për të zvogëluar zhurmën dinamike, është e nevojshme të përdoren rezistenca serike në qarkun e portës.

Drejtuesit për kontrollin e qarqeve komplekse të konvertuesit përmbajnë një numër të madh elementësh, kështu që ato prodhohen në formën e qarqeve të integruara. Këto mikroqarqe, përveç amplifikatorëve të fuqisë, përmbajnë gjithashtu qarqe të konvertimit të nivelit, logjikë ndihmëse, qarqe vonese për formimin e kohës "të vdekur", si dhe një sërë mbrojtjesh, për shembull, nga mbirryma dhe qarku i shkurtër, reduktimi i tensionit të furnizimit dhe një numër e të tjerëve. Shumë kompani prodhojnë gamë të shumta funksionale: drejtues urë me çelës të ulët, drejtues urë me çelës të lartë, drejtues të lartë dhe të ulët me kontroll të pavarur të secilit prej tyre, drejtues gjysmë urë, të cilët shpesh kanë vetëm një hyrje kontrolli dhe mund të përdoren për një ligj kontrolli simetrik, drejtuesit duhet të drejtojnë të gjithë transistorët në qarkun e urës.

Një qark tipik për ndezjen e drejtuesit të çelsave të sipërm dhe të poshtëm nga International Rectifier IR2110 me një parim të furnizimit me energji bootstrap është paraqitur në Fig. 3.1, a. Kontrolli i të dy çelësave është i pavarur. Dallimi midis këtij drejtuesi dhe të tjerëve është se IR2110 ka një qark shtesë të konvertimit të nivelit si në kanalet e poshtme ashtu edhe në ato të sipërme, i cili ju lejon të ndani furnizimin me energji të logjikës së mikroqarkut nga tensioni i furnizimit të drejtuesit sipas nivelit. Ai gjithashtu përmban mbrojtje kundër furnizimit me nëntension të drejtuesit dhe një burim "lundrues" të tensionit të lartë.

Kondensatorët C D, C C janë krijuar për të shtypur ndërhyrjen me frekuencë të lartë në qarqet logjike dhe të fuqisë së drejtuesit, përkatësisht. Një burim lundrues i tensionit të lartë formohet nga një kondensator C1 dhe një diodë VD1 (furnizimi me energji elektrike në bootstrap).

Daljet e drejtuesit janë të lidhura me transistorët e fuqisë duke përdorur rezistorët e portës R G1 dhe R G2.

Meqenëse drejtuesi është ndërtuar mbi elementë të fushës dhe fuqia totale e konsumuar për kontroll është e parëndësishme, kondensatori C1 mund të përdoret si burim energjie për fazën e daljes, i rimbushur nga furnizimi me energji U PIT përmes një diodë me frekuencë të lartë VD1. Kondensatori C1 dhe dioda VD1 së bashku formojnë një burim energjie "lundrues" të tensionit të lartë, i krijuar për të kontrolluar transistorin e sipërm VT1 të raftit të urës. Kur transistori i poshtëm VT2 përcjell rrymë, burimi i tranzitorit të sipërm VT1 lidhet me një tel të përbashkët të energjisë, dioda VD1 hapet dhe kondensatori C1 ngarkohet në një tension U C1 \u003d U PIT - U VD1. Përkundrazi, kur transistori i poshtëm shkon në gjendje të mbyllur dhe tranzistori i sipërm VT2 fillon të hapet, dioda VD1 mbështetet nga tensioni i kundërt i furnizimit me energji elektrike. Si rezultat, faza e daljes së drejtuesit fillon të fuqizohet ekskluzivisht nga rryma e shkarkimit të kondensatorit C1. Kështu, kondensatori C1 vazhdimisht "ecën" midis telit të përbashkët të qarkut dhe telit të furnizimit me energji elektrike (pika 1).

Kur përdorni drejtuesin IR2110 me fuqi bootstrap, vëmendje e veçantë duhet t'i kushtohet zgjedhjes së elementeve të burimit "lundrues" të tensionit të lartë. Dioda VD1 duhet të përballojë një tension të madh të kundërt (në varësi të furnizimit me energji të qarkut), rryma e lejuar përpara është afërsisht 1 A, koha e rikuperimit t rr \u003d 10-100 ns, d.m.th. të jetë e shpejtë. Literatura rekomandon diodën SF28 (600 V, 2 A, 35 ns), si dhe diodat UF 4004…UF 4007, UF 5404…UF 5408, HER 105… HER 108, HER 205…HER 208 dhe të tjera “ultra klasa të shpejta.

Qarku i drejtuesit është projektuar në atë mënyrë që një nivel i lartë logjik i sinjalit në çdo hyrje HIN dhe LIN të korrespondojë me të njëjtin nivel në daljen e tij HO dhe LO (shih Fig. 3.1 b, drejtuesi i modalitetit të përbashkët). Shfaqja e një niveli të lartë të një sinjali logjik në hyrjen SD çon në bllokimin e transistorëve të raftit të urës.

Këshillohet që të përdorni këtë mikroqark për të kontrolluar çelësat e inverterit me rregullimin e tensionit të daljes PWM. Në të njëjtën kohë, duhet të mbahet mend se vonesat kohore (koha "e vdekur") duhet të parashikohen në sistemin e kontrollit për të parandaluar rrymat gjatë ndërrimit të tranzistorëve të raftit të urës (VT1, VT2 dhe VT3, VT4, Fig. 1.1).

Kapaciteti C1 është një kapacitet bootstrap, vlera minimale e së cilës mund të llogaritet me formulën:

ku P 3 - vlera e ngarkesës së portës së një çelësi të fuqishëm (vlera e referencës);

Unë Pete- konsumi aktual i drejtuesit në modalitetin statik (vlera e referencës, zakonisht Unë Pete ≈ Unë G c Tçelës i fuqishëm)

P 1 - ndryshim ciklik në ngarkesën e drejtuesit (për drejtuesit 500-600 volt 5 nK);

V P– tensioni i furnizimit të qarkut drejtues;

– rënia e tensionit në diodën e bootstrap VD1;

T– periudha e ndërrimit të çelësave të fuqishëm.

Fig.3.1. Qarku tipik për ndezjen e drejtuesit IR2110 (a) dhe diagramet e kohës së sinjaleve të tij në hyrjet dhe daljet (b)

V DD - furnizimi me energji elektrike për logjikën e mikrocirkut;

V SS - pika e përbashkët e pjesës logjike të drejtuesit;

HIN, LIN - sinjale hyrëse logjike që kontrollojnë përkatësisht transistorët e sipërm dhe të poshtëm;

SD – futja logjike e shoferit çaktivizohet;

V CC - voltazhi i furnizimit të drejtuesit;

COM është poli negativ i furnizimit me energji elektrike V CC;

HO, LO - sinjalet e daljes së drejtuesit që kontrollojnë transistorët e sipërm dhe të poshtëm, respektivisht;

V B është tensioni i furnizimit të burimit "lundrues" të tensionit të lartë;

V S është pika e përbashkët e polit negativ të burimit "lundrues" të tensionit të lartë.

Vlera e fituar e kapacitetit të bootstrap duhet të rritet me një faktor prej 10-15 (zakonisht C në intervalin 0,1-1 μF). Kjo duhet të jetë një kapacitet me frekuencë të lartë me një rrymë rrjedhjeje të ulët (në mënyrë ideale, tantal).

Rezistorët R G 1, R G 2 përcaktojnë kohën e ndezjes së tranzistorëve të fuqishëm, dhe diodat VD G 1 dhe VD G 2, duke i shkëputur këto rezistorë, reduktojnë kohën e fikjes në vlerat minimale. Rezistorët R 1, R 2 kanë një vlerë të vogël (deri në 0,5 Ohm) dhe barazojnë përhapjen e rezistencave omike përgjatë autobusit të kontrollit të përbashkët (i detyrueshëm nëse një çelës i fuqishëm është një lidhje paralele e transistorëve më pak të fuqishëm).

Kur zgjidhni një drejtues për transistorët e energjisë, merrni parasysh:

Ligji i kontrollit të tranzistorit të fuqisë:

Për ligjin simetrik, drejtuesit me çelës të lartë dhe të ulët dhe drejtuesit gjysmë urë janë të përshtatshëm;

Ligji asimetrik kërkon drejtues të çelësave të lartë dhe të ulët me kontroll të pavarur të çdo çelësi të fuqishëm. Për ligjin asimetrik, drejtuesit me izolim galvanik të transformatorit nuk janë të përshtatshëm.

Parametrat kyç të fuqishëm (I në ose I kulloj).

Zakonisht përdoret qasja e përafërt:

I out dr max =2 A mund të kontrollojë një VT të fuqishëm me një rrymë deri në 50 A;

Unë nxjerr dr max \u003d 3 A - kontrolloni një VT të fuqishëm me një rrymë deri në 150 A (përndryshe, kohët e ndezjes dhe fikjes rriten ndjeshëm dhe rriten humbjet e energjisë për ndërrimin), d.m.th. një tranzistor me cilësi të lartë me një zgjedhje të gabuar të drejtuesit humbet avantazhet e tij kryesore.

Kontabiliteti për funksione shtesë.

Firmat prodhojnë drejtues me funksione të shumta shërbimi:

Mbrojtje të ndryshme të fuqishme kryesore;

Mbrojtja nga nëntensioni i drejtuesit;

Me dioda bootstrap të integruara;

Me kohë vonese të rregullueshme dhe jo të rregullueshme për ndezjen e një VT të fuqishëm në lidhje me momentin e fikjes së një tjetri (luftimi përmes rrymave në një gjysmë urë);

Me izolim galvanik të integruar ose pa. Në rastin e fundit, në hyrjen e drejtuesit, është e nevojshme të lidhni një mikroqark izolimi galvanik (më shpesh, një optobashkues diodë me frekuencë të lartë);

Në fazë ose antifazore;

Furnizimi me energji elektrike për drejtuesit (kërkohet lloji i furnizimit me energji elektrike ose tre furnizime me energji të izoluar galvanikisht).

Me ekuivalencën e disa llojeve të drejtuesve, përparësi duhet t'u jepet atyre që ndërrojnë rrymën e portës së transistorëve të fuqishëm duke përdorur VT bipolare. Nëse ky funksion kryhet nga transistorë me efekt në terren, atëherë mund të ketë dështime në drejtuesin në rrethana të caktuara (mbingarkesa) për shkak të efektit të shkrepjes "mbytës".

Pas zgjedhjes së llojit të shoferit (dhe të dhënave të tij), nevojiten masa për të luftuar përmes rrymave në gjysmë urë. Mënyra standarde është të fikni menjëherë një çelës të fuqishëm dhe të ndizni me vonesë një çelës të kyçur. Për këtë qëllim, përdoren diodat VD G 1 dhe VD G 2, të cilat, kur mbyllni VT, shmangin rezistorët e portës dhe procesi i mbylljes do të jetë më i shpejtë se zhbllokimi.

Përveç mbylljes së rezistorëve të portës RG 1 dhe RG 2 duke përdorur dioda (VD G 1, VD G 2, Fig. 3.1), për të luftuar përmes rrymave në qarkun P të një kaskade të fuqishme, firmat prodhojnë drejtues të integruar që janë asimetrik në kushtet e rrymës së ndezjes së daljes VT Unë dr jashtë m ah me radhë dhe jashtë Unë dr jashtë m ah off(për shembull Unë dr jashtë m ah me radhë= 2A, Unë dr jashtë m ah off= 3A). Kjo vendos rezistencat asimetrike të daljes së mikrocirkut, të cilat janë të lidhura në seri me rezistorët e portës R G 1 dhe R G 2 .

,
.

ku të gjitha vlerat në formula janë të dhënat e referencës së një drejtuesi të veçantë.

Për një drejtues simetrik (sipas rrymave), barazia

.

Pra, për të parandaluar shfaqjen e rrymave përmes, është e nevojshme të zgjidhni vlerën totale të rezistencës në qarkun e portës (për shkak të
, dhe, në përputhje me rrethanat, duke rregulluar rrymën e ngarkimit të kapacitetit të portës VT), vonesa e ndezjes
tranzistor më i madh ose i barabartë me kohën e nevojshme për mbylljen e VT

ku
– koha e kalbjes së rrymës së kullimit (vlera e referencës);

është koha e vonesës së fillimit të fikjes së VT në lidhje me momentin kur tensioni bllokues aplikohet në portë, i cili varet nga vlera e rrymës së shkarkimit të portës (përkatësisht, varet nga rezistenca totale në qarkun e portës) . Me diodat e portës së shuntit (VD G 1, VD G 2, Fig. 3.1), rryma e shkarkimit përcaktohet në mënyrë unike nga rezistenca
. Prandaj, për të përcaktuar
zgjidhni proporcionin e mëposhtëm

(përkatëse) -

(përkatëse) -

Nëse vlera e korrigjuar
do të jetë shumë më tepër
, atëherë kjo tregon një zgjedhje të gabuar të llojit të shoferit për sa i përket fuqisë (i madh
) dhe kjo korrigjon për keq performancën e çelësave të fuqishëm. Për përcaktimin përfundimtar të vlerës
ju mund të përdorni të dhënat e referencës teknike të VT-së së fuqishme. Për këtë, proporcioni

(përkatëse) -

(përkatëse) -

(Nëse zgjidhja jep një vlerë negative R G 1, atëherë vonesa e ndezjes do të sigurohet me një diferencë nga impedanca e daljes së drejtuesit).

Për të lehtësuar luftën kundër rrymave përmes, disa prodhues tashmë në fazën e prodhimit sigurojnë që t fikur< t вкл (например, сборка – полумост СМ35084-5F фирмы Mitsubishi Elektric с динамическими параметрами: t з вкл =1,1 мс, t вкл =2,4 мс, t з выкл =0,9 мс, t выкл =0,5 мс).

Diodat VD G 1 dhe VD G 2 duhet të jenë me frekuencë të lartë dhe të përballojnë tensionin e furnizimit të drejtuesit me një diferencë.

Për të luftuar përmes rrymave (për një ligj kontrolli simetrik), mund të zgjidhni drejtuesin e dëshiruar gjysmë urë (nëse është i përshtatshëm për parametra të tjerë), koha e vonesës së të cilit është e rregullueshme në intervalin 0,4 ... 5 μs (për shembull, Drejtuesit IR si IR2184 ose IR21844), nëse vonesa e tyre është më e madhe ose e barabartë me t off.

Si përfundim, vlen të përmendet se në vend të modifikimeve të vjetra të drejtuesve, firmat lëshojnë lloje të reja që janë të pajtueshme me të vjetrat, por mund të kenë funksione shërbimi shtesë (zakonisht diodat e integruara, ose më mirë, tranzistorët bootstrap që kryejnë funksionin e diodat që mungonin më parë). Për shembull, drejtuesi IR2011 është ndërprerë dhe një IRS2011 ose IR2011S i ri është futur për ta zëvendësuar atë (një hyrje e paqartë në manuale të ndryshme).