Përdorimi i sinjaleve me brez të gjerë.

Aktualisht, NLS serike me simbole të së njëjtës frekuencë dhe NLS paralele me simbole të frekuencave të ndryshme përdoren për të luftuar zbehjen selektive dhe shumë rrugë (sinjalet e jehonës). Formimi i të parës nga NLS-të e përmendura arrihet duke manipuluar fazën e simboleve P-sekuenca M me vlerë. E dyta nga NLS-të e përdorura përbëhet nga sinjale elementare që formojnë një grup funksionesh ortogonale në një interval kohor të barabartë me kohëzgjatjen e elementit të sinjalit (për shembull, lëkundjet harmonike ortogonale, polinomet hermite, etj.).

Fizikisht, efektiviteti i përdorimit të NLS për të luftuar zbehjen mund të shpjegohet si më poshtë. Së pari, meqenëse energjia NLS shpërndahet në një gamë të gjerë frekuencash, zbehja e pakorreluar në pjesë të caktuara të spektrit (zbehja selektive) nuk mund të ndikojë ndjeshëm në marrjen e të gjithë sinjalit në tërësi. Këtu mund të vizatoni një analogji të caktuar me marrjen e diversitetit të frekuencës. Së dyti, është e mundur të zgjidhni vetëm një nga rrezet hyrëse në pajisjen marrëse, pasi NLS, siç e dini, ka një kulm të theksuar të funksionit të autokorrelacionit (Fig. 2.31). Kjo metodë më radikale për të hequr qafe ndërhyrjen midis rrezeve hyrëse, d.m.th., fenomenet e zbehjes selektive dhe jehonës, mund të zbatohet nëse kohëzgjatja e pulsit në daljen e pajisjes marrëse është më e vogël se koha minimale e vonesës së ndërsjellë të rrezeve (< ). Данное условие легко выполняется правильным выбором базы ШПС. В-третьих, из возможности селекции только одного луча логично вытекает принципиальная возможность раздельного приема всех лучей.

Një kusht shtesë për zgjidhjen e këtij problemi, përveç sa më sipër (< ), является выполнение неравенства < т.е. максимальное время взаимного запаздыва­ния лучей должно быть меньше длительности элемента сигнала, что обеспечивается рациональным выбором скорости передачи сигналов. Осуществив раздельный прием лучей и произведя их оптимальное сложение (после соответствующего фазирования), можно не только избавиться от селективных замираний и явле­ния эха, но и заметно повысить достоверность приема при дан­ной мощности передатчика или снизить мощность передатчика при заданной достоверности .

Parimi i ndërtimit të një sistemi komunikimi me brez të gjerë është ilustruar në Fig. 5.6. Sinjali primar me brez të ngushtë me një gjerësi spektri futet në mikser, ku ushqehen edhe lëkundjet me një brez frekuence nga një gjenerator sinjali me brez të gjerë (GSG). Kështu arrihet formimi i një NLS, i cili modulon frekuencën bartëse të transmetuesit (TX). Gjerësia e brezit të sinjalit të transmetuar përcaktohet nga gjerësia e brezit.

Në anën marrëse ndodhin transformimet e kundërta. Që sistemi të funksionojë siç duhet, gjeneratorët e sinjalit me brez të gjerë të transmetuesit dhe marrësit duhet të jenë identikë dhe duhet të funksionojnë në mënyrë sinkrone dhe në fazë. Një fazë e nevojshme në përpunimin e sinjalit të marrë është kalimi i tij qoftë përmes një korrelatori ose përmes një filtri të përputhur (SF), siç tregohet në Fig. 5.6. Zgjedhja e maksimumit kryesor të funksionit të autokorrelacionit kryhet nga një zgjidhës (RU). Në një sistem komunikimi binar, ai merr një vendim për të marrë ose një sinjal dërgimi ose një sinjal pauzë.

Komunikimet me brez të gjerë janë një mjet radikal për të luftuar më shumë sesa thjesht zbehje. Ato ofrojnë një luftë efektive kundër zhurmës së grumbulluar të aditivëve dhe impulsit duke ruajtur rezistencën ndaj zhurmës së luhatjeve. Në të vërtetë, nëse një NLS me një fuqi prej P S, zhurma e përqendruar me fuqi (për shembull, nga një stacion radiofonik me brez të ngushtë) dhe zhurma e luhatjeve me densitet spektral, atëherë raporti sinjal-zhurmë në hyrjen e marrësit është

(5.13)

Me një rritje, efekti ndërhyrës i ndërhyrjes së përqendruar zvogëlohet dhe tenton .

Ndërhyrja e gjeneruar nga NLS në sistemet me brez të ngushtë është e ngjashme në natyrë me zhurmën e luhatjes dhe efekti i tyre është në përpjesëtim të zhdrejtë me raportin, ku është gjerësia e spektrit të një sinjali me brez të ngushtë. Kjo përcakton mundësinë e funksionimit të përbashkët të sistemeve të komunikimit radio me brez të gjerë dhe të ngushtë.

Si rezultat i përpunimit NLS në pajisjen marrëse, raporti sinjal-zhurmë në daljen e korrelatorit (filtri i përputhur) rritet sipas teorisë së imunitetit të mundshëm të zhurmës në proporcion me bazën e sinjalit. V:

Prandaj, në rritje V dhënë , është e mundur transmetimi i informacionit në rastin që e vështirëson marrjen e komunikimeve me brez të gjerë, nëse forma e tyre nuk dihet dhe rrit sekretin energjetik të komunikimit. Së fundi, sistemet e komunikimit me brez të gjerë sigurojnë transmetim të informacionit multicast në një brez frekuencash më të ngushtë sesa kur përdorin sinjale me brez të ngushtë dhe të njëjtin numër korrespondentësh.

METODA E KOMUNIKIMIT TË NDËRPRERUR

Vitet e fundit, gjithnjë e më shumë vëmendje i është kushtuar sistemeve të komunikimit të ndërprerë që sigurojnë një rritje të besnikërisë dhe shpejtësisë mesatare të transmetimit të informacionit përmes kanaleve radio.

Kur përdorni shpërndarjen troposferike dhe jonosferike të valëve të radios për komunikim në distanca të gjata në intervale të caktuara për shkak të kushteve të këqija të përhapjes së tyre, asnjë metodë e marrjes nuk jep një sinjal rezultues mbi nivelin e kërkuar për marrjen normale. Metoda më efektive e transmetimit të informacionit në raste të tilla është metoda e komunikimit me ndërprerje. Në një sistem komunikimi jo të vazhdueshëm, informacioni transmetohet vetëm gjatë atyre intervaleve gjatë të cilave sigurohet marrja e besueshme e sinjaleve.

Metoda bazohet në përdorimin e një kanali komunikimi të kundërt, i cili siguron një vlerësim të kushteve të përhapjes së valëve të radios. Përpara fillimit të seancës së ardhshme të komunikimit, lëshohet një sinjal probing dhe informacioni grumbullohet në fundin e transmetimit në një pajisje memorie. Kur raporti sinjal-ndërhyrje në pikën e marrjes është më i lartë se një vlerë e caktuar pragu, një komandë speciale dërgohet përmes kanalit të kundërt për të transmetuar informacionin e grumbulluar, i cili "shkarqet", domethënë transmetohet me një shpejtësi shumë herë. më e lartë se shkalla e transmetimit në sistemet e komunikimit të vazhdueshëm. Kur niveli i sinjalit zvogëlohet, pika e marrjes ndërpret transmetimin e informacionit me një komandë të veçantë, pas së cilës sinjali i provës fillon të emetohet përsëri, etj.

Transmetimi i mesazheve diskrete me anë të AM, FM ose PM (OFM) zakonisht kryhet me sinjale të thjeshta, baza e të cilave v=2 TF (2.1) nuk i kalon disa njësi. Sinjale të tilla janë me brez të ngushtë, duke qenë se gjerësia e brezit të sinjalit të transmetuar F e barabartë në rendin e madhësisë me gjerësinë e spektrit të sinjalit origjinal (ku T- kohëzgjatja e një sinjali origjinal). Në të njëjtën kohë, sistemet përdoren aktualisht ku përdoren sinjale komplekse me brez të gjerë. Me një bazë prej disa qindra apo edhe mijërash dhe me një gjerësi spektri F>> Fm. Një nga mënyrat për të zgjeruar spektrin e sinjalit të transmetuar është se sinjali origjinal shoqërohet me një sinjal kompleks të përbërë nga një numër i madh P sinjalet elementare me kohëzgjatje Që nga baza e sinjalit të transmetuar v= 2 TF= n>>1. Ekzistojnë metoda të tjera të formimit të sinjaleve me brez të gjerë bazuar në përdorimin e llojeve të veçanta të modulimit. Përparësitë kryesore të sinjaleve me brez të gjerë, të cilat kanë tërhequr interes në rritje për to vitet e fundit, janë se sinjale të tilla mund të luftojnë në mënyrë efektive efektet e ndërhyrjeve të përqendruara në shumë rrugë dhe spektrit. Në kanalet me shumë rrugë, ku sinjali që rezulton në vendin marrës është shuma e sinjaleve të rrezeve individuale (5.74), përveç zbehjes së zakonshme për shkak të ndërhyrjes së këtyre rrezeve, është e mundur edhe ndërhyrja ndërsimbolike. Ai konsiston në faktin se për shkak të vonesave të mëdha të rrezeve në lidhje me njëri-tjetrin, sinjalet e simboleve fqinje mbivendosen. Nëse këto simbole janë të ndryshme dhe vonesa është e së njëjtës shkallë me kohëzgjatjen e sinjaleve përkatëse, atëherë janë të mundshme shtrembërime të konsiderueshme, të cilat zvogëlojnë imunitetin ndaj zhurmës së komunikimit. Le ta shpjegojmë këtë me shembullin e një sistemi binar, pajisja marrëse e të cilit përbëhet nga dy filtra të përputhur dhe një qark vendimi (shih Fig. 5.7). Kujtojmë se voltazhi i daljes së filtrit të përputhur, për shkak të sinjalit të dobishëm të marrë, është një funksion autokorrelacioni i sinjalit. Prej këtu, kohëzgjatja e sinjalit të daljes përcaktohet nga intervali i korrelacionit të sinjalit, i cili është afërsisht i barabartë për sinjalet me brez të ngushtë dhe kohëzgjatjen tensioni i daljes është i rendit të njëjtë të madhësisë si kohëzgjatja e një mesazhi elementar . Në fig. 8.10.a si shembull tregon mbështjelljet e tensioneve në daljen e filtrave të përputhur kur merr një sekuencë binare 1011, kur sinjali është me brez të ngushtë dhe formohet nga tre rreze. Linjat e ngurta tregojnë tensionet që korrespondojnë me rrezen e parë, dhe vijat e ndërprera - tensionet që lidhen me dy rrezet e tjera. Nga figura shihet se në momentin që matet vlera maksimale e tensionit të rrezes së parë, në filtrin e kundërt ka tensione nga trarët e tjerë. Ekziston një mbivendosje e sinjaleve që vijnë në zgjidhës njëkohësisht nga dy filtrat, dhe probabiliteti i gabimit rritet në mënyrë dramatike. Kjo rrethanë kufizon shpejtësinë e transmetimit të informacionit, pasi për funksionimin normal është e nevojshme që kohëzgjatja e elementit të mesazhit T shumë herë ka tejkaluar vonesën maksimale të rrezeve në raport me njëra-tjetrën

Oriz. 8.10. Përgjigjet e daljes së filtrave të përputhur binare: brez i ngushtë me shumë rrugë (a) dhe broadband (b) sinjale

Një pamje tjetër vërehet në rastin e sinjaleve me brez të gjerë, kur v>>1 dhe<<T (fig. 8.106). Në këtë rast, sinjalet e daljes nuk mbivendosen nëse . < T. Ky kusht është më pak i rreptë, dhe për këtë arsye duket e mundur të rritet ndjeshëm shpejtësia e funksionimit në krahasim me sistemet me brez të ngushtë. Ndarja e rrezeve në sistemet me brez të gjerë eliminon ndërhyrjen midis tyre, e cila është një nga shkaqet e zbehjes së sinjalit. Për më tepër, këtu është e mundur, me anë të përpunimit shtesë, të mblidhen të gjithë trarët e ndarë dhe kështu përdorni shumë rrugë për të përmirësuar imunitetin ndaj zhurmës.

Merrni parasysh funksionimin e sistemeve me sinjale me brez të gjerë kur ekspozohen ndaj ndërhyrjeve shtesë. Në pamje të parë, përdorimi i sinjaleve me brez të gjerë duket të jetë jopraktik, pasi çon në një rritje të fuqisë së ndërhyrjes në brezin e sinjalit dhe rrit mundësinë e ndërhyrjes së ndërsjellë midis sinjaleve ngjitur në spektër. Megjithatë, kjo nuk është plotësisht e vërtetë. Me marrjen optimale të mesazheve diskrete, imuniteti i zhurmës në një kanal me zhurmë Gaussian, siç dihet, përcaktohet vetëm nga raporti i energjisë së sinjalit me densitetin e zhurmës spektrale, d.m.th., nuk varet nga gjerësia e spektrit të sinjalit. Rrjedhimisht, imuniteti ndaj zhurmës i sistemeve me brez të ngushtë dhe të gjerë me zhurmë luhatëse është i njëjtë. Nëse marrja kryhet duke përdorur një filtër të përshtatur me një sinjal me brez të gjerë që ka një spektër të sheshtë në brez F, atëherë, sipas (4.35), koeficienti i transferimit të filtrit k(f) mund të merret e barabartë me 1 në shirit F dhe numëroni k(f)=0 në frekuenca të tjera. Pastaj, në përputhje me (4.34), raporti i fuqive të sinjalit dhe zhurmës në daljen e filtrit të përputhur

(8.16)

që përkon me shprehjen (4.3). Fitimi që rezulton me një faktor n është për faktin se këtu, si në rastin e akumulimit sinkron (shih § 4.2), si rezultat i përpunimit të një sinjali kompleks dhe zhurmës në filtrin e përputhur, të gjitha P- Sinjalet elementare shtohen në tension, dhe ndërhyrja - në fuqi.

Kur ekspozohet ndaj ndërhyrjeve të përqendruara përgjatë spektrit, dhe një ndërhyrje e tillë është çdo sinjal me brez të ngushtë i vendosur në brez F, të gjithë komponentët spektralë të interferencës do të kalojnë në daljen e filtrit të përputhur. Prandaj, duke zëvendësuar në (8.16), në vend të Rsh fuqia e përqendruar e ndërhyrjes RP, marr

Nëse spektri i sinjalit përmban m ndërhyrje e pavarur e përqendruar, atëherë, padyshim,

(8.17)

Nga kjo rrjedh se raporti sinjal-zhurmë, duke qenë të gjitha gjërat e tjera të barabarta, është drejtpërdrejt proporcional me gjerësinë e spektrit të sinjalit. F. Kështu, sinjalet me brez të gjerë janë më efektivë në trajtimin e ndërhyrjeve të grumbulluara nga spektri sesa sinjalet me brez të ngushtë. Këtu, natyrisht, duhet pasur parasysh se nëse, duke u rritur m fuqia totale e interferencës rritet proporcionalisht F, atëherë zgjerimi i spektrit të sinjalit fitues nuk jep

Përparësitë e sistemeve të komunikimit me brez të gjerë zbulohen më qartë me një formulim më të përgjithshëm të çështjes së ndikimeve të ndërsjella midis sinjaleve. Në disa raste, transmetimi i informacionit përmes kanaleve radio është i vështirë për shkak të mbingarkesës së lartë të diapazoneve të frekuencave të përdorura. Në kushte reale, është e nevojshme të merret parasysh shkelja e rregullimit të frekuencave të alokuara për çdo sinjal, e cila është e pashmangshme për arsye të ndryshme. Shpesh ndodh transmetimi i njëkohshëm i sinjaleve me spektra të mbivendosur reciprokisht. Rasti kufizues është situata kur nuk ka fare rregullim të frekuencave. Supozoni se në diapazonin e frekuencës transmetohet njëkohësisht P sinjale me brez të ngushtë, secila prej të cilave me të njëjtën probabilitet mund të vendoset kudo në interval. Le të llogarisim në këto kushte raportin sinjal-zhurmë kur transmetojmë një sinjal shtesë me brez të ngushtë ose të gjerë. Për thjeshtësi, ne do të supozojmë se të gjitha P Sinjalet me brez të ngushtë kanë të njëjtën fuqi RP dhe kanë të njëjtin brez frekuencash

Me një spektër uniform të energjisë. Nëse spektri i sinjalit të marrë me brez të ngushtë, gjerësia e brezit të të cilit është gjithashtu e barabartë me F, mbivendosen plotësisht k sinjalet ndërhyrëse, atëherë raporti i sinjalit ndaj zhurmës në daljen e filtrit të përputhur në përputhje me 1 (8.17) do të jetë i barabartë me:

Sipas kushtit, të gjitha vlerat k Për më tepër, shkalla e mbivendosjes së spektrit të sinjaleve të dobishme dhe atyre ndërhyrëse, si dhe fuqia e ndërhyrjes, është një ndryshore e vazhdueshme e rastësishme. Kështu, raporti është i rastësishëm dhe qëndron në interval

(8.18)

Oriz. 8.11. Shpërndarjet kumulative të raportit sinjal-ndërhyrje në sistemet me sinjale me brez të gjerë dhe të ngushtë

Shpërndarja kumulative, d.m.th. probabiliteti që nuk ka kaluar një vlerë të caktuar q përshkruar nga varësia e vazhdueshme Në oriz. 8.11 tregon një grafik shembull të këtij funksioni për (8.18).

Tani le të llogarisim raportin qw,, nëse, në të njëjtat kushte, transmetohet një sinjal me brez të gjerë në vend të sinjalit të kërkuar me brez të ngushtë. Ne do të supozojmë se spektri i tij zë në mënyrë të barabartë të gjithë gamën, d.m.th. F = FD. Sipas (8.17), në këtë rast raporti qw është një konstante

dhe shpërndarja integrale ndryshon befas në. Komploti i kësaj shpërndarjeje për Рс =PP treguar gjithashtu në Fig. 8.11. Krahasimi i shpërndarjeve dhe qw rrjedh se ekziston një probabilitet i caktuar i vlerave që janë më të vogla se qw0... Meqenëse pjesa më e madhe e gabimeve ndodh në raporte të vogla sinjal-zhurmë, atëherë në kushtet e një ngarkese të madhe të diapazonit, kur probabiliteti është mjaft i madh, transmetimi i informacionit nga një sinjal me brez të ngushtë ka, mesatarisht, një imunitet më të ulët të zhurmës në krahasim me transmetimin e një sinjali me brez të gjerë. Shtrohet pyetja: çfarë do të ndodhë nëse të gjitha stacionet transmetojnë informacion në sinjale me brez të gjerë? Lëreni në diapazonin e frekuencës FD ndodhen n mbivendosen plotësisht sinjale me brez të gjerë, secila prej të cilave ka një gjerësi spektri F= FD dhe pushtetin Rs. Nëse, në këto kushte, transmetohet një sinjal tjetër i ngjashëm, atëherë raporti sinjal-zhurmë në daljen e filtrit të përputhur në përputhje me (8.16) do të jetë i barabartë me:

(8.19)

ku është spektri energjetik i sinjaleve.

Prandaj, këtu shpërndarja kumulative qw gjithashtu ka formën e një kërcimi të paraqitur në Fig. 8.11. Prandaj, rrjedh se ndërhyrja reciproke gjatë përdorimit të sinjaleve me brez të gjerë në brezat e zënë është më pak e rrezikshme sesa kur transmetohen sinjale me brez të ngushtë. Është interesante të theksohet se, pavarësisht nga mbivendosja e plotë e spektrave, zgjedhja përkatëse e kohëzgjatjes së sinjalit T ju gjithmonë mund të arrini tepricën e nevojshme të saj mbi pengesën (8.19).

Sinjalet me brez të gjerë kanë një densitet spektral relativisht të ulët, i cili në disa raste mund të jetë edhe më i ulët se dendësia e zhurmës. Kjo veçori lejon transmetimin e fshehtë të sinjaleve me brez të gjerë, si dhe minimizimin e efektit të tyre ndërhyrës në sinjalet me brez të ngushtë.

Dërgoni punën tuaj të mirë në bazën e njohurive është e thjeshtë. Përdorni formularin e mëposhtëm

Studentët, studentët e diplomuar, shkencëtarët e rinj që përdorin bazën e njohurive në studimet dhe punën e tyre do t'ju jenë shumë mirënjohës.

Postuar ne http://www.allbest.ru//

Postuar ne http://www.allbest.ru//

Prezantimi

Sistemet e komunikimit me ShPS zënë një vend të veçantë midis sistemeve të ndryshme të komunikimit, gjë që shpjegohet me vetitë e tyre. Së pari, ata kanë imunitet të lartë ndaj zhurmës kur ekspozohen ndaj ndërhyrjeve të fuqishme. Së dyti, ato ofrojnë adresimin e kodit të një numri të madh abonentësh dhe ndarjen e kodit të tyre kur funksionojnë në një brez të përbashkët frekuencash. Së treti, ato sigurojnë përputhshmërinë e informacionit të marrjes me një besueshmëri të lartë të matjes së parametrave të lëvizjes së një objekti me saktësi dhe rezolucion të lartë. Të gjitha këto veti të sistemeve të komunikimit me NLS janë të njohura për një kohë të gjatë, por meqenëse fuqitë e ndërhyrjes ishin relativisht të ulëta dhe baza e elementit nuk lejonte zbatimin e pajisjeve formuese dhe përpunuese në dimensione të pranueshme, për një kohë të gjatë sistemet e komunikimit me NLS nuk ishin zhvilluar gjerësisht. Deri më tani, situata ka ndryshuar në mënyrë dramatike. Fuqia e ndërhyrjes në hyrjen e marrësit mund të tejkalojë fuqinë e sinjalit të dobishëm me disa renditje të madhësisë. Për të siguruar imunitet të lartë të zhurmës kundër ndërhyrjeve të tilla, është e nevojshme të përdoret NLS me baza "të mëdha" (dhjetëra-qindra mijëra), ansamblet (sistemet) e sinjaleve duhet të përbëhen nga dhjetëra - qindra miliona NLS me baza super të mëdha. Duhet theksuar se themelet e teorisë së NLS me baza ultra të mëdha janë formuar vetëm kohët e fundit.(CCD) Të gjitha këto arsye kanë shkaktuar një periudhë të re të lulëzimit të sistemeve të komunikimit me NBS, si rezultat i së cilës sisteme të tilla të brezi i dytë do të shfaqet pas një kohe.

Qëllimi gjithëpërfshirës i këtij manuali trajnimi është forcimi dhe përmirësimi i njohurive në lidhje me kursin teorik të leksioneve – “Metodat dixhitale të përpunimit të sinjalit”. Ky manual synon të mbështesë kursin teorik në mënyrë që studentët të mund të praktikojnë sinjalet me brez të gjerë dhe sistemet e komunikimit duke përdorur një kompjuter personal.

Objektivat e manualit të trajnimit janë:

Njohja me llojet kryesore të ShPS;

Studimi i metodave të përpunimit të NLS;

Studimi i sinjaleve me çelës me zhvendosje fazore duke përdorur shembujt e kodit Barker dhe sekuencave M;

Hetimi i vetive të NLS duke përdorur një program të veçantë kompjuterik

Moduli: "Sistemet e komunikimit me brez të gjerë"

Kuptimi i sinjaleve me brez të gjerë

Përkufizimi i NLS. Përdorimi i ShPS në sistemet e komunikimit.

Sinjalet me brez të gjerë (të ndërlikuar, të ngjashëm me zhurmën) (NLS) janë ato sinjale në të cilat produktet e gjerësisë së spektrit aktiv F sipas kohëzgjatjes T janë shumë më të mëdha se uniteti. Ky produkt quhet baza e sinjalit B. Për NLS

B = FT >> 1 (1)

Sinjalet me brez të gjerë nganjëherë referohen si sinjale komplekse, në krahasim me sinjalet e thjeshta (p.sh. drejtkëndëshe, trekëndore, etj.) me B = 1. Meqenëse sinjalet me kohëzgjatje të kufizuar kanë një spektër të pakufizuar, përdoren metoda dhe teknika të ndryshme për të përcaktuar gjerësinë e spektrit.

Ngritja e bazës në NLS arrihet me modulim shtesë (ose kyçje) në frekuencë ose fazë gjatë kohëzgjatjes së sinjalit. Si rezultat, spektri i sinjalit F (duke ruajtur kohëzgjatjen e tij T) zgjerohet ndjeshëm. Modulimi shtesë i amplitudës intrasinjale përdoret rrallë.

Në sistemet e komunikimit me NLS, gjerësia e spektrit të sinjalit të emetuar F është gjithmonë shumë më e madhe se gjerësia e spektrit të mesazhit të informacionit.

ShPS janë përdorur në sistemet e komunikimit me brez të gjerë (BSS), si:

ju lejon të realizoni plotësisht përfitimet e metodave optimale të përpunimit të sinjalit;

siguroni imunitet të lartë të zhurmës së komunikimit;

ju lejon të luftoni me sukses përhapjen me shumë rrugë të valëve të radios duke ndarë rrezet;

lejojnë funksionimin e njëkohshëm të shumë abonentëve në një brez të përbashkët frekuencash;

ju lejon të krijoni sisteme komunikimi me sekret të shtuar;

të sigurojë përputhshmërinë elektromagnetike (EMC) të ShPSS me sistemet e radio komunikimit dhe transmetimit radio me brez të ngushtë, sistemet e transmetimit televiziv;

ofrojnë përdorim më të mirë të spektrit të frekuencës në një zonë të kufizuar në krahasim me sistemet e komunikimit me brez të ngushtë.

Imuniteti ndaj zhurmës i ShPSS.

Përcaktohet nga lidhja e njohur që lidh raportin sinjal-zhurmë në daljen e marrësit q2 me raportin sinjal-zhurmë në hyrjen e marrësit c2:

ku c2 = Рс / Рп (Рс, Рп - fuqia e NLS dhe ndërhyrja);

q2 = 2E / Np, E është energjia e NLS, Np është densiteti i fuqisë spektrale të ndërhyrjes në brezin NLS. Prandaj, E = PcT, një Np = Pp / F;

B - baza e SHPS-ve.

Raporti sinjal-zhurmë në daljen q2 përcakton karakteristikat e funksionimit të marrjes NLS, dhe raporti sinjal-zhurmë në hyrjen c2 përcakton energjinë e sinjalit dhe zhurmës. Vlera q2 mund të merret sipas kërkesave të sistemit (10 ... 30 dB) edhe nëse c2<<1. Для этого достаточно выбрать ШПС с необходимой базой В, удовлетворяющей (2). Как видно из соотношения (2), прием ШПС согласованным фильтром или коррелятором сопровождается усилением сигнала (или подавлением помехи) в 2В раз. Именно поэтому величину

KShPS = q2 / s2 (3)

quhet fitimi NLS gjatë përpunimit ose thjesht fitimi i përpunimit. Nga (2), (3) del se amplifikimi i përpunimit KShPS = 2V. Në NSS, marrja e informacionit karakterizohet nga raporti sinjal-zhurmë h2 = q2 / 2, d.m.th.

Marrëdhëniet (2), (4) janë themelore në teorinë e sistemeve të komunikimit me NLS. Ato merren për ndërhyrje në formën e zhurmës së bardhë me një densitet uniform të fuqisë spektrale brenda brezit të frekuencës, gjerësia e së cilës është e barabartë me gjerësinë e spektrit NLS. Në të njëjtën kohë, këto marrëdhënie janë të vlefshme për një gamë të gjerë ndërhyrjesh (me brez të ngushtë, impuls, strukturor), që përcakton rëndësinë e tyre themelore.

Kështu, një nga qëllimet kryesore të sistemeve të komunikimit me NLS është të sigurojë marrjen e besueshme të informacionit kur ekspozohet ndaj ndërhyrjeve të forta, kur raporti sinjal-zhurmë në hyrjen e marrësit c2 mund të jetë shumë më i vogël se uniteti. Duhet të theksohet edhe një herë se marrëdhëniet e mësipërme janë rreptësisht të vlefshme për ndërhyrje në formën e një procesi të rastësishëm Gaussian me një densitet uniform të fuqisë spektrale (zhurmë "e bardhë").

Llojet kryesore të ShPS

Njihen një numër i madh NLS-sh të ndryshme, vetitë e të cilave pasqyrohen në shumë libra dhe artikuj revistash. ShPS-të ndahen në llojet e mëposhtme:

sinjale të moduluara me frekuencë (FM);

sinjale me shumë frekuencë (MF);

sinjale me tastë me ndërrim fazor (PM) (sinjale me modulim të fazës së kodit - sinjale QPSK);

sinjale me frekuencë diskrete (DF) (sinjale me modulim të frekuencës së kodit - sinjale KFM, sinjale me tastë me zhvendosje të frekuencës (FM));

frekuenca diskrete e përbërë (DFS) (sinjale të përbëra me modulim të frekuencës së kodit - sinjale SCCHM).

Sinjalet e moduluara me frekuencë (FM) janë sinjale të vazhdueshme, frekuenca e të cilave ndryshon sipas një ligji të caktuar. Figura 1a tregon sinjalin FM, frekuenca e të cilit ndryshon sipas ligjit të formës V nga f0-F / 2 në f0 + F / 2, ku f0 është frekuenca qendrore bartëse e sinjalit, F është gjerësia e spektrit, në kthesë, e barabartë me devijimin e frekuencës F =?fд. Kohëzgjatja e sinjalit është T.

Figura 1b tregon planin e frekuencës së kohës (f, t), në të cilin hijezimi tregon afërsisht frekuencën dhe shpërndarjen e kohës së energjisë së sinjalit FM. Baza e sinjalit FM sipas përkufizimit (1) është e barabartë me:

B = FT =? FdT (5)

Postuar ne http://www.allbest.ru//

Postuar ne http://www.allbest.ru//

Figura 1 - Sinjali i moduluar me frekuencë dhe plani kohë-frekuencë

Sinjalet e moduluara me frekuencë përdoren gjerësisht në sistemet e radarëve, pasi për një sinjal specifik FM, mund të krijoni një filtër të përshtatshëm në pajisjet me valë akustike sipërfaqësore (SAW). Në sistemet e komunikimit, është e nevojshme që të ketë sinjale të shumta. Në këtë rast, nevoja për një ndryshim të shpejtë të sinjaleve dhe ndërrimi i pajisjeve të formimit dhe përpunimit çon në faktin se ligji i ndryshimit të frekuencës bëhet diskret. Në këtë rast, sinjalet FM transferohen në sinjalet DF.

Sinjalet me shumë frekuencë (MF) (Figura 2a) janë shuma e N harmonikeve u (t) ... uN (t), amplituda dhe fazat e të cilave përcaktohen në përputhje me ligjet e formimit të sinjalit. Në planin kohë-frekuencë (Figura 2b), hijezimi shënon shpërndarjen e energjisë së një elementi (harmonik) të sinjalit FM në frekuencën fk. Të gjithë elementët (të gjitha harmonikët) mbivendosen plotësisht me kuadratin e zgjedhur me anët F dhe T. Baza e sinjalit B është e barabartë me sipërfaqen e katrorit. Gjerësia spektrale e elementit është F0 × 1 / T. Prandaj, baza e sinjalit MF

pra përkon me numrin e harmonikëve. Sinjalet MF janë të vazhdueshme dhe është e vështirë të përshtaten teknikat dixhitale për formimin dhe përpunimin e tyre. Përveç këtij disavantazhi, ata kanë edhe këto:

a) ata kanë një faktor të keq të kreshtës (shih Figurën 2a);

b) për të marrë një bazë të madhe B, është e nevojshme të kemi një numër të madh kanalesh frekuencash N. Prandaj, sinjalet MF nuk merren parasysh më tej.

Sinjalet e kyçjes së ndërrimit të fazës (PM) përfaqësojnë një sekuencë pulsesh radio, fazat e të cilave ndryshojnë sipas një ligji të caktuar. Zakonisht faza merr dy vlera (0 ose p). Në këtë rast, sinjali RF FM korrespondon me sinjalin video FM (Figura 3a), i përbërë nga impulse pozitive dhe negative. Nëse numri i pulseve është N, atëherë kohëzgjatja e një pulsi është e barabartë me φ0 = T / N, dhe gjerësia e spektrit të tij është afërsisht e barabartë me gjerësinë e spektrit të sinjalit F0 = 1 / φ0 = N / T. Në planin kohë-frekuencë (Figura 3b)

Postuar ne http://www.allbest.ru//

Postuar ne http://www.allbest.ru//

Figura 2 - Sinjali me shumë frekuencë dhe plani kohë-frekuencë

Postuar ne http://www.allbest.ru//

Postuar ne http://www.allbest.ru//

Figura 3 - Sinjali i kyçjes së ndërrimit të fazës dhe plani i frekuencës kohë

Shpërndarja e energjisë së një elementi (pulsi) të sinjalit FM theksohet me hije. Të gjithë elementët mbivendosen katrorin e përzgjedhur me brinjët F dhe T. Baza e sinjalit PM

B = FT = F / ф0 = N, (7)

ato. B është e barabartë me numrin e pulseve në sinjal.

Mundësia e përdorimit të sinjaleve PM si NLS me baza B = 104 ... 106 kufizohet kryesisht nga pajisjet përpunuese. Kur përdorni filtra të përputhur në formën e pajisjeve SAW, është e mundur marrja optimale e sinjaleve FM me baza maksimale Bmax = 1000 ... 2000. Sinjalet FM të përpunuara nga filtra të tillë kanë spektra të gjerë (rreth 10 ... 20 MHz) dhe relativisht të shkurtër kohëzgjatjet (60 ... 100 μs). Përpunimi i sinjaleve FM duke përdorur linjat e vonesës së frekuencës video gjatë transferimit të spektrit të sinjalit në rajonin e frekuencës video lejon marrjen e vijave bazë B = 100 në F ≤ 1 MHz, T 100 μs.

Filtrat e përshtatur të pajisjes së ngarkuar (CCD) janë shumë premtues. Sipas të dhënave të publikuara, duke përdorur filtra CCD të përputhur, është e mundur të përpunohen sinjalet PM me bazat 102 ... 103 në kohëzgjatje sinjali prej 10-4 ... 10-1 s. Korrelatori dixhital në CCD është i aftë të përpunojë sinjale deri në bazën 4 104.

Duhet të theksohet se këshillohet të përpunohen sinjalet PM me baza të mëdha duke përdorur korrelatorë (në një LSI ose në një CCD). Në këtë rast, B = 4 104 duket të jetë ai kufizues. Por kur përdorni korrelatorët, para së gjithash është e nevojshme të zgjidhet çështja e përvetësimit të përshpejtuar të sinkronizmit. Meqenëse sinjalet PM bëjnë të mundur përdorimin e gjerë të metodave dhe teknikave dixhitale të formimit dhe përpunimit, dhe është e mundur të realizohen sinjale të tilla me baza relativisht të mëdha, sinjalet PM janë një nga llojet premtuese të NLS.

Sinjalet e frekuencës diskrete (DF) përfaqësojnë një sekuencë pulsesh radio (Figura 4a), frekuencat bartëse të të cilave ndryshojnë sipas një ligji të caktuar. Le të jetë numri i pulseve në sinjalin DF M, kohëzgjatja e pulsit është T0 = T / M, gjerësia e spektrit të tij është F0 = 1 / T0 = M / T. Mbi çdo impuls (Figura 4a), tregohet frekuenca e tij bartëse. Në planin kohë-frekuencë (Figura 4b), hijezimi shënon katrorët në të cilët shpërndahet energjia e pulsit të sinjalit DF.

Siç mund të shihet nga Figura 4b, energjia e sinjalit DF shpërndahet në mënyrë të pabarabartë në planin kohë-frekuencë. Baza e sinjalit DF

B = FT = MF0MT0 = M2F0T0 = M2 (8)

meqenëse baza e pulsit është F0T0 = l. Nga (8) vijon avantazhi kryesor i sinjaleve DF: për të marrë bazën e nevojshme B, numri i kanaleve M =, d.m.th., dukshëm më i vogël se për sinjalet MF. Është kjo rrethanë që ka shkaktuar vëmendje ndaj sinjaleve të tilla dhe aplikimit të tyre në sistemet e komunikimit. Në të njëjtën kohë, për bazat e mëdha B = 104 ... 106, është jopraktike të përdoren vetëm sinjale DF, pasi numri i kanaleve të frekuencës është M = 102 ... 103, i cili duket të jetë tepër i madh.

Sinjalet e frekuencës së përbërë diskrete (DFS) janë sinjale DF në të cilat çdo impuls zëvendësohet nga një sinjal i ngjashëm me zhurmën. Figura 5a tregon një sinjal PM të frekuencës video, pjesë të të cilit transmetohen në frekuenca të ndryshme bartëse. Numrat e frekuencës tregohen mbi sinjalin FM. Figura 5b tregon planin kohë-frekuencë, në të cilin shpërndarja e energjisë së sinjalit DFS theksohet me hije. Figura 5b nuk ndryshon në strukturë nga Figura 4b, por për figurën 5b zona F0T0 = N0 është e barabartë me numrin e pulseve të sinjalit FM në një element frekuence të sinjalit DFS. Baza e sinjalit DFS

B = FT = М2F0Т0 = N0M2 (9)

Numri i pulseve të sinjalit të plotë FM N = N0М

Sinjali DFS i paraqitur në figurën 5 përmban sinjale PM si elementë. Prandaj, një sinjal i tillë do të shkurtohet si sinjal DFS-FM. Si elementë të sinjalit DFS, mund të merren sinjale DF. Nëse baza e elementit të sinjalit DF është B = F0T0 = M02, atëherë baza e të gjithë sinjalit është B = M02M2

Një sinjal i tillë mund të shkurtohet si DSCH-FM. Numri i kanaleve të frekuencës në sinjalin DSC-FM është i barabartë me M0M. Nëse sinjali DF (shih Figurën 4) dhe sinjali DF-FM kanë baza të barabarta, atëherë ata gjithashtu kanë të njëjtin numër kanalesh frekuence. Prandaj, sinjali DFS-FM nuk ka ndonjë avantazh të veçantë mbi sinjalin DF. Por parimet e ndërtimit të sinjalit DFS-FM mund të jenë të dobishme kur ndërtoni sisteme të mëdha të sinjaleve DF. Kështu, NLS më premtuese për sistemet e komunikimit janë sinjalet FM, DCH, DSCh-FM.

Postuar ne http://www.allbest.ru//

Postuar ne http://www.allbest.ru//

Figura 4 - Sinjali i frekuencës diskrete dhe plani kohë-frekuencë

Postuar ne http://www.allbest.ru//

Postuar ne http://www.allbest.ru//

Figura 5 - Sinjali i përbërë i frekuencës diskrete me çelësin e zhvendosjes së fazës DFSH-PM dhe planin kohë-frekuencë.

Parimet optimale të filtrimit. Filtri optimal ShPS

Pritja dhe përpunimi i sinjaleve nga pajisje të ndryshme inxhinierike radio, si rregull, kryhet në një sfond të ndërhyrjeve pak a shumë intensive. Zgjedhja e sistemit të pajisjes varet nga cila nga detyrat e mëposhtme duhet të zgjidhet në këtë rast:

një. Zbulimi i sinjalit, kur ju duhet vetëm të jepni një përgjigje, nëse ka një sinjal të dobishëm në formën e valës së marrë ose ai formohet vetëm nga zhurma.

2. Vlerësimi i parametrave, kur kërkohet të përcaktohet vlera e një ose disa parametrave të sinjalit të dobishëm (amplitudë, frekuencë, pozicion kohor etj.) me saktësinë më të lartë. Për teorinë e qarqeve dhe sinjaleve të radios, interesi më i madh është studimi i mundësive të dobësimit të efektit të dëmshëm të ndërhyrjes për një sinjal të caktuar dhe një ndërhyrje të caktuar nga zgjedhja e saktë e funksionit të transferimit të marrësit. Prandaj, në të ardhmen do të përcaktohen karakteristikat e marrësve që përputhen në mënyrë optimale me sinjalin dhe interferencën. Në varësi të cilës prej problemeve të mësipërme po zgjidhet, kriteret për optimalitetin e filtrit për një sinjal të caktuar në prani të ndërhyrjes me karakteristikat e dhëna statistikore mund të jenë të ndryshme. Për problemin e zbulimit të sinjalit në zhurmë, kriteri më i përhapur është raporti maksimal sinjal-zhurmë në daljen e filtrit.

Kërkesat për një filtër që maksimizon raportin sinjal-zhurmë janë formuluar si më poshtë. Një përzierje shtesë e sinjalit S (t) dhe zhurmës n (t) futet në hyrjen e një rrjeti linear me katër porta me parametra konstante dhe një funksion transferimi (Figura 6).

Postuar ne http://www.allbest.ru//

Postuar ne http://www.allbest.ru//

Figura 6

Sinjali është plotësisht i njohur, që do të thotë se forma dhe pozicioni i tij në boshtin e kohës janë të specifikuara. Zhurma është një proces probabilistik me karakteristika të specifikuara statistikore. Kërkohet të sintetizohet një filtër që siguron raportin më të lartë të mundshëm të vlerës së pikut të sinjalit me vlerën e zhurmës rms në dalje, me fjalë të tjera, për të përcaktuar funksionin e transferimit. Në këtë rast, kushti për ruajtjen e formës së sinjalit në daljen e filtrit nuk është vendosur, pasi forma nuk ka rëndësi për zbulimin e tij në zhurmë.

Le të paraqesim rezultatet e zgjidhjes së problemit për një zhurmë "standarde" siç është zhurma e bardhë. Kujtojmë se zhurma e bardhë është një proces i rastësishëm me një shpërndarje uniforme të energjisë në spektrin e frekuencës, d.m.th. W (u) = W0 = konst, dhe 0<щ

Këtu A është një koeficient arbitrar konstant, është një funksion kompleks - i lidhur me funksionin spektral të sinjalit.

Marrëdhënia (10) nënkupton dy kushte për karakteristikat e frekuencës së fazës (PFC) dhe frekuencës amplitudë (AFC) të filtrit të përputhur:

1) K (u) = AS (u) (11)

ato. moduli i funksionit të transferimit, deri në një koeficient konstant A, përkon me spektrin e amplitudës së sinjalit dhe

2) ck = - [cs (u) + ut0] (12)

cs (u) - spektri fazor i sinjalit.

Kuptimi fizik i shprehjeve të marra për përgjigjen e frekuencës (11) dhe përgjigjen e frekuencës fazore (12) të filtrit optimal është i qartë nga konsideratat e mëposhtme. Kur relacioni (11) plotësohet, energjia e zhurmës që zë një gjerësi brezi të pafund në hyrjen e filtrit zbutet në dalje shumë më fort sesa energjia e një sinjali që ka të njëjtën gjerësi spektrale si gjerësia e brezit të marrësit.

Termi i parë në shprehjen për karakteristikën e frekuencës së fazës -ts (w) kompenson karakteristikën fazore të sinjalit hyrës qs (w), si rezultat i kalimit nëpër filtër në kohën t0, të gjitha harmonikët e sinjalit shtohen në fazë , duke formuar një kulm të sinjalit të daljes. Në të njëjtën kohë, kjo çon në një ndryshim në formën e valës në daljen e filtrit. Termi i dytë ut0 nënkupton vonesën e të gjithë komponentëve të sinjalit në të njëjtën kohë t0> Tc, ku Tc është kohëzgjatja e sinjalit. Fizikisht, kjo do të thotë që për përdorimin e plotë të energjisë së sinjalit të hyrjes, vonesa e përgjigjes së filtrit duhet të jetë jo më pak se kohëzgjatja e sinjalit.

Përdorimi i shprehjes (10) redukton problemin e sintetizimit të një filtri të përputhur në problemin e ndërtimit të një qarku elektrik duke përdorur një koeficient të njohur transmetimi.

Një mënyrë tjetër është të përcaktohet reagimi i impulsit të qarkut dhe më pas të hartohet një rrjet bipolar me një karakteristikë të tillë.

Sipas përkufizimit, përgjigja e impulsit të një qarku g (t) është një sinjal në daljen e tij në përgjigje të një veprimi në formën e një funksioni q - d.m.th. duke pasur një densitet spektral uniform për të gjitha frekuencat. Në këtë rast, dendësia spektrale e sinjalit në dalje dhe forma e sinjalit në dalje, sipas transformimit Furier dhe duke marrë parasysh relacionin (10),

Përgjigja e impulsit të filtrit optimal, d.m.th. përgjigja ndaj pulsit q është pra një imazh pasqyrë i sinjalit me të cilin përputhet ky filtër. Boshti i simetrisë kalon nëpër pikën t0 / 2 në abshisë (Figura 7).

Postuar ne http://www.allbest.ru//

Postuar ne http://www.allbest.ru//

Figura 7

Forma e sinjalit të daljes së filtrit optimal mund të përcaktohet duke përdorur relacionin e përgjithshëm

Sipas përkufizimit, sinjali në daljen e filtrit optimal,

ku Bs (t-t0) është funksioni i autokorrelacionit të sinjalit (ACF).

Pra, sinjali në daljen e filtrit të përputhur brenda një koeficienti konstant A përkon me funksionin e autokorrelacionit të sinjalit hyrës. Raporti sinjal-zhurmë në dalje është masa kryesore e efikasitetit të një filtri optimal (OF). Ne paraqesim vetëm rezultatin e llogaritjeve, sipas të cilave

ku është vlera rms e zhurmës në daljen e filtrit, vlera e pikut të sinjalit në dalje;

E është energjia e sinjalit në hyrjen e filtrit;

W0 është densiteti spektral i fuqisë së zhurmës së bardhë.

Shprehja (16), e cila bën të mundur përcaktimin e efikasitetit të filtrit të përputhur, tregon se në rastin e zhurmës së bardhë, raporti sinjal-zhurmë në daljen e tij varet vetëm nga energjia e sinjalit dhe spektri energjetik i zhurmës. W0. Në rastin e SHPS:

E = NE0 është energjia e sinjalit, E0 është energjia e mesazhit elementar, N është numri i mesazheve në sinjal, c është raporti sinjal-zhurmë në hyrje të OF.

Nga shprehjet (15.17) rrjedh: së pari, OF rrit raportin sinjal-zhurmë në terma të fuqisë dalëse me një faktor N, dhe së dyti, një nga implementimet e mundshme të filtrit optimal është një korrelator ose një program që llogarit ACF-në e sinjalit.

Sinjalet e kyçura të zhvendosjes së fazës

Kyçja e zhvendosjes së fazës përdoret shpesh si modulim intrasinjal. Sinjalet e kyçjes së ndërrimit të fazës (PM) janë një sekuencë pulsesh radio me amplitudë të barabartë, fazat fillestare të të cilave ndryshojnë sipas një ligji të caktuar. Në shumicën e rasteve, sinjali FM përbëhet nga pulse radio me dy vlera të fazave fillestare: 0 dhe.

Figura 8a tregon një shembull të një sinjali FM të përbërë nga 7 pulse radio. Figura 8b tregon mbështjellësin (përgjithësisht kompleks) të të njëjtit sinjal. Në këtë shembull, zarfi është një sekuencë pulsesh video drejtkëndëshe pozitive dhe negative. Ky supozim për katrorin e pulseve që formojnë sinjalin FM është i vlefshëm për studimet teorike. Megjithatë, gjatë formimit të sinjaleve PM dhe transmetimit të tyre përmes kanaleve të komunikimit me gjerësi bande të kufizuar, pulset shtrembërohen dhe sinjali PM pushon së qeni po aq ideal sa në figurën 8a. Zarfi karakterizon plotësisht sinjalin FM. Prandaj, studimi heton vetitë e mbështjellësit të sinjalit FM.

Një impuls drejtkëndor u (t) me amplitudë njësi dhe kohëzgjatje 0, i cili përbën bazën e FM, shkruhet si u (t) = 1 në 0 t 0.

Një zarf i përbërë nga N pulse video të vetme mund të përfaqësohet si:

U (t) = një u

ku amplituda an merr vlerat +1 ose -1. Kohëzgjatja totale e sinjalit PM është T = N0.

Sekuenca e simboleve (amplitudat e pulsit) A = (a1, a2… an… aN) quhet sekuencë kodi. Emërtimet ekuivalente të mëposhtme të sekuencave të kodit janë të mundshme:

A = (111-1-11-1) = (1110010) = (+ + + - - + -), këtu N = 7.

Postuar ne http://www.allbest.ru//

Postuar ne http://www.allbest.ru//

Figura 8 - Sinjali FM, zarfi i tij kompleks

Spektri i sinjaleve FM

Vetitë spektrale të sinjaleve PM përcaktohen nga spektri i pulsit u (t) dhe sekuenca e kodit A. Spektri i një impulsi video drejtkëndor S ():

S () = 0 exp (- i0 / 2)

Spektri i një sinjali drejtkëndor përbëhet nga tre faktorë. E para - e barabartë me φ0 është zona e pulsit 1ph0. Faktori i dytë sin (0/2) / (0/2) në formën e një funksioni referencë sin (x) / x karakterizon shpërndarjen e frekuencës së spektrit. Faktori i tretë është pasojë e zhvendosjes së qendrës së pulsit në lidhje me origjinën e koordinatave për gjysmën e kohëzgjatjes së pulsit 0/2.

Spektri i sinjalit PM G (), më saktësisht, spektri i mbështjelljes, duke marrë parasysh teoremën e zhvendosjes, ka formën e mëposhtme:

G () = S () një exp [-i (n-1) 0]

Shuma në të djathtë është spektri i sekuencës së kodit A dhe shënohet në vijim H (). Kështu që,

u (t) S (), A H (), U (t) G (),

Është i përshtatshëm për të përfaqësuar spektrin e sinjalit FM në formën e një produkti, sepse së pari mund të gjeni veçmas spektrat S () dhe H (), dhe më pas, duke i shumëzuar ato, merrni spektrin e sinjalit FM. Vetitë e spektrit të një impulsi drejtkëndor janë të njohura: ai ka një strukturë lobe me zero në pikat /, 2 /, etj. Spektri i amplitudës së sekuencës së kodit, mesatarisht, i afrohet spektrit të zhurmës së bardhë dhe ndryshon në luhatje të konsiderueshme rreth mesatares së barabartë me

Spektri fazor i sekuencës së kodit karakterizohet gjithashtu nga parregullsi të konsiderueshme.

Funksioni i autokorrelacionit (ACF).

ACF e sinjaleve FM ka formën tipike për të gjitha llojet e NLS. ACF e normalizuar përbëhet nga një lloj qendror (kryesor) me një amplitudë 1, i vendosur në maksimumin e intervalit (-,) dhe anës (sfondit), të shpërndarë në intervalin (-,) dhe (,).

Amplituda e llojeve anësore marrin vlera të ndryshme, por ato janë të vogla për sinjale me korrelacion "të mirë"; shumë më pak se amplituda e majës qendrore. Raporti i amplitudës së pikut qendror (në këtë rast, 1) me amplituda maksimale e maksimumeve anësore quhet koeficienti i shtypjes K. Për NLS arbitrare me bazë B

Për FM ShPS K1. Një shembull i ACF NLS është dhënë në figurën 9. Vlera e K varet ndjeshëm nga lloji i sekuencës së kodit A. Me zgjedhjen e duhur të ligjit të formimit të A, është e mundur të arrihet shtypja maksimale, dhe në disa rastet - barazia e amplitudave të të gjitha maksimumeve anësore.

Sinjalet e Barkerit

Sekuenca e kodit të sinjalit Barker përbëhet nga simbolet 1 dhe karakterizohet nga një ACF e normalizuar e formës:

ku l = 0, 1, ... (N-1) / 2.

Shenja në rreshtin e fundit varet nga vlera e N. Figura 8-9 tregojnë sinjalin PM, mbështjellësin e tij kompleks dhe ACF-në e kodit Barker shtatëshifror.

Nga (18) rrjedh se një nga tiparet e sinjalit Barker është barazia e amplitudave të të gjitha (N-1) maksimumeve anësore të ACF, dhe të gjitha ato kanë nivelin minimal të mundshëm që nuk kalon 1 / N. Tabela 1 tregon sekuencat e njohura të kodit Barker dhe nivelet e tyre të llojeve anësore ACF. Sekuencat e kodit me vetitë (18) nuk janë gjetur për N 13.

Postuar ne http://www.allbest.ru//

Postuar ne http://www.allbest.ru//

Figura 9 - ACF e kodit shtatëshifror Barker

Tabela 1 Sekuencat e kodit Barker

	Sekuenca e kodit	Niveli i lobit anësor
	1 1 1 -1 -1 1 -1
	1 1 1 -1 -1 -1 1 -1 -1 1
	1 1 1 1 1 -1 -1 1 1 -1 1 -1 1

Formimi dhe përpunimi i sinjaleve Barker. Formimi i sinjaleve Barker mund të kryhet në disa mënyra, si dhe një sinjal arbitrar PM. Meqenëse sinjalet Barker ishin PNM-të e para dhe me ACF-të më të mira, le të shqyrtojmë shkurtimisht një nga mënyrat e mundshme të gjenerimit dhe përpunimit të sinjaleve Barker.

Figura 10 tregon një gjenerator sinjali Barker me N = 7. Gjeneratori i pulsit të sinkronizimit (GSG) gjeneron impulse të ngushta sinkronizimi drejtkëndëshe, periudha e përsëritjes së të cilave është e barabartë me kohëzgjatjen e sinjalit Barker T = 7ph0, dhe ph0 është kohëzgjatja e një pulsi të vetëm (të vetëm) drejtkëndor. Gjeneratori i sinkronizimit të impulseve nis një gjenerator të vetëm pulsi (SOI), i cili nga ana e tij gjeneron impulse të vetme drejtkëndëshe me një kohëzgjatje prej φ0 dhe një periudhë T. të barabartë me φ0. Numri i trokitjerave, duke përfshirë fillimin e rreshtit, është 7. Meqenëse sekuenca e kodit Barker me N = 7 ka formën 111-1 -11 -1, pulset nga trokitja e parë, e dytë, e tretë dhe e gjashtë (duke numëruar nga fillimi i rreshtit) mbërrijnë drejtpërdrejt në grumbulluesin e hyrjes (+) dhe pulset nga trokitja e katërt, e pestë dhe e shtatë futen në hyrjen e grumbulluesit përmes invertorëve (IN), të cilët konvertojnë impulset e vetme pozitive në ato negative, d.m.th. , ndryshojnë fazën në f. Prandaj, invertorët quhen edhe ndërruesit e fazës. Në daljen e grumbulluesit, ekziston një sinjal video Barker (Figura 8b), i cili më pas futet në njërën hyrje të modulatorit të balancuar (BM), në hyrjen tjetër të të cilit një lëkundje e frekuencës radio në frekuencën bartëse, e krijuar nga gjeneratori i frekuencës bartëse (LFO), ushqehet. Modulatori i balancuar kryen kyçjen e zhvendosjes së fazës së lëkundjes së frekuencës radio të LFO në përputhje me sekuencën e kodit Barker: një impuls video me një amplitudë 1 korrespondon me një puls radio me një fazë 0, dhe një impuls video me një amplitudë prej -1 korrespondon me një puls radio me një fazë p. Kështu, një sinjal Barker RF është i pranishëm në daljen e modulatorit të balancuar (Figura 8a).

Postuar ne http://www.allbest.ru//

Postuar ne http://www.allbest.ru//

Figura 10 - Gjeneratori i sinjalit Barker me N = 7

Përpunimi optimal i sinjaleve Barker, si NLS-të e tjera, kryhet ose duke përdorur filtra të përputhur ose duke përdorur korrelatorë. Ka disa mënyra për të ndërtuar filtra dhe korrelatorë të përputhur, të ndryshëm nga njëri-tjetri në zbatimin teknik, por duke siguruar të njëjtin raport maksimal sinjal-zhurmë në dalje. Figura 11 tregon një diagram të një filtri të përshtatur për një sinjal Barker me N = 7. Nga dalja e amplifikatorit të frekuencës së ndërmjetme të marrësit, sinjali futet në një filtër të vetëm të përputhjes me impuls (SFOI), i cili kryen përpunimin (filtrimin) optimal të një puls radio i vetëm drejtkëndor me një frekuencë qendrore të barabartë me frekuencën e ndërmjetme të marrësit ... Në daljen e SFOI, pulsi i radios ka një zarf trekëndor. Impulset e radios trekëndore me një kohëzgjatje bazë prej 2 f0 futen në MLZ, i cili ka 6 seksione dhe 7 trokitje (përfshirë fillimin e linjës). Trokitjet vijojnë përmes φ0. Meqenëse përgjigja e impulsit të filtrit të përputhur është e njëjtë me sinjalin spekular, përgjigja e koduar e impulsit të filtrit për sinjalin Barker me N = 7 duhet të vendoset sipas sekuencës -11-1-1111. Prandaj, pulset e radios nga rubineti i dytë, i pestë, i gjashtë dhe i shtatë i MLZ hyjnë drejtpërdrejt në grumbulluesin (+), dhe pulset e radios nga trokitje e parë, e tretë dhe e katërt kalojnë përmes invertorëve (IN), të cilët ndryshojnë fazën në f. Në daljen e grumbulluesit, ekziston një ACF i sinjalit Barker, zarfi i të cilit tregohet në Figurën 9.

Postuar ne http://www.allbest.ru//

Postuar ne http://www.allbest.ru//

Figura 11 - Filtri i sinjalit Barker i përshtatur me N = 7

M - sekuenca

Midis sinjaleve me çelës me zhvendosje fazore, sinjalet sekuencat e kodit të të cilëve janë sekuenca me gjatësi maksimale ose sekuenca M janë të një rëndësie të veçantë.

M - sekuencat i përkasin kategorisë së sekuencave rekurente lineare binare dhe përfaqësojnë një grup simbolesh binare që përsëriten periodikisht. Për më tepër, çdo simbol aktual dj formohet si rezultat i shtimit të modulit 2 të një numri të caktuar m të simboleve të mëparshme, disa prej të cilave shumëzohen me 1 dhe të tjerët me 0.

Për karakterin j-të kemi:

d j = a i d j - i = a 1 d j -1. ... ... a m d j -m (4)

Ku a1 ... am - numrat 0 ose 1.

Teknikisht, gjeneratori i sekuencës M është ndërtuar në formën e një regjistri (flip-flops të lidhur në seri) me trokitje, me një qark reagimi dhe me një modul grumbullues 2. Një shembull i një gjeneratori të tillë është paraqitur në figurën 12. Shumëzimi nga a1 ... jam në (4) thjesht do të thotë prania ose mungesa e trokitjes, d.m.th. lidhja e këmbëzës (bitit të regjistrit) përkatës me grumbulluesin. Në një regjistër m-bit, periudha maksimale është: Nm - 1. Vlera m quhet memorie sekuence. Nëse rubinetat zgjidhen rastësisht, atëherë sekuenca e gjatësisë maksimale nuk do të respektohet gjithmonë në daljen e gjeneratorit. Rregulli për zgjedhjen e çezmave, i cili ju lejon të merrni një sekuencë me një periudhë Nm-1, përfshin gjetjen e polinomeve primitive të pakalueshme të shkallës m me koeficientë të barabartë me 0 dhe 1. Koeficientët jozero në polinome përcaktojnë numrin e rubinetit në regjistër.

Pra, për m = 6, ka 3 polinome primitive:

a6 a5 a4 a3 a2 a1 a0

p1 (x) = x 6 + x + 1 1 0 0 0 0 1 1

p2 (x) = x 6 + x 5 + x 2 + x + 1 1 1 0 0 1 1 1

p3 (x) = x 6 + x 5 + x 3 + x 2 + 1 1 1 0 1 1 0 1

Figura 12 zbaton opsionin e parë.

Figura 12 - Gjenerator i sekuencës M me një periodë N = 26 - 1 = 63

Veçoritë e funksionit të autokorrelacionit të sekuencës M. Më interesant është funksioni i normalizuar i autokorrelacionit (ACF). Ekzistojnë dy raste të marrjes së një funksioni të tillë: në mënyra periodike (PACF) dhe aperiodike. ACF periodike ka një kulm kryesor të barabartë me një dhe një numër nxjerrjesh anësore, amplituda e të cilave është 1 / N. Me një rritje në N, PACF afrohet ideale, kur majat anësore bëhen të papërfillshme në krahasim me atë kryesore.

Majat anësore të ACF në regjimin aperiodik janë dukshëm më të mëdha se majat anësore të ACF. Vlera rms e majave anësore (e llogaritur përmes variancës) është

Sekuenca M të cunguara

Duke e ndarë sekuencën M (periudha e plotë N) në segmente me kohëzgjatje Nc, mund të merret një numër i madh NLS, duke e konsideruar secilin prej segmenteve si një sinjal të pavarur. Nëse segmentet nuk mbivendosen, atëherë numri i tyre është n = N / (Nc-1). Kështu, mund të merret një numër i madh sekuencash pseudo-rastësore. Vetitë e autokorrelacionit të sekuencave të tilla janë shumë më të këqija se ato të një sekuence M me të njëjtën kohëzgjatje dhe varen nga Nc. U zbulua se në 90% të segmenteve ub 3 /, dhe në 50% - 2 /.

sekuenca e filtrit të frekuencës së sinjalit

Letërsia

1. Sinjalet e ngjashme me zhurmën në sistemet e transmetimit të informacionit. Ed. V.B. Pestryakov. - M., “Bufta. radio”, 1973, -424c.

2. Yu.S. Lezine. Hyrje në teorinë e sistemeve inxhinierike radio. - M .: Radio dhe komunikim, 1985, -384c.

3. L.E. Varakin. Sistemet e komunikimit me sinjale të ngjashme me zhurmën. - M .: Radio dhe komunikim, 1985, -384c.

Postuar në Allbest.ru

...

Dokumente të ngjashme

Reagimi optimal i impulsit të filtrit. Reagimi optimal i filtrit ndaj sinjalit të marrë. Kompresimi i sinjalit me kalimin e kohës. Përgjigja e frekuencës së filtrit optimal. Ekuivalenca e karakteristikave të zbulimit për korrelacionin dhe përpunimin e filtrit.

abstrakt, shtuar 21.01.2009


Algoritmi për llogaritjen e një filtri në fushat e kohës dhe frekuencës duke përdorur transformimin e shpejtë diskrete të Furierit (FFT) dhe transformimin e shpejtë të anasjelltë të Furierit (IFFT). Llogaritja e sinjalit të daljes dhe fuqia e zhurmës së brendshme të filtrit të sintetizuar.

punim afatshkurtër, shtuar 26.12.2011


Parimet e kodimit burimor gjatë transmetimit të mesazheve diskrete. Procesi i marrjes së një vendimi nga marrësi kur merr një sinjal. Llogaritja e filtrit të përputhur. Ndërtimi i një kodi për korrigjimin e gabimeve. Dekodimi i një sekuence që përmban një gabim të dyfishtë.

punim afatshkurtër, shtuar 18.10.2014


Zhvillimi i një modeli të një sistemi diskret të transmetimit të mesazheve. Parimet e kodimit burimor gjatë transferimit të informacionit. Llogaritja e probabiliteteve të simboleve binare; entropia dhe teprica e kodit. Reagimi impuls dhe frekuencë komplekse i filtrit të përputhur.

punim termi shtuar 27.03.2016


Qëllimi dhe karakteristikat e sistemeve të komunikimit me brez të gjerë. Bazat e përdorimit të sinjaleve të ngjashme me zhurmën. Sistemet e sekuencave pseudo të rastësishme. Bllok diagramet e gjeneratorëve të sekuencave të kodit linear. Prodhimi i kodit me shpejtësi të lartë.

punim term i shtuar më 05/04/2015


Sistemet diskrete të komunikimit. Modulimi i kodit të pulsit diferencial. Kuantizimi i nivelit dhe kodimi i sinjalit. Imuniteti i sistemeve të komunikimit me modulim të kodit të pulsit. Shpejtësia e bitit. Sinjali i pulsit në hyrjen e integratorit.

abstrakt, shtuar 03/12/2011


Gjetja e funksionit të korrelacionit të sinjalit hyrës. Analiza spektrale dhe frekuenca e sinjalit të hyrjes, karakteristikat amplitudë-frekuencë dhe frekuencë fazore. Përgjigja kalimtare dhe impulsive e qarkut. Përcaktimi i densitetit spektral të sinjalit dalës.

punim afatshkurtër, shtuar 27.04.2012


Funksionet kohore, karakteristikat e frekuencës dhe paraqitja spektrale e sinjalit. Frekuencat kufitare të spektrave të sinjalit. Përcaktimi i bitness të kodit. Intervali i kampionimit të sinjalit. Përcaktimi i sekuencës së kodit. Ndërtimi i funksionit të autokorrelacionit.

punim afatshkurtër, shtuar 02/09/2013


Problemi i imunitetit të zhurmës së komunikimit, përdorimi i filtrave për ta zgjidhur atë. Vlera e kapacitetit dhe induktivitetit të filtrit të linjës, parametrat dhe karakteristikat e tij. Modelimi i filtrit dhe sinjaleve në mjedisin Electronics Workbench. Kalimi i sinjalit përmes filtrit.

punim afatshkurtër, shtuar 20.12.2012


Llogaritja e transformimit Z të një sekuence diskrete të mostrave të sinjalit. Përkufizimi i konvolucionit diskret. Rendi i ndërtimit të qarkut të një filtri jo rekurziv të cilit i korrespondon funksioni i sistemit. Mostrat e një sinjali diskret sipas parametrave të specifikuar.

Fillimisht, kjo teknologji u krijua për qëllime inteligjente dhe ushtarake. Ideja kryesore e metodës është shpërndarja e sinjalit të informacionit në një brez të gjerë të diapazonit të radios, i cili, si rezultat, do të komplikojë ndjeshëm shtypjen ose përgjimin e sinjalit.

Thelbi i kësaj teknologjie është të transformojë sinjalin origjinal në atë mënyrë që sinjali që rezulton të zgjerohet dhe shpërndahet në të gjithë gamën e disponueshme. Për shkak të ligjit të ruajtjes së energjisë, kur diapazoni i frekuencës së okupuar zgjerohet, densiteti i energjisë i sinjalit të transmetuar zvogëlohet. Një pasojë e drejtpërdrejtë e kësaj rrethane është një rënie e fuqisë maksimale, e cila sjell "zhurmë" të sinjalit të dobishëm. Në fakt, kjo nuk është e frikshme, pasi sigurohen metoda efektive për rikuperimin e sinjalit të dobishëm "të humbur" në sfondin e zhurmës.

Shtrohet një pyetje e natyrshme: "Pse të krijoni probleme për veten tuaj (ulni fuqinë e sinjalit), në mënyrë që më vonë ato të zgjidhen (për të nxjerrë në pah një sinjal të dobishëm në sfondin e zhurmës)?" Në fakt, arsyeja e këtij akti të palogjikshëm (vetëm në shikim të parë) është shumë logjik - nevoja për të vendosur sa më shumë kanale të transmetimit të të dhënave brenda një diapazoni të ngushtë frekuence... Fillimisht, ishte parashikuar të përdoreshin dy teknologji të kodimit të sinjalit duke përdorur metodën e shpërndarjes së spektrit. Ato quhen edhe metoda modulimi, sepse si rezultat i aplikimit të tyre, informacioni i dobishëm "mbivendoset" në sinjalin origjinal me frekuencë të lartë.

E parabazuar në metodë FHSS (Frekuency Hopping Spread Spectrum - kodimi i një sinjali me një spektër të përhapur duke përdorur metodën e kërcimit të frekuencës).

Oriz. 10. Frekuenca Hopping Përhapja

Për të parandaluar që trafiku i radios të përgjohet ose të shtypet nga zhurma me brez të ngushtë, u propozua që të transmetohej me një ndryshim konstant të bartësit brenda një diapazoni të gjerë frekuence (shih Fig. 10). Si rezultat, fuqia e sinjalit u shpërnda në të gjithë gamën, dhe dëgjimi i një frekuence të caktuar prodhonte vetëm pak zhurmë. Sekuenca e transportuesve ishte pseudo e rastësishme, e njohur vetëm për transmetuesin dhe marrësin. Një përpjekje për të shtypur sinjalin në një gamë të ngushtë gjithashtu nuk e degradoi shumë sinjalin, pasi vetëm një pjesë e vogël e informacionit u shtyp.

Kur zgjidhet metoda FHSS, i gjithë brezi 2.4 GHz përdoret për transmetimin e të dhënave (si një brez i gjerë, i cili ndahet në 79 nënkanale). Disavantazhi kryesor i kësaj metode është shpejtësia e ulët e transferimit të të dhënave, e cila nuk kalon 2 Mbit / s.

I dytiprej të cilave bazohet në aplikim teknologjive DSSS (Direct Sequence Spread Spectrum - kodimi i një sinjali me spektrin e përhapur duke përdorur një kod të sekuencës direkte) së bashku me përdorimin e modulimit CCK (Complementary Code Keying) i cili mbështet shpejtësinë e transferimit të të dhënave deri në 11 Mbps.

Përhapja e drejtpërdrejtë sekuenciale përdor gjithashtu të gjithë brezin e frekuencës të caktuar në një lidhje me valë. Ndryshe nga metoda FHSS, i gjithë diapazoni i frekuencës është i zënë jo për shkak të kalimit të vazhdueshëm nga frekuenca në frekuencë, por për shkak të faktit se çdo bit informacioni zëvendësohet me N bit, kështu që shpejtësia e orës së sinjalizimit rritet me një faktor N. Dhe kjo, nga ana tjetër, do të thotë që spektri i sinjalit zgjerohet gjithashtu me një faktor N. Mjafton të zgjidhni shpejtësinë e zhurmës dhe vlerën N në mënyrë të përshtatshme që spektri i sinjalit të plotësojë të gjithë gamën.

Kodi që zëvendëson një njësi binare të informacionit origjinal quhet sekuencë përhapëse dhe çdo bit i një sekuence të tillë quhet çip.

Prandaj, shkalla e transmetimit të kodit që rezulton referohet si shpejtësia e çipit. Zero binare kodohet nga anasjellta e sekuencës së përhapjes. Marrësit duhet të dinë sekuencën e përhapjes që po përdor transmetuesi në mënyrë që të kuptojnë informacionin që transmetohet.

Shumë shpesh, sekuenca Barker merret si vlerë e sekuencës së përhapjes, e cila përbëhet nga 11 bit: 10110111000. Nëse transmetuesi përdor këtë sekuencë, atëherë transmetimi i tre biteve 110 çon në transmetimin e biteve të mëposhtëm:

10110111000 10110111000 01001000111.

Qëllimi i kodimit DSSS është i njëjtë me metodën FHSS - për të rritur imunitetin ndaj ndërhyrjeve... Ndërhyrja me brez të ngushtë do të shtrembërojë vetëm frekuenca të caktuara të spektrit të sinjalit, kështu që marrësi ka më shumë gjasa të jetë në gjendje të njohë saktë informacionin e transmetuar.

Nëse zgjidhet teknologjia DSSS, disa kanale të gjera DSSS formohen në brezin 2,4 GHz dhe jo më shumë se tre prej tyre mund të përdoren njëkohësisht. Kjo arrin një shpejtësi maksimale të transferimit të të dhënave prej 11 Mbit / s, e cila korrespondon me standardin IEEE 802.11b të konsideruar më vonë.