Kapitulli 13. SINJALET OBPAEOTKA

NË MARRËS

13.1. FUNKSIONET THEMELORE TË MARRËSIT

Kushtet e pranimit... Bazuar në veçoritë e transmetimit të sinjaleve elektrike në linjat e telekomunikacionit (shiko pjesën 3), mund të supozohet se në shumicën dërrmuese të rasteve, vërehen kushtet e mëposhtme të pritjes:

1. Sinjali i marrë për shkak të një dobësimi të konsiderueshëm të linjave të komunikimit (si me kabllo ashtu edhe me radio) ka një nivel shumë të ulët: 1 ... 10 μV në radio komunikimin kryesor në valët metër, 10- "... 10-" 4 W - në kanalet satelitore - 50 ... - 55 dBr -;

në kanalin tonik të linjave kabllore etj.

2. Në hyrje të marrësit, përveç sinjalit të dobishëm të moduluar, ka gjithmonë interferencë. Këto nuk janë vetëm zhurma të jashtme dhe të brendshme me origjinë të ndryshme, por edhe sinjale të radiove të huaja në komunikimet radio, kanale të tjera të telekomunikacionit shumëkanalësh, të cilat janë ndërhyrje për një sinjal të caktuar. Fuqia totale e të gjitha ndërhyrjeve mund të tejkalojë fuqinë e sinjalit të dobishëm me qindra e mijëra herë. Pra, një transmetues i vendosur afër mund të nxisë EMF në antenë deri në 0,1 ... 05 V.

3. Gjatë organizimit të pritjes, gjithmonë ka informacion paraprak (apriori) për sinjalin e transmetuar. Këto përfshijnë informacione për frekuencën e bartësit, llojin e modulimit, amplituda, kohëzgjatja, kodi, etj. Kjo është një rrethanë shumë e rëndësishme, pasi

një sinjal absolutisht i panjohur nuk mund të merret (si të dallojmë, si dallon sinjali nga ndërhyrja?).

Parametrat e njohur të sinjalit përdoren në marrës për të ndarë më mirë sinjalin nga ndërhyrja. Sa më shumë të dimë për sinjalin, aq më të mira mund të jenë metodat e marrjes. Megjithatë, sinjali, të cilin të gjithë e dimë paraprakisht, nuk përmban asnjë informacion.

Detyra e pritjes... Në varësi të llojit dhe qëllimit të sistemit të komunikimit, gjatë marrjes së sinjaleve, lindin këto detyra kryesore: 1) zbulimi i sinjalit, 2) diskriminimi i sinjalit dhe 3) rikuperimi i sinjalit.

Në zbulimi i sinjalit detyra reduktohet në marrjen e një përgjigjeje për pyetjen nëse ka një sinjal në hyrjen e marrësit apo jo, më saktë, nëse ka një sinjal plus ndërhyrje ose vetëm ndërhyrje në hyrje.

Kjo është një detyrë tipike radari, ajo gjithashtu ndodh në sistemet me një pauzë pasive, kur nuk ka sinjal gjatë transmetimit të një elementi të kodit 0 (pauzë).

Kur transmetoni dy ose më shumë sinjale diskrete, problemi nuk lind nga zbulimi, por sinjale dalluese... Këtu është e nevojshme t'i përgjigjemi pyetjes: cili nga sinjalet s>, ose s 1, ose s 2, ....., ose s m është i disponueshëm në hyrje? Përgjigja për këtë pyetje nuk përcaktohet më nga vetitë e secilit sinjal veç e veç, por nga ndryshimi i tyre. Me rëndësi parësore është shkalla në të cilën një sinjal ndryshon nga një tjetër. Është e natyrshme të përpiqemi të sigurohemi që ky ndryshim të jetë i rëndësishëm dhe rezistent ndaj ndërhyrjeve. Këto konsiderata udhëhiqen kur zgjidhni llojin e sinjalit dhe llojin e modulimit.

Rasti i zbulimit mund të konsiderohet si një rast i veçantë i diferencës midis dy sinjaleve, kur njëri prej tyre është identikisht i barabartë me zero.

Detyrë restaurimi i sinjalit primar dukshëm të ndryshme nga detyrat e zbulimit dhe dallimit të sinjaleve. Ai konsiston në marrjen e sinjalit primar të marrë u pr (t), më pak i ndryshëm nga u (t) i transmetuar, d.m.th., për të rivendosur

forma e sinjalit primar të transmetuar. Në këtë rast, sinjali primar i transmetuar u (t) nuk dihet paraprakisht, dihet vetëm se cilës klasë i përket (fjalimi, transmetimi, televizioni, etj.) dhe disa nga parametrat e tij. Detyra e rikuperimit

lind dhe zgjidhet gjatë transmetimit të sinjaleve parësore të vazhdueshme (analoge) dhe është më e vështirë, pasi zakonisht kërkohet një saktësi e lartë rindërtimi nga marrësi.

Funksionet kryesore të marrësit... Kushtet e marrjes kërkojnë që në sinjalin e marrë të kryhen veprimet e mëposhtme bazë në marrës së bashku me interferencën: përpunimi, amplifikimi, demodulimi. Këto funksione kryesore të marrësit janë të ndërlidhura

(Unë pres për veten time dhe kryhen jo domosdoshmërisht në sekuencën e mësipërme.

Përpunimi i sinjalit të marrë, i cili kuptohet si procesi i ndarjes së një sinjali nga përzierja e tij me ndërhyrje, është një nga funksionet më të rëndësishme të marrësit. Qëllimi kryesor i përpunimit është rritja e raportit sinjal-zhurmë. Vetëm duke siguruar tejkalimin e sinjalit mbi interferencën, është e mundur përforcimi dhe demodulimi i tij. Përpunimi i sinjalit zakonisht nuk përqendrohet në një pjesë të marrësit, por është një funksion integral i të gjitha blloqeve të tij dhe, si rregull, reduktohet në një ose një metodë tjetër filtrimi.

Nxjerrja e sinjalit primar modulues nga sinjali i marrë ndodh në demodulatorin e marrësit... Megjithatë, nuk duhet menduar se demodulimi është vetëm një operacion modulimi invers i kryer në sinjalin e moduluar që vjen nga kanali. Ky operacion më i thjeshtë i kundërt i nxjerrjes së parametrit të informacionit të transportuesit kryhet nga detektor.

Detyra e demodulatorit është më e gjerë. Si rezultat i shtrembërimit dhe

ndikimi i ndërhyrjes, sinjali që arrin në detektor mund të ndryshojë ndjeshëm nga ai i transmetuar. Për riprodhim më të mirë të sinjalit primar, sinjali i marrë nuk është

zbulohet dhe analizohet vetëm duke marrë parasysh të gjitha informacionet a priori për sinjalin e transmetuar; prandaj, demodulatori, përveç detektorit, përmban qarqe të përpunimit pas detektorit.

Përpunimi i paradetektorit zakonisht kryhet nga amplifikatorë rezonantë në marrës radio për qëllime të ndryshme, filtra brezkalimi në pajisjet e telekomunikacionit shumëkanalësh, të cilët ofrojnë zgjedhjen e nevojshme të frekuencës.

Kur merrni sinjale parësore të vazhdueshme, funksioni i përpunimit pas zbulimit kryhet nga një filtër me kalim të ulët, i cili përmirëson cilësinë e sinjalit të zbuluar. për të pajisje riprodhimi.

Kur merrni sinjale primare diskrete, funksioni i marrësit nuk përfshin rivendosjen e formës së sinjalit të transmetuar, pasi dihet. Në demodulator, si rezultat i analizës së sinjalit të marrë, duhet të merret një vendim se cili nga standardet

ny sinjale diskrete janë transmetuar. Ky vendim vjen për të dekoder. Pjesa e demodulatorit që analizon parametrat e sinjaleve hyrëse dhe vendos për sinjalin e transmetuar quhet pajisje vendimtare(ose skema vendimtare). Për sinjalet binare, kjo është zakonisht një pajisje krahasimi e lidhur për të qëllimet e përpunimit pas zbulimit. Qëllimi i përpunimit është transformimi i sinjaleve në mënyrë që të kenë diferencën maksimale nga interferenca dhe nga njëri-tjetri. Pastaj gjasat për vendime të gabuara zvogëlohen.

Në Fig. 13.1. Në disa raste, kur merrni sinjale diskrete, detektori mund të mungojë. Në këtë rast, përpunimi dhe analiza e sinjaleve diskrete të moduluara kryhet në demodulator, dhe një vendim merret në bazë të ndryshimit të tyre.

Oriz. 13.1 Diagrami bllok i përpunimit të sinjalit në demodulator: a- sinjale të vazhdueshme; b- sinjale diskrete

Amplifikimi i sinjaleve deri në vlerat në të cilat detektori, pajisjet vendimtare ose riprodhuese mund të funksionojnë normalisht, kryhet së bashku me përpunimin e filtrimit të tyre. Aktualisht, falë zhvillimit të transistorëve, mikroqarqeve, pajisjeve mikrovalore dhe kuantike, nuk ka vështirësi të veçanta në marrjen e fitimit të kërkuar. Vëmendja kryesore në hartimin e amplifikatorëve i kushtohet linearitetit të përgjigjes së frekuencës dhe përgjigjes fazore në brezin e frekuencës së sinjalit, vetitë e zhurmës dhe shpërndarja e fitimit në kanalin e komunikimit.

Teknika koherente dhe jokoherente... Çdo sinjal i moduluar me një bartës harmonik karakterizohet nga një fazë fillestare, e cila mund ose nuk mund të merret parasysh gjatë marrjes. Nëse bëhet pritja duke marrë parasysh fazën fillestare, atëherë quhet koherente; pritje pa marrë parasysh fazën - jokoherente. Zakonisht, informacioni për fazën fillestare të sinjalit të marrë përdoret për zbulim.

Zbulimi i sinjalit duke marrë parasysh fazën fillestare (marrje koherente) siguron një rritje 2-fish të raportit sinjal ndaj zhurmës në daljen e detektorit në krahasim me marrjen jokoherente. Kjo për faktin se tensioni i zhurmës në daljen e detektorit koherent është proporcional me kosinusin e diferencës së fazës midis sinjalit dhe zhurmës. Komponentët e zhurmës c janë zbutur sipas ligjit të kosinusit dhe zhurma c nuk ka fare efekt ndërhyrës në sinjal, pasi cos () = 0.

Shifrat O me përpunim... Zhvillimi i mikroelektronikës dhe kompjuterëve bën të mundur kalimin nga analoge për të përpunimi dixhital i sinjalit, kryesisht pas zbulimit. Për këtë, një sinjal i vazhdueshëm shndërrohet në dixhital në një nga mënyrat (shih f 16.2). Më pas, duke përdorur një mikroprocesor ose një kompjuter të specializuar, kryhen veprime matematikore mbi numrat. Ky është përpunim dixhital. Në të njëjtën kohë, është e mundur të sigurohet saktësia e tij e lartë dhe përshtatja e shpejtë. për të ndryshimi i kushteve të jashtme (mjafton të ndryshohet programi i veprimit).

Përpunimi dixhital Jo vetëm që lejon kryerjen e operacioneve tradicionale të përpunimit (filtrim, integrim, frekuencë dhe ndarje kohore e sinjaleve, etj.), por edhe për të kryer metoda komplekse, më parë të vështira për t'u zbatuar për ndarjen e sinjalit dhe ndërhyrjes. Është e ardhmja e teknologjisë së telekomunikacionit.

13.2. FILTRIMI I SINJALEVE TË VAZHDUESHME

Filtri optimal... Ideja e filtrimit të frekuencës bazohet në ndryshimin midis spektrave të sinjalit të dobishëm dhe ndërhyrjes. Kur merrni sinjale të vazhdueshme, detyra e marrësit është të rivendosë formën e sinjalit parësor të transmetuar. Filtrat e përpunimit kërkojnë jo vetëm shtypjen e ndërhyrjeve (gjerësi e brezit të ngushtë), por edhe transmetimin e sinjalit të pa shtrembëruar (gjerësi bande e gjerë). Çfarë karakteristikash duhet të ketë një filtër me kërkesa të tilla kontradiktore për të?

Natyrisht, zhvilluesit përpiqen të zbatojnë filtrin më të mirë (optimal). Vlerësimi i përgjithshëm i cilësisë së transmetimit të vazhdueshëm të sinjalit është diferenca rrënjë-mesatare-katrore (gabim) (1.5), kështu që filtri që e minimizon atë do të jetë optimal.

Problemi i gjetjes së filtrit optimal të sinjaleve të vazhdueshme sipas kriterit minimal në fillim të viteve 40 u zgjidh në mënyrë të pavarur nga matematikanët e shquar të kohës sonë, Akad. A. N. Kolmogorov dhe shkencëtari amerikan N. Wiener. Filtri që ata gjetën quhet Filtri linear optimal Kolmogorov - Wiener... Parametrat e filtrit përcaktohen nga karakteristikat spektrale të sinjalit dhe ndërhyrjes.

Përgjigja e frekuencës së transferimit të filtrit

(13.1)

ku G s (), G n () janë dendësia e fuqisë spektrale të sinjalit dhe

ndërhyrje në përputhje me rrethanat. Karakteristika e frekuencës së fazës për çdo sinjal dhe ndërhyrje duhet të jetë lineare, pasi vetëm një karakteristikë lineare e frekuencës së fazës siguron mungesën e shtrembërimit linear

Analiza e përgjigjes së frekuencës së filtrit Kolmogorov-Wiener a.

Në rastin e përgjithshëm, nga (13.1) rrjedh se kur spektrat e sinjalit dhe interferenca mbivendosen plotësisht ose pjesërisht, koeficienti i transmetimit të filtrit optimal zvogëlohet me një rritje të spektrit të ndërhyrjes. Kjo krijon kushte në filtrin optimal që

në të cilat shtypja e spektrit të interferencës shoqërohet me shtypjen (shtrembërimin) më të vogël të spektrit të sinjalit.

Në praktikë, në sistemet e telekomunikacionit, kur filtroni sinjale të vazhdueshme, rastet e mëposhtme janë më të zakonshmet:

1. Spektrat e sinjalit dhe të zhurmës kanë përafërsisht të njëjtin intensitet, por nuk mbivendosen, domethënë për ato frekuenca a, ku densiteti i fuqisë spektrale të sinjalit G s () 0, nuk ka ndërhyrje: G n () = 0 dhe anasjelltas (Fig. 13.2, a). Ky është një rast tipik i telekomunikimeve të ndarjes së frekuencave shumëkanale, komunikimeve radio, ku sinjalet nga kanale të tjera ose stacione radio të paautorizuara janë ndërhyrje. Nga (13.1) marrim

Në atë rasti optimal rezulton të jetë një brez ideal(ose frekuencë të ulët) filtër, gjerësia e brezit të së cilës përkon me gjerësinë e brezit të zënë nga sinjali. Fizikisht, ky rezultat është i lehtë për t'u shpjeguar: filtri ndan spektrin e sinjalit dhe shtyp plotësisht spektrin e ndërhyrjes. Në daljen e një filtri të tillë, ekziston një sinjal që "pastrohet" plotësisht nga ndërhyrjet, siç kërkohet.

Oriz. 13.2 Përgjigja e frekuencës së filtrit optimal: a- spektrat e sinjalit të interferencës nuk mbivendosen; b- mbivendosja e spektrit të sinjalit dhe interferencës

Nevojitet për të marrë rikuperimin më të mirë të mundshëm të sinjalit.

2. Spektrat e sinjalit dhe interferencës mbivendosen, por intensiteti (densiteti spektral i fuqisë) i interferencës është shumë më i vogël se sinjali, d.m.th. Një ndërhyrje e tillë është ndërhyrje e brendshme dhe e jashtme si zhurma e bardhë në kanalet e komunikimit të dizajnuara siç duhet, kur raporti sinjal-zhurmë është shumë më i madh se uniteti. Pastaj, në emëruesin e barazimit (13.1), vlera e G n () mund të neglizhohet dhe, për H opt (), lidhja (13.2) mund të merret përsëri: filtri ideal i përshkruar në seksionin 1 rezulton të jetë optimale.

3. Spektrat e sinjalit dhe të ndërhyrjes mbivendosen, por ndërhyrja është me brez të ngushtë në krahasim me sinjalin dhe densiteti spektral i fuqisë së tij është shumë më i lartë se densiteti spektral i fuqisë së sinjalit: Ky është një rast i ndikimit në

sinjal i interferencës së fuqishme të përqendruar (sfondi i rrymës alternative 50 Hz, frekuencat e kontrollit në telekomunikimet shumëkanale, etj.). Nga (13.1) rezulton se

dmth, në raste të tilla, përveç filtrit ideal të kalimit të brezit, në shtegun e marrësit përfshihet një filtër ideal refuzimi, duke siguruar shtypjen e ndërhyrjes në brezin e tij (Fig. 13.2, b).

Filtrat e frekuencës së sistemeve të komunikimit... Nga teoria e filtrimit optimal, rezulton se në shumicën e rasteve kërkohen filtra idealë brez-pass, me kalim të ulët ose notch për ndarjen më të mirë të sinjalit nga zhurma. Por nga teoria e qarqeve dihet se filtrat idealë janë praktikisht të parealizueshëm, prandaj në sistemet për transmetimin e sinjaleve të vazhdueshme përdoren filtra me karakteristika që janë pak a shumë afër idealit. Kërkesat për përgjigjen e frekuencës si në brezin e kalimit ashtu edhe në brezin e ndalimit zakonisht vendosen nga GOST për pajisjet.

Përdoren llojet e mëposhtme të filtrave:

Butterworth me përgjigjen më të sheshtë të frekuencës së mundshme në brezin e kalimit;

Chebyshev me valëzim me amplitudë të barabartë në brezin e kalimit dhe dobësim monotonik në brezin e ndalimit ose me valëzim të barabartë në brezin e ndalimit dhe karakteristikën më të sheshtë në brezin e kalimit;

Gaussian (Bessel) me një përgjigje lineare të frekuencës fazore dhe disa të tjera.

Tradicionalisht, filtrat LC janë përdorur dhe vazhdojnë të përdoren në pajisjet e komunikimit. Këta filtra janë mjaft të lirë, lehtësisht të sintonizueshëm në frekuencë, kanë humbje të ulëta të brendshme dhe, rrjedhimisht, zhurmë të ulët të brendshme. Kjo i lejon ata të përdoren në qarqet hyrëse të amplifikatorëve me zhurmë të ulët.

Në sistemet e komunikimit me tela, filtrat zakonisht zbatohen si një filtër i vetëm i rendit të lartë (të quajtur filtra të selektivitetit polinomial të grumbulluar). Në shtigjet amplifikuese të radiomarrësve me kërkesa të ulëta selektiviteti përdoret i ashtuquajturi selektivitet i shpërndarë, kur filtrat me një lak ose me dy unaza vendosen në faza të ndryshme. Parametrat e filtrave të tillë janë më të keq se ato polinomiale, por për një faktor të caktuar cilësie të lidhjeve, zbatimi i kaskadës ju lejon të merrni një gjerësi bande më të ngushtë.

Përveç filtrave LC, filtrat aktivë RC përdoren në mënyrë efektive në frekuenca të ulëta dhe të mesme (deri në disa megaherz), në frekuenca më të larta - segmente të linjave të gjata (shih f 8.8).

Mundësi të mëdha potenciale për filtrim në frekuenca deri në dhjetëra megaherz hapen me përdorimin e filtrave dhe filtrave dixhitalë të bazuar në piezotronik dhe (kuarc, piezoceramic, piezofiltra elektromekanikë, etj.).

Në disa parametra, në veçanti, në përafrimin e përgjigjes së frekuencës drejtkëndore, ato tejkalojnë ndjeshëm filtrat LC. Në pajisje specifike, përdorimi i filtrave të caktuar rafinohet në bazë të një analize teknike dhe ekonomike.

13.3. PËRPUNIMI DISKRET I SINJALIT

Filtrim i përputhur... Një nga metodat kryesore për përpunimin e sinjaleve diskrete është filtrimi... Qëllimi i filtrimit është i njëjtë si kur merrni sinjale të vazhdueshme, por kërkesat për filtrin janë dukshëm të ndryshme. Sigurisht, filtri duhet të shtypë ndërhyrjen dhe sa më shumë, aq më mirë, por në të njëjtën kohë lejohet shtrembërimi i formës valore... Kujtoni se kur merrni sinjale diskrete, detyra kryesore e marrësit është të zbulojë ose të bëjë dallimin midis sinjaleve. Në sfondin e interferencës, sinjali zbulohet më lehtë nëse ka karakter pulsues dhe e tejkalon interferencën në amplitudë (Fig. 13.3). Cilësia e zbulimit të sinjalit do të jetë aq më e mirë, aq më i madh është raporti i fuqisë së sinjalit maksimal me variancën (fuqinë mesatare) të ndërhyrjes.

Filtri që siguron raportin maksimal sinjal-zhurmë në dalje quhet filtri i përshtatur optimal. Karakteristikat e filtrit të përputhur për një sinjal të caktuar s (t) kur ekspozohet ndaj ndërhyrjeve të tilla si zhurma e bardhë me një densitet të fuqisë spektrale N 0 janë si më poshtë: funksioni kompleks i transferimit

Përgjigje impulsive

(13.4)

raporti sinjal i daljes ndaj zhurmës

(13.5)

ku F "() = është një konjuguar kompleks funksioni me spektrin e sinjalit; Me- koeficienti arbitrar i proporcionalitetit, t 0- momenti në të cilin amplituda e sinjalit në daljen e filtrit merr vlerën maksimale (vonesa në filtër); W s - energjia e sinjalit.

Nga (13.3) rrjedh se funksioni kompleks i transferimit të filtrit të përputhur është një sasi komplekse e konjuguar me spektrin e sinjalit (deri në një vonesë konstante të përcaktuar nga një faktor). Nëse shprehja (13.3) rishkruhet si dy barazi

atëherë prej tyre mund të shihet se përgjigja e frekuencës së filtrit të përputhur, brenda një faktori konstant, përkon me spektrin e amplitudës së sinjalit, dhe përgjigja fazore me spektrin fazor të sinjalit, por ka shenjën e kundërt. Kështu, funksioni i transferimit të filtrit përcaktohet plotësisht nga spektri i sinjalit, "përputhet" me të. Prandaj emri - filtri i përputhur.

Faza e sinjalit në daljen e filtrit të përputhur

Në t = në (t 0)= 0, pra për momentin t 0 të gjithë komponentët harmonikë

Oriz. 13.3 Përgjigja e frekuencës së transferimit të një filtri të përshtatur me një impuls drejtkëndor: a- spektri i amplitudës së normalizuar të një pulsi drejtkëndor; b- AFC e filtrit të përputhur

Këto sinjale kanë të njëjtën fazë dhe shtohen në mënyrë aritmetike, duke formuar një kulm sinjali në daljen e filtrit. Komponentët spektralë të zhurmës në hyrjen e filtrit kanë një fazë të rastësishme dhe natyra e rastësishme e fazave do të mbetet pasi zhurma të kalojë përmes filtrit të përputhur, prandaj, rezultati i përmbledhjes së komponentëve spektralë të zhurmës në daljen e filtrit do të të jenë të rastësishme dhe probabiliteti i formimit të tyre të një të madhe

nxjerrja në kohën t = t 0 është e vogël. Kjo shpjegon fizikisht faktin që filtri i përshtatur maksimizon raportin sinjal-zhurmë në dalje.

Shembulli 13.1... Përcaktoni përgjigjen e frekuencës së transferimit të filtrit të përputhur me një puls video drejtkëndëshe me kohëzgjatje t dhe.

Për pulsin video drejtkëndor dhe në (t) amplituda F në spektrin () ishte

të përcaktuara në shembullin 2.4 dhe të ndërtuara në fig. 2.11. Duke marrë (13.3) koeficientin e proporcionalitetit c = 1 / F në (0), gjejmë se në filtrin e përputhur AFC N SF () përkon me spektrin e amplitudës së normalizuar të sinjalit. Për frekuencat pozitive ekzistuese fizike, kjo karakteristikë tregohet në Fig. 13.4.

Raporti sinjal-zhurmë në daljen e filtrit të përputhur, i përcaktuar nga barazia (13.5), është maksimumi i arritshëm për filtrat linearë dhe nuk varet nga forma e sinjalit të marrë, por përcaktohet nga energjia e tij. Nga kjo rrjedh se një filtër i përputhur mund të zgjedhë sinjale, fuqia mesatare e të cilave është shumë më e ulët se fuqia mesatare e zhurmës. Konfirmimi numerik jepet nga shembulli më poshtë.

Figura 13.4 Për zbulimin e sinjalit të pulsit

Shembulli 13.2. Përcaktoni raportin sinjal-zhurmë në daljen e filtrit të përputhur për një sinjal kompleks me kohëzgjatje t s = 1 ms, gjerësia e spektrit

1 MHz, nëse raporti sinjal-zhurmë në hyrjen e hyrjes së filtrit = P s / P n = 0,01.

Për të llogaritur në sx sipas (13.5), është e nevojshme të dini energjinë e sinjalit W s dhe

densiteti i fuqisë spektrale të interferencës N 0. Nga (2.26) W s = P s t s. Gjatë përcaktimit të raportit sinjal-zhurmë, fuqia e ndërhyrjes matet zakonisht në gjerësinë e brezit të sinjalit dhe densitetin spektral të fuqisë N 0 = (shih shembullin 2.7). Duke ditur W s dhe N 0, ne përcaktojmë

Shënim. Kur raporti sinjal-zhurmë p out = 20, marrja konsiderohet e besueshme.

Sinjali në daljen e filtrit të përputhur nën supozimin se, në mungesë të ndërhyrjes, sinjali s në (t) zbatohet në hyrjen e filtrit, në lidhje me të cilin ky filtër përputhet, mund të gjendet, për shembull, duke përdorur integralin Duhamel

(13.7)

Duke krahasuar formulën e përftuar me (2.21), shohim se sinjali i daljes, deri në një faktor konstant, përkon me funksionin e autokorrelacionit të sinjalit hyrës të zhvendosur drejt vonesës nga koha në, d.m.th.

Le të vërejmë ngjashmëritë dhe ndryshimet midis filtrit optimal Kolmogorov - Wiener dhe filtrit optimal të përputhur.

1. Të dy filtrat janë krijuar për të izoluar sinjalin dhe për të shtypur zhurmën, të dy përmirësojnë raportin sinjal-zhurmë në dalje, por kriteret për funksionimin e tyre janë dukshëm të ndryshme: filtri Kolmogorov-Wiener minimizon diferencën rms, filtri i përputhur maksimizon raportin sinjal-zhurmë.

2. Shtrembërimet e sinjalit në daljen e filtrit Kolmogorov-Wiener janë minimale, filtri i përshtatur shtrembëron formën e valës në atë mënyrë që në një pikë 4 të marrë kulmin e sinjalit. Mund të themi se filtri i përshtatur shtrembëron sa më shumë që të jetë e mundur

formën e sinjalit, por me qëllim, për ta theksuar sa më shumë në sfondin e ndërhyrjes.

3. Një filtër i përputhur mund të zbatohet për sinjalet përfundimtare përcaktuese të një forme të njohur, filtri Kolmogorov-Wiener - për sinjale të rastësishme me një densitet të njohur të fuqisë spektrale.

Filtra pothuajse optimale... Si rregull, është e vështirë të zbatohet një filtër i përputhur në praktikë; prandaj, filtrat e një dizajni më të thjeshtë përdoren shpesh për të përpunuar sinjale të thjeshta diskrete, por ato sigurojnë një raport sinjal-zhurmë në dalje afër maksimumit të arritur me filtrim i përputhur. Këta filtra kanë një formë të caktuar të përgjigjes së frekuencës dhe për të maksimizuar sinjalin në

ndaj zhurmës në dalje, zgjidhet gjerësia optimale e brezit të filtrit. Filtra të tillë zakonisht quhen thuajse optimale. Teoria e filtrimit kuazi-optimal u zhvillua nga Corr. Akademia e Shkencave e BRSS V.I.Siforov.

Analiza tregon se gjerësia e brezit të filtrave pothuajse optimalë varet nga forma e valës dhe lloji i përgjigjes amplitudë-frekuencë. Pra, për një puls radio drejtkëndor me kohëzgjatje t dhe, gjerësia optimale e brezit të zhurmës efektive Peff do të jetë e barabartë me: për një filtër ideal brez-kalimi, 1,37 / t dhe; për një filtër në formën e një qarku të vetëm oscilues - 0.4 / t dhe; për një filtër në formë zile - 0,72 / t dhe. Kujtoni që gjerësia efektive e brezit të zhurmës së filtrit (shih 2,7 dollarë) llogaritet duke përdorur metodën e drejtkëndëshit me sipërfaqe të barabartë për modulin në katror të funksionit të transferimit të filtrit.

Prania e gjerësisë së brezit optimal të filtrit shpjegohet fizikisht me sa vijon: me zvogëlimin e gjerësisë së brezit të filtrit, fuqia e zhurmës në dalje zvogëlohet, por sinjali gjithashtu do të ulet, duke mos arritur vlerën e tij në gjendje të qëndrueshme për shkak të ngadalësimit të kalimit. proceset në filtër. Me rritjen e gjerësisë së brezit, fuqia e zhurmës rritet në proporcion me gjerësinë e brezit dhe sinjali që ka arritur një vlerë afër gjendjes së qëndrueshme rritet pak.

Raporti sinjal-zhurmë në daljen e filtrave pothuajse optimalë për sinjale të thjeshta (pulse të vetme radio ose video) zvogëlohet në krahasim me filtrin përkatës të përputhur me një sasi prej 10 ... 20%. Duhet të theksohet se filtrat janë të lëmuar; Përgjigja e frekuencës jep rezultate më të mira se filtrat idealë, prandaj, kur merrni sinjale diskrete, nuk duhet të përpiqeni të përdorni filtra me pjerrësi të pjerrët (afër idealit).

Zgjedhja e gjerësisë së brezit të filtrave pothuajse optimalë kufizohet gjithashtu nga zhurmë kalimtare (ndërsimbolike). që lindin kur marrin një sekuencë të rastësishme sinjalesh diskrete. Në momentin e marrjes së një vendimi për i-m

sinjali në hyrje të zgjidhësit merr tensionin e mbetur nga sinjalet e mëparshme, pasi kalimet në filtrat kuazi-optimalë janë relativisht të ngadaltë. Është ky tension i mbetur që formon ndërhyrje ndërsimbolike.

Në filtrat e përputhur, ndërhyrja ndërsimbolike mungon, pasi përgjigja e tyre e impulsit dhe, në përputhje me rrethanat, përgjigja ndaj sinjalit ka një kohëzgjatje të kufizuar dhe proceset kalimtare përfundojnë në kohën kur merret vendimi për sinjalin tjetër.

Llogaritjet e shumta të proceseve kalimtare në filtra të ndryshëm pothuajse optimalë tregojnë se në brezin optimal të kalimit, ndërhyrja ndërsimbolale është jashtëzakonisht e madhe, kështu që duhet të zgjidhni një brez kalimi më të madh se ai optimal, si rezultat i së cilës raporti sinjal-zhurmë në daljen e filtrit mund të ulet ndjeshëm.

Kur merrni sinjale diskrete në formën e pulseve drejtkëndore, filtrimi kryesor shpesh kryhet me një filtër pas zbulimit, i cili quhet filtër manipulimi. Brezi i kalimit të tij zgjidhet i barabartë me 1.4 / t dhe në nivelin e dobësimit 6 dB, d.m.th., afërsisht 4 herë më i gjerë se gjerësia e brezit optimal të filtrit pothuajse optimal për një puls të vetëm video drejtkëndor.

Strobing. Porta e sinjalit është metoda më e thjeshtë e përpunimit. Përdoret gjerësisht në praktikë, dhe shpesh quhet pritje me një lexim të vetëm.

Gjatë hapjes, në një moment të caktuar, në intervalin e kohëzgjatjes së sinjalit t s, llogaritet vlera aktuale e përzierjes sinjal-interferencë, e cila më pas i jepet zgjidhësit. Meqenëse karakteristikat statistikore të interferencës varen pak nga

zgjedhja e momentit të regjistrimit, pastaj momenti i hyrjes (numërimit) duhet të zgjidhet në momentin e vlerës maksimale të sinjalit dhe shtrembërimeve minimale të tij për shkak të proceseve kalimtare. Kjo është zakonisht mesi i një sinjali diskret. Nëse porta paraprihet nga një filtër i përshtatshëm, atëherë marrja e mostrave në kohën t 0 do të sigurojë pritjen më të mirë (optimale). Me filtrimin jooptimal përpara hyrjes, ulja e imunitetit ndaj zhurmës është e rëndësishme.

Pritje integrale... Dëshira për të rritur imunitetin ndaj zhurmës së pritjes çoi në idenë e marrjes së një vendimi mbi bazën e një analize jo të vetme, por të shumëfishtë ose të vazhdueshme.

sinjal në intervalin e kohëzgjatjes së tij t s. Kjo metodë e përpunimit quhet integrale dhe zbatohet me integrim të vazhdueshëm ose përmbledhje diskrete të mostrave.

Nëse sinjali z (t) = s (t) + n (t) vepron në hyrjen e integratorit,

atëherë në daljen e tij marrim vlerën

ku termi i parë është sinjali, dhe i dyti është zhurma në daljen e integratorit. Tejkalimi i fuqisë së sinjalit mbi zhurmën në daljen e integratorit

(13.8)

ku është përkatësisht raporti sinjal-zhurmë dhe gjerësia efektive e spektrit të zhurmës në hyrjen e integratorit. Integrimi i pulseve video pas detektorit mund të kryhet me një qark të thjeshtë RC të komutuar (Fig. 13.5). Konstante

koha e këtij zinxhiri zgjidhet nga raporti RС 1.25 t s në mënyrë që tensioni në të gjithë kapacitetin në fund të intervalit të integrimit të jetë

Fig. 13.5 Skema e integratorit më të thjeshtë me komutim

ishte brenda seksionit linear të përgjigjes kalimtare. Në fund të çdo sinjali diskret në t = t s, matet tensioni në daljen e integratorit, dhe në

t = t s + kapaciteti shkarkohet dhe kështu përgatitet për marrjen e sinjalit të radhës diskret.

Nuk ka asnjë ndërhyrje ndërsimbolike gjatë marrjes integrale, dhe duke krahasuar (13.8) dhe (13.6), shohim se raporti sinjal-zhurmë në daljen e integratorit është 2 herë më i keq sesa kur përpunohet një sinjal diskret me një filtër të përputhur.

Nga metodat e mësipërme për përpunimin e sinjaleve diskrete në sistemet reale për transmetimin e mesazheve diskrete, një ose dy nuk mund të preferohen. E gjitha varet nga lloji i modulimit, treguesit e kërkuar të cilësisë, raporti sinjal-zhurmë në hyrjen e marrësit, etj. ekuivalent me të. Me kërkesa për cilësi të ulët ose me ndërhyrje të vogla në hyrjen e marrësit, njeriu mund të kufizohet në metoda të përpunimit më të thjeshta për t'u zbatuar.

3. Sinjalet e moduluara. Teoria e transmetimit të sinjalit

3. Sinjalet e moduluara

3.1. Paraqitja analitike e lëkundjeve të moduluara

Sinjalet e moduluara ndryshojnë në llojin e bartësit (bartësit) dhe në parametrat e tij të moduluar. Lëkundjet harmonike, treni periodik i pulsit dhe procesi i rastësishëm me brez të ngushtë tani përdoren gjerësisht si bartës. Secili prej këtyre vektorëve karakterizohet nga një numër i caktuar parametrash. Parametrat që ndryshojnë në kohë nën ndikimin e mesazhit të transmetuar quhen informative, pasi informacioni i transmetuar është i përfshirë në ndryshimet e tyre. Parametrat që mbeten të pandryshuar janë nënshkrime të përhershme të sinjalit; ato mund të përdoren në marrjen për të dalluar sinjalet nga interferenca. Në shumë raste, sinjali i moduluar mund të përfaqësohet si produkt i dy funksioneve

ku - funksioni që përfaqëson dridhjen e bartësit (bartës), dhe - funksioni i modulimit që shpreh efektin e mesazhit të transmetuar u(t) në transportues f(t). Kur sinjali analitik (2.98) zgjidhet për të përfaqësuar bartësin, atëherë për çdo funksion modulimi M(t) ekziston një sinjal kompleks i moduluar s(t). Në paraqitjen analitike të sinjalit, pjesët reale dhe imagjinare të tij korrespondojnë me sinjalin ekzistues të moduluar, dhe moduli i tij përcakton mbështjelljen. Kur bartësi është një formë vale harmonike, funksioni i modulimit shpreh efektin e sinjalit video u(t) në amplitudë (frekuencë ose fazë) të bartësit.

Spektri i dridhjes së moduluar (3.1), sipas teoremës mbi spektrin e produktit, përcaktohet nga konvolucioni

(3.2)

Nga kjo rrjedh se procesi i modulimit çon në një transformim kompleks të spektrit të sinjalit. Nëse bartësi është një lëkundje me brez të ngushtë, atëherë modulimi çon në përhapjen e spektrit dhe transferimin e tij në rajonin afër frekuencës bartëse (Fig. 3.1 a). Nëse bartësi është një sinusoid i pastër, atëherë ka një zhvendosje të thjeshtë të spektrit (Fig. 3.1 b). Nëse transportuesi regjistrohet në formën e një sinjali analitik, spektri i të cilit ekziston vetëm për frekuenca pozitive, atëherë konvertimi i frekuencës vlen vetëm për frekuencat pozitive, siç tregohet në Fig. 3.1.

Oriz. 3.1. Kompensimi i spektrit të modulimit: Rasti i përgjithshëm i bartësit analitik (a), kuti bartëse harmonike (b)

3.2. Llojet bazë të modulimit analog

Llojet kryesore të modulimit analog janë modulimi i amplitudës (AM), modulimi fazor (PM) dhe modulimi i frekuencës (FM). Varietetet e AM janë modulime të balancuara (BM) dhe një brezi anësor (OM).

Transmetim i drejtpërdrejtë. Sinjali më i thjeshtë për të transmetuar një mesazh të vazhdueshëm u(t) është një sinjal proporcional me u(t):

s(t)= Au(t), (3.3)

ku A - disa konstante. Një sinjal i tillë korrespondon me formën (3.1) nëse vendosim në të f(t)= A dhe M [u(t)]= u(t). Një shembull i mesazheve të tilla të drejtpërdrejta është komunikimi telefonik konvencional me tela.

Modulimi i amplitudës. Për këtë lloj modulimi: f(t)=,

ku T- faktori i modulimit.

Sinjali i moduluar do të regjistrohet

Kjo shprehje jep një paraqitje të sinjalit real AM.

Spektri i sinjalit në përgjithësi përkufizohet si transformimi Furier i s(t):

Duke pasur parasysh atë dhe

ku është spektri i mesazhit të transmetuar. Nga kjo shihet se me AM ka bartje të spektrit të mesazheve në frekuencë (Fig. 3.16). Gjerësia e spektrit të sinjalit F kur AM është dy herë më i gjerë se spektri i mesazhit Fm:

u(t)=,

Nga kjo shprehje rezulton se amplituda e sinjalit të moduluar ndryshon nga përpara , dhe fuqia e sinjalit, përkatësisht, nga përpara

Ku është fuqia e valës bartëse. Fuqia mesatare e sinjalit AM është:

Për m = l dhe Pcp=1,5 PH; raporti i fuqisë mesatare me maksimumin është 0.375. "Këto raporte tregojnë një disavantazh të rëndësishëm të modulimit AM - përdorimi i dobët i fuqisë së transmetuesit.

Modulimi i balancuar (BM). Përveç AM konvencionale, transmetimi AM përdoret pa modulim të balancuar - bartës. Për këtë lloj modulimi:

f(t)=, (3.7)

Spektri i sinjalit në BM

Ka vetëm dy vija anësore - pa bartës.

Me modulimin e një brezi anësor të vetëm (SSB), transmetohet vetëm një brez anësor. Për këtë lloj modulimi kur transmetohet brezi anësor i sipërm:

f(t)=, (3.10)

Spektri i sinjalit OM

(3.12)

Në të vërtetë, nëse zgjerojmë funksionet u(t) dhe (t) në një seri Fourier:

dhe merrni parasysh se cosx; dhe sinx janë një çift i transformimit të Hilbertit, ne marrim

Ky paraqitje është analitike për të gjithë> 0. Zëvendësimi i funksionit të modulimit [ u(t)] tek ajo çiftëzohet *[ u(t)]= u(t)- i(t) jep një formë vale s(t), që korrespondon me shiritin anësor të poshtëm.

Sistemet BM dhe OM lejojnë reduktimin e konsumit të padobishëm të energjisë për komponentin e frekuencës së bartësit, dhe me OM, përgjysmojnë gjithashtu gjerësinë e brezit të sinjalit të transmetuar. Megjithatë, zbatimi i këtyre avantazheve kërkon pajisje më të sofistikuara.

Modulimi i këndit. Në rastin e modulimit këndor (FM dhe FM), funksioni i modulimit ka formën

Me bartës sinusoidal f(t)= sinjali i moduluar do të ketë shprehjen e mëposhtme:

Sinjali i vërtetë

Ky është një paraqitje e zakonshme e një sinjali të moduluar nga këndi. Sipas (3.15), faza totale e lëkundjes me frekuencë të lartë është e barabartë me:

(3.16)

dhe frekuenca e menjëhershme e lëkundjes ndryshon sipas ligjit të derivatit të , d.m.th.

(3.17)

Përkundrazi, kur frekuenca ndryshon sipas ligjit ω (t) (3.17) faza e lëkundjes ψ (t) do të ndryshojë sipas ligjit të integralit të ω (t):

(3.18)

Në rast të modulimit fazor . Pastaj, bazuar në (3.15) dhe (3.16), kemi:

(Z.19) (3.20)

Me modulimin e frekuencës sipas ligjit të mesazhit të transmetuar, frekuenca e lëkundjes së bartësit ndryshon

(3.21)

ku është amplituda e devijimit të frekuencës (devijimi i frekuencës). Faza e plotë e lëkundjes do të jetë e barabartë me:

Pastaj shprehja për sinjalin FM do të shkruhet në formë

Kur modulohet me një ton, kur dhe (t)= cosΩt, shprehjet e sinjalit për FM dhe FM në formë kanë të njëjtën formë:

ku T - indeksi i modulimit: në FM në FM

Për të përcaktuar spektrin e sinjalit, zëvendësoni në (3.24) kosinusin e shumës së dy këndeve duke përdorur formulat e njohura nga trigonometria

Këtu, për të thjeshtuar shënimin, do të vendosim = 0. Marrëdhëniet e mëposhtme njihen nga teoria e funksioneve të Besselit:

ku është funksioni Bessel i llojit të parë k- Go urdhër nga argumenti T. Pasi zëvendësojmë (3.26) dhe (3.27) në (3.25), marrim

Kështu, rezulton se edhe me FM dhe FM sinusoidale, fitohet një spektër teorikisht i pakufizuar. Ai përbëhet nga një bartës ω0 dhe dy shirita anësore. Amplituda e bartësit A010 (t) në FM dhe FM. ndryshe nga AM, varet nga forma e valës moduluese. Për disa vlera T mund të jetë zero fare (m = 2, 3; 5.4). Amplituda e frekuencave anësore është . Megjithatë, në praktikë, gjerësia e spektrit të sinjaleve FM dhe PM është e kufizuar.

Oriz. 3.2. Spektri i sinjalit të moduluar nga këndi

Në fig. 3.2 tregon spektrin e një sinjali me modulim këndor prej një toni në m = 5. Siç mund ta shihni, amplituda e frekuencave anësore zvogëlohet me shpejtësi me një rritje të numrit harmonik k. Në k> m komponentët e spektrit janë të vegjël dhe mund të neglizhohen. Në praktikë, gjerësia e spektrit të sinjalit me modulim këndor është F = 2 (m + l) Fm, ku FT= frekuenca e lëkundjes moduluese.

Dallimi midis FM dhe FM shfaqet vetëm kur ndryshon frekuenca e modulimit Ω. Në Kupën e Botës t =, prandaj në m>>1 grupi është praktikisht i pavarur nga Fm. Në FM b

për m >> 1 gjerësia e spektrit do të jetë e barabartë me F=2 ΔφfmFm dmth varet nga frekuenca moduluese Fm. Ky është ndryshimi midis spektrit FM dhe FM.

Në rastin e një indeksi të vogël modulimi, spektri i sinjaleve FM dhe PM, si në rastin e AM, ka vetëm tre komponentë:

Kjo rrjedh drejtpërdrejt nga (3.28) nëse marrim parasysh se për m<< l mëkat (msinΩt) msinΩt, a cos (msinΩt) 1.

Krahasimi i (3.6) dhe (3.29) tregon se ndryshimi midis spektrave të sinjalit në AM dhe modulimit këndor konsiston vetëm në zhvendosjen fazore të lëkundjes së frekuencës së anës së poshtme me 180 ° në lidhje me pozicionin e saj në AM. Ky ndryshim është i rëndësishëm dhe ilustrohet nga diagramet vektoriale të paraqitura në Fig. 3.3.

Oriz. 3.3. Diagramet vektoriale: sinjal AM (a), Sinjali FM (w<1) (b)

Modulimi i këndit me brez të vetëm anësor. Nëse funksioni është analitik:

pastaj sinjali

është gjithashtu një funksion analitik për. Nuk përmban frekuenca negative, megjithëse ka një spektër të pafund në rajonin e frekuencave pozitive:

Shprehja (3.30) përcakton një sinjal të ri të moduluar. Ky sinjal është një variant i sinjalit SSB. Për ta vërtetuar këtë, merrni parasysh rastin e modulimit të frekuencës me një ton u(t) = sinΩt. Për këtë rast, funksioni φ(t) dhe transformimi i tij Hilbert merr formën:

Ku është indeksi i modulimit. Në këtë rast, funksioni modulues konvertohet në formë

, dhe sinjalin e moduluar

Kjo tregon se spektri i sinjalit të moduluar përbëhet nga një brez anësor. Një sinjal SSB mund të merret nga një sinjal konvencional PM nga transformimi i Hilbertit (p.sh., nga zhvendosja e fazës me) dhe modulimi eksponencial i amplitudës. Më pas, kufizimi i një sinjali të tillë në marrës do të rivendosë brezin anësor të poshtëm dhe do të lejojë përdorimin e një diskriminuesi konvencional për zbulim.

3.3. Sinjalet e modulimit diskrete

Me modulim diskret, mesazhi i koduar u(t), e cila është një sekuencë e simboleve të kodit {}, konvertuar në një sekuencë të elementeve të sinjalit {} ... Këto të fundit ndryshojnë nga simbolet e kodit vetëm në paraqitjen elektrike. Në një rast të veçantë, modulimi diskret konsiston në veprimin e simboleve të kodit (ai} për transportues f(t). Ky modulim diskret është i ngjashëm me modulimin e vazhdueshëm.

Me anë të modulimit, një nga parametrat e transportuesit ndryshon sipas ligjit të përcaktuar nga kodi. Në transmetimin e drejtpërdrejtë, transportuesi mund të jetë një rrymë e drejtpërdrejtë, parametrat e ndryshimit të së cilës janë madhësia dhe drejtimi. Zakonisht, si bartës, si me modulimin e vazhdueshëm, përdoret një rrymë alternative (lëkundje harmonike). Në këtë rast, ju mund të merrni modulimin e amplitudës (AM), frekuencës (FM) dhe fazës (PM). Shpesh quhet modulim diskret manipulim, dhe një pajisje që kryen modulim diskret (modulator diskret) quhet manipulator ose gjenerator sinjalesh.

Në fig. 3.4 tregon grafikët e sinjaleve për lloje të ndryshme manipulimesh. Me AM, simboli 1 korrespondon me transmetimin e një vale bartëse gjatë kohës (shpërthim), dhe me simbolin 0, nuk ka lëkundje (pauzë). Në FM, forma e valës bartëse transmetohet në një frekuencë prej 1, dhe forma e valës transmetohet në 0. Në FM, faza bartëse ndryshon me 180 ° me çdo kalim nga 1 në 0 dhe nga 0 në 1.

Oriz. 3.4. Sinjalet me lloje të ndryshme të modulimit diskrete

Së fundi, modulimi i fazës relative (OFM) aktualisht po përdoret. Në ndryshim nga PM, në sistemin OFM, faza e valës bartëse ndryshon me 180 ° gjatë transmetimit të simboleve 1 dhe mbetet e pandryshuar gjatë transmetimit të simboleve 0.

Me OFM, manipulimi i secilit mesazh të dhënë kryhet në raport me atë të mëparshëm. Natyrisht, në këtë mënyrë është e mundur të manipulohet (ndryshohet) çdo parametër i lëkundjes së bartësit: kur ndryshon frekuenca, marrim çelësin e zhvendosjes së frekuencës relative (OFM), kur ndryshon amplituda, marrim çelësin e zhvendosjes së amplitudës relative (OAM). Modulimi Delta, të cilin e përmendëm në § 1.6 është gjithashtu një lloj manipulimi relativ.

Merrni parasysh spektrat e sinjalit për disa lloje të modulimit diskret. Ne do të supozojmë se modulimi kryhet nga një mesazh binar u(t), që është një sekuencë periodike pulsesh drejtkëndëshe me një pikë.

Amplituda Shift Keying. Sinjali AM mund të regjistrohet si

ku funksioni periodik u(t) në interval është i barabartë me:

(3.33)

Imagjinoni u(t) pranë Furierit

(3.34)

Pastaj sinjali AM do të shkruhet në formë

(3.35)

Oriz. 3.5. Spektri i sinjalit me kyçje të zhvendosjes së amplitudës

Spektri i sinjalit AM, i vizatuar duke përdorur f-lamas (3.35), është paraqitur në Fig. 3.5. Ai përbëhet nga një valë bartëse me një amplitudë dhe dy breza anësor, përbërësit spektralë të të cilëve kanë amplituda

(3.36)

Zarfi i spektrit të sinjalit diskret AM shprehet me formulën

(3.37)

dmth është një spektër i zhvendosur nga frekuenca e një sinjali të vetëm pulsi u(t).

Tastja e ndërrimit të fazës. Sinjali FM mund të shkruhet si

Funksioni periodik që përcakton ligjin e ndryshimit të fazës gjatë intervalit shprehet me formulën

(3.39)

Zëvendësimi i (3.39) në shprehjen (3.38) jep

Imagjinoni u(t) pranë Furierit

Pastaj sinjali FM do të shkruhet në formë

(3.40)

Oriz. 3.6. Spektri i sinjalit të kyçjes së zhvendosjes së fazës

Spektri i sinjalit PM për vlera të ndryshme të devijimeve të fazës, i ndërtuar në bazë të kristaleve f (3.40), është paraqitur në Fig. 3.6. Ai përbëhet nga një valë bartëse dhe dy breza anësore. Amplituda e dridhjes së bartësit varet nga: dhe në = - kthehet në 0. Nga varen edhe amplituda e komponentëve spektrale në brezat anësore. Me një rritje nga 0 në, siç mund të shihet nga Fig. 3.6, amplituda e valës bartëse zvogëlohet në zero, dhe amplituda e frekuencave anësore rritet.

Kur = - e gjithë energjia e sinjalit PM përmbahet vetëm në brezat anësore. Ashtu si me AM, mbështjellja e spektrit diskret të brezit anësor është spektri i zhvendosur nga frekuenca e një sinjali të vetëm pulsi u(t), shumëzuar me mëkat:

(3.41)

Spektri i sinjalit me çelësin e zhvendosjes së frekuencës përcaktohet në mënyrë të ngjashme.

3.4. Sinjalet e modulimit të pulsit

Në sistemet e komunikimit me modulim pulsi, bartësi i informacionit është një sekuencë periodike pulsesh të së njëjtës formë.

(3.42)

ku U(t) është funksioni i normalizuar që karakterizon formën e pulsit; A0 - amplituda e pulsit; - fillimi i skajit kryesor k pulsi ; - periudha e përsëritjes së pulsit; - origjina e sekuencës; - kohëzgjatja k-impulsi i th, i numëruar në një nivel të caktuar.

3.7. Sinjalet me lloje të ndryshme të modulimit të pulsit

Gjatë modulimit, një nga parametrat e sekuencës ndryshon në përputhje me mesazhin e transmetuar (Fig. 3.7). Pra, me modulimin amplitudë-pulsi (AIM), amplituda e pulsit ndryshon A:

(3.43)

Oriz. 3.8. Parametrat e një sekuence periodike të pulseve drejtkëndore

Modulimi i gjerësisë së pulsit (PWM) ndryshon gjerësinë e pulsit

(3.44)

ku është devijimi maksimal i pjesës së përparme të pulsit në një drejtim.

Me modulimin e fazës së pulsit (PPM), zhvendosja ndryshon

pulset në lidhje me pikat e orës .

Me modulimin e frekuencës së pulsit (PFM) në përputhje me

mesazhi i transmetuar ndryshon shpejtësinë e përsëritjes së pulsit.

Ashtu si me PPM, pulset zhvendosen në lidhje me pikat e orës, por në një model tjetër. Dallimi midis PPM dhe PFM është i ngjashëm me ndryshimin midis FM dhe FM të një transportuesi sinusoidal.

Sekuenca periodike e pulseve drejtkëndore

(Fig. 3.8) mund të shkruhet si më poshtë:

Një sekuencë e tillë pulsesh mund të përfaqësohet nga një seri Fourier. Në përputhje me shprehjet (2.67) dhe (2.68), kemi

, ku ,

Në rastin tonë

(3.47)

(3.48)

ku

Spektri i amplitudave të një sekuence periodike të pulseve drejtkëndore është paraqitur në Fig. 3.9. Amplituda e komponentëve spektrale përcaktohen nga vlerat e modulit të densitetit spektral | | (3.47) në harmonikat e frekuencës së përsëritjes . Forma e mbështjelljes së spektrit të frekuencës së një sekuence periodike përcaktohet nga forma e një impulsi individual. Me një rritje në periudhën e përsëritjes, intervali i frekuencës midis përbërësve spektralë ngjitur zvogëlohet, numri i tyre rritet dhe amplituda e secilit komponent zvogëlohet duke ruajtur një raport konstant midis tyre. Me zmadhim të pakufizuar, sekuenca periodike degjeneron në një puls të vetëm dhe spektri i linjës bëhet i vazhdueshëm.

Oriz. 3.9. Spektri i një sekuence periodike pulsesh drejtkëndëshe

Spektri i një sekuence periodike të pulseve të radios merret nga spektri i një sekuence pulsesh video duke transferuar shkallën e frekuencës në frekuencën e bartësit dhe duke plotësuar spektrin që rezulton me imazhin e tij pasqyrues.

Gjatë modulimit, parametrat e përfshirë në shprehjet (3.46) dhe (3.48) janë funksione të kohës: . Sekuenca e moduluar do të përfaqësojë funksionin tani jo periodik, të deformuar në krahasim me atë origjinal:

ose sipas (3.48)

Formula që rezulton përcakton spektrin e frekuencës së trenit të pulsit të deformuar. Për të marrë spektrat e sinjaleve me lloje të ndryshme modulimi, është e nevojshme të zëvendësohet shprehja përkatëse për parametrin e moduluar në f-lu (3.50).

Për shembull, le të gjejmë spektrin për AMI. Me modulim me një ton u(t)= sinΩ(t) dhe A= A0 (1+ msinΩt); pjesa tjetër e parametrave të sekuencës janë të pandryshuara:

Pas zëvendësimit të këtyre vlerave në (3.50) dhe transformime të thjeshta trigonometrike për spektrin e frekuencës së sinjalit AIM, marrim

Në fig. 3.10 tregon një grafik të spektrit të sinjalit PIM. Duke e krahasuar me Fig. 3.9 tregon se AMP modulon në amplitudë çdo komponent të spektrit të trenit të pulsit të pamoduluar si një "bartës" të izoluar. Spektri përmban një mesazh modulues me frekuencë të ulët u(t) me një frekuencë Ω, prandaj, demodulimi me AMP mund të kryhet duke përdorur një filtër me kalim të ulët që kalon luhatjen me frekuencë të ulët u(t).

Spektri për llojet e tjera të modulimit të pulsit përcaktohet në mënyrë të ngjashme. Për të llogaritur spektrin për PPM në (3.50), është e nevojshme të zëvendësohet shprehja (3.45), e cila përcakton ndryshimin në pozicionin e pulsit në përputhje me mesazhin e transmetuar, dhe për PWM, shprehja (3.44), e cila përcakton ndryshimin në kohëzgjatja e pulsit.

Me modulimin e kodit të pulsit (PCM), transmetimi i vlerave individuale të sinjalit reduktohet në transmetimin e grupeve specifike të pulseve. Këto grupe transmetohen njëri pas tjetrit në intervale relativisht të gjata në krahasim me kohëzgjatjen e pulseve individuale. Çdo grup kodi i impulseve është një sinjal i rregullt jo periodik, spektri i të cilit mund të llogaritet bazuar në transformimet e Furierit në mënyrën e zakonshme.

Oriz. 3.10. Spektri i sinjalit PIM

Gjerësia e spektrit të sekuencës së pulseve është praktikisht e pavarur nga frekuenca e përsëritjes dhe përcaktohet kryesisht nga gjerësia e spektrit të një pulsi. Në prani të modulimit të çdo lloji, spektri zgjerohet pak për shkak të frekuencave anësore të përbërësve ekstremë të spektrit të impulseve të pamoduluara. Prandaj, brezi i frekuencës së funksionimit i zënë nga sinjalet e pulsit është praktikisht i pavarur nga lloji i modulimit dhe përcaktohet nga kohëzgjatja dhe forma e pulsit.

3.5. Spektri energjetik i sinjaleve të moduluara

Deri më tani, ne kemi konsideruar modulimin e lëkundjes së bartësit nga një proces përcaktues u(t), i cili shfaq një mesazh specifik ose një zbatim të veçantë të tij. Grupi i mesazheve të mundshme është një proces i caktuar i rastësishëm. Pra, kur transmetohet fjalimi ose muzika, vetitë statistikore të mesazheve të transmetuara janë shumë afër vetive të një procesi normal të rastësishëm. Karakteristikat më të rëndësishme të një lëkundjeje të moduluar nga një proces i rastësishëm janë funksioni i korrelacionit dhe spektri i energjisë.

Duhet theksuar se sinjali i moduluar është një proces i rastësishëm jo-stacionar edhe kur proceset (mesazhet) moduluese janë të palëvizshme. Spektri energjetik i një procesi të rastësishëm jo-stacionar përcaktohet me anë të mesatares së dyfishtë - mbi grupin dhe me kalimin e kohës. Së pari, përcaktohet funksioni i korrelacionit mesatar në kohë, dhe më pas spektri i dëshiruar i energjisë përcaktohet nga transformimi i anasjelltë i Furierit.

Konsideroni rastin kur mesazhi i transmetuar u(t) është një proces i palëvizshëm me u(t)=0, dhe bartësi është një dridhje harmonike.

Me modulim amplitudë

s(t) = A0 cos ω 0 t,

ku m është vlera rrënjë-mesatare-katrore e faktorit të modulimit. Funksioni korrelativ i sinjalit të moduluar

ku Bu(t) - funksioni i korrelacionit të mesazhit të transmetuar u(t). Siç mund ta shihni, funksioni B(t, τ) varet nga koha, e cila tregon jostacionaritetin e sinjalit të moduluar. Pas mesatares me kalimin e kohës, marrim

Duke aplikuar për V(τ) Transformimi Furier (2.84), gjejmë spektrin energjetik të sinjalit në AM

Kështu, spektri i një lëkundjeje harmonike të moduluar nga amplituda nga një proces i rastësishëm përbëhet nga një lëkundje bartëse me një frekuencë dhe një mesazh të transmetuar të zhvendosur në spektër u(t).

Sinjali i modulimit këndor (FM dhe PM) mund të shkruhet në formë të përgjithshme

s(t) = A0 cos ,

Me FM dhe me FM . Këtu dhe janë vlerat e rrënjës-mesatare-katrore të devijimit të fazës dhe frekuencës, përkatësisht.

Funksioni korrelativ i sinjalit të moduluar

Kur mesatarizohet me kalimin e kohës, termi i parë bëhet zero. Termi i dytë është i pavarur nga koha t Kjo është arsyeja pse

Le të shënojmë ndryshimin dhe, sipas formulës së njohur, të paraqesim kosinusin e shumës së dy këndeve në formë

Vlerat mesatare të grupit të kosinusit dhe sinusit mund të gjenden nëse dihet shpërndarja e probabilitetit të mesazhit u(t). Nëse u(t) i bindet ligjit normal, pra, i cili është një transformim linear nga u(t), do të ketë gjithashtu një shpërndarje normale me zero mesatare dhe zero variancë. Është e lehtë të shihet se në këtë rast:

Kështu, funksioni i korrelacionit të sinjalit mesatar në kohë për modulimin këndor

(3.54)

Varianca e procesit mund të shprehet në termat e funksionit të korrelacionit ose spektrit energjetik të mesazhit u(t). Vërtet.

ku është funksioni korrelativ i procesit . Për, pra ; në FM, ku , Kjo është arsyeja pse ... Më pas, mund të përcaktoni spektrin e energjisë të sinjalit të moduluar nga transformimi Furier (2.81) i funksionit (3.54).

3.6. Modulimi i bartësit të zhurmës

Si bartës, mund të përdoren jo vetëm lëkundjet periodike, por edhe një proces i rastësishëm me brez të ngushtë. Vektorë të tillë gjejnë edhe zbatime praktike. Për shembull, në sistemet e komunikimit optik që përdorin rrezatim jokoherent, sinjali është në thelb zhurma Gaussian me brez të ngushtë.

Sipas (2.36), një proces i rastësishëm me brez të ngushtë mund të përfaqësohet si një lëkundje kuazi-harmonike

me zarf dhe fazë që ndryshon ngadalë . Me modulimin e amplitudës në përputhje me mesazhin e transmetuar, zarfi ndryshon U(t), me modulim fazor - fazor dhe në frekuencë - frekuencë e menjëhershme.

Merrni parasysh modulimin e amplitudës së një bartësi të zhurmës. Në këtë rast, shprehja për bartësin e moduluar mund të shkruhet si

y(t) = f(t), (3.57)

ku f(t) - transportues, u(t) - funksion modulues (video sinjal), m- faktori i modulimit.

Supozohet se procesi i modulimit u(t) është gjithashtu një proces normal i palëvizshëm me një vlerë mesatare zero u(t) = 0. Proceset f(t) dhe u(t) i pavarur. Nën këto kufizime, funksioni i korrelacionit të bartësit të zhurmës së moduluar me amplitudë do të jetë

Tani gjejmë spektrin e energjisë

Integrali i parë jep spektrin energjetik të bartësit të zhurmës. Për integralin e dytë, bazuar në teoremën mbi spektrin e produktit, kemi

Së fundi, spektri i bartësit të moduluar do të jetë:

Kështu, spektri i bartësit të zhurmës të moduluar nga amplituda fitohet nga mbivendosja e spektrit bartës dhe konvolucioni i këtij spektri me spektrin e mesazhit të transmetuar, i zhvendosur në rajonin e frekuencës së lartë me një sasi. Funksioni i korrelacionit dhe energjia spektri për PM dhe FM përcaktohen në mënyrë të ngjashme.

Përdorimi i sinjaleve të "zhurmës" mund të zvogëlojë efektin e zbehjes në kanalet me përhapje shumëpalëshe të valëve të radios. Le ta shpjegojmë këtë me një shembull të thjeshtë. Lërini sinjalet e dy rrezeve të arrijnë në hyrjen e marrësit dhe me një zhvendosje τ ... koha t. Fuqia e sinjalit që rezulton, e përcaktuar për një kohë mjaft të gjatë T,

ku është funksioni i korrelacionit të sinjalit, P0- fuqia mesatare e saj. Funksioni i korrelacionit të zhurmës zvogëlohet me shpejtësi me rritjen e m dhe sa më shpejt aq më i gjerë është spektri i tij. Rrjedhimisht, për një gjerësi mjaft të madhe të spektrit, mund të supozojmë 0 dhe , domethënë, fuqia mesatare e sinjalit të marrë, pavarësisht nga zbehja, mbetet afërsisht konstante.

3.7. Sinjale të ngjashme me zhurmën

Përdorimi i realizimeve reale të zhurmës si bartës shoqërohet me vështirësi të caktuara që lindin në formimin dhe marrjen e sinjaleve të tilla. Prandaj, në praktikë, sinjalet e ngjashme me zhurmën kanë gjetur aplikim. Këto sinjale nuk janë të rastësishme. Ato formohen sipas një algoritmi specifik. Megjithatë, vetitë e tyre statistikore janë të përafërta me ato të zhurmës: spektri i energjisë është pothuajse i njëtrajtshëm dhe funksioni i korrelacionit ka një kulm të ngushtë kryesor dhe skaje të vogla anësore. Sinjalet e ngjashme me zhurmën dhe ato të zhurmshme janë sinjale me brez të gjerë. (TF>>1).

Aktualisht, janë të njohura metoda për formimin e sinjaleve të ngjashme me zhurmën, të cilat, me një bazë të madhe 2 TF lejojnë që ato të riprodhohen në mënyrë të pavarur në skajet marrëse dhe transmetuese dhe të plotësojnë kërkesat e sinkronizimit të këtyre sinjaleve.

Sinjalet diskrete përdoren gjerësisht, të cilat janë ndërtuar si më poshtë. Mesazh informues me kohëzgjatje T zbërthehet në N elementet binare me kohëzgjatje (Fig. 3.11). Kjo ndarje ju lejon të merrni një sinjal me një kohëzgjatje T me shirit - dhe vlerën bazë 2 TF. Sekuencat e elementeve binare formojnë kode që zgjidhen për të siguruar vetitë e specifikuara të sinjalit. Me ndihmën e modulimit ose heterodinimit, formohet një sinjal me frekuencë të lartë, i cili transmetohet në kanal. Në këtë rast, modulimi fazor shpesh përdoret në dy pozicione: 0 dhe π

Funksioni korrelativ i sinjaleve diskrete me një vlerë mjaft të madhe të numrit të elementeve N ka një maksimum kryesor, të përqendruar në rajon, dhe lobe anësore, të cilat kanë një nivel relativisht të ulët (Fig. 3.11). Ky funksion i ngjan shumë funksionit të autokorrelacionit të një segmenti zhurme me një shirit. F. Nga këtu vjen emri sinjale të ngjashme me zhurmën.

Në sistemet e komunikimit që përdorin sinjale të ngjashme me zhurmën (të përbërë), çdo element mesazhi transmetohet jo nga një, por nga disa elementë sinjali që bartin (përsëritin) të njëjtin informacion. Numri N mund të arrijë disa qindra apo edhe mijëra. Siç do të tregohet më vonë, kjo lejon zbatimin e akumulimit të sinjalit, i cili siguron imunitet të lartë të zhurmës edhe në rastin kur niveli i sinjalit është nën nivelin e zhurmës.

Oriz. 3.11. Parimi i ndërtimit të një sinjali kompleks me brez të gjerë

Një klasë e gjerë sinjalesh diskrete është ndërtuar mbi bazën e sekuencave lineare të përsëritura. Këto sinjale kanë veti të mira korrelacioni dhe janë relativisht të lehta për t'u zbatuar në praktikë. Struktura e sinjaleve është e rastësishme, edhe pse mënyra e gjenerimit të tyre është mjaft e rregullt. Sinjalet e vazhdueshme PM të bazuara në sekuenca të përsëritura mund të kenë funksion pothuajse të përsosur autokorrelacioni.

Midis sekuencave lineare të përsëritura, një vend të veçantë zë pseudo-rastësia M-Sekuencat e Huffman. Ato përfaqësojnë një koleksion N personazhe që përsëriten periodikisht , secila prej të cilave mund të marrë një nga dy vlerat: +1 ose -1. Kjo vlerë përcaktohet nga produkti i vlerave të dy ose më shumë (por gjithmonë të njëtrajtshme) sinjale të mëparshme të marra me shenjën e kundërt.

dhe . Pothuajse çdo numër i plotë P përputhet me numra të shumtë k, sipas të cilit, sipas rregullit (3.60), formohet një sekuencë.

Nga shprehja (3.63) del se numri N është periudha maksimale e një sekuence të pafund Huffman. Mund të formohen edhe sekuenca të një periudhe më të shkurtër. Numri maksimal i sekuencave të ndryshme të periudhës maksimale për çdo P barazohet me:

(3.64)

ku është funksioni i Euler-it.

Sekuencat binare pseudo-rastësore të Huffman-it kanë një numër karakteristikash të jashtëzakonshme. Funksioni i normalizuar i autokorrelacionit në funksionimin e vazhdueshëm ka një maksimum kryesor të barabartë me një, dhe lobe anësore me madhësi të barabartë, të barabartë me . Funksioni i ndërlidhjes për sekuenca të ndryshme është - 1 milion. Në mënyrën pulsuese të funksionimit, niveli i lobeve anësore nuk e kalon vlerën . Sekuenca të ndryshme për një të dhënë P ndryshojnë si në rendin e alternimit të simboleve +1 dhe -1, ashtu edhe në vlerën maksimale të lobeve anësore. Në këtë rast, ju mund të specifikoni një sekuencë në të cilën niveli maksimal i lobeve anësore do të jetë më i vogli midis sekuencave të mundshme për një të dhënë P. Gjenerimi i sekuencave Huffman pseudo të rastësishme është relativisht i lehtë me regjistrat e ndërrimit.

Përveç sinjaleve Huffman, në praktikë përdoren edhe lloje të tjera sinjalesh diskrete. Ju mund të specifikoni sinjalet PaleyPlotkin, një sekuencë simbolesh Lezhandre, kodet Barker, kodet polifaze Frank. Së fundi, variante të ndryshme të sinjaleve të përbëra janë të mundshme.

Në radar, sinjalet me një ndryshim linear të frekuencës brenda një pulsi (cirp) përdoren gjerësisht. Kjo shpjegohet me faktin. që sinjalet cicërima kanë veti të mira korrelacioni dhe mund të merren lehtësisht duke përdorur filtra të përputhur.

Sinjali i ngjashëm me zhurmën mund t'i nënshtrohet të gjitha teknikave të njohura të modulimit. Me modulimin e amplitudës ndryshojnë amplituda e të gjithë elementëve të saj. Me modulimin e frekuencës, variantet e sinjalit ndryshojnë në frekuencën mesatare, me modulimin fazor, nga diferenca fazore midis elementeve të dy parcelave.

Një lloj specifik i modulimit, i natyrshëm vetëm në sistemet e komunikimit me brez të gjerë, është modulimi strukturor ose modulimi i formës valore. Në këtë rast, si variante sinjali përdoren lëkundjet e ndërtuara nga elementë identikë, por me rregullime të ndryshme reciproke të këtyre elementeve. Për shembull, transmetimi binar mund të bëhet duke përdorur sinjale të formës:

Sistemet me brez të gjerë me shumë pozicione me modulim strukturor janë ndërtuar në mënyrë të ngjashme. Në këtë rast, përdoret një grup sinjalesh të ngjashme me zhurmën . Në këtë rast, natyrisht, ndryshimi midis këtyre sinjaleve duhet të jetë i mjaftueshëm për t'i ndarë ato në pritje. Nga ky këndvështrim, sinjalet e kundërta dhe ato ortogonale janë me interes të madh.

Rishikoni pyetjet

1. Vizatoni diagrame vektoriale të sinjaleve AM dhe FM.

2. Përcaktoni fuqinë mesatare të sinjalit AM.

3. Çfarë lloj modulimi është gjerësia minimale e spektrit të sinjalit? Me çfarë është e barabartë? Sa është gjerësia e brezit të sinjalit FM?

4. Listoni llojet kryesore të modulimit diskret. Shpjegoni parimin e OFM.

5. Vërtetoni se spektri i sinjalit të kyçjes së zhvendosjes së fazës nuk ndryshon nga spektri i sinjalit për modulimin e balancuar.

6. Emërtoni llojet kryesore të modulimit të pulsit. Shpjegoni parimin e tyre.

7. Çfarë përcakton në thelb gjerësinë e spektrit të sinjalit në modulimin e pulsit?

8. Shpjegoni parimin e modulimit të bartësit të zhurmës.

9. Kompensimi i spektrit të grafikut për zhurmat dhe bartësit harmonikë.

10. Shpjegoni parimin e ndërtimit të sinjaleve diskrete të ngjashme me zhurmën. Jep shembuj.

11. A është një sekuencë diskrete pseudo-rastësore një proces i rastësishëm? Si është e ngjashme me zhurmën?

12. Si kryhet modulimi i sinjaleve të ngjashme me zhurmën?

Në rastin e një sinjali periodik, këshillohet që të përdoret akumulimi i tij në një numër periudhash. Le të tregojmë se si mund të arrihet një fitim i konsiderueshëm në raportin sinjal-zhurmë në daljen e filtrit. Në një sinjal periodik, ky fitim mund të realizohet në vetitë statike të sinjalit dhe zhurmës (të cilat, si më parë, do të konsiderohen "të bardha"). Në veçanti, mund të përdoret ndryshimi në funksionet e korrelacionit të sinjalit përcaktues dhe zhurmës. Në këtë rast, ne do të shqyrtojmë në mënyrë sekuenciale dy opsione për ndërtimin e "filtrave të korrelacionit". Në të parën, do të supozojmë se sinjali është periodik, por periudha nuk dihet; në të dytën, periudha e sinjalit dihet, por "faza" e tij nuk dihet.

Le të shqyrtojmë opsionin e parë.

4.1 Izolimi i një sinjali periodik nga përzierja e tij aditiv me zhurmë, kur periudha nuk dihet.

Ne përdorim algoritmin për vlerësimin e funksionit të korrelacionit

Këtu janë funksionet e autokorrelacionit të sinjalit dhe zhurmës, dhe janë funksionet e ndërlidhjes së sinjalit dhe zhurmës. Meqenëse sinjali dhe zhurma mund të konsiderohen procese të pavarura, ndërlidhja funksionon dhe është e barabartë me zero.

Gjatë llogaritjes së integralit do të dallojmë dy raste: dhe. Kujtoni që është vonesa e vlerave të mostrës (zhvendosja e argumentit) të faktorit të dytë në integrandin (4.1). Emëruesi i integrandit ka dy rrënjë:.

Duke llogaritur këtë integral sipas formulës së zgjerimit, për sa i përket mbetjeve, marrim, duke marrë parasysh njohuritë, një formë të qartë:

(4.3)

Duke supozuar, marrim fuqinë e zhurmës së daljes:

(4.4)

Kujtojmë se ky rezultat është marrë më herët, formula (3.22).

Vlera e funksionit të korrelacionit për një sinjal periodik është dhënë më sipër (1.14). Duke e marrë parasysh atë, marrim vlerën e funksionit të dëshiruar të korrelacionit:

Termi ka kuptimin "zhurmë", për shkak të vlerës së shumës në një integrim të fundëm dhe kohë mesatare, priret në zero me rritjen e T dhe t. Duke u kthyer te (4.5), ne shohim se me një rritje në vonesën e zhvendosjes, termi i parë (shuma) përshkruan një funksion lëkundës jo-zvogëlues, një sinjal të dobishëm në lidhje me argumentin (dhe jo t), e dyta - zvogëlohet në mënyrë eksponenciale. Kështu, është e mundur në parim të ndahet termi oscilues - sinjali i dobishëm nga përzierja shtesë e sinjalit dhe zhurmës në hyrjen e filtrit. Duhet të theksohet se për zbatimin e metodës së konsideruar, është e nevojshme të llogariten integralet përkatëse mbi intervalin T në çdo hap të ndryshimit, në mënyrë që të sigurohet një vlerë e vogël e vlerave të përafërta të funksioneve të ndërlidhjes dhe korrelacionit dhe . (shih fig. 10)

Oriz. 10

. (4.6).

Vlera e kufizuar e intervalit të integrimit çon në faktin se vlera D (t) 0 do të jetë "zhurmë". Madhësia e këtij lloji "zhurme" është mjaft e lehtë për t'u vlerësuar për rastin kur periudha e sinjalit të dobishëm është i njohur.

4.2 Izolimi i një sinjali harmonik nga zhurma kur dihet periudha e tij.

Le të shqyrtojmë tani rastin kur periudha e sinjalit të dobishëm dihet, por "faza" e tij është e panjohur dhe vetë prania është e diskutueshme. Në këtë mishërim, këshillohet përdorimi i një algoritmi për llogaritjen e funksionit të ndërlidhjes së përzierjes shtesë të sinjalit të dobishëm dhe zhurmës dhe sinjalit të referencës, periudha e së cilës është e barabartë me periudhën e sinjalit të dobishëm. Le të shqyrtojmë fitimin e mundshëm në raportin sinjal-zhurmë duke përdorur shembullin e një sinjali harmonik. Sinjali i referencës gjithashtu supozohet të jetë harmonik, por me një amplitudë dhe fazë të ndryshme. Zhurma do të konsiderohet "e bardhë".

; (4.7)

Kështu, funksioni i dëshiruar i ndërlidhjes do të jetë

Termi i dytë në (4.8) mund të konsiderohet si sfond në një kohë të kufizuar integrimi, ndërsa integrali i tretë ka kuptimin e "zhurmës".

Si "sfondi" dhe "zhurma" zvogëlohen me një rritje të kohës së integrimit T. Është e qartë se "sfondi" zvogëlohet me 1 / T. Natyra e uljes së "zhurmës" me rritjen e T do të shqyrtohet më në detaje, veçmas.

Për të vlerësuar madhësinë e "zhurmës", ne përdorim raportin Khinchin:

Këtu është funksioni i korrelacionit të një procesi të rastësishëm, x (t)- funksion përcaktues. Le të pranojmë kushtet e shembullit të konsideruar më sipër: zhurma në hyrje do të supozohet të jetë "e bardhë" me një densitet të fuqisë spektrale, një filtër RC me një koeficient transmetimi është i ndezur në hyrjen e filtrit të korrelacionit.

.

U tregua më lart se funksioni i korrelacionit të një procesi të rastësishëm në daljen e një filtri të tillë RC ka formën:

(4.3)

Duke zëvendësuar këto funksione në (4.9) dhe duke llogaritur integralin e dyfishtë, marrim një shprehje të rëndë (shih Shtojcën), e cila përfshin terma që zvogëlohen ndryshe me rritjen e intervalit të integrimit T.

Nëse marrim parasysh vetëm termin më ngadalë në rënie 1 / T, atëherë përafërsisht marrim:

(4.10).

Kjo formulë përshkruan fuqinë e "zhurmës" në daljen e filtrit të korrelacionit, për shkak të kohës së kufizuar të integrimit T. "Amplituda e zhurmës", përkatësisht:

(4.11).

Vini re se roli i intervalit të frekuencës luhet këtu nga vlera 1 / T. Vlera është thjesht një koeficient pa dimension.

Duke iu kthyer (4.8), kujtojmë se termi i parë përshkruan funksionin e ndërlidhjes së sinjaleve përcaktuese, të dobishme dhe referuese, dhe, për rrjedhojë, ka kuptim për një sinjal të dobishëm në daljen e filtrit të korrelacionit:

(4.12).

Natyrisht, raporti sinjal-zhurmë, (duke supozuar se është zgjedhur kështu), do të jetë:

(4.13).

Ky është një rezultat i rëndësishëm: kur akumulohet një sinjal periodik, i cili mund të kryhet në një numër periudhash, raporti sinjal-zhurmë në daljen e filtrit të korrelacionit rritet në përpjesëtim me rrënjën katrore të kohës së integrimit. (). Është e qartë se varësia e fituar e sinjalit / zhurmës nga koha e integrimit (si) do të mbetet në rastin e një sinjali kompleks periodik (pulsi). Vini re se në këtë rast sinjali i referencës duhet të ketë një spektër të njëjtë me spektrin e sinjalit të dobishëm.

Është e mundur të zbatohet algoritmi i përshkruar duke përdorur konvertimin e sinjalit total të hyrjes në formë dixhitale, gjë që do të lejojë kryerjen e mëtejshme të të gjitha operacioneve të llogaritjes duke përdorur programe kompjuterike. Nëse është e nevojshme të keni një sinjal dalës në formë analoge, duhet të përdoret një konvertues dixhital në analog. Përveç kësaj, për të kufizuar spektrin e zhurmës në hyrje, është e nevojshme të ruhet një filtër analog i ngjashëm me atë të konsideruar në këtë shembull.

Në përfundim të këtij seksioni, vërejmë se rezultati këtu është marrë në "gjuhën e përkohshme", domethënë, raporti sinjal-zhurmë në daljen e filtrit të korrelacionit shprehet si funksion i kohës së akumulimit (integrimit). Por në të njëjtën kohë nuk është ende e qartë se cili do të jetë koeficienti i transmetimit të filtrit të korrelacionit në fushën e frekuencës.

Përgjigja për këtë pyetje merret me lehtësi duke marrë parasysh versionin analog të filtrit të korrelacionit.

4.3 Versioni analog i filtrit të korrelacionit.

Në termat e inxhinierisë radio, një filtër i tillë korrelacioni zbatohet nga një qark detektor fazor. Në të vërtetë, qarku funksional i detektorit të fazës zbaton algoritmin për përcaktimin e funksionit të ndërlidhjes.

Ky qark përmban një filtër hyrës, një gjenerator të sinjalit referues, një shumëzues të sinjalit të hyrjes me një referencë dhe një akumulator - një filtër inercial me brez të ngushtë që kryen një operacion të përafërt integrimi.

Le të shqyrtojmë funksionimin e këtij qarku, duke i kushtuar vëmendje transformimit të spektrit të sinjalit të marrë (hyrës).

Le të kemi një filtër RLC rezonant

(4.14)

, (4.15)

Është i përshtatshëm për të futur gjerësinë e brezit të filtrit për një pabarazi të caktuar, le të marrim. Pastaj, - cilësi, pra,

(4.16)

Vini re se në frekuencën rezonante kemi dhe

(4.17)

Konsideroni kalimin e zhurmës së bardhë përmes një filtri të tillë rezonant, duke supozuar se densiteti i fuqisë së tij spektrale është.

Duke përdorur (2.3), kemi një shprehje për densitetin spektral të fuqisë së zhurmës në daljen e filtrit rezonant, në hyrjen e shumëzuesit.

Një sinjal harmonik aplikohet në shumëzues si faktori i dytë. Dy opsione janë të mundshme këtu: së pari, frekuenca e sinjalit të referencës është e barabartë me frekuencën e sinjalit të dobishëm (). Në këtë rast, filtri duhet të jetë një filtër me kalim të ulët. Sinjali i dëshiruar i daljes do të përfaqësohet nga një komponent konstant. Opsioni i dytë është frekuenca e sinjalit të referencës. Këtu filtri i daljes duhet të jetë rezonant në frekuencë.

Konsideroni opsionin e parë: referencë sinjali harmonik

Spektri i tij

Le të verifikojmë që spektri (4.20) është i lidhur me transformimin Furier me (4.19)

Këtu përdoret prona e njohur d (x) funksione: .

Pra, ne kemi spektrat e faktorëve, ne duam të gjejmë spektrin e produktit - spektrin në hyrje të shumëzuesit. Ne përdorim formulën e konvolucionit në domenin e frekuencës:

(4.22)

Spektrat e faktorëve (4.19) dhe (4.20) janë paraqitur në Fig. 13

Duke zëvendësuar vlerat e funksioneve spektrale (4.18) dhe (4.20) në (4.22), marrim densitetin e fuqisë spektrale të zhurmës në daljen e shumëzuesit:

Së fundi, dendësia spektrale e fuqisë e zhurmës në daljen e filtrit të kalimit të ulët do të përmbajë vetëm gjerësinë e brezit spektral në afërsi. Kjo jep:

(4.24)

Tani është e lehtë të gjesh fuqinë e zhurmës që ka një spektër të tillë. Është e përshtatshme për ta bërë atë si kjo:

gjeni funksionin e autokorrelacionit që i përgjigjet këtij spektri dhe vendosni t -> 0

(4.25)

Gjerësia e brezit të filtrit zgjidhet shumë më pak se ajo e filtrit, domethënë, ndërsa (4.25) përafërsisht jep:

(4.26)

Kështu, fuqia e zhurmës në daljen e filtrit të korrelacionit të detektorit të fazës është proporcionale me brezin e ngushtë të filtrit të daljes e barabartë me DW Le të vlerësojmë vlerën dhe fuqinë e sinjalit të dobishëm në një mënyrë të ngjashme. Funksioni i ndërlidhjes së sinjalit harmonik të kërkuar ishte përcaktuar më parë (4.8), (4.12). Ai përshkruan madhësinë e sinjalit të dobishëm të daljes, në këtë rast madhësinë e komponentit DC si funksion i vonesës së sinjalit të referencës.

(4.12)

Sinjali maksimal në daljen e detektorit fazor merret në vlera

ku n është një numër i plotë. Duhet të theksohet se formula (4.12) nuk përshkruan fuqinë e sinjalit, por madhësinë e tij ("amplitudë"). Shumëzuesit duhet t'i jepet kuptimi i fitimit. Ky faktor është i pranishëm edhe në shprehjen që vlerëson fuqinë e zhurmës. (). Prandaj, fuqia e sinjalit (vlera e tij maksimale në) do të përshkruhet si më poshtë

Dhe raporti i fuqisë sinjal-zhurmë (shih 4.26) është:

në përputhje me rrethanat, raporti sinjal-zhurmë në amplitudë në daljen e filtrit të korrelacionit - detektorit të fazës do të jetë

4.4. Marrësi Superheterodyne - Filtri i korrelacionit analog

Le të shqyrtojmë shkurtimisht opsionin e dytë të përmendur më sipër: frekuenca e oshilatorit të referencës është e ndryshme nga frekuenca e sinjalit të dobishëm këtu, pasi shumëzojmë sinjalin e dobishëm me atë referencë, marrim shumën e dy sinjaleve harmonikë në shumën dhe diferencën. frekuencave

Faza e sinjalit të referencës. Sinjalet morën pjesë këtu si faktorë:

Në këtë rast, një filtër rezonant - (përforcues), i akorduar në frekuencën e shumës ose diferencës, duhet të përdoret si një filtër integrues me brez të ngushtë. Dallimi nga versioni i mësipërm është se kur faza e sinjalit të referencës ndryshon në lidhje me fazën e sinjalit hyrës (të dobishëm), amplituda e sinjalit harmonik në diferencën dhe frekuencën e shumës do të mbetet konstante. Vetëm faza e sinjalit në këto frekuenca do të ndryshojë. Diagrami funksional i paraqitur në Fig. 11., duke përfshirë. si një filtër K2, një filtër rezonant i akorduar është një qark tipik marrës superheterodin në pjesën e tij me frekuencë të lartë dhe funksionon si një filtër korrelacioni analog. Është e lehtë të vlerësohet transformimi i zhurmës në këtë version të filtrit në të njëjtën mënyrë siç u bë më lart, vetëm shpërndarja e brezave të spektrit të zhurmës përgjatë diapazonit do të jetë e ndryshme.

Pa përsëritur llogaritjet e dukshme, këtë do ta shpjegojmë në mënyrë cilësore me një figurë (Fig. 14), në të cilën tregohen frekuencat e sinjaleve dhe gjerësia e brezit të spektrit të zhurmës përgjatë akseve të frekuencës. Në këtë rast, raporti sinjal-zhurmë do të përcaktohet gjithashtu nga shprehjet (4.28) dhe (4.29):

Formula (4.28) gjithashtu i përgjigjet pyetjes së koeficientit optimal të transmetimit kompleks të filtrit të korrelacionit. Për një sinjal harmonik, është një koeficient që përshkruan një filtër dalës (integrues) me brez të ngushtë. Në rastin kur frekuenca e sinjalit të referencës përkon me frekuencën e atij të dobishëm, do të jetë një filtër me kalim të ulët (3.16) ose (3.32). Nëse frekuenca e referencës është e ndryshme nga frekuenca e sinjalit, do të jetë një filtër rezonant (4.15) i sintonizuar me frekuencën e shumës ose të ndryshimit. Në këtë rast, këshillohet të kombinoni funksionin e filtrimit me amplifikimin, d.m.th. përdorni një përforcues rezonant si një element integrues. Megjithatë, madhësia e këtij fitimi nuk do të ndikojë në raportin sinjal-zhurmë: si zhurma ashtu edhe sinjali përforcohen në të njëjtën mënyrë.

Vini re se shembujt e konsideruar më sipër, kur një sinjal harmonik i pakufizuar në kohë konsiderohet si një sinjal i dobishëm, nuk është me interes të menjëhershëm: këtu koha e akumulimit mund të priret zyrtarisht në pafundësi dhe brezi i kalimit të filtrit mund të shkojë në zero. (Koha e vendosjes së një sinjali në një filtër të tillë do të priret në pafundësi).

Megjithatë, rezultatet e marra janë baza për vlerësimin e raportit sinjal-zhurmë me një kohë të kufizuar integrimi ose gjerësi të kufizuar filtri. Është me vend të kujtojmë se gjerësia e brezit të filtrit dhe koha e vendosjes janë të lidhura nga marrëdhënia:.

Kështu, për shembull, pasi kemi vendosur kohën e vëzhgimit (mund ta barazoni kohën e vendosjes së saj në lidhjen me brezin më të ngushtë), marrim gjerësinë e nevojshme të brezit të filtrit me brez të ngushtë (). Dhe për vlerat e dhëna të sinjalit të hyrjes dhe densitetin spektral të fuqisë së zhurmës, ne përcaktojmë gjithashtu raportin sinjal-zhurmë në dalje. Përkundrazi, pasi kemi vendosur raportin e dëshiruar sinjal-zhurmë në dalje (me të dhëna hyrëse të njohura dhe), marrim kohën e kërkuar të vendosjes (vëzhgimit) ose gjerësinë e brezit të filtrit integrues me brez të ngushtë. Vlerësimi i raportit sinjal-zhurmë do të vazhdojë kur merret në konsideratë një qark specifik filtri optimal në seksionin 4.5.

4.5 Marrja optimale e një sinjali periodik kompleks

Shumë më interesant është rasti kur sinjali i dobishëm është një sinjal periodik kompleks. Për një sinjal të tillë, do të merren parasysh dy pyetje:

Çfarë forme do të ketë funksioni i ndërlidhjes në funksion të zhvendosjes kohore të sinjalit të referencës në lidhje me atë hyrëse, të dobishme?

Cila do të jetë përgjigja e frekuencës së filtrit optimal për një sinjal periodik kompleks (pulsues) dhe si do të varet raporti sinjal-zhurmë nga parametrat e filtrit?

Pasi të keni marrë përgjigje për këto pyetje, do të jetë e mundur të vlerësohet fitimi në raportin sinjal-zhurmë për një kohë të kufizuar vëzhgimi. Për shembull, kur merrni një "shpërthim" prej n pulsesh në një interval kohor të caktuar.

Më vete, do të jetë e nevojshme të vlerësohet kapaciteti i kërkuar i bitit të konvertuesit analog në dixhital, i aftë për të realizuar fitimin e kërkuar në raportin sinjal-zhurmë.

4.5.1 Tren periodik pulsi drejtkëndor

Si shembull i parë, merrni parasysh nxjerrjen e një sinjali të dobishëm, i cili është një sekuencë periodike pulsesh drejtkëndëshe, e cila merret në sfondin e zhurmës.

Në rolin e një marrësi që siguron fitimin e dëshiruar në raportin sinjal-zhurmë, ne do të përdorim filtrin analog të korrelacionit të përshkruar më sipër. Një sekuencë e ngjashme periodike e pulseve drejtkëndore me të njëjtën shpejtësi përsëritjeje, por ndoshta një kohëzgjatje të ndryshme, do të përdoret si sinjal referimi. Funksionimi i shumëzuesit në këtë rast mund të përfaqësohet si veprimi i çelësit: gjatë pulsit të referencës, çelësi është i mbyllur, në mungesë të tij, ai është i hapur. Fitimi i shumëzuesit ndryshon periodikisht nga një në zero.

Për të gjetur, si më parë, përdorim relacionin Fourier (2.1), duke gjetur fillimisht funksionin spektral përkatës. Për ta bërë këtë, së pari mund të përcaktoni spektrin e produktit të impulseve të vetme, dhe më pas, duke përdorur marrëdhënien e njohur midis spektrit të sinjaleve të vetme dhe periodike, të gjeni spektrin e dëshiruar të produktit të sinjaleve periodike.

Emërtimet e pranuara të parametrave të pulsit janë paraqitur në figurë.

Imazhet e këtyre pulseve të vetme do të jenë përkatësisht

, (4.31)

Imazhi i produktit të funksioneve kohore përcaktohet duke përdorur formulën e konvolucionit në domenin privat

(4.32)

Vini re se kur integroni (4.32), pika X në boshtin real dhe pika komplekse P duhet të merren aq larg në të djathtë sa të plotësohen dy kushte për pikën S që lëviz përgjatë vijës së integrimit (nga në): së pari, që S mbetet në imazhin e gjysmëplanit të konvergjencës, dhe së dyti, në mënyrë që PS të mbetet në gjysmë rrafshin e figurës [Dёch]

Duke zëvendësuar (4.31) në (4.32), marrim se është e nevojshme të llogariten katër integrale

,

, (4.33)

Vlerat e këtyre integraleve varen nga shenja e eksponentit. Le të tregojmë se si ndikon në shembullin e një llogaritjeje duke përdorur formulën e zgjerimit, domethënë duke e numëruar atë me zbritje. Emëruesi në (4.33) ka dy rrënjë S = 0 dhe S = P, rrënja e dytë duhet të konsiderohet e vendosur në të djathtë të konturit origjinal të integrimit, (në gjysmë rrafshin e djathtë S). Sepse, në përputhje me lemën Jordan, ne mund ta mbyllim konturin origjinal me një gjysmërreth me rreze pafundësisht të madhe në gjysmëplanin e majtë S. Në këtë rast, vetëm poli në pikën S = 0 do të shfaqet në konturin e mbyllur që rezulton. . Çfarë jep:

Nëse, atëherë lema Jordan ju lejon të mbyllni konturin origjinal me një gjysmërreth në gjysmë rrafshin e djathtë S; tani poli S = P do të jetë në konturin e mbyllur. Duke llogaritur këtë mbetje (duke marrë parasysh shenjën (-) për shkak të ndryshimit të drejtimit të anashkalimit përgjatë lakut të mbyllur L), marrim:

Pjesa tjetër e integraleve (, dhe) llogariten në mënyrë të ngjashme.

Rezultatet e llogaritjes janë paraqitur në tabelën 1.

Tabela 1

Është e qartë se imazhi i dëshiruar (4.32) në daljen e çelësit të shumëzuesit fitohet me përmbledhje duke marrë parasysh pozicionin relativ dhe në kohë. Ky rezultat tregohet qartë në figurë (në rastet B, C, D, E, kushtet e anulimit nuk janë shkruar).

Të dhënat e paraqitura na lejojnë të ndërtojmë një funksion ndër-korrelacioni në daljen e një lidhjeje integruese me brez të ngushtë, e cila zgjedh (në këtë shembull) një komponent konstant, vlera e të cilit varet nga pozicioni relativ i impulseve në kohë. Duke marrë parasysh se kur ndryshon zhvendosja-vonesa e sinjalit të referencës në hyrjen e lidhjes, kohëzgjatja e pulsit ndryshon dhe duke marrë parasysh që komponenti konstant në spektër është proporcional, kemi:

(4.35)

Ne zbulojmë se kur pozicioni kohor i pulsit të referencës ndryshon në lidhje me sinjalin, funksioni i ndërlidhjes do të ketë formën e një trapezi (at), ose një trekëndëshi () (shih Fig. 17). Tani le të kalojmë në analizimin e proceseve në filtrin e përshkruar kur marrim një sekuencë periodike

shtyllat e impulseve. Le ta shohim nga një këndvështrim spektral. Ne përdorim marrëdhënien e njohur midis densitetit spektral të një impulsi të vetëm dhe spektrit diskret të një sekuence periodike të pulseve të tilla, e cila përshkruhet nga seria Fourier. Lidhja është si më poshtë:

DHE (4.36),

ku është amplituda komplekse e harmonikës katy të spektrit të sekuencës periodike, T është periudha e përsëritjes së pulsit,.

Nga formula rrjedh se amplituda e harmonikëve të sekuencës periodike, të shumëzuara me periudhën T, janë të barabarta me vlerat e funksionit të modulit të spektrit të një impulsi të vetëm në frekuenca.

Për të siguruar marrjen optimale të sekuencës periodike, ne përdorim një sinjal referimi që përfaqëson gjithashtu një sekuencë periodike pulsesh me të njëjtën periudhë. Kështu, spektri i sinjalit të referencës do të jetë gjithashtu diskret; harmonikët e tij do të kenë të njëjtat frekuenca si harmonikat e spektrit të sinjalit hyrës.

Cili do të jetë spektri në daljen e shumëzuesit?

Çdo harmonik i spektrit të sinjalit të referencës, si rezultat i shumëzimit, jep shumën dhe frekuencën e diferencës me të gjitha harmonikat e spektrit të sinjalit. Nëse ndizet një filtër me kalim të ulët () me një brez më të ngushtë se distanca midis harmonikeve të spektrave (), atëherë shuma e përbërësve konstante që rezultojnë nga shumëzimi i harmonikëve të spektrit në frekuenca që përputhen do të ndahet. . Të gjitha frekuencat e tjera të kombinimit nuk do të kalohen nga një filtër kaq i ngushtë. Prandaj, sinjali total (si shuma e komponentëve konstante) si rezultat i shumëzimit dhe filtrimit të harmonikëve të njëjta të spektrave të sinjaleve hyrëse dhe referencës do të jetë

Duke krahasuar (4.37) me (1.14), shohim se kjo shumë përshkruan funksionin e ndërlidhjes së sinjaleve periodike që kanë të njëjtat periudha T.

Vini re se ky funksion ndër-korrelacioni do të përshkruajë përsëritjen periodike (në variablin t) të funksionit të korrelacionit të mësipërm për sinjale të vetme (4.34).

Cila do të jetë përgjigja e frekuencës së një filtri të tillë?

Si rezultat i një eksperimenti të thjeshtë modeli, ne jemi të bindur se filtri në shqyrtim do të ketë një karakteristikë të frekuencës së amplitudës së krehjes (AFC). Në të vërtetë, le të imagjinojmë që për të përcaktuar përgjigjen e frekuencës, ne aplikojmë një sinjal harmonik testues me një frekuencë që ndryshon ngadalë në kohë në hyrje. Ndryshon kaq ngadalë, saqë mund të vendoset procesi kalimtar në një përforcues me brez të ngushtë. Në të njëjtën kohë, ne do të sigurojmë që gjerësia e brezit të filtrit të kalimit të ulët do të jetë shumë më e vogël se intervali i frekuencës midis harmonikave në spektrin e sinjalit të pulsit periodik të referencës. Është e qartë se sa herë që diferenca në frekuencën e çdo harmonike të spektrit të sinjalit të referencës dhe frekuencës së ndryshueshme të sinjalit të provës është në brezin e kalimit të filtrit të kalimit të ulët, një sinjal shfaqet në daljen e tij. Ndryshimi i amplitudës së këtij sinjali me kalimin e kohës përshkruan përafërsisht përgjigjen e frekuencës së këtij filtri me kalim të ulët. Dhe kështu do të jetë sa herë që ndryshimi i frekuencës së sinjalit të testimit kalon nëpër intervalet, ku janë frekuencat e harmonikëve të spektrit () të sinjalit të referencës. Kështu, në përgjithësi, përgjigja e frekuencës që rezulton do të ketë formën e një "krehër". Maksimumi i dhëmbëve të këtij krehri do të qëndrojë në frekuenca, ndërsa gjerësia dhe forma e secilit dhëmb përcaktohen nga përgjigja e frekuencës së filtrit me brez të ngushtë, intervalet midis dhëmbëve janë të barabartë me intervalet midis harmonikave të referencës. sinjal.

4.5.2 Filtri optimal për një sekuencë periodike pulsesh radio

Përparësitë e një filtri korrelacioni duke përdorur një sinjal referimi pulsues janë veçanërisht të dukshme kur merrni pulse radio me mbushje me frekuencë të lartë. Në këtë rast, këshillohet të përdorni një përforcues rezonant si element me brez të ngushtë, i cili gjithashtu siguron amplifikimin e nevojshëm të sinjalit. Në këtë mishërim, filtri i korrelacionit është një marrës i mirënjohur superheterodin, por me një oshilator lokal pulsues dhe një përforcues të frekuencës së ndërmjetme me brez mjaft të ngushtë.

Është e lehtë të verifikohet se nëse sinjali i referencës (heterodine) është një puls radio me një frekuencë bartëse dhe një shkallë përsëritjeje, atëherë ky filtër marrës do të ketë një karakteristikë krehër.

Në të vërtetë, ne do të marrim përgjigjen e frekuencës së pajisjes, duke ushqyer përsëri një sinjal harmonik provë me një frekuencë që ndryshon ngadalë në hyrjen e mikserit. Në këtë rast, ne do të përdorim një oshilator lokal pulsues dhe do të sigurojmë që gjerësia e brezit të amplifikatorit rezonant të jetë shumë më e vogël se intervali i frekuencës midis harmonikëve në spektrin e sinjalit të referencës - oshilatorit lokal. Atëherë sa herë që diferenca (ose shuma) e frekuencës aktuale të sinjalit të provës me disa harmonikë të oshilatorit lokal është e barabartë (brenda gjerësisë së brezit), sinjali kalon përmes amplifikatorit me brez të ngushtë. Ky do të jetë një sinjal harmonik i frekuencës së ndërmjetme me një frekuencë ... Dhe kjo do të përsëritet sa herë që diferenca ose shuma e frekuencave të sinjalit të testimit dhe ndonjë prej harmonive (n) të oshilatorit lokal janë të barabarta. Kështu, është e qartë se përgjigja e frekuencës së filtrit marrës do të ketë formën e një "krehër". Gjerësia dhe forma e "dhëmbit" përcaktohet nga përgjigja e frekuencës së amplifikatorit rezonant me brez të ngushtë, dhe pozicioni i "dhëmbëve" në shkallën e frekuencës përcaktohet nga pozicioni i harmonikave të oshilatorit lokal dhe vlera nominale. Tani le të shqyrtojmë procesin në filtrin e marrësit kur një sekuencë periodike e pulseve të radios ndizet në hyrjen e tij. Analiza do të kryhet nga dy këndvështrime: kohore dhe spektrale.

Le të fillojmë me atë të përkohshme. Supozoni se treni i impulsit të oshilatorit lokal të referencës zhvendoset ngadalë në raport me trenin e impulsit të radios hyrëse. Ky supozim do të thotë se ritmet e përsëritjes së pulsit në këto sekuenca janë të ndryshme, por çfarë do të ndodhte.

Figura 19 tregon tre pozicionet relative të pulseve në kohë.

Impulset pjesërisht mbivendosen në kohë, pulset përkojnë, pulset janë të ndara. Natyrisht, në rastin e dytë, sinjali i frekuencës së ndërmjetme do të ketë një vlerë maksimale kur ato ndahen në kohë, dhe me mbivendosje të pjesshme (||), sinjali i daljes do të ketë një vlerë jozero, por. Varësia e amplitudës së sinjalit harmonik të frekuencës së ndërmjetme nga vlera e "vonesës" së tyre - pozicioni relativ në kohë do të përshkruhet nga funksioni i korrelacionit, siç u tregua më lart për sinjalet e vetme. Vetëm tani ky funksion korrelacioni do të jetë një funksion periodik me një periudhë T.

Le ta shqyrtojmë tani këtë proces nga një këndvështrim frekuencor, spektral. Meqenëse si sinjalet hyrëse ashtu edhe ato të referencës janë pulse radio me bartës (a) të ndryshëm, por me të njëjtat ritme përsëritjeje, atëherë secili korrespondon me një spektër të linjës (diskrete) me një gjerësi të caktuar efektive. Spektrat e tyre janë të ndarë përgjatë shkallës së frekuencës sipas frekuencës nominale të ndërmjetme.

Për saktësi, ne do të supozojmë se. Natyrisht, si rezultat i shumëzimit të hyrjes dhe referencës, secila prej harmonikave do të japë shumën e sinjaleve harmonike në frekuenca. Meqenëse gjerësia e brezit të filtrit rezonant është adoptuar më pak se intervali midis harmonikave (), atëherë nga spektri i pasur i frekuencave të kombinimit pas shumëzuesit, vetëm sinjalet harmonike me frekuenca të barabarta me atë të ndërmjetme do të filtrohen nga një brez i ngushtë. filtri, dmth

Sinjali harmonik që rezulton i frekuencës së ndërmjetme në daljen e filtrit rezonant është shuma vektoriale e sinjaleve "të pjesshme" të marra nga bashkëveprimi i secilit harmonik të spektrit me harmonikën përkatëse të spektrit të oshilatorit lokal të referencës.

Fazat e këtyre vektorëve "të pjesshëm" do të jenë të ndryshme dhe do të ndryshojnë kur pozicioni relativ i sinjalit dhe impulseve të oshilatorit lokal ndryshojnë në kohë. Këtu është e nevojshme të bëhet dallimi midis metodave të formimit të një pulsi radio referimi (heterodin).

Metoda e parë është ngacmimi i goditjes së një pulsi radio: faza e mbushjes së HF është e lidhur fort me zarfin. Me një ndryshim në vonesë, një impuls i tillë zhvendoset në tërësi. Fazat e harmonikëve të spektrit të tij ndryshojnë si më poshtë domethënë, të gjithë vektorët që përfaqësojnë sinjale të pjesshme rrotullohen, por me "shpejtësi" të ndryshme.

Shuma vektoriale varet nga pozicioni i ndërsjellë i vektorëve "të pjesshëm", nga diferencat e ndërsjella fazore të tyre.Kalalisht, fotografia ndryshon si më poshtë: kur pulset ndahen në kohë, këta vektorë renditen "si një ventilator" në mënyrë që vektori i tyre. shuma është e barabartë me zero. Me mbivendosje të pjesshme, "tifozja" pjesërisht "shembet", gjë që jep një amplitudë të caktuar jozero të sinjalit total. Më në fund, kur impulset përkojnë në kohë, shtohet "tifoz", të gjithë vektorët "të pjesshëm" janë në fazë, gjë që siguron vlerën maksimale të amplitudës rezultuese të sinjalit të frekuencës së ndërmjetme.

Vini re se faza e sinjalit të frekuencës së ndërmjetme që rezulton (pozicioni i vektorit të shumës) do të ndryshojë gjatë gjithë intervalit të ndryshimit të vonesës, nga fillimi i "mbivendosjes" së pulseve () në kohë, deri në ndarjen e tyre të plotë ().

Sa më sipër është ilustruar në mënyrë cilësore në Fig. 21.22.

Konsideroni një mënyrë tjetër të gjenerimit të pulseve radio referuese, pulseve heterodine. Në këtë metodë, një sekuencë periodike e pulseve radio referuese formohet gjithashtu nga një sinjal harmonik i vazhdueshëm në një frekuencë me anë të modulimit të amplitudës së impulsit. Natyrisht, në këtë mishërim, faza dhe mbështjellja e pulseve të referencës nuk do të lidhen në mënyrë të ngurtë. Le të tregojmë se në këtë rast faza e sinjalit të grimcës së ndërmjetme në daljen e filtrit rezonant me brez të ngushtë nuk do të varet nga pozicioni relativ kohor i sekuencave periodike të sinjaleve hyrëse dhe referencës. Fakti është se kur pulset e referencës formohen nga modulimi me një ndryshim në vonesën e pulsit modulues të videos, faza e harmonikut në frekuencën qendrore të spektrit mbetet konstante. Harmonikët në brezat e sipërm dhe të poshtëm të këtij spektri do të marrin kur ndryshimet fazore të shenjave të ndryshme ndryshojnë. Kjo çon në faktin se pas shumëzimit me sinjalin hyrës dhe filtrimit nga një filtër rezonant me brez të ngushtë të sinjaleve "të pjesshme" në një frekuencë, sinjali që rezulton në këtë frekuencë nuk do të ndryshojë fazën e tij kur ndryshon vonesa. Ky pohim është i vlefshëm me kusht që spektri i sinjalit të marrë dhe atij të referencës (heterodine) të jetë simetrik në lidhje me grimcat e tyre mbushëse RF bartëse. Është gjithashtu i përshtatshëm për të ilustruar në mënyrë cilësore varësinë e parametrave të sinjalit të daljes nga vonesa duke përdorur diagrame vektoriale të ngjashme me ato të konsideruara më sipër.

Dallimi i vetëm është se drejtimi (argumenti) i vektorit të sinjalit të pjesshëm nga bashkëveprimi i frekuencave qendrore të spektrave të sinjaleve hyrëse dhe referencës mbetet konstant kur vonesa ndryshon gjatë intervalit. Ndërsa vektorët "të pjesshëm" që korrespondojnë me brezat e sipërm dhe të poshtëm të spektrit, kur ndryshohen, tani rrotullohen në drejtime të ndryshme, duke formuar përsëri "fans". Është e qartë se shuma vektoriale do të varet nga shkalla e hapjes së një "tifoz" të tillë dhe argumenti i vektorit total do të ruajë vlerën e tij, pasi vektorët "të pjesshëm" që korrespondojnë me brezat e sipërm dhe të poshtëm të spektrit marrin rritje simetrike, por me shenja të ndryshme, “tifozja” mbetet simetrike me një vektor qendror fiks. Moduli i vektorit total do të përshkruhet nga funksioni i ndërlidhjes dhe, në varësi të.

Le të shqyrtojmë tani një opsion të mundshëm kur vlerat e frekuencave të mbushjes së pulseve të radios së marrë dhe referencës përkojnë. Në këtë rast, pas shumëzuesit, duhet të ndizet një filtër me frekuencë të ulët me brez të ngushtë, i cili zgjedh një komponent "konstant", madhësia dhe shenja e të cilit do të ndryshojnë kur pozicioni relativ i pulseve të marra dhe referencës ndryshon me kalimin e kohës. . Një sinjal i tillë dalës do të përshkruhet nga një funksion ndër-korrelacioni. Forma e këtij funksioni (me kohëzgjatje të barabartë pulsi) është paraqitur në mënyrë cilësore në Fig. 23, dhe është përshkruar me formulën (4.34). Sinjali i daljes në këtë rast përshkruhet nga një funksion oscilues në lidhje me argumentin t - zhvendosja kohore relative e këtyre impulseve. Është e qartë se për pulset që përsëriten periodikisht, funksioni i tyre i ndërlidhjes do të jetë gjithashtu periodik në t

Për sa i përket harmonive të spektrit të sinjalit, u tregua më lart se kur pulset e radios së sekuencave hyrëse dhe referencës së pulseve të radios përkojnë në kohë, të gjitha harmonikat e përbërësve të spektrit të pjesshëm në frekuencë. stivuar në fazë. ("Tifozi" i vektorëve të pjesshëm shembet). Komponentët e zhurmës që kanë kaluar nëpër dhëmbët individualë të krehrit gjithashtu do të shtohen, por për sa i përket fuqisë! Prandaj, mund të supozojmë se gjerësia e brezit efektiv për zhurmën do të përcaktohet nga shuma e shiritave të shiritave individualë të dhëmbëve të krehës: (4.30).

Numri i termave në këtë shumë është i kufizuar dhe përcaktohet nga gjerësia e spektrit efektiv të pulseve të radios referencë (pulset e oshilatorit lokal). Përveç kësaj, gjerësia e brezit të spektrit të fuqisë së zhurmës kufizohet nga filtri i brezit të hyrjes. Prandaj, raporti i dëshiruar sinjal-zhurmë në daljen e filtrit optimal të korrelacionit përcaktohet si më poshtë:

Nga fuqia: dhe nga amplituda (4.31)

Si përfundim, le t'i kushtojmë vëmendje faktit që në variantin e konsideruar përgjigja e frekuencës së krehur realizohet për shkak të spektrit të linjës (me një gjerësi të caktuar efektive) të sinjalit të referencës pulsuese dhe të vetëm amplifikatorit rezonant me brez të ngushtë të frekuencës së ndërmjetme. . Në këtë rast, gjerësia e brezit të këtij përforcuesi duhet të jetë shumë më e vogël se intervali midis frekuencave të harmonikëve të sinjalit të referencës (oshilator lokal).

Një korrelator i tillë analog është zbatuar dhe përdorur praktikisht në stacionin e tingullit të zhdrejtë të jonosferës në intervalin e valës së mesme. Për të qenë në gjendje të vlerësohet jo vetëm amplituda dhe vonesa e grupit, por edhe faza e mbushjes me frekuencë të lartë të pulseve të radios të reflektuara nga jonosfera, pas një amplifikuesi me brez të ngushtë, një sinjal i frekuencës së ndërmjetme u fut në dy detektorë të fazës paralele. Sinjalet harmonike të referencës në detektorët e fazës ishin nominale dhe u zhvendosën në fazë. Kështu, përbërësit sinus dhe kosinus të mbështjellësve total të sinjalit u morën në daljet e detektorëve fazor. Kjo bëri të mundur vlerësimin e zhvendosjeve përkatëse fazore të mbushjes me frekuencë të lartë të "tokës" dhe pulseve të radios të reflektuara, me kusht që këto impulse radio të ndaheshin në kohë.

Një shembull i figurës së vëzhguar në ekranin e treguesit të stacionit është paraqitur në Fig. Më pas ky sinjal u digjitalizua duke përdorur një ADC dhe u fut në një kompjuter për përpunim.

Me parametrat e përdorur të pulseve radio tingëlluese në rangun e valëve të mesme, "toka" dhe sinjalet e reflektuara nga jonosfera u ndanë me besim në kohë. Madhësia e vonesës së sinjalit të reflektuar në eksperimentin e dhënë është e rendit 220 μs.

Frekuenca e mbushjes HF të pulseve të radios është afërsisht 350 kHz, pritja është kryer në një distancë prej 220 km. Pajisja marrëse e korrelatorit analog kishte një përforcues me brez të ngushtë me një gjerësi brezi prej 5 Hz, me një ritëm përsëritjeje të pulseve të emetuara prej 625 Hz. Kjo bëri të mundur izolimin e besueshëm të sinjaleve të dobishme në sfondin e zhurmës dhe ndërhyrjes në një gamë shumë të ngarkuar MW, duke siguruar një fitim në raportin sinjal ndaj zhurmës më shumë se 30 herë më shumë se prodhimi i korrelatorit analog marrës në lidhje me hyrje. Natyrisht, duke pasur sinjalin në formë dixhitale, ishte e mundur të rritej më tej raporti sinjal-zhurmë duke përdorur akumulimin.

4.5.3. Vlerësimi i fitimit të mundshëm në raportin sinjal-zhurmë për regjistrimin diskret të sinjalit.

U tregua më lart se për një sinjal periodik, raporti sinjal-zhurmë mund të përmirësohet nga akumulimi. Fitimi i mundshëm është proporcional me rrënjën katrore të kohës së akumulimit dhe në përpjesëtim të zhdrejtë me gjerësinë e brezit të filtrit analog. Në rastin e mostrave të sinjaleve diskrete - një përzierje sinjal shtesë + zhurmë, është e qartë se fitimi do të jetë proporcional, ku n është numri i mostrave të barabarta. Është i përshtatshëm për të zbatuar procesin e akumulimit duke përdorur një algoritëm - një program kompjuterik. Në zbatimin praktik të kësaj metode, duhet pasur parasysh se numri i mostrave të grumbulluara që japin fitimin e dëshiruar do të kufizohet nga kapaciteti i konvertuesit analog në dixhital (ADC) të përdorur. Dikush mund të bëjë një pyetje në lidhje me thellësinë e kërkuar të bitit të ADC nëse është vendosur fitimi i kërkuar S/N ose të vlerësohet fitimi i mundshëm nëse ADC është zgjedhur tashmë. Fakti që ADC ka zhurmën e vet të qenësishme nuk do të mbulohet në këtë tutorial. Këto çështje janë trajtuar në literaturë të veçantë. Vetëm "zhurma e kampionimit" do të merret parasysh.

Në këtë përafrim, le të shqyrtojmë marrëdhënien midis fitimit të mundshëm të S / N kur grumbullohet në një ADC me një thellësi biti të caktuar.

Le të jetë vlera e menjëhershme e sasisë së hyrjes:

V = U + z dhe raporti S/N,

Ku U është madhësia e sinjalit, është madhësia rms e zhurmës.

Ne jemi të interesuar në rastin kur a korrespondon me vlerën maksimale të numrit., Kodi minimal është 1 (numri> 0). Supozojmë se zhurma shpërndahet sipas ligjit normal.Le të kufizojmë diapazonin ADC në trefishin e vlerës së zhurmës rms (3), që do të korrespondojë me kodin maksimal. Niveli 3 me një ligj të shpërndarjes normale do të kufizojë vlerat e zhurmës vetëm 0.1% të rasteve. Duke supozuar se diapazoni dinamik i transduktorit është vendosur në 3 s. Duke barazuar këto vlera, kemi:

ose (4.37).

Kështu, vlera reale e "zhurmës dixhitale" është më e vogël.

Pengesë- ky është çdo efekt që mbivendoset mbi sinjalin e dobishëm dhe e bën të vështirë marrjen e tij. Ndërhyrja është shumë e larmishme si në origjinë ashtu edhe në vetitë fizike.

Në kanalet e komunikimit me tela, lloji kryesor i ndërhyrjes është zhurma e impulsit dhe komunikimi i ndërprerë. Zhurma e impulsit shpesh shoqërohet me ndërrimin automatik dhe ndërlidhjen. Ndërprerja e komunikimit është një fenomen në të cilin sinjali në linjë dobësohet papritur ose zhduket plotësisht.

Pothuajse në çdo gamë frekuence, ekziston një zhurmë e brendshme e pajisjeve të shkaktuar nga lëvizja kaotike e transportuesve të ngarkesës në pajisjet amplifikuese, rezistorët dhe elementët e tjerë të pajisjes. Ky lloj i ndërhyrjes është veçanërisht i dukshëm në rangun VHF. Në këtë varg, ndërhyrja kozmike e lidhur me proceset elektromagnetike që ndodhin në Diell, yje dhe objekte të tjera jashtëtokësore është gjithashtu e rëndësishme.

Ndërhyrjet mund të klasifikohen sipas kritereve të mëposhtme:

- sipas origjinës (vendi i origjinës);

- nga vetitë fizike;

- nga natyra e ndikimit në sinjal.

Për ndërhyrje nga origjinën përfshijnë kryesisht zhurma e pajisjeve të brendshme (zhurma termike) shkaktuar nga lëvizja kaotike e transportuesve të ngarkesës në pajisjet amplifikuese, rezistencat dhe elementët e tjerë të pajisjeve. Lëvizja termike e rastësishme e transportuesve të ngarkesës në çdo përcjellës shkakton një ndryshim të rastësishëm të potencialit në skajet e tij. Vlera mesatare e tensionit është zero, dhe komponenti AC shfaqet si zhurmë. Katrori i tensionit efektiv të zhurmës termike jepet nga formula e njohur Nyquist

ku T- temperatura absolute që ka rezistenca R;

F- brezi i frekuencës; k= 1,37 * 10 (-23) W.sek / gradë - konstante Boltzmann.

Për ndërhyrje nga origjinën, së dyti, ndërhyrja nga burime të jashtme të vendosura jashtë kanaleve të komunikimit përfshin:

- shqetësimet atmosferike (rrufetë, dritat polare, etj.) të shkaktuara nga proceset elektrike në atmosferë;

- ndërhyrje industriale që lindin në qarqet elektrike të instalimeve elektrike (automjetet elektrike, motorët elektrikë, sistemet e ndezjes së motorit, instalimet mjekësore, etj.);

- ndërhyrje nga stacionet dhe kanalet e jashtme që vijnë nga shkelje të ndryshme të mënyrës së tyre të funksionimit dhe vetive të kanalit;

- ndërhyrje hapësinore e lidhur me proceset elektromagnetike në Diell, yje, galaktika dhe objekte të tjera jashtëtokësore.

Nga vetitë fizike ndërhyrja dallohet:

- Zhurma e luhatjeve;

- Ndërhyrje e përqendruar.

Zhurma e luhatjeve... Ndër zhurmat shtesë, një vend të veçantë zë zhurma e luhatjes, e cila është një proces i rastësishëm me një shpërndarje normale (procesi Gaussian). Kjo lloj ndërhyrje ndodh praktikisht në të gjitha kanalet reale.

Struktura elektrike e zhurmës së luhatjes mund të mendohet si një sekuencë pulsesh pafundësisht të shkurtra me amplitudë të rastësishme dhe që ndjekin njëri pas tjetrit në intervale të rastësishme. Në këtë rast, pulset shfaqen njëri pas tjetrit aq shpesh sa dukuritë kalimtare në marrës nga impulset individuale mbivendosen, duke formuar një proces të rastësishëm të vazhdueshëm.

Pra, burimi i zhurmës në qarqet elektrike mund të jenë luhatjet e rrymës për shkak të natyrës diskrete të transportuesve të ngarkesës (elektrone, jone). Natyra diskrete e rrymës elektrike manifestohet në tubat vakum dhe pajisjet gjysmëpërçuese në formën e një efekti goditjeje.

Shkaku më i zakonshëm i zhurmës është luhatja për shkak të lëvizjes termike.

Kohëzgjatja e pulseve që përbëjnë zhurmën e luhatjes është shumë e shkurtër, prandaj dendësia spektrale e zhurmës është konstante deri në frekuenca shumë të larta.

Tek shqetësimet (impulsi) të grumbulluara në kohë Ndërhyrja në formën e impulseve të vetme, të ndjekura njëra pas tjetrës në intervale kaq të mëdha kohore, i atribuohet që dukuritë kalimtare në marrësin e radios nga një impuls kanë kohë të zbuten praktikisht deri në momentin e mbërritjes së impulsit tjetër.

Ndërhyrje në qendër të spektrit... Është e zakonshme t'i referohemi këtij lloji të interferencës si sinjale nga radiostacionet e jashtme, rrezatimi nga gjeneratorët me frekuencë të lartë për qëllime të ndryshme, etj. Në ndryshim nga luhatjet dhe interferencat impulsive, spektri i të cilave mbush brezin e frekuencave të marrësit, gjerësia e spektrit e interferencës së përqendruar është në shumicën e rasteve më pak se gjerësia e brezit të marrësit. Në rangun e valëve të shkurtra, kjo lloj ndërhyrje është kryesore që përcakton imunitetin e zhurmës së komunikimit.

Nga natyra e ndikimit sinjali dallohet:

- ndërhyrje shtesë;

- ndërhyrje shumëzuese.

Shtues quhet interferencë, vlerat e menjëhershme të së cilës i shtohen vlerave të menjëhershme të sinjalit. Efekti ndërhyrës i zhurmës shtesë përcaktohet nga përmbledhja me sinjalin e dobishëm. Ndërhyrja shtesë ndikon në pajisjen marrëse pavarësisht nga sinjali dhe ndodh edhe kur nuk ka sinjal në hyrjen e marrësit.

Shumëzues quhet interferencë, vlerat e çastit të së cilës shumëzohen me vlerat e menjëhershme të sinjalit. Efekti ndërhyrës i ndërhyrjes shumëfishuese manifestohet në formën e një ndryshimi në parametrat e sinjalit të dobishëm, kryesisht në amplitudë. Në kanalet reale të telekomunikacionit, zakonisht nuk ka një, por një grup ndërhyrjesh.

Nën shtrembërim kuptojnë ndryshimet e tilla në forma valore që janë për shkak të vetive të njohura të qarqeve dhe pajisjeve nëpër të cilat kalon sinjali. Shkaku kryesor i shtrembërimit të sinjalit janë kalimet në linjën e komunikimit, qarqet e transmetuesit dhe marrësit. Në të njëjtën kohë, dallohen shtrembërimet: lineare dhe jolineare që lindin në qarqet përkatëse lineare dhe jolineare. Në rastin e përgjithshëm, shtrembërimet ndikojnë negativisht në cilësinë e riprodhimit të mesazhit dhe nuk duhet të tejkalojnë vlerat e vendosura (normat).

Me karakteristikat e njohura të kanalit të komunikimit, forma e sinjalit në daljen e tij gjithmonë mund të llogaritet me metodën e përshkruar në teorinë e qarqeve lineare dhe jolineare. Ndryshimet e mëtejshme në formën e valës mund të kompensohen nga qarqet korrigjuese ose thjesht të merren parasysh gjatë përpunimit të mëvonshëm në marrës. Kjo tashmë është një çështje teknologjie.

NJË RAST TJETËR NDËRHYRJES - ATO nuk njihen paraprakisht dhe për këtë arsye nuk mund të eliminohen plotësisht.

Kundër ndërhyrjeve- detyra kryesore e teorisë dhe teknologjisë së komunikimit. Çdo vendim teorik dhe teknik për zbatimin e koduesit ose dekoderit, transmetuesit dhe marrësit të sistemit të komunikimit duhet të merret duke marrë parasysh faktin se ka ndërhyrje në linjën e komunikimit. Me gjithë shumëllojshmërinë e metodave për trajtimin e ndërhyrjeve, ato mund të reduktohen në tre fusha:

- shtypja e ndërhyrjeve në vendin e origjinës së tyre. Kjo është një masë mjaft efektive dhe e përdorur gjerësisht, por jo gjithmonë e pranueshme. Në fund të fundit, ka burime ndërhyrjesh që nuk mund të ndikohen (shkarkimi i rrufesë, zhurma nga Dielli, etj.);

- reduktimi i interferencës në rrugën e depërtimit në marrës;

- dobësimi i ndikimit të interferencës në mesazhin e marrë në marrës, demodulator, dekoder. Është ky drejtim që është objekt studimi për ne.