Conceptul de tranzitorii... Circuitele electrice ale circuitelor de inginerie radio reale conțin de obicei rezistență, inductanță și capacitate. În astfel de circuite, relația dintre tensiune și curent este complexă. Acest lucru se explică prin faptul că capacitatea și inductanța au capacitatea de a stoca și elibera electricitate. Acest proces nu poate fi spasmodic. Când tensiunea într-un astfel de circuit se modifică, curentul se modifică cu o anumită întârziere. Aceste procese asociate cu o modificare a furnizării de energie în circuitele cu elemente reactive atunci când sunt expuse la un impuls se numesc tranzitoriu.

Acțiunea tensiunii de impuls pe circuitul RС. Să presupunem că la intrarea cedi care conține un condensator C și un rezistor R (Fig. 164, a), există o succesiune de impulsuri dreptunghiulare (Fig. 154, b). În momentul în care apare marginea anterioară a impulsului la intrarea circuitului RC, curentul maxim I m = U m/ R(Fig, 154, c).

Pe măsură ce condensatorul se încarcă tensiunea netă în circuit u p = U m - u c scade, respectiv, curentul de încărcare scade t A. Curentul scade exponențial, Curent de încărcare i s creează pe rezistența R cadere de tensiune(Fig. 154, d). CU curent în scădere exponenţial tensiunea la rezistorul scade R... Tensiunea condensatorului u c ca

sarcina sa crește exponențial (Fig. 154, d ) și atinge la un moment dat valoarea maximă U mdupă care rămâne constantă pe întreaga durată a vârfului plat al impulsului de intrare. Timpul în care stresul asupra C și R atinge valoarea amplitudinii depinde de valoarea rezistenței rezistorului R și de capacitatea condensatorului C. Cu cât aceste valori sunt mai mici, cu atât procesul tranzitoriu se termină mai rapid.

După decăderea impulsului de intrare, condensatorul este descărcat prin rezistor R . Rata de schimbare a curentului de descărcare i p (Fig. 164, c) și tensiune u n (Fig. 154, d) este la fel ca în timpul încărcării, iar la ieșire se formează marginea de fugă (decădere) a impulsului. În acest caz, direcția curentului și polaritatea tensiunii pe rezistor vor deveni opuse.

Estimarea duratei procesului tranzitoriu se realizează folosind constanta de timp a circuitului

Orez. 155. Influența unui impuls dreptunghiular asupra unui circuit integrator: a - circuit, b - forma impulsului la intrare, c - la fel, la ieșire, d - dependența formei impulsului de raportul τ 0 / t și

Cu creșterea lui τ 0, durata proceselor tranzitorii crește.

În practică, procesele tranzitorii din circuit sunt afumate după expirarea unui interval de timp t = (2,3 + 3)τ 0 .

Forma tensiunii de ieșire depinde de valoareτ 0 (Fig. 154, d, f, g). Pentru τ 0 "t și (Fig. 154, e) condensatorul nu are timp să se încarce în timpul impulsului de intrare, iar forma semnalului de ieșire diferă doar puțin de forma celui de intrare. Cu asemenea parametri (τ 0 "t și) circuitul este adesea folosit în circuitele dispozitivelor cu impulsuri ca o divizare (tranziție) între etapele de amplificare. Laτ 0 g).

După cum este evident din fig. 164, A, Circuitele RC în diferite combinații pot fi utilizate pentru a converti forma pulsului. În funcție de ce element este preluat semnalul (de la R sau C), circuitul este numitdiferenţierea sau integrarea.

Circuite de diferențiere. Lanțul prezentat în fig. 154, dar se numește diferențiere, deoarece pentru τ 0

Exemplu. Durata pulsului t u = 5 μs. Calculați elementele circuitului de diferențiere.

În lanţul de diferenţiereτ 0 ≪tși. Vom acceptaτ 0 =RС=0,1 t u = 0,1x5 = 0,5 μs, adică tși ≫3τ 0. Setăm valoarea R= 10 kΩ, apoi capacitatea

Lanțuri de integrare. Dacă în circuitul RC tensiunea de ieșire este îndepărtată din capacitate (Fig. 155, a), atunci la τ 0 ≫t și semnalul de ieșire este proporțional cu integrala de intrare, iar un astfel de circuit se numește integrarea. Dacă constanta de timp RC circuitul este selectat egal cu sau mai mare decât durata impulsului dreptunghiular (Fig. 155, b) a tensiunii de intrare (τ 0 ≫ t i), apoi la ieșirea circuitului RC există un impuls cu un front întins și o cădere (Fig. 155, c). Când se aplică un impuls de tensiune pe termen scurt la intrarea unui astfel de circuit, la ieșire se formează un impuls mai larg.

Circuitele de integrare sunt folosite pentru a crește lățimea impulsului. În plus, ele sunt utilizate în circuite pentru generarea de tensiune dinți de ferăstrău, selectarea lățimii impulsului etc. Cu atât mai mult este atunci cu aceeași durată a impulsului de intrare tși, cu atât pulsul la ieșire va fi întins mai mult (Fig. 155, d). În acest caz, amplitudinea pulsului scade, deoarece condensatorul nu are timp să se încarce complet pe durata impulsului de intrare.

Diferențierea și integrarea se pot face și cu circuite RL. Deoarece acțiunea reactivă a inductanței este opusă capacității, atunci in RL- circuite în timpul diferențierii, semnalul de ieșire este îndepărtat din inductanță (Fig. 156, a), iar în timpul integrării - din rezistor (Fig. 156, b). Lanţuri RL sunt folosite relativ rar, deoarece conțin o parte scumpă bobină.

Poate un impuls să spună ceva despre asta? - tu spui. Un impuls este doar un impuls dreptunghiular.

Dar adevărul este că până acum am observat doar astfel de impulsuri pe ecranul osciloscopului, să zicem, în timpul configurării unui comutator electronic și am apreciat, după prezența lor, că generatorul funcționa corect. Dacă utilizați un impuls dreptunghiular ca semnal de control și îl aplicați, de exemplu, la intrarea amplificatorului AF, atunci după forma semnalului de ieșire puteți evalua imediat funcționarea amplificatorului și puteți numi dezavantajele acestuia - o lățime de bandă mică. , câștig insuficient la frecvențe mai mici sau mai mari, autoexcitare într-un anumit interval de frecvență.

Luați în considerare divizorul de tensiune în bandă largă utilizat în contoarele DIY sau osciloscoape, de exemplu. Un impuls dreptunghiular „trecut” prin el vă va spune parametrii exacti ai pieselor necesare pentru a obține un raport constant de diviziune a semnalului într-o gamă largă de frecvențe.

Pentru a fi clar, să ne familiarizăm mai întâi cu câțiva parametri ai unui semnal de impuls, care sunt adesea menționați în descrierile diferitelor generatoare, dispozitive de automatizare și tehnologie de calcul. De exemplu, în Fig. 97 arată „aspectul” unui impuls ușor distorsionat (comparativ cu un puls dreptunghiular), astfel încât părțile sale individuale să fie mai clar vizibile.

Unul dintre parametrii pulsului este amplitudinea acestuia (Umax), cea mai mare înălțime a pulsului fără a ține cont de micile supratensiuni. Durata creșterii pulsului caracterizează durata muchiei de conducere tf și durata dezintegrarii tc. Durata „vieții” pulsului determină durata lui t și - timpul dintre începutul și sfârșitul pulsului, măsurat de obicei la nivelul de 0,5 amplitudine (uneori la nivelul de 0,7).

Vârful impulsului poate fi plat, cu o scădere sau o creștere. Un puls dreptunghiular are un vârf plat, iar timpii de creștere și de cădere sunt atât de abrupti încât nu este posibil să se determine durata lor folosind un osciloscop.

Semnalul pulsului este, de asemenea, evaluat prin ciclul de lucru, care arată relația dintre durata pulsului și perioada de repetare a pulsului. Ciclul de activitate este coeficientul de împărțire a perioadei, nu durata. În cazul prezentat în fig. 97, b, de exemplu, ciclul de funcționare este 3.

Acum, după o scurtă cunoaștere a pulsului și a parametrilor acestuia, vom construi un generator de impulsuri dreptunghiulare, care este necesar pentru experimentele ulterioare. Poate fi realizat atât pe tranzistoare, cât și pe microcircuite. Principalul lucru este că generatorul produce impulsuri cu margini abrupte și pante, precum și cu un vârf posibil mai plat. În plus, pentru scopurile noastre, ciclul de lucru ar trebui să fie între 2-3, iar rata de repetare a pulsului ar trebui să fie de aproximativ 50 Hz într-un mod și 1500 Hz în celălalt. Veți afla mai târziu ce a cauzat cerințele de frecvență.

Cel mai simplu mod de a îndeplini cerințele stabilite poate fi un generator pe un microcircuit și un tranzistor (Fig. 98). Conține puține părți, este operațional atunci când tensiunea de alimentare scade la 2,5 V (în acest caz, amplitudinea semnalului scade în principal) și vă permite să obțineți impulsuri de ieșire cu o amplitudine de până la 2,5 V (la tensiunea de alimentare specificată) cu un ciclu de lucru de 2,5.

De fapt, generatorul în sine este realizat pe elementele DD1.1 - DD1.3 conform binecunoscutei scheme multivibratoare. Rata de repetiție a impulsurilor depinde de rezistența rezistorului R1 și de capacitatea condensatorului conectat în momentul de față de comutatorul SA1. În poziția contactului mobil al comutatorului prezentată în diagramă, condensatorul C1 este conectat la generator, prin urmare, impulsurile la ieșirea generatorului (pinul 8 al elementului DD1.3) urmează cu o frecvență de 50 Hz ( perioada de repetare 20 ms). Când contactul mobil al comutatorului este plasat în poziția inferioară conform diagramei, condensatorul C2 va fi conectat și rata de repetiție va deveni aproximativ 2000 Hz (perioada de repetiție 0,5 ms).

În plus, semnalul de impuls trece prin rezistorul R2 către emițătorul urmăritor, realizat pe tranzistorul VT1. Din glisorul rezistorului variabil R3, care este sarcina repetorului, semnalul este transmis la terminalul de ieșire XT1. Ca rezultat, este posibilă eliminarea impulsurilor dreptunghiulare cu o amplitudine de la câteva zeci de milivolți la câțiva volți de la bornele XT1 și XT2. Dacă din anumite motive chiar și semnalul minim este în exces (de exemplu, la verificarea unui amplificator foarte sensibil), semnalul de ieșire poate fi redus fie prin conectarea unui rezistor constant cu o rezistență de 1 până la 3 kΩ între borna superioară a circuitului și emițătorul tranzistorului sau prin utilizarea unei tensiuni de divizor extern.

Câteva cuvinte despre detalii. În generator, pot funcționa elementele NAND ale altor microcircuite din seria K155 (să zicem, K155LA4), precum și orice tranzistor din seria KT315. Condensator C1 - K50-6 sau altul, proiectat pentru o tensiune de cel puțin 10 V; C2 - oricare, eventual mai mic. Rezistoare - MLT-0.125 și SP-1 (R3), sursă de alimentare - baterie 3336. Generatorul consumă mai puțin de 15 mA, deci această sursă va dura mult timp.

Deoarece există puține piese în generator, nu este nevoie să oferiți un desen al plăcii de circuit imprimat - dezvoltați-l singur. Montați placa cu piesele și sursa de alimentare în interiorul carcasei (Fig. 99) și așezați comutatorul de gamă, comutatorul de alimentare, rezistența variabilă și clemele pe peretele său frontal.

Următorul pas este verificarea și reglarea generatorului folosind osciloscopul nostru. Conectați sonda de intrare a osciloscopului la pinul 8 al microcircuitului, iar cea de „împământare” la firul comun (borna XT2). Osciloscopul încă funcționează în modul automat (butonul „AUTO-WAITING” este eliberat), sincronizarea este internă, intrarea este deschisă pentru a elimina distorsiunea semnalului care urmează cu o frecvență joasă). Atenuatorul de intrare al osciloscopului poate seta sensibilitatea la, de exemplu, 1 V / div, iar comutatoarele de baleiaj pot seta durata la 5 ms / div.

După punerea sub tensiune a generatorului și setarea comutatorului SA1 în poziția prezentată în diagramă, pe ecranul osciloscopului va apărea o imagine sub forma a două paralele.

linii individuale (Fig. 100, a), compuse din „trăsuri” mobile. Aceasta este o imagine nesincronizată a unui semnal de impuls.

Este suficient acum să puneți osciloscopul în modul de așteptare (apăsați butonul „AUT. - WAIT.”) și să setați sincronizarea de la semnalul pozitiv rotind butonul „SYNC”. în poziția extremă în sensul acelor de ceasornic, astfel încât imaginea de pe ecran să se „oprească” (Fig. 100, b). Dacă imaginea se zvâcnește puțin, încercați să o sincronizați mai bine cu butonul de reglare a lungimii de baleiaj.

Determinați durata perioadei de repetare a pulsului și, dacă este necesar. setați-o la 20 ms selectând rezistorul R1.

Este dificil să măsurați cu precizie perioada cu durata setată a măturarii, așa că utilizați o tehnică simplă. Cu această sincronizare, setați durata de baleiaj la 2 ms/div. Pe ecran ar trebui să apară o imagine mai întinsă a pulsului (Fig. 100, c), a cărei lungime va fi de aproximativ 3,5 diviziuni, adică durata pulsului va fi egală cu 7 ms.

Apoi, la aceeași durată de baleiaj, setați sincronizarea cu un semnal negativ rotind butonul „SYNC”. complet în sens invers acelor de ceasornic. Veți vedea o imagine a unei pauze pe ecran (Fig. 100, d), deoarece măturarea osciloscopului este acum declanșată de decăderea pulsului. Lungimea liniei este de 6,5 diviziuni, ceea ce înseamnă că durata pauzei este de 13 ms. Suma duratelor pulsului și pauzei va fi valoarea perioadei de repetare a impulsului (20 ms).

În mod similar, verificați funcționarea generatorului pe al doilea interval prin setarea contactului mobil al comutatorului în poziția inferioară conform diagramei ("2 kHz"). În acest caz, setați durata de baleiaj a osciloscopului la, de exemplu, 0,1 ms / div. Perioada de repetare a pulsului în acest interval ar trebui să fie de 0,5 ms, ceea ce corespunde unei rate de repetiție de 2000 Hz. Nu trebuie să ajustați nimic în generator, deoarece precizia frecvenței în acest interval nu joacă un rol special. În cazul unei abateri semnificative a frecvenței de la cea indicată, aceasta poate fi modificată prin selectarea condensatorului C2.

După aceea, comutați sonda de intrare a osciloscopului la terminalul XT1 și verificați funcționarea regulatorului de amplitudine a semnalului de ieșire - rezistența variabilă R3. Probabil veți observa că atunci când instalați cursorul cu rezistență variabilă în poziția superioară conform circuitului, amplitudinea maximă a impulsului va fi puțin mai mică decât la multivibrator.Acest lucru se explică prin acțiunea adeptei emițătorului, al cărui coeficient de transmisie este mai mică de unu din cauza căderii unei părți a semnalului la joncțiunea emițătorului tranzistorului.

Generatorul este gata, puteți experimenta. Să începem prin a verifica acțiunea la impuls a circuitelor simple RC: diferențiere și integrare. Mai întâi, conectați un circuit de diferențiere format dintr-un condensator și un rezistor variabil la ieșirea generatorului (fig. 101). Setați glisorul rezistenței în poziția inferioară conform diagramei și setați intervalul „50 Hz” și amplitudinea maximă a semnalului de ieșire pe generator. În acest caz, pe ecranul osciloscopului (funcționează în modul de așteptare cu sincronizare de la un semnal pozitiv, durata de baleiaj - 5ms / dep., Sensibilitate - 1 V / div.) Veți vedea o imagine a impulsurilor cu un vârf teșit (Fig. 102, a). Este ușor de observat că impulsul părea să coboare de-a lungul liniei de dezintegrare, datorită căreia dimensiunea imaginii a crescut.

Distorsiunea pulsului va crește, iar oscilația imaginii va crește pe măsură ce deplasați cursorul cu rezistență variabilă în sus pe circuit. Deja cu o rezistență a rezistenței de aproximativ 4 kOhm, oscilația va atinge practic dublarea amplitudinii pulsului

(Fig. 102, b) și cu o scădere suplimentară a rezistenței (până la 1 kOhm), doar vârfurile ascuțite vor rămâne din puls în locul frontului și vor cădea. Cu alte cuvinte, ca urmare a diferențierii de la un impuls dreptunghiular, se vor putea obține două ascuțite - pozitive (de-a lungul față) și negative (de-a lungul dezintegrarii).

În plus, diferențierea face posibilă „scurtarea” pulsului în timp - la urma urmei, durata pulsului este măsurată la nivelul de 0,5 din amplitudinea acestuia, iar la acest nivel, lățimea impulsului se schimbă fără probleme atunci când butonul de rezistență variabilă este rotit) .

Proprietățile de diferențiere ale circuitului depind de rata de repetiție a pulsului. Este suficient să rearanjați comutatorul de gamă a generatorului în poziția „2 kHz” - iar teșirea vârfului practic va dispărea. Impulsurile care urmează cu o asemenea frecvență, circuitul nostru de diferențiere trece practic fără distorsiuni. Pentru a obține același efect ca în cazul precedent, capacitatea condensatorului trebuie redusă la 0,01 μF.

Acum schimbați piesele (fig. 103) - obțineți un lanț de integrare. Puneți cursorul rezistorului variabil în poziția cea mai din stânga conform diagramei, adică scoateți rezistența rezistorului. Imaginea semnalului va rămâne practic aceeași ca la ieșirea generatorului înainte de conectarea lanțului. Adevărat, decăderea impulsurilor va deveni ușor curbată - rezultatul descărcării condensatorului, care are timp să se încarce în timpul pulsului.

Începeți să mutați ușor glisorul rezistorului spre dreapta conform schemei, adică introduceți rezistența rezistorului. Imediat, frontul pulsului și scăderea vor începe să se rotunjească (Fig. 104, c), amplitudinea semnalului va scădea. La rezistența maximă a rezistenței, semnalul observat geme ca să semene cu un dinte de ferăstrău (Fig. 104, b).

Care este esența integrării? Din momentul în care apare fața pulsului, condensatorul începe să se încarce, iar la sfârșitul pulsului se descarcă.Dacă rezistența rezistorului sau capacitatea condensatorului este mică, condensatorul are timp să se încarce până la valoarea amplitudinii semnalului și apoi numai partea frontală și o parte din partea superioară a pulsului „se prăbușește” (Fig. 104, a). În acest caz, putem spune că constanta de timp a circuitului de integrare (produsul capacității și rezistenței) este mai mică decât durata impulsului. Dacă constanta de timp este proporțională cu sau depășește durata impulsului, condensatorul nu are timp să se încarce complet în timpul pulsului, iar apoi amplitudinea semnalului de pe acesta scade (Fig. 104, b). Bineînțeles, natura integrării depinde nu numai de durata impulsurilor, ci și de frecvența repetării acestora.

Pentru a vă asigura de ceea ce s-a spus, reemiteți rezistența rezistorului, setați intervalul de pe generator la „2 kHz” și modificați, în consecință, durata de baleiaj a osciloscopului. O imagine a impulsurilor deja integrate va apărea pe ecran (Fig. 104, c). Acesta este rezultatul „interacțiunii” rezistenței adeptei emițătorului și capacității condensatorului. Introduceți cel puțin o rezistență mică cu un rezistor variabil - și veți vedea o formă de undă triunghiulară pe ecranul osciloscopului (Fig. 104, d). Amplitudinea sa este mică, așa că va trebui să creșteți sensibilitatea osciloscopului. Nu este adevărat că liniaritatea procesului de încărcare și descărcare a unui condensator este clar vizibilă?

În acest exemplu, constanta de timp a circuitului de integrare este puțin mai mare decât durata impulsului, astfel încât condensatorul are timp să se încarce doar la o tensiune foarte scăzută.

Este timpul să vorbim despre utilizarea practică a impulsurilor dreptunghiulare, de exemplu, pentru a evalua performanța unui amplificator audio. Este adevărat, această metodă este potrivită pentru un fel de analiză expresă și nu oferă o imagine cuprinzătoare a răspunsului în frecvență al amplificatorului. Dar vă permite să evaluați în mod obiectiv capacitatea amplificatorului de a transmite semnale de anumite frecvențe, rezistența la autoexcitare, precum și alegerea corectă a pieselor între conexiunile în cascadă.

Principiul verificării este simplu: primele impulsuri dreptunghiulare cu o rată de repetiție de 50 Hz sunt alimentate la intrarea amplificatorului, apoi - 2000 Hz, iar forma semnalului de ieșire este observată la sarcina echivalentă. Distorsiunile frontului: vârfurile sau pantele sunt judecate în funcție de caracteristicile amplificatorului și stabilitatea acestuia.

De exemplu, puteți investiga amplificatorul AF cu un bloc de timbru (sau alt amplificator de bandă largă). Este conectat la un generator și un osciloscop în conformitate cu Fig. 105. Comutatorul intervalelor generatorului setează poziția „50 Hz”, iar semnalul de ieșire este astfel încât la câștigul maxim al amplificatorului și aproximativ în pozițiile de mijloc ale butoanelor de control a tonului, amplitudinea semnalului la sarcina inactivă corespunde puterii nominale de ieșire, de exemplu, 1,4 V (pentru o putere de 0,2 W cu o rezistență de sarcină de 10 ohmi). Imaginea de pe ecran a unui osciloscop conectat la o sarcină falsă poate corespunde cu cea prezentată în Fig. 106, a, care va indica o capacitate insuficientă a condensatoarelor de izolare între treptele amplificatorului sau un condensator la ieșirea amplificatorului - o sarcină este conectată prin acesta.

Pentru a vă asigura, de exemplu, în ultima ipoteză, este suficient să transferați sonda de intrare a osciloscopului direct la ieșirea amplificatorului - la condensatorul de blocare. Dacă panta vârfului scade (Fig. 106, b), atunci concluzia este corectă și pentru o reproducere mai bună a frecvențelor joase, capacitatea condensatorului trebuie mărită.

În mod similar, sunt vizualizate imaginile impulsurilor înainte și după condensatoarele de cuplare dintre treptele amplificatorului și se găsește unul cu capacitate insuficientă. Dacă, în general, amplificatorul nu trece bine de frecvențele joase, pe ecranul osciloscopului pot fi observate vârfuri înguste la locul creșterii și scăderii impulsurilor, așa cum a fost cazul cu diferențierea puternică. Dar o imagine mai completă a stării amplificatorului se obține atunci când la intrarea acestuia se aplică impulsuri cu o frecvență de 2000 Hz. Se crede că creșterea și scăderea reflectă trecerea celor mai înalte frecvențe ale gamei audio, iar partea de sus - cea mai joasă.

Dacă totul este în ordine în amplificator și acesta trece uniform semnalul într-o bandă largă de frecvență, atunci impulsul de ieșire (semnalul la sarcina echivalentă) va corespunde ca formă celui de intrare (Fig. 107, a). În cazul unei „tăieri” a frontului și a unei căderi (Fig. 107, b), putem presupune că câștigul a scăzut la frecvențe mai mari. O scădere și mai mare a câștigului la aceste frecvențe va fi înregistrată de imaginea prezentată în Fig. 107, a.

De asemenea, sunt posibile multe alte opțiuni: o scădere a câștigului la frecvențe joase (Fig. 107, d), o ușoară creștere a câștigului la frecvențe inferioare (Fig. 107, e), o scădere a câștigului la frecvențe joase și medii (scădere la de sus) frecvențe (Fig. 107, f), constanta de timp a conexiunilor între trepte este mică (Fig. 107, g) - de obicei, capacitatea condensatoarelor de tranziție este mică, creșterea câștigului la mai mică (Fig. 107, h) sau mai mari (Fig. 107, i) frecvențe, o scădere a câștigului într-un interval îngust (Fig. 107. k).

Și iată două exemple de imagine a impulsului de ieșire (Fig. 107, l, m), când amplificatorul are circuite rezonante.

Veți putea observa aproape majoritatea acestor imagini atunci când schimbați pozițiile butoanelor de control al tonului pentru frecvențele inferioare și mai mari. Concomitent cu vizualizarea imaginilor, ar fi bine să înregistrați caracteristica amplitudine-frecvență a amplificatorului și să o comparați cu „citirile” impulsurilor.

Și despre încă un exemplu de utilizare a impulsurilor cu unde pătrate - pentru reglarea divizoarelor de tensiune în bandă largă. Un astfel de divizor, de exemplu, se află în osciloscopul nostru, poate fi într-un voltmetru AC sau milivoltmetru. Deoarece lățimea de bandă a semnalelor măsurate poate fi foarte largă (de la unități la milioane de herți), divizorul trebuie să treacă aceste semnale cu aceeași atenuare, altfel erorile de măsurare sunt inevitabile.

Puteți, desigur, să controlați funcționarea divizorului prin eliminarea caracteristicii sale amplitudine-frecvență, care vă va spune în ce direcție ar trebui schimbată valoarea nominală a unuia sau altuia. Dar această afacere este mult mai laborioasă în comparație cu metoda de analiză a impulsurilor dreptunghiulare.

Aruncă o privire la fig. 108, a - prezintă o diagramă a unui divizor de tensiune compensat în bandă largă. Dacă la frecvențe mai mici ar fi posibil să se facă numai cu rezistențe ale căror rezistențe determină coeficientul de transfer (sau factorul de divizare) al divizorului, atunci la frecvențe mai mari, pe lângă rezistențe, condensatori sub formă de capacitate de montare, capacitate de intrare și Capacitatea conductorilor de conectare este implicată în activitatea divizorului. Prin urmare, câștigul divizorului la aceste frecvențe se poate schimba semnificativ.

Pentru a preveni acest lucru, divizorul folosește condensatori, rezistențe de șunt și vă permite să compensați o posibilă modificare a coeficientului de transmisie la frecvențe mai mari. Mai mult, condensatorul C2 poate fi o capacitate de montaj, ajungand uneori la zeci de picofarads. Rezistorul R2 poate fi rezistența de intrare a dispozitivului (osciloscop sau voltmetru).

Divizorul va deveni compensat dacă se asigură un raport bine definit al rezistențelor și capacităților divizorului, ceea ce înseamnă că coeficientul de transfer al divizorului va fi uniform indiferent de frecvența semnalului de intrare. De exemplu, dacă se aplică un divizor cu 2, atunci trebuie îndeplinită condiția R1 * C1 = R2 * C2. Cu alte rapoarte, uniformitatea transmisiei semnalului de diferite frecvențe va fi încălcată.

Principiul verificării unui divizor compensat folosind impulsuri dreptunghiulare este similar cu principiul verificării unui amplificator - prin aplicarea unui semnal cu o frecvență de 2000 Hz la intrarea divizorului, forma acestuia este observată la ieșire. Dacă divizorul este compensat, forma (dar desigur nu amplitudinea) semnalelor va fi aceeași. În caz contrar, partea frontală și căderea vor fi „copășite” sau partea superioară va fi distorsionată - dovadă a transmiterii inegale a semnalelor de diferite frecvențe de către divizor.

Dacă, de exemplu, imaginea semnalului este cea prezentată în Fig. 108, b, înseamnă că la frecvențe mai mari coeficientul de transmisie al divizorului scade din cauza rezistenței mari la aceste frecvențe a lanțului R1C1. Este necesară creșterea capacității condensatorului C1. În cazul distorsiunii impulsurilor prezentate în Fig. 108, în, va fi necesar, dimpotrivă, să se reducă capacitatea condensatorului C1.

Încercați să compuneți independent divizoare cu diferiți factori de diviziune (de exemplu, 2, 5, 10) de la rezistențe de înaltă rezistență (100 ... 500 kOhm) și condensatoare cu capacități diferite (de la 20 la 200 pF) și obțineți o compensare completă selectând condensatoare.

În această lucrare, veți observa influența asupra rezultatelor măsurării osciloscopului în sine - la urma urmei, capacitatea sa de intrare este de zeci de picofaradi și

impedanța de intrare este de aproximativ megaohmi. Amintiți-vă că osciloscopul are un efect similar asupra tuturor circuitelor de înaltă impedanță, precum și asupra circuitelor dependente de frecvență. Și acest lucru duce uneori fie la rezultate eronate, fie chiar face imposibilă utilizarea unui osciloscop, să zicem, pentru a analiza funcționarea și măsurarea frecvenței generatoarelor de frecvență radio. Prin urmare, în astfel de cazuri, ar trebui să utilizați o sondă activă - un atașament la osciloscop, care vă permite să mențineți impedanța mare de intrare și să reduceți capacitatea de intrare de zece ori. Descrierea unui astfel de atașament va fi publicată în numărul următor al revistei. jurnal.

Acum că sunteți familiarizat cu posibilitatea unui puls dreptunghiular pentru a solicita un „diagnostic” și a controla un „tratament”, vom pune împreună încă un atașament. Acesta este un divizor de tensiune, cu ajutorul căruia osciloscopul va putea monitoriza circuite cu tensiuni de până la 600 V, de exemplu, în receptoarele de televiziune (după cum știți, osciloscopul OML-2M permite o tensiune de până la 300 V). pentru a fi aplicate la intrare).

Divizorul este format din doar două părți (Fig. 109) care alcătuiesc brațul superior al circuitului anterior. Brațul inferior este concentrat în osciloscopul însuși - aceasta este rezistența sa de intrare și capacitatea totală de intrare, inclusiv capacitatea cablului extern cu sonde.

Deoarece trebuie doar să înjumătățiți semnalul de intrare, rezistorul R1 trebuie să aibă aceeași rezistență ca și rezistența de intrare a osciloscopului, iar capacitatea condensatorului C1 ar trebui să corespundă capacității totale de intrare a osciloscopului.

Divizorul poate fi realizat ca adaptor cu o sondă XP1 la un capăt și o priză XS1 la celălalt. Rezistorul R1 trebuie să aibă o putere de cel puțin 0,5 W și un condensator cu o tensiune nominală de cel puțin 400 V.

Configurarea divizorului este mult simplificată prin utilizarea generatorului nostru de impulsuri. Semnalul său este transmis la mufa XP1 a divizorului și la sonda de masă a osciloscopului. În primul rând, intervalul „50 Hz” este setat pe generator, modul de așteptare și intrarea deschisă sunt activate pe osciloscop. Ele ating sonda de intrare a sondei osciloscopului divizorului XP1 (sau clema XT1 a generatorului). Prin selectarea sensibilității osciloscopului și a amplitudinii semnalului de ieșire al generatorului, se realizează oscilație

o imagine egală cu, să zicem, patru diviziuni.

Apoi comutați sonda de intrare a osciloscopului pe soclul XS1 al divizorului. Dimensiunea imaginii ar trebui redusă exact la jumătate. Mai precis, coeficientul de transfer al divizorului poate fi setat prin selectarea rezistenței divizorului R1.

După aceea, setați intervalul „2 kHz” pe generator și selectați condensatorul C1 (dacă este necesar) pentru a obține forma corectă a impulsului - la fel ca la intrarea divizorului.

Când utilizați un astfel de divizor pentru a verifica modurile de funcționare ale scanerelor TV conform imaginilor de semnal date în instrucțiuni și diferite articole, sensibilitatea osciloscopului este setată egală cu 50 V / div, iar verificarea se efectuează cu intrarea osciloscopului închisă. Ca și înainte, numărarea se efectuează pe o scară a unei grile de scară, dar rezultatele sunt dublate.

DESCRIERE

INVENTIA

Uniunea Sovietică

Socialist

Comitetul de Stat

URSS pentru inventii si descoperiri

A.V. Kozlov (71) Solicitant (54) DECLARATOR PULSE DREPTANGULAR

Invenția se referă la măsurare. Poate fi utilizat, în special, în sisteme de corelație extremă pentru determinarea vitezei de mișcare, în debitmetre de corelare și în dispozitive de automatizare a impulsurilor.

Cunoscut este un dispozitiv de întârziere a impulsurilor care conține un generator de impulsuri, un declanșator de control al intrării, un element și un divizor de frecvență controlat (1 j.

Dezavantajul dispozitivului este că atunci când impulsurile sunt întârziate, durata lor nu este păstrată.

Este, de asemenea, cunoscut un dispozitiv de întârziere a impulsurilor care conține un generator de impulsuri, trei elemente și, două flip-flop de control, un contor inversor, un divizor de frecvență controlat, un decodor zero f 2.

Cu toate acestea, dispozitivul are un circuit de control destul de complex datorită utilizării unui contor reversibil.

Cel mai apropiat, în esență tehnică, de dispozitivul propus este un dispozitiv de întârziere a impulsurilor dreptunghiulare care conține un generator de impulsuri, un registru de timp de întârziere, un divizor de frecvență controlabil, constând dintr-un contor binar, un circuit de resetare și scriere și două elemente AND, primul și dintre care a doua intrări sunt conectate, respectiv, cu ieșirile registrului de întârziere și prima ieșire a circuitului de resetare și setare, iar ieșirile elementelor sunt conectate la intrările S de setare ale contorului, primul și al doilea element al AND și RS-flip-flops, un contor binar și un circuit de comparație, a cărui ieșire este conectată la intrările de resetare ale RS-flip-flops, iar intrările sale sunt conectate la ieșirile de informații ale unui contor binar și un control divizor de frecvență, a cărui ieșire este conectată la intrarea de setare a celui de-al doilea

Flip-flop RS, a cărui ieșire este conectată la intrarea circuitului de resetare și scriere și este ieșirea dispozitivului, generatorul de impulsuri prin primele intrări ale elementelor ȘI este conectat la intrările de control ale unui contor binar și un divizor de frecvență controlat, respectiv, ale cărui intrări de resetare sunt conectate la a doua ieșire a circuitului de resetare și scriere, sursa semnalului de intrare este conectată la a doua intrare a celui de-al doilea element și la intrarea de setare a primului R5, -trigger, a cărui ieșire este conectată la a doua intrare a primului element și (3).

Dezavantajul dispozitivului este că nu asigură o întârziere a impulsului de intrare în cazul în care timpul dintre sfârșitul impulsului de intrare anterior și începutul impulsului următor este mai mic decât timpul de întârziere, deoarece în această condiție, dispozitivul nu a generat încă un impuls anterior întârziat și, prin urmare, nu poate primi următorul impuls de intrare... Într-adevăr, dacă formarea impulsului întârziat anterior nu este finalizată, atunci când următorul impuls ajunge la intrarea dispozitivului, acesta nu va schimba starea primului flip-flop WB, deoarece acesta din urmă se află deja în " 1", dar va deschide al doilea I. În același timp. contorul binar va primi de la generator numarul de impulsuri proportional cu durata acestui impuls de intrare. Codul contor binar va deveni proporțional cu suma duratelor celor 75 de impulsuri de intrare anterioare și următoare, astfel. durata impulsului de ieșire generat va fi egală cu durata totală, ceea ce reprezintă o încălcare a dispozitivului de întârziere. Problema întârzierii impulsurilor cu durată variabilă în condiția descrisă mai sus apare în sistemele de măsurare a vitezei de corelație extremă, în debitmetre de corelare și alte dispozitive cu impulsuri. Dispozitivele numite sunt sincronizate cu o frecvență de ceas reglabilă.

În fiecare ciclu, se formează un singur impuls dreptunghiular, a cărui durată determină parametrul măsurat în acest ciclu. Acest impuls trebuie amânat pentru un timp de un punct. În acest caz, marginea anterioară a pulsului coincide cu începutul ciclului, prin urmare, pentru a întârzia pulsul cu 45 de cicluri, este necesar și suficient să se întârzie doar marginea de fugă a pulsului, deoarece marginea sa anterioară este asociat cu începutul ciclului și este determinat de pulsul ceasului. Timp între 50 de două impulsuri dreptunghiulare. în astfel de dispozitive numite, există întotdeauna mai puțin timp de întârziere egal cu ciclul de ceas, prin urmare, sarcina este de a îmbunătăți dispozitivul considerat pentru întârzierea impulsurilor dreptunghiulare pentru a îndeplini cerința specificată °

Scopul invenției este de a extinde funcționalitatea dispozitivului-6O VA întârziere a impulsurilor dreptunghiulare.

Acest obiectiv este atins prin faptul că, într-un dispozitiv de întârziere a impulsurilor dreptunghiulare, care conține un generator de impulsuri, un divizor de frecvență controlat - tote g5, două elemente AND, două flip-flop RS, un registru de timp de întârziere, a cărui ieșire este conectată la intrarea de informații a unui divizor de frecvență controlat, ieșirea generatorului de impulsuri este conectată cu primele intrări ale elementelor și, ieșirea primului flip-flop RS este conectată la a doua intrare a primului element și, ieșirea dintre care este conectat la intrarea de control a divizorului de frecvență controlat, iar ieșirea celui de-al doilea flip-flop RS este ieșirea dispozitivului, este introdus un comutator, driverul, a cărui intrare este intrarea dispozitivului , iar ieșirea modelului este conectată la intrarea comutatorului, al treilea RS este un declanșator, a cărui ieșire este conectată la a doua intrare a celui de-al doilea element și, elementul SAU, a cărui ieșire este conectată la intrarea R a celui de-al doilea flip-flop RS, al doilea și al treilea divizor de frecvență controlat, ale căror intrări de informații sunt conectate la ieșirea registrului de întârziere, ieșirile primului și celui de-al doilea control d Membrii de frecvență sunt conectați la intrările elementului

HJIH ooT eT T eo K Intrările R ale primului și celui de-al treilea flip-flop RS, ale căror intrări S sunt conectate la ieșirile corespunzătoare ale comutatorului, ieșirea generatorului de impulsuri este conectată la intrarea de control a al treilea divizor de frecvență controlat, a cărui ieșire este conectată la intrarea de control a comutatorului și

Intrarea S a celui de-al doilea declanșator R5, ieșirea celui de-al doilea element și este conectată la intrarea de control a celui de-al doilea divizor de frecvență controlat.

Într-adevăr, introducerea de noi elemente și noi conexiuni face posibilă întârzierea impulsurilor dreptunghiulare pentru un timp egal cu perioada frecvenței de ceas reglabil, în timp ce timpul dintre două impulsuri întârziate este mai mic decât timpul de întârziere.

Pentru a elimina influența impulsului ulterior asupra formării impulsului anterior întârziat, se utilizează un comutator, două flip-flop RS, două elemente AND și două divizoare de frecvență controlate. Comutatorul din fiecare ciclu de ceas al dispozitivului se conectează în ordine fie unul, fie altul

RS-flip-flop, prin urmare, un impuls scurt corespunzător marginii de urmărire a impulsului întârziat de la ieșirea modelului ajunge la rândul său pe RS-flip-flops indicate, iar întârzierea impulsurilor este efectuată la rândul său pe primul și pe al doilea divizoare de frecvență controlate. Acest lucru înlătură influența impulsului de intrare ulterior asupra formării impulsului întârziat anterior și face posibilă întârzierea impulsului următor.

FIG. 1 prezintă o diagramă bloc a dispozitivului propus pentru întârzierea impulsurilor dreptunghiulare; pe

1003321 fig. 2 - diagrame de timp care explică funcționarea dispozitivului de întârziere.

Aparatul conține un modelator

1, comutator 2, generator de impulsuri

3, R5 - declanșatoarele 4 și 5, elementele ȘI 6 și 7, divizoare controlate 8-10 ale frecvenței - 5, registrul 11 ​​al timpului de întârziere, elementul OR 12, ieșirea RS-flip-flop 13.

Intrarea modelului 1 este intrarea dispozitivului, iar ieșirea sa este conectată la intrarea comutatorului 2, a cărui ieșire este 10 (care este conectată, respectiv, la intrările S ale declanșatorilor R5 4 și 5, ieșirea generatorului de impulsuri 3 este conectată la intrarea de control a divizorului controlat

8 frecvență și primele intrări ale elementelor 15

Și b și 7, ale căror ieșiri sunt conectate, respectiv, la intrările de control ale divizoarelor de frecvență controlate 9 și

10, ale căror ieșiri sunt conectate, respectiv, la intrările R ale basculelor R5

4 și 5 și cu intrări ale elementului SAU, a cărui ieșire este conectată la intrarea R

RS-flip-flop 13, ieșirea registrului de întârziere 11 este conectată la intrările de informații ale divizoarelor de frecvență controlate 8-10, ieșirea divizorului de frecvență controlat 8 este conectată la intrarea controlată a comutatorului 2 și la

RS-flip-flop 13 cu 5 intrări, a cărui ieșire este ieșirea dispozitivului de întârziere.

Modelul 1 este proiectat să formeze un impuls scurt, care corespunde marginii de fugă a impulsului întârziat de intrare, Ç5 ajungând la intrarea sa. Comutatorul 2 conectează, la rândul său, ieșirea modelului 1 la intrările S ale basculelor RS 4 și 5. Impulsurile de la generatorul 3, care trec prin divizorul 8, formează 40 de impulsuri de ceas, a căror perioadă este egală cu timpul de întârziere și este determinat de codul de registru 11. Impulsurile de ceas sunt furnizate la intrarea de control a comutatorului și la intrarea S 45

RS-flip-flop 13, care asigură comutarea impulsurilor de la ieșirea modelului cu o frecvență egală cu frecvența de ceas și formarea frontului de avans al impulsului întârziat à Exit-50 de RS-flip-flop 13 conform pulsului ceasului, adică de la începutul măsurii următoare. Divizoarele 9 și 10 formează un impuls întârziat de perioada de frecvență de ceas, elementul SAU 12 realizează operația de combinare a ieșirilor divizoarelor 9 și 10, prin urmare fiecare impuls întârziat.De la ieșirile divizoarelor 9 și 10 trece la R-out

RS-flip-flop 13, în timp ce la ieșirea sa se formează marginea de fugă a impulsului întârziat.

Dispozitivul funcționează după cum urmează.

Impulsurile de ceas de ieșire, formate la ieșirea divizorului-g5 divizor 8, sincronizează funcționarea nu numai a dispozitivului de întârziere, ci și a întregului dispozitiv în care este utilizat acest dispozitiv. Intrarea dispozitivului de întârziere 1 primește impulsuri dreptunghiulare, care trebuie întârziate pentru un ciclu de ceas. Marginile anterioare ale tuturor impulsurilor coincid cu începutul ciclurilor de ceas, prin urmare, impulsurile de ceas sunt alimentate la RS cu 5 intrări a declanșatorului 13, în timp ce la ieșirea acestuia se formează impulsuri întârziate, ale căror margini înainte coincid cu începutul ciclurilor de ceas. Impulsurile de la ieșirea modelului 1, care trec prin comutatorul 2, alternativ, după un ceas, sunt alimentate la intrările S ale declanșatorilor 4 și 5.

Odată cu sosirea unui astfel de impuls, pe aceste declanșatoare se formează impulsuri dreptunghiulare (alternativ în fiecare ciclu de ceas) cu ajutorul elementului Și 6 sau 7 și divizorului 9 sau 10, a căror durată este egală cu perioada de frecvență a ceasului, deoarece coeficienţii de împărţire ai divizoarelor 8-10 sunt egali şi determinati de codul de registru.11 timpi de întârziere. Marginile de fugă ale acestor impulsuri coincid cu impulsurile scurte de ieșire ale divizoarelor 9 și 10, deoarece aceste impulsuri scurte ajung la intrările R ale basculelor RS 4 și 5 și setează semnalul „0” la ieșirile lor, oprind trecerea impulsuri de la generatorul 3 alternativ în fiecare tact prin elemente

Și b sau 7 la intrările divizoarelor 9 sau

10. Impulsurile de la ieșirile divizoarelor și 10, care trec prin elementul SAU, sunt însumate și alimentate la intrarea R RQ - declanșatorul 13, care este în starea „1” în fiecare ciclu înainte de sosirea acestor impulsuri. Starea „.0”, formând marginea de fugă a impulsurilor întârziate. Astfel, la ieșirea RS-flip-flop-ului 13, se formează o secvență de impulsuri dreptunghiulare, întârziate cu un ciclu de ceas în comparație cu secvența impulsurilor de intrare.

Dispozitivul propus pentru întârzierea impulsurilor dreptunghiulare extinde funcționalitatea prototipului, oferind o întârziere a impulsurilor, cu condiția ca timpul dintre două impulsuri de intrare să fie mai mic decât timpul de întârziere necesar, care se poate modifica odată cu modificarea codului registrului de întârziere. . Poate fi folosit în contoare de corelare a vitezei, debitului și altor dispozitive similare cu impulsuri ° În acest caz, frecvența ceasului și generatorul de impulsuri sunt folosite pentru a sincroniza funcționarea întregului contor. În plus, circuitul de întârziere este mult simplificat, deoarece operațiunile de măsurare, stocare și restabilire a duratei 1003321 întârziate sunt eliminate.

Revendicare

puls de intrare ro. Reducerea costurilor atunci când se utilizează dispozitivul propus în contoarele numite depinde de precizia și discretitatea necesară a variației timpului, întârzierii, determinate de numărul de biți ai divizoarelor de frecvență controlate. În prototip, această cerință afectează numărul de biți ai contorului binar, în care durata impulsului întârziat este fixată. Acest contor!O cu un circuit de măsurare a duratei este absent în dispozitivul propus, care ar putea fi înlocuit cu două circuite prototip cu elemente suplimentare în contoarele numite. Folosind acest dispozitiv VA în loc de două circuite prototip permite reducerea numărului de microcircuite, ceea ce asigură economii de costuri. (De asemenea, eroarea gg a întârzierii pulsului este înjumătățită, deoarece numai marginea de fugă a pulsului este întârziată, iar marginea anterioară coincide cu impulsurile de ceas, astfel încât eroarea în întârzierea impulsurilor este determinată numai de eroarea din întârzierea muchiei de fugă.

Un dispozitiv pentru întârzierea impulsurilor dreptunghiulare, care conține un generator de impulsuri, un divizor de frecvență controlat, două elemente AND, două bistabile RS, un registru de timp. întârziere, a cărei ieșire este conectată la intrarea de informații a divizorului de frecvență controlat, ieșirea generatorului de impulsuri este conectată la primele intrări ale elementelor și, ieșirea primului flip-flop RS este conectată la 40 a doua intrare a primului element AND, a cărei ieșire este conectată la intrarea de control a divizorului de frecvență controlat, iar ieșirea celui de-al doilea declanșator k5 este ieșirea dispozitivului, ceea ce se datorează faptului că, pentru pentru a extinde funcționalitatea dispozitivului, în acesta este introdus un comutator, un modelator, a cărui intrare este intrarea dispozitivului, iar ieșirea modelului este conectată la intrarea comutatorului, a treia g5-flip- flop, a cărui ieșire este conectată la a doua intrare a celei de-a doua porți AND, poarta SAU, a cărei ieșire este conectată la

Intrarea A a celui de-al doilea flip-flop R5, al doilea și al treilea divizor de frecvență controlat, ale căror intrări de informații sunt conectate la ieșirea registrului de întârziere, ieșirile primului și celui de-al doilea divizor de frecvență controlat sunt conectate la intrări a elementului SAU și, respectiv, la intrările R ale primului și al treilea flip-flop k3, dintre care 5 intrări sunt conectate la ieșirile corespunzătoare ale comutatorului, ieșirea generatorului de impulsuri este conectată la control. intrarea celui de-al treilea divizor de frecvență controlat, a cărui ieșire este conectată la intrarea de control a comutatorului și intrarea 5 a celui de-al doilea flip-flop de 95, ieșirea celui de-al doilea element ȘI este conectată la intrarea de control a celui de-al doilea divizor de frecvență controlat.

Surse de informații luate în considerare în cadrul examinării

R 308499, cl. N 03 K 5/1 3, 1969.

R 396822, cl. N 03 K 5/153, 1971.

R 479234, cl. H 03 K 5/153, 1973 (prototip).

Ordin VNIIPI 1588 44 Tie deja 934 Semnat e

Filiala PPP „Patent”, Uzhgorod, Proektnaya st., 4

O estimare a parametrului de întârziere, necontrolat de decizii, poate fi obținută prin mediarea raportului de probabilitate ținând cont de PDF-ul simbolurilor de informații de obținut. Apoi sau diferenţiat prin pentru a obţine condiţiile pentru evaluarea MT.

În cazul AM binar (de bază), unde cu probabilitate egală, media asupra datelor dă rezultatul

(6.3.7)

exact la fel ca în cazul estimării de fază. Deoarece pentru mic, aproximarea pătratică

(6.3.8)

vizează rapoarte semnal-zgomot scăzute. Pentru AM pe mai multe niveluri, putem aproxima statisticile simbolului de informații ale unui PDF Gaussian cu medie zero și varianță unitară. Când facem media peste un PDF Gaussian, ajungem identic în (6.3.8). Prin urmare, estimarea poate fi obținută prin diferențierea (6.3.8). Rezultatul este o aproximare pentru estimarea MT a timpului de întârziere fără control de decizie. Derivata lui (6.3.8) conduce la rezultat

(6.3.9)

unde (6.3.5) este definit.

Implementarea buclei de urmărire pe baza calculului derivatei conform (6.3.9) este prezentată în Fig. 6.3.2.

Fig. 6.3.2. Estimarea timpului de întârziere MT pentru semnalul AM de bază, nu bazat pe decizie

O implementare alternativă a buclei de urmărire bazată pe (6.3.9) este ilustrată în Fig. 6.3.3. În ambele structuri, vedem că sumarea servește ca un filtru de buclă care conduce CAR. Este interesant de observat asemănarea buclei temporizatorului din Fig. 6.3.3 și bucle Costas pentru estimarea fazei.

Figura 6.3.3. Estimarea timpului de schimbare fără feedback de la soluția AM în banda de bază

Sincronizatoare cu ferestre lead-delay... Un alt estimator de timp de întârziere care nu este determinat de decizie utilizează proprietățile simetrice ale semnalului la ieșirea unui filtru sau corelator potrivit. Pentru a descrie această metodă, luați în considerare pulsul dreptunghiular prezentat în Fig. 6.3.4 (a). Ieșirea filtrului potrivit pentru a obține valoarea maximă în punctul, așa cum se arată în Fig. 6.3.4 (b). Astfel, ieșirea filtrului potrivit este o funcție temporală a corelației pulsului. Desigur, acest lucru este valabil pentru un anvelopă de impuls arbitrar, astfel încât abordarea pe care o descriem se aplică în general unui impuls de semnal arbitrar. În mod clar, un punct bun de eșantionat la ieșirea filtrului potrivit pentru o ieșire maximă este, de exemplu. punct la vârful funcției de corelare.

Fig. 6.3.4. Impuls de semnal dreptunghiular (a) și ieșirea filtrului potrivit (b)

În prezența zgomotului, identificarea valorii de vârf a semnalului este în general dificilă. Să presupunem că, în loc să pornăm semnalul la punctul de vârf, luăm o probă mai devreme (la un punct) și mai târziu (la un punct). Valoarea absolută a numărărilor timpurii și a numărărilor tardive va fi mai mică (în medie în prezența zgomotului) decât valoarea absolută la vârf. Deoarece funcția de autocorelare este egală în raport cu timpul optim de eșantionare, valorile absolute ale funcției de corelare în punctul și sunt egale. Având în vedere această condiție, un bun punct de plecare este punctul de mijloc dintre și. Această condiție formează baza unui sincronizator lead-window.

Figura 6.3.5 ilustrează o diagramă bloc a unui sincronizator cu întârziere. În această figură, corelatorii sunt utilizați în locul filtrelor potrivite echivalente. Doi corelatori sunt integrați pe intervalul de simbol, dar un corelator începe integrarea cu secunde mai devreme decât timpul optim estimat de eșantionare, iar al doilea integrator începe integrarea cu câteva secunde mai târziu decât timpul optim estimat de eșantionare. Semnalul de eroare este generat prin luarea diferenței dintre valorile absolute ale ieșirilor celor doi corelatori. Pentru a netezi efectul zgomotului asupra probelor de semnal, semnalul de eroare este trecut printr-un filtru trece-jos. Dacă timpul de eșantionare diferă de timpul optim de eșantionare, semnalul de eroare mediu la ieșirea filtrului trece-jos nu este egal cu zero, iar secvența de temporizare este deplasată spre partea întârziată sau în avans, în funcție de semnul erorii. . Astfel, semnalul de eroare netezit este utilizat pentru a conduce CAR, a cărui ieșire este semnalul de cronometru dorit, care este utilizat pentru porți. Ieșirea CAR este folosită și ca semnal de temporizator pentru generatorul de simboluri, care emite aceeași formă de impuls de bază ca și ieșirea filtrului transmițătorului. Această formă a impulsului este deplasată în timp către partea de plumb și decalaj, iar mostrele obținute ale semnalului așteptat sunt alimentate la doi corelatori, așa cum se arată în Fig. 6.3.5. Rețineți că, dacă impulsurile de semnal sunt dreptunghiulare, nu este nevoie de un generator de semnal în bucla de urmărire.

Figura 6.3.5. Diagrama bloc a unui sincronizator cu ferestre de întârziere în avans

Am văzut că un ceas fereastră de întârziere-avansare se bazează pe un sistem de control în buclă închisă a cărui lățime de bandă este relativ îngustă în comparație cu rata simbolului. Lățimea de bandă a buclei determină calitatea estimării timpului de întârziere. Bucla de bandă îngustă oferă o medie mai mare asupra zgomotului aditiv și îmbunătățește astfel calitatea citirilor estimate, presupunând că timpul de propagare în canal este constant și generatorul de temporizator la transmisie nu se deplasează în timp (sau se deplasează foarte lent în timp). Pe de altă parte, dacă timpul de propagare a canalului se modifică în timp și/sau temporizatorul emițătorului se deplasează, de asemenea, în timp, atunci lățimea de bandă a buclei ar trebui mărită pentru a urmări schimbările rapide de sincronizare în timp.

În trackere, cei doi corelatori interacționează eficient cu simbolurile adiacente. Totuși, dacă succesiunea simbolurilor informaționale are o medie zero, ca în cazul AM și a altor tipuri de modulație, contribuția la ieșirile corelatoarelor din impulsurile adiacente este mediată la zero în filtrul trece-jos.

În Fig. 6.3.6. În acest caz, semnalul temporizatorului de la CAR înaintează și întârzie, iar aceste semnale temporizatoare sunt folosite pentru a porți ieșirile celor două corelatoare.

Sincronizatorul de întârziere-avans în fereastră descris mai sus este un estimator de întârziere a semnalului nedeterminat, care aproximează estimatorul de probabilitate maximă. Această afirmație poate fi demonstrată prin aproximarea derivatei logaritmului funcției de probabilitate printr-o diferență finită, i.e.

(6.3.10)

Figura 6.3.6. Schema bloc a unui sincronizator cu ferestre pentru întârziere - avans - alternativă

Dacă înlocuim expresia de dinainte de la (6.3.8) în (6.3.10), obținem următoarea aproximare pentru derivată:

(6.3.11)

Dar expresiile matematice (6.3.11) descriu fundamental transformările efectuate de sincronizator cu ferestre de întârziere în avans, ilustrate în Fig. 6.3.5 și 6.3.6.

Formarea impulsurilor dreptunghiulare de o durată dată

Formarea impulsurilor pe partea frontală sau căderea semnalului de intrare se realizează printr-o singură lovitură. Diagramele unor astfel de modelatori, realizate pe LE, sunt prezentate în Fig. 5.2. Pulsuri de one-shot, colectate conform schemelor 5.2 Ași b, sunt create din cauza întârzierii de comutare proprie a LE.

Figura 5.2 - One-vibratoare cu setarea duratei pulsului după timpul de întârziere al LE

În diagrama din fig. 5.2 A impulsul de ieșire se formează în momentul apariției unei căderi de semnal pozitiv la intrarea de declanșare și se termină când după un timp n t s (n- un număr impar de invertoare conectate în serie, t s- timpul de întârziere al comutării unui LE) la a doua intrare a elementului DD1.4 apare un nivel zero logic. Impulsul de ieșire este format la un nivel logic zero (impuls negativ) și are o durată n t s... Prezentat în fig. 5.2 b un circuit flip-flop îmbunătățește forma impulsului de ieșire. Prin scăderea semnalului la intrarea de sincronizare de la 1 la 0 JK- declanșatorul este setat la unu. Zero logic de la ieșire prin elemente DD1…DDn introduce intrarea inversă a setării declanșatorului asincron la 0 și readuce declanșatorul la starea inițială. Dacă un număr impar de LE-uri este folosit pentru a crea o întârziere, atunci intrarea DD1 ar trebui să fie conectat nu la ieșire, ci la ieșire Q.

Pentru formarea impulsurilor, a căror durată depășește semnificativ timpul t s, folosiți sincronizarea RC-lanţuri şi proprietăţi de prag ale LE. Diagramele unor astfel de modelatori pe LE TTL sunt prezentate în Fig. 5.2 v, G.

Figura 5.3 - Monovibratoare cu circuite RC de sincronizare

Un vibrator, asamblat conform schemei 5.3 A, este declanșat de o scădere a semnalului la intrare de la 1 la 0. În timp ce curentul de încărcare al condensatorului CU creează pe rezistor R o cădere de tensiune care depășește tensiunea de prag a unei unități LE, se formează un impuls negativ la ieșire. În momentul ajungerii U atunci, cu durata impulsului de ieșire t si depășind durata de lansare, LE DD1.1și DD1.2 intră în zona activă a caracteristicii de transfer și circuitul este comutat la starea inițială datorită feedback-ului pozitiv. Un monostabil, realizat conform schemei 5.2, funcționează în mod similar. b, dar aici supraîncărcarea condensatorului are loc de la tensiunea zero la tensiunea de la intrare DD1.2 egală cu tensiunea de prag zero U atunci... Duratele impulsurilor de ieșire ale acestor dispozitive one-shot se găsesc ca.

La construirea modelatoarelor de durată a pulsului folosind setarea timpului RC-circuite pe LE CMOSTL conform schemelor avute in vedere, intre un punct comun Rși C iar intrarea LE ar trebui să includă un rezistor cu o rezistență de 1 ... 10 kW pentru a limita curentul prin diodele de protecție ale LE atunci când încărcarea condensatorului este restabilită la sfârșitul impulsului.

Circuitele integrate speciale single-shot au o funcționalitate largă pentru generarea de impulsuri dreptunghiulare individuale de o anumită durată. Microcircuitul K155AG1, al cărui simbol, atunci când este declanșat de o dezintegrare a pulsului, este prezentat în Fig. 5.4, ​​​​este un singur canal one-shot.

Figura 5.4 - Microcircuit K155AG1

Durata impulsului generat este setată RC-lanţ. Poate fi folosit fie un rezistor intern R ext= 2 kW, sau rezistență suspendată R, a cărui rezistență este selectată în interiorul R... Capacitatea condensatorului suspendat CU până la 10 μF, iar dacă nu există cerințe ridicate pentru stabilitatea impulsurilor de ieșire, poate ajunge la 1000 μF. La CU 10 pF durata impulsurilor de ieșire este descrisă de formula. Dacă nu există atașamente, sunt generate impulsuri t si- 30 ... 35 ns. Pentru a restabili one-shot-ul la începutul următorului impuls, perioada semnalelor de intrare trebuie să îndeplinească condiția t si 0,9 Staniu la R= 40 k W și t si 0,67 Staniu la R= 2 kW. One-shot este declanșat de scăderi de la 1 la 0 la intrări A1și A2 sau de la 0 la 1 prin intrare V... Modurile de funcționare ale IC K155AG1 sunt prezentate în tabel. 5.1. Pentru un început încrezător, abruptul marginilor la intrări A trebuie să fie de cel puțin 1 V / μs, la intrare V nu mai puțin de 1 V/s.

Tabelul 5.1

Intrări	Ieșiri	Modul
A1	A2	B
X	X	X			Stare echilibrată
X	X				Alergare

Microcircuitul K155AG3 conține două one-shot cu posibilitatea de repornire repetată în timpul formării impulsului de ieșire.

Figura 5.5 - Microcircuit K155AG3

Durata impulsului de ieșire este setată prin instalarea unui rezistor extern și a unui condensator. Capacitatea maximă a condensatorului este limitată, rezistența este luată în limite. Dacă one-shot este în modul de repornire, atunci t u este numărat de la ultimul impuls de declanșare. Pentru a implementa modul de operare fără repornire, este necesar să conectați intrarea A cu o ieșire Q fie intrarea V cu o ieșire Q, apoi semnalele de ieșire care ajung la intrări V sau Aîn timpul formării pulsului, nu va afecta durata acestuia. În toate cazurile, formarea impulsului poate fi întreruptă prin aplicarea 0 la intrare SR.

Dacă este necesar să se obțină impulsuri cu o durată stabilă de la fracțiuni de microsecunde la sute de secunde cu curenți de ieșire de până la 200 mA și nivelurile variabilelor logice corelate cu nivelurile elementelor TTL și CMOSTL, timer one-shot tip 1006 VI1 cu se folosesc elemente de sincronizare externe.

Figura 5.6 - Indicator luminos pe temporizator 1006VI1

În fig. 5.6 ia în considerare utilizarea unui temporizator ca dispozitiv de semnalizare pentru iluminarea obiectului. La iluminare scăzută, rezistența fotorezistorului R 3 este mare și dispozitivul de semnalizare funcționează în modul multivibrator, generând impulsuri dreptunghiulare cu o durată cu o pauză între ele. În caz de iluminare ridicată, la ieșirea dispozitivului de semnalizare este setată o tensiune logică zero cu o rezistență de ieșire de aproximativ 10 W. Rezistența este selectată în intervalul 1 kW ... 10 MW, ținând cont de faptul că curentul prin tranzistor VT1 nu a depășit 100 mA. Capacitatea condensatorului ar trebui să fie cu câteva ordine de mărime mai mare decât capacitatea de intrare și nu este recomandat să o setați la mai puțin de 100 pF atunci când se formează intervale de timp precise.

Rezistenţă R 2 sunt calculate pe baza prevederii la borna 4 a temporizatorului cu o tensiune mai mică de 0,4 V cu un fotorezistor puternic iluminat R 3... Pentru ca multivibratorul să genereze oscilații la iluminarea ridicată a fotorezistorului, rezistențele ar trebui schimbate. R 2și R 3.

Dispozitivul de semnalizare poate fi utilizat și cu alte tipuri de senzori care generează direct nivelurile de semnal 0 și 1.