Dependența funcțională rigidă dintre coeficienții zgomotului de impuls deschide posibilitatea construirii circuitului de decizie al dispozitivului de recepție în care prezența zgomotului de impuls nu crește sau aproape nu crește probabilitatea de recepție eronată a semnalului. În cazul idealizat, când impulsurile sunt reprezentate prin funcții delta, este posibilă suprimarea completă a zgomotului de impuls. Cu impulsuri reale de durată finită, interferența poate fi aproape complet suprimată cu condiția ca și în timpul recepționării unui element de semnal numărul de impulsuri interferente să fie suficient de mic.

Orez. 8.4. O diagramă care ilustrează posibilitatea fundamentală de compensare a zgomotului de impuls.

Lăsați intrarea dispozitivului de recepție (Fig. 8.4) să primească un semnal care ocupă o bandă de frecvență condiționată și zgomot de impuls. La început, nu vom lua în considerare efectul asupra recepției al interferenței de fluctuație inevitabil existente. Să aplicăm semnalul primit cu interferență la doi multiplicatori, care primesc tensiunile de referință și, unde este un număr întreg, astfel încât frecvența să fie în afara lățimii de bandă a semnalului. De exemplu, puteți selecta sau, așa cum s-a făcut în Fig. 8.4,. Tensiunea de ieșire a multiplicatorilor este integrată în interval, rezultând tensiuni proporționale cu și, care sunt alimentate unui circuit special care calculează valorile lui și. Aceste date fac posibilă reconstruirea pulsului de interferență dacă este suficient de precis aproximat de funcția delta. Deoarece integrarea necesită timp, pulsul reconstruit este întârziat cu acest timp în comparație cu impulsul care ajunge la intrarea dispozitivului de recepție. Dacă semnalul recepționat este trecut prin linia de întârziere pentru un timp și pulsul de interferență reconstruit este scăzut din acesta, este posibil, în principiu, să se obțină un semnal eliberat de interferența pulsată.

Circuitul de mai sus, desigur, este foarte complicat pentru implementare practică și este considerat aici doar ca dovadă a posibilității fundamentale de suprimare completă a zgomotului de impuls în cazul impulsurilor delta ideale.

Metodele practic fezabile de suprimare completă sau aproape completă a zgomotului de impuls vor fi luate în considerare mai jos. Cu toate acestea, înainte de a începe să le descriem, este util să folosim exemplul circuitului idealizat din Fig. 8.4 Înțelegeți unele dintre modelele generale care sunt comune tuturor acestor metode. Să începem prin a ține cont de deficiențele acestei scheme și de posibilitățile fundamentale de eliminare a acestora.

În primul rând, rețineți că circuitul din fig. 8.4 permite compensarea unui impuls de interferență numai dacă acesta este singurul pe durata elementului de semnal. Acest dezavantaj poate fi eliminat în mare măsură făcând circuitul mai complex. Una dintre posibilități este ca în loc să descompune semnalul perturbat într-o serie Fourier în intervalul de durată, să fie folosită descompunerea în interval, unde este un număr întreg. În acest caz, spre deosebire de diagrama din fig. 8.4, tensiunea de referință ar trebui să aibă o frecvență care să nu fie un multiplu, dar încă în afara lățimii de bandă a semnalului; integrarea trebuie facuta la timp, iar linia de intarziere trebuie calculata pentru acelasi timp. În acest caz, toate impulsurile interferente pot fi compensate dacă nu există mai mult de un impuls în fiecare dintre intervale.

O altă posibilitate de a suprima impulsurile interferente situate în mod arbitrar de-a lungul elementului de semnal este utilizarea perechilor de tensiuni de referință și la frecvențe diferite, cu frecvențe situate în afara benzii de frecvență a semnalului. Acest lucru vă permite să determinați valorile care pot fi înlocuite în ecuația (8.34) pentru a calcula necunoscutele și. Calculul, în principiu, poate fi efectuat printr-un circuit electronic, iar compensarea se realizează în același mod ca în Fig. 8.4.

Ambele opțiuni vă permit să compensați nu mai mult de un anumit număr de impulsuri interferente, pentru care este proiectat circuitul. În mod evident, este fundamental imposibil să se creeze un circuit capabil să compenseze orice număr arbitrar de mare de impulsuri, deoarece zgomotul de impuls se apropie de zgomotul alb normal.

Să revenim la diagrama din fig. 8.4, conceput pentru a compensa impulsurile de interferență unice și pentru a ține cont de influența interferenței de fluctuație inevitabil prezente. Acțiunea sa, așa cum este ușor de observat, se reflectă în faptul că nu coeficienții impulsului de interferență, ci sumele și, unde și sunt coeficienții la frecvența expansiunii Fourier a zgomotului de fluctuație pe interval, sunt trimis la schema de calcul a parametrilor şi. Ca urmare, parametrii și vor fi calculați incorect și nu va avea loc compensarea completă a impulsului de interferență. Mai mult decât atât, dacă în timpul unui anumit element de semnal un impuls de interferență nu ajunge la intrarea receptorului, pulsul de compensare va fi generat în continuare sub influența componentei corespunzătoare a interferenței de fluctuație și va fi adăugat cu semnul opus semnalului. . Deoarece coeficienții seriei Fourier de zgomot alb sunt reciproc independenți, acest lucru nu va duce la compensarea zgomotului, ci, dimpotrivă, va crește densitatea spectrală.

Astfel, putem spune că circuitul din Fig. 8.4, efectuarea compensării zgomotului de impuls, parcă, crește intensitatea zgomotului de fluctuație. Cu toate acestea, această creștere a densității spectrale a zgomotului de fluctuație este de obicei mică în comparație cu.

Pentru a reduce acest dezavantaj, se poate recurge la complicarea circuitului prin utilizarea unui număr de dispozitive pentru calcularea parametrilor și utilizarea diferitelor frecvențe. Prin mediarea valorilor obținute ale acestor parametri, este posibil să se mărească precizia formării impulsului de compensare și să se reducă creșterea intensității interferenței de fluctuație la o valoare neglijabilă. Dacă trebuie să puteți compensa impulsurile, atunci aveți nevoie de perechi de tensiuni de referință, multiplicatori și integratori și circuite, fiecare dintre acestea calculând parametrii, urmat de o medie pe toate circuitele.

Astfel, compensarea zgomotului de impuls este realizată cu atât mai eficient, cu cât banda de frecvență este mai largă pentru a analiza oscilațiile la intrarea dispozitivului receptor. Această concluzie, după cum vom vedea din exemplele următoare, este comună tuturor metodelor cunoscute de suprimare a zgomotului de impuls. Motivul pentru aceasta poate fi faptul că principala diferență dintre seria (8.23) și seria analogă pentru zgomotul de fluctuație este legătura rigidă dintre coeficienți. Folosind prezența acestei conexiuni, care, în special, se manifestă în durata scurtă a impulsului de interferență, este posibil printr-o metodă sau alta detectarea, analizarea și eliminarea zgomotului de impuls. Desigur, acest lucru este posibil de realizat cu atât mai ușor și mai complet, cu cât coeficienții seriei Fourier sunt analizați mai mult, adică cu atât banda de frecvență este mai largă luată în considerare în procesul de recepție.

Rețineți că tot ceea ce s-a spus este adevărat doar atâta timp cât nu există interferențe concentrate în banda de frecvență extinsă. În caz contrar, componentele zgomotului concentrat vor fi adăugate la coeficienții utilizați pentru calcularea parametrilor și impulsul de compensare va fi puternic distorsionat. Ca rezultat, în loc de a compensa zgomotul de impuls, va exista o creștere a probabilității de eroare sub acțiunea zgomotului concentrat aflat în afara benzii de frecvență ocupată de semnal.

Rezultă că măsurile de suprimare a zgomotului de impuls pot crește efectul zgomotului concentrat aflat în afara benzii de frecvență a semnalului. Acest dezavantaj se manifestă într-o măsură sau alta cu toate metodele de suprimare a zgomotului de impuls. De obicei, nu poate fi eliminat complet și, prin urmare, atunci când se construiește un circuit receptor, este necesar să se ia decizii de compromis în care zgomotul de impuls nu este complet suprimat, dar într-o măsură semnificativă, iar interferența concentrată afectează recepția doar puțin mai mult decât într-un circuit. construit fără a ține cont de zgomotul de impuls.

Să acordăm atenție unei alte caracteristici importante a circuitului din Fig. 8.4, care constă în utilizarea unui dispozitiv neliniar pentru calcularea parametrilor și. Acest dispozitiv trebuie să fie neliniar, ceea ce decurge din natura neliniară a ecuațiilor (8.25) sau (8.34) în raport cu parametrii specificați. Necesitatea unui dispozitiv neliniar rezultă și din faptul că coeficienții seriei Fourier ai zgomotului de impuls nu sunt corelați reciproc și, prin urmare, nu sunt legați unul de celălalt prin nicio dependență liniară.

În viața reală, impulsurile care interferează nu sunt funcții delta. De obicei, ele pot fi considerate ca rezultat al trecerii unei funcții delta printr-un lanț liniar. În cazul general, interferența non-Gauss poate fi descrisă dacă funcțiile de distribuție -dimensională sunt date pentru oricare. Cu toate acestea, menținând caracterul impulsiv al interferenței, sarcina poate fi simplificată. Să existe un anumit număr astfel încât durata impulsului de interferență practic să nu depășească, unde este durata elementului de semnal ca înainte. Dacă este suficient de mare, atunci analiza elementului semnalului de intrare poate fi înlocuită, în prima aproximare, cu analiza valorilor sale eșantionului la momente discrete la intervale. Valorile interferenței în aceste puncte pot fi considerate independente și, prin urmare, pentru a găsi funcția de probabilitate și pentru a construi regula de decizie, este suficient să cunoaștem distribuția unidimensională a probabilităților de interferență. Acest lucru se realizează într-o lucrare, al cărei conținut este pe scurt după cum urmează.

Fie densitatea de distribuție unidimensională a probabilității de interferență. Restricționându-ne uneori la valorile semnalului recepționat, unde este un număr întreg, putem reprezenta funcția de probabilitate pentru semnal sub forma

, (8.35)

Pentru simplitate, ne restrângem să luăm în considerare un sistem binar, atunci regula optimă de recepție bazată pe criteriul de maximă probabilitate este să alegem o decizie cu privire la ceea ce a fost transmis dacă

. (8.36)

Notăm și extindem fiecare termen (8.36) dintr-o serie Taylor în jur. Acest lucru este întotdeauna posibil dacă funcția este continuă, mărginită și peste tot în afară de zero, ceea ce vom presupune. Atunci regula deciziei poate fi reprezentată ca

, (8.37)

. (8.38)

Funcția poate fi obținută prin trecerea semnalului primit printr-o rețea bipolară neliniară fără inerție cu o caracteristică.

Astfel, circuitul de decizie poate fi reprezentat sub forma unui număr infinit de ramuri, fiecare dintre ele conţinând o reţea neliniară cu patru porturi (8.39) şi o pereche de filtre potrivite respectiv cu şi (Fig. 8.5).

Limitându-ne la un număr finit de ramuri în circuitul din Fig. 8.5, obținem o schemă de decizie suboptimă. În special, dacă puterea semnalului este scăzută în comparație cu puterea de interferență în banda de frecvență analizată (care este de obicei efectuată pe calea receptorului de bandă largă), se poate limita la o ramură și se poate obține o schemă suboptimă prezentată în Fig. 8.6.

Densitatea de distribuție a probabilităților de zgomot de impuls în multe cazuri este bine aproximată de funcție

, (8.40)

.

Orez. 8.6. Circuit de decizie suboptimal pentru recepția de semnale binare într-un canal cu zgomot impulsiv.

În cazul special, când, distribuția (8.40) devine normală. Acest lucru se întâmplă atunci când impulsurile trec printr-un filtru de bandă îngustă și se succed atât de des încât reacțiile pe care le provoacă sunt complet anulate. În acest caz, așa cum era de așteptat, rețeaua neliniară cu patru porturi din circuitul din Fig. 8.6 degenerează în liniară. Mai mult, în diagrama din fig. 8.5 toate celelalte rețele cu patru poli, cu excepția primei, se dovedesc a fi întrerupte, deoarece de la (8.39) la avem. Astfel, schema de decizie optimă degenerează într-una Kotelnikov.

În celălalt caz extrem, impulsuri complet neîntrerupte și caracteristicile rețelei cu patru porturi din circuitul din Fig. 8.6 va ... Când obținem un patru porturi cu o caracteristică, adică un limitator ideal.

După cum se arată în, circuitul suboptimal din Fig. 8.6 vă permite să suprimați în mod semnificativ zgomotul de impuls. Această suprimare este cu atât mai semnificativă, cu atât mai puțin. Când există o suprimare completă a zgomotului de impuls.

Comutarea surselor de alimentare în majoritatea cazurilor creează „voalul” electromagnetic principal de interferență în banda de frecvență 1 ... 100 MHz, adică în toate benzile HF și la începutul VHF. Problema este complicată de faptul că astăzi numărul de astfel de unități este calculat în zeci într-o singură locuință (calculatoare, monitoare, iluminat, diverse încărcătoare etc.) și în sute într-o singură casă - în zona apropiată a antenei HF a un post de radio amator.

În fig. 1 prezintă o diagramă simplificată a unei surse de alimentare comutatoare. Mai exact, unitatea de conversie a tensiunii este prezentată într-un mod extrem de simplificat, dar circuitele de suprimare a interferențelor, dimpotrivă, sunt complet. Și cazul general al sursei de alimentare este de la o priză cu trei fire (cu un fir de împământare electric separat).

Orez. 1. Circuitul unei surse de alimentare comutatoare

Choke-urile L1 și L2 suprimă zgomotul în modul comun care vine de la sursa de alimentare și de la dispozitivul conectat la aceasta (de exemplu, un transceiver cu o antenă) în cablul de alimentare și mai departe în linia de alimentare. Înfășurările de șoc L1 au de obicei o inductanță de aproximativ 30 mH. Acestea sunt principalele elemente de suprimare a interferențelor în rețeaua de alimentare. Prin urmare, acestea trebuie să fie de înaltă calitate și să aibă o impedanță mare în toată banda suprimată, începând de la frecvența de comutare a tranzistorului de alimentare (de la zeci la sute de kiloherți) la câțiva megaherți.

Și în cazuri critice (receptoare sensibile și antenele lor în apropiere) - până la zeci până la sute de megaherți. Un sufoc nu poate face asta. Prin urmare, în astfel de cazuri, în serie cu L1 și L2, acestea includ aceleași bobine, dar cu o inductanță de 50 ... 500 de ori mai mică decât cea indicată în Fig. 1. Aceste choke suplimentare trebuie să aibă o frecvență de rezonanță naturală ridicată pentru a suprima efectiv frecvențele înalte ale benzii dorite.

Condensatorul C1 suprimă zgomotul diferențial de joasă frecvență provenit de la sursa de alimentare către rețea. Zgomotul în modul comun de înaltă frecvență este suprimat de condensatoarele ceramice mici C2 și C3 în paralel cu C1.

Dar aceasta nu este singura funcție a C2 și C3. De asemenea, ele scurtcircuitează componenta de mod comun a impulsurilor de comutare către carcasa dispozitivului.

Să ne dăm seama mai detaliat. La scurgerea tranzistorului de putere există impulsuri dreptunghiulare cu o oscilație de aproximativ 300 V (tensiune de rețea rectificată și filtrată) cu o frecvență de câteva zeci până la sute de kiloherți. Fronturile acestor impulsuri sunt scurte (mai puțin de o microsecundă). În timpul acestor fronturi, tranzistorul cheie este în modul activ și se încălzește, așa că se încearcă ca fronturile să fie mai scurte. Dar acest lucru lărgește banda de interferență. Și totuși, în sursele de alimentare puternice, tranzistorul se încălzește. Pentru răcire, este fixat pe un radiator, care în unele cazuri este folosit ca carcasă metalică a sursei de alimentare (nu uitați de ecranare). Tranzistorul este izolat de corp cu o garnitură. Capacitatea scurgerii de pe carcasă poate ajunge la câteva zeci de picofaradi.

Și acum să vedem ce avem: un generator de tranzistori de impulsuri cu undă pătrată cu o oscilație de 300 V printr-un condensator de câteva zeci de picofaradi (cel constructiv dintre drenul tranzistorului răcit și cazul dispozitivului din Fig. 1 este prezentată cu linii întrerupte) este conectată atât la carcasele sursei de alimentare, cât și la dispozitivele de alimentare. Credem că acesta este un caz cu potențial zero, dar de fapt există un curent HF mare care curge prin capacitatea de proiectare a radiatorului. Acest lucru va duce la apariția unui curent mare în mod comun (și, prin urmare, a zgomotului) pe carcasele tuturor dispozitivelor conectate la sursa noastră de alimentare.

Pentru a preveni acest lucru, sunt instalați condensatorii C2 și C3. Fronturile impulsurilor din drenul tranzistorului, scurse prin capacitatea de proiectare a radiatorului, prin aceste condensatoare si diode punte (mai exact prin dioda care este deschisa in acest moment) sunt inchise de sursa tranzistorului. . Acest drum se dovedește a fi mai ușor pentru ei decât răspândirea în fază peste carene.

Condensatoarele C2-C4 se dovedesc a fi conectate între circuite sigure pentru oameni (ieșiri și corpul sursă) și rețeaua de alimentare de 230 V. Pentru a asigura siguranța oamenilor, tensiunea nominală a acestor condensatoare este foarte mare (câțiva kilovolți), iar designul lor este de așa natură încât, în caz de accident, se desprind și nu s-au închis. Condensatoarele instalate pe teren C2-C4 sunt disponibile ca tip separat și se numesc condensatoare Y. Condensatoarele marcate Y1 sunt proiectate pentru impulsuri de tensiune de până la 8 kV, Y2 - până la 5 kV.

Din punctul de vedere al suprimării interferenței, este de dorit să existe mai multă capacitate a condensatoarelor C2-C4. Dar trebuie avut în vedere faptul că, cu o rețea cu două fire (sau o întrerupere a firului de masă într-una cu trei fire), ieșirile și corpul sursei prin condensatorii C2-C4 sunt conectate la firul de fază de rețea. Prin urmare, capacitatea lor totală trebuie selectată astfel încât curentul cu o frecvență de 50 Hz la caz să nu depășească 0,5 mA (neplăcut, dar nu fatal). Luând în considerare tensiunea maximă posibilă în rețea, dispersie, variații de temperatură și îmbătrânire, nu se obține mai mult de 5000 pF.

Să luăm acum în considerare erorile făcute în filtrarea zgomotului din sursele de impuls.

Uneori, pentru a economisi bani, este instalat doar unul dintre cei doi condensatori C2 sau C3. Ideea, la prima vedere, pare rezonabilă: la fel, la urma urmei, sunt conectate în paralel prin capacitatea mare a condensatorului C1. Dar la frecvențe înalte, condensatoarele de mare capacitate nu sunt deloc un scurtcircuit, ci au o impedanță inductivă vizibilă. Prin urmare, astfel de economii pot duce la faptul că la zeci de megaherți (peste frecvența de rezonanță C1, care se va dovedi a fi mică, deoarece acesta este un condensator mare), suprimarea curentului de mod comun care curge către carcasă va scăderea vizibilă.

Există o lipsă a unui condensator C4 - fie producătorul decide că este posibil să nu se instaleze C4, deoarece capacitatea transformatorului său este mică, fie un consumator curios, astfel încât sursa să nu ciupească un curent de scurgere de 50 Hz prin acest condensator. Această problemă nu poate fi remediată prin circuite externe (deși o bună bobine de decuplare externă pe circuitele de ieșire reduce severitatea problemei), C4 trebuie pus la locul potrivit.

Absența C2, C3 poate fi permisă, dar numai dacă toate trei dintre următoarele condiții sunt îndeplinite simultan: rețeaua este cu două fire, carcasa sursei de alimentare nu are contact cu carcasele dispozitivelor alimentate (plastic, pt. exemplu), tranzistorul de putere nu este instalat pe carcasa radiatorului. Dacă cel puțin una dintre condiții este încălcată, C2 și C3 trebuie să fie.

Instalarea jumperilor în locul șocului principal de decuplare L1 este rară, dar încă se găsește în surse ieftine de la producători săraci. Ei salvează, aparent. Acest lucru este tratat prin instalarea unui sufoc normal. Într-un caz extrem, o astfel de sufocare poate fi realizată prin înfășurarea cablului de alimentare pe un miez mare de ferită.

Un jumper în loc de L2 se găsește, din păcate, adesea, chiar și la producători decente. Aparent, se crede că, deoarece acest șoc nu este necesar într-o rețea cu două fire (și acolo chiar nu este necesar, curentul nu are de unde să curgă), atunci se poate face fără ea într-o rețea cu trei fire. Din păcate, nu, deoarece aceasta deschide o cale directă în rețea pentru zgomotul în modul comun (și zgomotul de la rețea la șasiu). Se corectează prin instalarea L2 într-o întrerupere a firului între conectorul de rețea și placă. În cel mai rău caz, să spunem o sufocare externă a cablului de alimentare.

În concluzie, vom lua în considerare o greșeală comună care se aplică nu numai surselor de alimentare cu impuls, ci și tuturor surselor de alimentare. Adesea în stânga (conform Fig. 1) ai condensatoarelor suplimentare L1 sunt instalate, așa cum se arată în Fig. 2. Trebuie să blocheze interferențele altor persoane care trec de la rețea la sursa de alimentare. Condensatorul C1 blochează zgomotul diferențial și nu interferează cu noi. Dar condensatorii C2 și C3, care închid zgomotul de mod comun din firele de rețea la firul de masă, pot provoca conexiunea HF a carcasei dispozitivului și firele de putere (fază și zero) ale rețelei. Acest lucru se va întâmpla dacă punctul de mijloc al lui C2 și C3 este conectat la corpul dispozitivului, așa cum este arătat de linia punctată roșie din Fig. 2. Este imposibil să faci asta (deși este trist, de multe ori este conectat în acest fel). Interferența în modul comun RF de la rețea va trece prin C2 și C3 către carcasa dispozitivului. Și invers: curenții în mod comun ai unui dispozitiv (de exemplu, un transceiver cu antenă) vor curge în rețea. Conexiunea corectă a punctului de mijloc C2 și C3 ar trebui să fie numai la borna de împământare a prizei cu trei fire, dar nu și la carcasa dispozitivului, adică la ieșirea din stânga a bobinei L2, așa cum este arătat de linia verde din Fig. 2.

Orez. 2. Circuitul de alimentare

Dacă se utilizează o rețea de alimentare cu două fire, atunci verificați dacă unitatea de alimentare conține condensatori de la firele de rețea la carcasa dispozitivului. Și dacă da, eliminați-le, deoarece acesta este un drum direct pentru curenții în modul comun RF de la rețea la dispozitiv și înapoi.

Și dacă rețeaua este cu trei fire, atunci instalați un șoc L2 între corpul dispozitivului dvs. și pământul rețelei (va rupe calea pentru curenții de mod comun între ele) și mutați punctul de mijloc al condensatorilor de intrare ( C2, C3 în Fig. 2) la pământul rețelei.

Protectorul de supratensiune prezentat în fig. 2 cu condensatoare C1-C3, este un caz comun pentru alimentarea oricăror dispozitive care generează interferențe de radiofrecvență, cum ar fi transmițătoarele HF.

Data publicatiei: 16.07.2017

Opiniile cititorilor

• Piper / 16.03.2019 - 10:57
  Nu este nimic confuz.Pe micile 1 C2 si C3 exista o clapeta de acceleratie L1. Și la 2 mic, C2 și C3 sunt situate înainte de șoc L1. Adică, punctul de împământare este bun. P.S. Porecla autorului articolului este Goncharenko, nu Gocharko.
• Andrey / 15.05.2018 - 02:55
  Cumva confuz, în Fig. 1 C2, C3 merg la corpul dispozitivului, iar în Fig. 2 merg la pământ. Cum este corect?

Specialitatea 221600

Saint Petersburg

1. SCOPUL LUCRĂRII

Scopul acestei lucrări este de a studia principiul de funcționare și de a determina eficacitatea supresoarelor de interferență cu spectru larg de impuls.

2. SCURT INFORMAȚII DIN TEORIE

Principalele metode de protejare a receptorilor radio de interferența cu spectru larg de impulsuri sunt:

a) în afara recepției - utilizarea antenelor îngust direcționate, îndepărtarea antenei din zona de interferență a impulsurilor și suprimarea interferenței în locul apariției acestora;

b) circuite - diferite metode de procesare a unui amestec de semnal util - zgomot de impuls pentru a slăbi efectul de interferență.

Una dintre metodele eficiente de circuit pentru tratarea zgomotului de impuls este utilizarea unei scheme de bandă largă - limitator de amplitudine - bandă îngustă (schema SHOW). Această schemă este adesea folosită în comunicațiile radio.

În această lucrare, schema SHOU este investigată pentru două cazuri:

a) semnalul util este impulsurile video;

b) semnalul dorit este un semnal radio continuu cu modulație de amplitudine.

Diagramele structurale pentru aceste cazuri sunt prezentate în Fig. 1a și, respectiv, 1b. În primul caz, circuitul SHOU este situat după detectorul de amplitudine AM, în al doilea - pe calea frecvenței radio către AM.

Circuitul SHOW prezentat în Fig. 1a include un amplificator video de bandă largă, un clipper și un amplificator video de bandă îngustă conectate în serie. La intrarea circuitului: de la detector vine un amestec semnal-interferență (Fig. 2a), iar durata semnalului este mult mai mare decât durata zgomotului (tc >> tp), iar amplitudinea zgomotului este mult mai mare decât semnalul amplitudine (Sus >> Uc). Amplificatorul de bandă largă este conceput pentru a amplifica mixul de intrare la un nivel care să permită limitatorului să funcționeze corect. Lățimea de bandă a căii de amplificare către limitator este aleasă astfel încât să se evite o creștere semnificativă a duratei impulsului de interferență (Fig. 2b). Pragul de tăiere este puțin mai mare decât nivelul semnalului util, prin urmare, după tăiere, nivelul semnalului și al zgomotului devin aproape egale (Fig. 2c). Amplificatorul video de bandă îngustă (sau filtrul) acționează ca un integrator a cărui constantă de timp este în concordanță cu durata semnalului și este mult mai lungă decât durata zgomotului. Datorită faptului că tc >> tp, semnalul de la ieșirea filtrului are timp să crească la valoarea sa de amplitudine, dar interferența nu (Fig. 2d). Astfel, raportul semnal-zgomot la ieșirea circuitului SHOU crește brusc.

Să estimăm câștigul în raportul semnal-zgomot atunci când folosim schema SHOW. La intrarea în circuit există un semnal cu amplitudinea Uc și durata tc și zgomot cu anvelopă dreptunghiulară (Uп, tп). Rolul integratorului este jucat de RC - un circuit de ordinul întâi cu un răspuns tranzitoriu al formei

h(t)=1- exp(- tP/ tRC) (1)

unde tRC = RC este constanta de timp a filtrului.

Din teorie se știe că durata creșterii semnalului la un nivel de 0,9 Uc pentru un astfel de circuit este determinată de raportul

t n=2.3 t RC (2)

Nivelul de zgomot la ieșirea limitatorului de amplitudine Uп = Ulim, unde Ulim este pragul de limitare și, respectiv, nivelul semnalului util și al zgomotului la ieșirea circuitului

Ucafară=0,9 UcK (3)

Upufă= UcăpcăunK (4)

unde K este câștigul circuitului. Raportul semnal-zgomot pentru tensiunea la ieșirea circuitului SHOU

hafară=(Uc/ UP) out = 0,9 *UCu/(Ucăpcăun) (5)

Câștigul din utilizarea schemei este determinat de raport

(6)

sau, ținând cont de (5),

q1 =0.9* UP/(Ucăpcăun(1/)) (7)

pentru că tP<< tRC șitCu=2,3 tRC, atunci

q1 =(0.9* UP/ Ucăpcăun)*(tCu/2,3 tP) » 0.4( UP/ Ucăpcăun)*(tCu/ tP) (8)

Când circuitul SHOW este oprit (limitatorul este oprit), nivelul de zgomot la ieșire

Upufă= UPK (9)

În acest caz, raportul semnal-zgomot la ieșire

hafară=(Uc/ UP) out = 0,9 *UCu/(UP) (10)

iar castigul obtinut datorita "bandei inguste" a filtrului de iesire potrivit in banda cu semnalul util este egal cu

q2=[ hafară/ hîn] SHOWOff = 0,9 / (11)

Câștigul relativ obținut la utilizarea schemei SHOU este definit ca raport

n= q1/ q2 (12)

După înlocuirea (7) și (11) în (12) și luarea în considerare a relațiilor

n<< tRC șitCu=2,3 tRC, , noi avem

n= q1/ q2 = UP/ Ucăpcăun (13)

În circuitul SHOW (Fig. 16), treptele rezonante ale unui amplificator de frecvență intermediară (IFA) cu o bandă de trecere mult mai largă decât lățimea spectrului semnalului util sunt un amplificator de bandă largă. UPCH este situat înaintea limitatorului. Ca integrator, după limitator se folosește o etapă de amplificare IF, iar lățimea de bandă a acestei etape este potrivită cu lățimea spectrului semnalului util. Pentru a evita deteriorarea imunității la zgomot a receptorului din cauza extinderii lățimii de bandă a treptelor amplificatorului IF la limitator, circuitul SHOU este plasat cât mai aproape de intrarea receptorului.

3. DESCRIEREA UNITĂȚII DE LABORATOR

Schema bloc a configurației de laborator pentru studierea supresoarelor de zgomot este prezentată în Fig. 3. Configurația laboratorului include:

1. Generator de semnale standard (GSS);

2. Osciloscop;

3. Modelul de laborator al supresoarelor de zgomot.

Schema bloc a instalației este prezentată în Fig. 4. Circuitul conține un simulator al unui amestec de semnale și interferențe și un circuit SHOW. Oscilația modulată în amplitudine (AMK) de la GSS este alimentată la intrarea amestecului de semnal și a simulatorului de zgomot de impuls. AMK are următorii parametri:

a) amplitudine Um = 100 mV;

b) frecvența purtătoare fo == 100 kHz;

c) frecvența de modulație fm = 1 kHz. Simulatorul generează următoarele semnale:

Sam - AMK util;

Si - semnal util impuls;

Sп - zgomot de impuls dreptunghiular;

Spп - interferență de impuls radio cu o formă de plic dreptunghiulară.

SYNC - puls de sincronizare a osciloscopului. Pe panoul frontal al modelului de laborator, este posibilă activarea semnalelor simulate și a interferențelor folosind comutatoarele comutatoare „Semnal pornit” și, respectiv, „Interferență activată”. Semnalul puls dorit este amestecat cu zgomotul de impuls în sumatorul å1, iar semnalul util continuu cu interferență AM și radio-puls - în sumatorul å2. Un amestec de semnal util cu interferență este alimentat la două circuite SHOW, concepute pentru a funcționa atât la frecvență video, cât și la frecvență radio. Schemele de comutare sunt efectuate de comutatorul „Sam-Si” situat pe panoul frontal al panoului. Primul circuit conține un amplificator video de bandă largă (SHVU), un limitator bazat pe diode VD1, VD2 și un filtru de bandă îngustă (UV1) implementat de un lanț RC. Al doilea circuit conține un amplificator de bandă largă, un limitator, un filtru de bandă îngustă (UV2) și un detector AMK. UV2 este un circuit oscilator L1 CK1 CK2, a cărui lățime de bandă este potrivită

lățimea spectrului AMC. Limitatorul este pornit cu comutatorul basculant „ON PP”. Comutatorul punctului de control pentru trei poziții (1, 2, 3) permite utilizarea unui osciloscop pentru a observa semnalele la intrarea circuitului SHOU, la intrarea limitatorului și la ieșirea circuitului.

4. ORDINUL DE EFECTARE A LUCRĂRII

3.1. Familiarizați-vă cu principiul de funcționare al supresoarelor de blocaj și compoziția echipamentului utilizat.

3.2. Investigarea supresoarelor de interferență în prezența unui semnal util pulsat.

3.2.1. Pregătirea pentru muncă:

Instalați un semnal la ieșirea GSS cu următorii parametri:

a) amplitudine - 100 mV;

b) frecventa - 100 KHz;

c) adâncimea de modulare - 30%.

Porniți aspectul, setați comutatorul „Sam-Si” în poziția Si, „Interferență activată”, „Semnal activat” comută în poziția pornit, comutatorul punctului de întrerupere în poziția 1.

3.2.2. Masuri:

Se măsoară cu un osciloscop parametrii semnalului și interferenței la intrarea circuitului (amplitudinea semnalului Uc și interferența Uп; durata semnalului tс și interferența tp);

Calculați raportul semnal-zgomot al tensiunii la intrarea circuitului;

Observați semnalul la punctele de control ale circuitului cu supresorul de zgomot pornit și oprit, oprind limitatorul cu comutatorul basculant "On PP";

Măsurați raportul semnal-zgomot la ieșirea circuitului cu supresorul de zgomot pornit și oprit;

Pe baza rezultatelor măsurătorilor, determinați câștigul relativ și comparați cu cel calculat;

Desenați oscilograme la punctele de control ale circuitului cu supresorul pornit și oprit.

3.3 Investigarea supresoarelor de interferențe la primirea unui semnal continuu cu AM.

3.3.1. Pregătirea pentru muncă:

Setați comutatoarele în următoarele poziții:

a) „Sam-S și” -Sam

b) "Semnal pornit" - activat;

c) „Interferență activată” - oprită;

d) puncte de control - 3;

prin modificarea frecvenței generatorului în 100 kHz, pentru a obține semnalul maxim la ieșirea detectorului. Observație de plumb pe ecranul osciloscopului.

3.3.2 Măsurători:

Observați semnalul la punctele de control ale circuitului cu supresorul de zgomot pornit și oprit, oprind limitatorul cu comutatorul basculant "On PP",

Măsurați raportul semnal-zgomot la intrarea circuitului (punctul de testare 1);

Măsurați raportul semnal-zgomot la ieșirea circuitului (punctul de testare 3) cu supresorul pornit și oprit;

Notă, nivelurile semnalului util și interferența la intrarea și la ieșirea circuitului sunt măsurate separat (semnalul și interferența sunt pornite de comutatoarele comutatoare „semnal pornit” și „interferență activată”);

Pe baza rezultatelor măsurătorii, determinați câștigul în raport cu interferența semnalului atunci când utilizați schema SHOW și câștigul relativ.

schema bloc a supresorului de zgomot investigat;

oscilograme de semnale la punctele de control ale circuitului;

calcularea câștigului așteptat în raportul semnal / interferență la primirea semnalelor video;

date experimentale privind eficacitatea bruitorului pentru semnale video și radio.

LITERATURĂ

Protecție RFI. , si etc.; Ed. M .: Sov. radio, 1976

Shevkoplyas B.V. „Structuri de microprocesoare. Soluții de inginerie.” Moscova, editura „Radio”, 1990. capitolul 4

4.1. Suprimarea zgomotului de linie primară

Forma de undă a tensiunii alternative a unei rețele industriale de alimentare (~ "220 V, 50 Hz) pentru perioade scurte de timp poate diferi foarte mult de cea sinusoidală - sunt posibile supratensiuni sau "inserții", o scădere a amplitudinii unuia sau mai multe semi-unde etc. Motivele apariției unor astfel de distorsiuni sunt legate de obicei de o schimbare bruscă a sarcinii rețelei, de exemplu, atunci când este pornit un motor electric puternic, cuptor, mașină de sudură. Prin urmare, este necesar, dacă este posibil, pentru a izola de astfel de surse de interferență prin intermediul rețelei (Fig. 4.1).

Orez. 4.1 Variante de conectare a unui dispozitiv digital la o rețea de alimentare primară

În plus față de această măsură, poate fi necesară introducerea unui protector la supratensiune la intrarea de alimentare a dispozitivului pentru a suprima interferențele pe termen scurt. Frecvența de rezonanță a filtrului poate fi în intervalul 0,1,5-300 MHz; Filtrele de bandă largă asigură suprimarea interferențelor pe întreaga gamă specificată.

Figura 4.2 prezintă un exemplu de circuit de filtru de rețea Acest filtru are dimensiunile de 30 XZOX20 mm și este montat direct pe blocul de intrare a rețelei în dispozitiv. Filtrele ar trebui să utilizeze condensatoare și inductori de înaltă frecvență, fie nuclee fără miez, fie nuclee de înaltă frecvență.

În unele cazuri, este obligatoriu să se introducă un scut electrostatic (o conductă de apă obișnuită conectată la o carcasă a tabloului de alimentare cu împământare) pentru a așeza firele rețelei primare de alimentare în interiorul acesteia. După cum se menționează în, emițătorul de unde scurte al flotei de taxiuri, situat pe partea opusă a străzii, este capabil, cu o anumită orientare relativă, să inducă semnale cu o amplitudine de câteva sute de volți pe o bucată de sârmă. Același fir, plasat într-un ecran electrostatic, va fi protejat în mod fiabil de acest tip de interferență.

Orez. 4.2. Exemplu de circuit de filtru de rețea

Luați în considerare metode de suprimare a zgomotului din rețea direct în sursa de alimentare a dispozitivului. Dacă înfășurările primare și secundare ale transformatorului de putere sunt situate pe aceeași bobină (Fig.4.3, a), atunci datorită cuplării capacitive dintre înfășurări, zgomotul de impuls poate trece de la circuitul primar la secundar. Conform celor patru metode recomandate de suprimare a unor astfel de interferențe (în ordinea creșterii eficienței).

1. Înfășurările primare și secundare ale transformatorului de putere sunt realizate pe diferite bobine (Figura 4.3, b). Capacitatea de trecere C scade, dar eficiența scade, deoarece nu tot fluxul magnetic din regiunea de înfășurare primară intră în regiunea de înfășurare secundară din cauza împrăștierii prin spațiul înconjurător.
2. Înfășurările primare și secundare sunt realizate pe aceeași bobină, dar separate printr-un ecran de folie de cupru cu o grosime de cel puțin 0,2 mm. Scutul nu trebuie să fie o buclă scurtcircuitată. Este conectat la masa cadrului dispozitivului (Fig. 4.3, c)
3. Înfășurarea primară este complet închisă într-un ecran care nu este o tură scurtcircuitată. Ecranul este împământat (fig. 4.3, G).
4. Înfășurările primare și secundare sunt închise în ecrane individuale, între care este așezat un ecran de separare. Întregul transformator este închis într-o carcasă metalică (Fig.4.3,<Э). Экраны и корпус заземляются. Этот тип трансформатора в силу предельной защищенности от прохождения помех получил название «ультраизолятор».

Cu toate metodele de mai sus de suprimare a interferențelor, cablarea cablurilor de rețea în interiorul dispozitivului trebuie efectuată cu un fir ecranat, conectând scutul la masa cadrului. Regatul Unit nevalid
legați într-un pachet de fire de rețea și alte (alimentare, semnal etc.) „chiar și în cazul ecranării ambelor.

Se recomandă instalarea unui condensator cu o capacitate de aproximativ 0,1 μF în paralel cu înfășurarea primară a transformatorului de putere în imediata apropiere a bornelor de înfășurare și, în serie cu acesta, un rezistor limitator de curent cu o rezistență de aproximativ 100 Ohm. Acest lucru face posibilă „închiderea” energiei stocate în miezul transformatorului de putere în momentul deschiderii întrerupătorului de alimentare.

Orez. 4.3. Opțiuni pentru protejarea unui transformator de putere de transmiterea zgomotului de impuls de la rețea la circuitul secundar (și invers):
a - fără protecție; b - separarea înfăşurărilor primare şi secundare; v- așezarea ecranului între înfășurări; G - ecranarea completă a înfășurării primare; d - ecranarea completă a tuturor elementelor transformatorului

Orez. 4.4. Schema de alimentare simplificată (A) si diagrame (b, c), explicând funcționarea unui redresor cu undă întreagă.

Sursa de alimentare este cu cât sursa de zgomot de impuls în rețea este mai mare, cu atât capacitatea condensatorului C este mai mare.

Rețineți că, odată cu creșterea capacității C a filtrului (Fig. 4.4, a) a sursei de alimentare a dispozitivului nostru, probabilitatea defecțiunilor dispozitivelor învecinate crește, deoarece consumul de energie din rețea de către dispozitivul nostru capătă tot mai mult caracterul de lovituri. Într-adevăr, tensiunea la ieșirea redresorului crește și în acele intervale de timp când energia este preluată din rețea (Fig. 4.4, b). Aceste intervale din fig. 4.4 sunt umbrite.

Odată cu creșterea capacității condensatorului C, perioadele de încărcare a acestuia devin din ce în ce mai mici (Fig. 4.4, c), iar curentul preluat într-un impuls din rețea devine din ce în ce mai mare. Astfel, un dispozitiv în exterior „inofensiv” poate crea interferențe în rețea care „nu este inferioară” interferențelor de la o mașină de sudură.

4.2. Reguli de bază care asigură protecție împotriva interferenței solului

În dispozitivele realizate sub formă de blocuri complete structural, există cel puțin două tipuri de autobuze „la sol” - carcasă și circuit. În conformitate cu cerințele de siguranță, magistrala cadru este în mod necesar conectată la magistrala de împământare așezată în cameră. Busul de circuit (față de care sunt măsurate nivelurile de tensiune ale semnalului) nu trebuie conectat la magistrala cadru din interiorul blocului - trebuie scoasă o clemă separată pentru aceasta, izolată de cadru.

Orez. 4.5. Împământarea necorespunzătoare și corectă a dispozitivelor digitale. Este prezentat un autobuz la sol care se găsește de obicei în interior

În fig. 4.5 prezintă opțiuni pentru împământarea incorectă și corectă a unui grup de dispozitive, care sunt interconectate prin linii de informații. (aceste rânduri nu sunt afișate). Autobuzele de circuit „masă” sunt conectate prin fire individuale în punctul A, iar cadrul - în punctul B, cât mai aproape posibil de punctul A. Este posibil ca punctul A să nu fie conectat la magistrala de masă în camere, dar acest lucru creează inconveniente, de exemplu, atunci când lucrați cu un osciloscop, care Masa sondei este conectată la carcasă.

Cu o împământare incorectă (vezi Fig. 4.5), tensiunile de impuls generate de curenții de egalizare de-a lungul magistralei de masă vor fi efectiv aplicate la intrările elementelor trunchiului receptoare, ceea ce poate provoca declanșarea lor falsă. Trebuie remarcat faptul că alegerea celei mai bune opțiuni de împământare depinde de condițiile „locale” specifice și este adesea efectuată după o serie de experimente atente. Cu toate acestea, regula generală (vezi Figura 4.5) este întotdeauna valabilă.

4.3. Suprimarea interferențelor pe circuitele secundare de alimentare

Datorită inductanței finite a șinelor de putere și de masă, curenții de impuls fac ca tensiuni de impuls atât cu polaritate pozitivă, cât și cu polaritate negativă să fie aplicate între pinii de putere și de masă ai microcircuitelor. Dacă magistralele de alimentare și de masă sunt realizate cu conductori subțiri imprimați sau alți conductori, iar condensatorii de decuplare de înaltă frecvență sunt fie complet absenți, fie numărul lor este insuficient, atunci când mai multe microcircuite TTL sunt comutate simultan la capătul „depărtat” al plăcii de circuit imprimat , amplitudinea zgomotului de impuls în sursa de alimentare (supratensiuni care acționează între sursa de alimentare și masa microcircuitului) poate fi de 2 V sau mai mult. Prin urmare, atunci când proiectați o placă de circuit imprimat, trebuie urmate următoarele îndrumări.

1. Șinele de alimentare și de masă trebuie să aibă inductanță minimă. Pentru a face acest lucru, ele sunt realizate sub formă de structuri de zăbrele care acoperă întreaga zonă a plăcii de circuit imprimat. Este inacceptabilă conectarea microcircuitelor TTL la magistrală, care este o „ramură”, deoarece pe măsură ce se apropie de capătul său, inductanța circuitelor de alimentare se acumulează. Șinele de alimentare și de masă ar trebui, dacă este posibil, să acopere întreaga zonă liberă a plăcii de circuit imprimat. O atenție deosebită trebuie acordată proiectării matricelor de memorie dinamică acumulativă pe K565RU5, RU7 etc. Matricea ar trebui să fie un pătrat, astfel încât liniile de adresă și de control să aibă o lungime minimă. Fiecare microcircuit trebuie să fie într-o celulă individuală a structurii rețelei formată din șinele de putere și de masă (două grile independente). Magistralele de alimentare și de masă ale matricei de stocare nu ar trebui să fie încărcate cu curenți „străini” care curg de la driverele de adrese, amplificatoarele de semnal de control etc.
2. Conectarea magistralelor externe de alimentare și de masă la placă prin conector ar trebui să se facă prin mai multe contacte, distanțate uniform de-a lungul lungimii conectorului, astfel încât intrarea în structurile rețelei ale magistralelor de alimentare și de masă să se facă din mai multe puncte simultan. .
3. Interferența la sursa de alimentare trebuie suprimată aproape de locul unde apare. Prin urmare, un condensator de înaltă frecvență cu o capacitate de cel puțin 0,02 μF trebuie să fie amplasat lângă pinii de alimentare ai fiecărui microcircuit TTL. Acest lucru este valabil și în special pentru cipurile de memorie heap menționate mai sus. Pentru a filtra interferența de joasă frecvență, este necesar să folosiți condensatori electrolitici, de exemplu, cu o capacitate de 100 μF. Când se utilizează microcircuite de memorie dinamică, condensatoarele electrolitice sunt instalate, de exemplu, în colțurile matricei de stocare sau în alt loc. , dar lângă aceste microcircuite.

Prin urmare, în loc de condensatoare de înaltă frecvență, se folosesc magistrale speciale de alimentare BUS-BAR, CAP-BUS, care sunt așezate sub liniile de microcircuit sau între ele, fără a perturba tehnologia automată obișnuită de instalare a elementelor pe placă, urmată de „undă”. " lipire. Aceste magistrale sunt condensatoare distribuite cu o capacitate liniară de aproximativ 0,02 μF / cm. Cu aceeași capacitate totală ca și condensatoarele discrete, magistralele oferă o respingere semnificativ mai bună a zgomotului la densități mai mari de cablare.

Orez. 4.6. Variante de conectare a plăcilor P1-PZ la unitatea de alimentare

În fig. 4.6 se dau recomandări pentru conectarea dispozitivelor realizate pe plăci cu circuite imprimate P1 — PZ la ieșirea sursei de alimentare. Un dispozitiv de curent mare realizat pe placa PZ creează mai mult zgomot pe magistralele de alimentare și de masă, așa că ar trebui să fie adus fizic mai aproape de sursa de alimentare și, chiar mai bine, ar trebui alimentat folosind magistralele individuale.

4.4. Reguli de lucru cu linii de comunicare agreate

În fig. 4.7 prezintă forma de undă a semnalelor transmise prin cablu, în funcție de raportul dintre rezistența rezistenței de sarcină R și impedanța caracteristică a cablului p. Semnalele sunt transmise fără distorsiuni când R = p. Este cunoscută impedanța caracteristică a unui anumit tip de cablu coaxial (de exemplu, 50, 75, 100 ohmi). Impedanța caracteristică a cablurilor plate și a perechilor răsucite este de obicei apropiată de 110-130 ohmi; valoarea sa exactă poate fi obținută experimental prin selectarea unui rezistor K, atunci când este conectat, distorsiunile sunt minime (vezi Fig. 4.7). Când efectuați un experiment, nu utilizați rezistențe variabile ale firului, deoarece acestea au o inductanță mare și pot distorsiona forma de undă.

Linie de comunicație de tip „open collector” (Fig. 4.8). Pentru transmiterea fiecărui semnal trunchi cu un timp de creștere de aproximativ 10 ns la distanțe care depășesc 30 cm, se utilizează o pereche răsucită separată sau o pereche de conductori este separată într-un cablu plat. În starea pasivă, toate emițătoarele sunt oprite. Când orice transmițător sau grup de transmițătoare este declanșat, tensiunea de linie scade de la mai mult de 3 V la aproximativ 0,4 V.

Cu o lungime a liniei de 15 m și cu potrivirea sa corectă, durata proceselor tranzitorii în ea nu depășește 75 ns. Linia implementează funcția de editare SAU în raport cu semnalele reprezentate de niveluri joase de tensiune.

Orez. 4.7. Transmiterea semnalului prin cablu. О - generator de impulsuri de tensiune

Linie de comunicație de tip „emițător deschis” (Fig. 4.9 "). Acest exemplu arată un exemplu de linie care utilizează un cablu plat. Firele de semnal alternează cu firele de pământ. În mod ideal, fiecare fir de semnal este mărginit pe ambele părți de propriile fire de pământ, dar de obicei acest lucru nu este deosebit de necesar. În Fig. 4.9, fiecare fir de semnal este adiacent cu pământul „propriu” și „străin”, ceea ce este de obicei destul de acceptabil. Un cablu plat și un set de perechi răsucite sunt în esență același lucru, și totuși, acesta din urmă este de preferat în condițiile unui nivel crescut de interferență externă. O linie de emițător deschisă oferă o funcție SAU cu fir pentru semnalele reprezentate de niveluri înalte de tensiune. Caracteristicile de sincronizare sunt aproximativ aceleași cu cele ale unei linii „colector deschis”.

Linie de comunicație de tip „pereche diferențială” (Fig. 4.10). Linia este folosită pentru transmisia unidirecțională a semnalului și se caracterizează printr-o imunitate sporită la zgomot, deoarece receptorul reacționează la diferența de semnale, iar interferențele induse din exterior acționează asupra ambelor fire aproximativ în același mod. Lungimea liniei este practic limitată de rezistența ohmică a firelor și poate ajunge la câteva sute de metri.

Orez, 4,8. Linie de comunicare a colectorului deschis

Orez. 4.9. Linie de comunicație de tip „emițător deschis”.

Orez. 4.10. Linie de comunicare pereche diferențială

Toate liniile discutate ar trebui să utilizeze receptoare cu impedanță de intrare mare, capacitate de intrare scăzută și, de preferință, cu o caracteristică de transfer de histerezis pentru a crește imunitatea la zgomot.

Implementarea fizică a autostrăzii (Fig. 4. II), Fiecare dispozitiv conectat la portbagaj conține doi conectori. Un circuit similar cu cel prezentat în Fig. 4.11, a fost luat în considerare mai devreme (vezi Fig. 3.3), prin urmare, ne vom opri doar asupra regulilor care trebuie respectate la proiectarea unităților de potrivire (SB).

Transmiterea semnalelor trunchiului prin conectori. Cele mai bune opțiuni pentru cablarea conectorilor sunt prezentate în Fig. .4.12. În aceste cazuri, partea frontală a pulsului care rulează de-a lungul liniei aproape că nu „simte” conectorul, deoarece neomogenitatea introdusă în linia de cablu este nesemnificativă. Acest lucru necesită totuși luarea a 50% din contactele utilizate în subteran.

Dacă această condiție este imposibilă din anumite motive, atunci este posibil, în detrimentul imunității la zgomot, să se accepte a doua opțiune, mai economică, dar numărul de contacte pentru cablarea conectorilor, prezentată în Fig. 4.13. Această opțiune este adesea folosită în practică. Împământările perechi răsucite (sau împământarea cablurilor plate) sunt colectate pe benzi metalice cu cea mai mare secțiune transversală posibilă, de exemplu 5 mm2.

Cablajul acestor terenuri se realizează uniform pe lungimea benzii, deoarece firele de semnal corespunzătoare sunt conectate. Ambele benzi sunt conectate printr-un conector folosind o serie de jumperi de lungime minimă și secțiune transversală maximă, iar jumperii sunt distanțați uniform de-a lungul lungimii benzilor. Fiecare jumper de împământare trebuie să corespundă cu cel mult patru linii de semnal, dar numărul total de jumperi nu trebuie să fie mai mic de trei (unul în centru și două la margini).

Orez. 4.13. Opțiune acceptabilă pentru transmiterea semnalului prin conector. H- = 5 mm2 — secțiunea transversală a barei, 5 ^ 0,5 mm2 — secțiunea transversală a firului de împământare

Orez. 4.14. Opțiuni pentru efectuarea ramurilor din trunchi

Executarea ramurilor de pe autostrada.În fig. 4.14 prezintă opțiuni pentru executarea incorectă și corectă a unei ramuri din trunchi. Calea unei linii este trasată, firul de împământare este afișat condiționat. Prima opțiune (o greșeală tipică a inginerilor de circuite începători!) Se caracterizează prin împărțirea energiei valurilor în două părți,

Orez. 4.15. Opțiuni pentru conectarea receptoarelor la portbagaj
care vine de la linia A. O parte merge la sarcina liniei B, cealaltă se duce la sarcina liniei C. După încărcarea liniei C, unda „plină” începe să se propagă de-a lungul liniei B, încercând să ajungă din urmă cu val cu jumătate din energia care a plecat mai devreme. Frontul de semnal are astfel o formă în trepte.

Odată cu executarea corectă a ramificației, segmentele liniilor A, C și B se dovedesc a fi conectate în serie, prin urmare unda practic nu este divizată și fronturile de semnal nu sunt distorsionate. Emițătoarele și receptoarele amplasate pe placă trebuie să fie cât mai aproape de marginea acesteia pentru a reduce neomogenitatea introdusă în punctul în care se îmbină segmentele de linie B și C.

Transceiverele cu una sau două căi pot fi utilizate pentru a decupla fasciculele receptorului de coloana vertebrală (vezi Fig. 3.18. 3.19). Când ramificați o linie în mai multe direcții, trebuie alocat un transmițător separat pentru fiecare (Fig. 4.15, v).

Pentru transmisia pe linie, este mai bine să folosiți impulsuri trapezoidale decât dreptunghiulare. Semnalele cu margini superficiale, după cum sa menționat, se propagă de-a lungul liniei cu mai puțină distorsiune. În principiu, în absența interferențelor externe pentru orice linie arbitrar lungă și chiar inconsistentă, puteți alege o rată de creștere atât de lentă a semnalului, încât semnalele transmise și recepționate să difere cu o cantitate arbitrar de mică.

Pentru a obține impulsuri trapezoidale, emițătorul este realizat sub forma unui amplificator diferențial cu o buclă de feedback integratoare. La intrarea receptorului principal, realizat tot sub forma unui amplificator diferential, este instalat un circuit integrator pentru a filtra interferenta de inalta frecventa.

Când se transmit semnale în interiorul plăcii, când numărul de receptoare este mare, se folosește adesea „terminarea în serie”. Constă în faptul că în serie cu ieșirea emițătorului, în imediata apropiere a acestei ieșiri, este pornit un rezistor cu o rezistență de 20-50 Ohm. Acest lucru vă permite să amortizați procesele oscilatorii de pe fronturile de semnal. Această tehnică este adesea folosită la transmiterea semnalelor de control (KA5, SAZ, \ UE) de la amplificatoare la LSI-uri de memorie dinamică.

4.5. Despre proprietățile de protecție ale cablurilor

În fig. 4.16, a prezintă cea mai simplă schemă de transmitere a semnalelor printr-un cablu coaxial, care în unele cazuri poate fi considerată destul de satisfăcătoare. Principalul său dezavantaj este că, în prezența curenților de egalizare pulsați între împământarea cadrului (egalizarea potențialului este funcția principală a sistemului de împământare a cadrului), o parte din acești curenți 1 pot trece prin împletitura cablului și pot provoca o cădere de tensiune (în principal datorită inductanța împletiturii), care acționează în cele din urmă asupra sarcinii K.

Mai mult, în acest sens, diagrama prezentată în Fig. 4.16, a, se dovedește a fi de preferat, iar odată cu creșterea numărului de puncte de contact ale mantalei cablului cu masa cadrului, sunt îmbunătățite posibilitățile ca sarcinile induse să se scurgă din împletitură. Utilizarea unui cablu cu o împletitură suplimentară (Fig. 4.16, c) permite protecție atât împotriva capturilor capacitive, cât și împotriva curenților de egalizare, care în acest caz curg prin împletitura exterioară și practic nu afectează circuitul de semnal.

Conectarea unui cablu cu împletitură suplimentară conform diagramei prezentate în Fig. 4.16, d, vă permite să îmbunătățiți proprietățile de frecvență ale liniei prin reducerea capacității sale liniare. În mod ideal, potențialul oricărei secțiuni elementare a miezului central coincide cu potențialul cilindrului elementar al împletiturii interioare care înconjoară această secțiune.

Liniile de acest tip sunt folosite în rețelele locale de calculatoare pentru a crește viteza de transfer de informații. Mantaua exterioară a cablului face parte din circuitul de semnal și, prin urmare, în ceea ce privește imunitatea la interferențe externe, acest circuit este echivalent cu circuitul prezentat în Fig. 4.16.6.

Orez. 4.16. Utilizarea cablului

Nici împletitura de cupru sau aluminiu a unui cablu coaxial simplu nu îl protejează de efectele câmpurilor magnetice de joasă frecvență. Aceste câmpuri induc EMF atât pe secțiunea de împletitură, cât și pe secțiunea corespunzătoare a miezului central.

Deși aceste CEM au același nume în semn, ele nu se compensează reciproc ca mărime datorită geometriei diferite a conductorilor corespunzători - miezul central și împletitura. EMF diferențial este aplicat în cele din urmă la sarcina K. Pânză suplimentară (Fig. 4. 16, c, d) de asemenea, nu poate împiedica pătrunderea unui câmp magnetic de joasă frecvență în regiunea sa interioară

Protecția împotriva câmpurilor magnetice de joasă frecvență este asigurată de un cablu care conține o pereche de fire răsucite, închise într-o împletitură (Fig. 4.16, e).În acest caz, EMF indus de un câmp magnetic extern pe firele care alcătuiesc perechea răsucită se compensează complet reciproc atât în ​​semn cât și în valoare absolută.

Acest lucru este cu atât mai adevărat, cu cât pasul de răsucire a firelor este mai mic în comparație cu zona de acțiune a câmpului și cu atât mai atent (simetric) este efectuată răsucirea. Dezavantajul unei astfel de linii este „plafonul” de frecvență relativ joasă - aproximativ 15 MHz - din cauza pierderilor mari de energie ale semnalului util la frecvențe mai mari.

Diagrama prezentată în fig. 4.16, e, oferă cea mai bună protecție împotriva tuturor tipurilor de interferență (captură capacitivă, curenți de egalizare, câmpuri magnetice de joasă frecvență, câmpuri electromagnetice de înaltă frecvență).

Se recomandă conectarea împletiturii interioare la pământul de „inginerizare radio” sau „adevărat” (literalmente împământat), iar împletitura exterioară la pământul „sistem” (circuit sau cadru). În absența unei legături „adevărate”, puteți utiliza schema de conectare prezentată în fig. 4. 16, f.

Impletitura exterioara se conecteaza la masa sistemului la ambele capete, in timp ce impletitura interioara se conecteaza doar la partea sursa. În cazurile în care nu este nevoie de protecție împotriva câmpurilor magnetice de joasă frecvență și este posibil să se transmită informații fără a utiliza semnale de parafază, unul dintre firele de pereche răsucite poate servi ca fir de semnal, iar celălalt ca scut. În aceste cazuri, circuitele prezentate în Fig. 4.16, c, f, pot fi considerate cabluri coaxiale cu trei ecrane - un fir de împământare torsadat, un cablu împletit interior și exterior.

4.6. Utilizarea optocuplelor pentru a suprima interferențele

Dacă dispozitivele sistemului sunt separate de o distanță considerabilă, de exemplu, de 500 m, atunci este dificil să se bazeze pe faptul că terenurile lor au întotdeauna același potențial. După cum sa menționat, curenții de egalizare de-a lungul conductorilor de pământ creează zgomot de impuls pe acești conductori datorită inductanței lor. Această interferență se aplică în cele din urmă intrărilor receptorilor și poate provoca alarme false.

Utilizarea liniilor de perechi diferențiale (vezi § 4.4) poate suprima doar zgomotul de mod comun și, prin urmare, nu dă întotdeauna rezultate pozitive. În fig. 4.17 prezintă diagramele optocuplelor dintre două dispozitive aflate la distanță unul de celălalt.

Orez. 4.17. Scheme de izolare optocuplor între dispozitive aflate la distanță unul de celălalt:
a - cu un receptor activ, b- cu transmițător activ

Un circuit cu un „receptor activ” (Fig. 4.17, a) conține un optocupler VI de transmisie și un optocupler de recepție V2. Când semnale pulsate sunt aplicate la intrarea X, LED-ul optocuplerului VI emite periodic lumină, ca urmare, tranzistorul de ieșire al acestui optocupler se saturează periodic și rezistența dintre punctele a și b scade de la câteva sute de kilo-ohmi la câteva zeci. de ohmi.

Când tranzistorul de ieșire al optocuplerului de transmisie este pornit, curentul de la polul pozitiv al sursei U2 trece prin LED-ul optocuplerului V2, linie (punctele a și b) și revine la polul negativ al acestei surse. Sursa U2 este izolată de sursa U3.

Dacă tranzistorul de ieșire al optocuplerului de transmisie este oprit, nu curge nici un curent prin circuitul sursă U2. Semnalul X "la ieșirea optocuplerului V2 este aproape de zero dacă LED-ul său este aprins și aproape de +4 V dacă acest LED este stins. Astfel, când X == 0, LED-urile optocuplelor de transmisie și recepție sunt aprinse. și, prin urmare, X" == 0. Când X == 1, ambele LED-uri sunt stinse și X "== 1.

Izolarea optocuplerului poate crește semnificativ imunitatea la zgomot a canalului de comunicație și poate asigura transmiterea informațiilor pe distanțe de ordinul sutelor de metri. Diodele conectate la optocuptoarele de transmisie și recepție sunt folosite pentru a le proteja de supratensiuni inverse. Circuitul de rezistență conectat la sursa U2 servește la setarea curentului în linie și la limitarea curentului prin LED-ul optocuplatorului receptor.

Curentul din linie conform interfeței IRPS poate fi selectat egal cu 20 sau 40 mA. La alegerea valorilor rezistenței trebuie luată în considerare rezistența ohmică a liniei de comunicație. Schemă cu un „transmițător activ” (Fig. 4.17, b) diferă de precedentul prin faptul că sursa de alimentare a liniei U2 este situată pe partea laterală a transmițătorului. Acest lucru nu oferă niciun avantaj - ambele circuite sunt în esență aceleași și sunt așa-numitele „bucle de curent”.

Recomandările date în acest capitol pot părea prea dure pentru un designer de circuite începător. Lupta împotriva interferențelor îi apare ca o „bătălie cu moara de vânt”, iar lipsa de experiență în proiectarea dispozitivelor de complexitate crescută creează iluzia că este posibil să se creeze un dispozitiv funcțional fără a urma vreuna dintre recomandările date.

Într-adevăr, uneori acest lucru este posibil. Există chiar și cazuri cunoscute de producție în serie a unor astfel de dispozitive. Cu toate acestea, în recenziile informale ale muncii lor, puteți auzi multe expresii non-tehnice interesante, cum ar fi efect de vizită si altele, mai simple si mai inteligibile.

Suprimator de zgomot de impuls pentru Р399А.

În ultimele luni, când s-a aprins iluminatul stradal, mi-a devenit aproape imposibil să lucrez la aer din cauza prezenței unor interferențe puternice de la lămpile DRL. Dispozitivul meu nu este importat, ci un transceiver P399A care este folosit ca unitate de bază pentru VHF ("Hyacinth" este folosit ca oscilator de referință în sintetizatoarele de HF standuri pentru set-top box-uri). După ce am plecat în vacanță, am decis să rezolv cumva problema care a apărut și, în decurs de o săptămână, a fost proiectat „Supresorul de zgomot de impuls (PIP)” propus.

Schema schematică a dispozitivului este prezentată în Fig. 1. PIP-ul este format din două unități: un detector de vârf și o unitate de suprimare a impulsurilor. Dispozitivul este pornit între al doilea mixer și amplificatorul IF (cale de 215 kHz).

Circuitul detectorului de vârf cu unele modificări a fost împrumutat din revista „Ham Radio, 2, 1973, W2EGH”, în special s-au adăugat lanțuri D1, R6, S1 și D2, R7, S2, iar ansamblul supresorului a fost realizat conform circuit al unui atenuator controlat R16, C18, Q4, a cărui introducere, printre altele, a îmbunătățit ușor intervalul dinamic al receptorului AGC. Utilizarea liniilor de întârziere LC obișnuite pentru aceste dispozitive nu a oferit avantajul revelat. Probabil din cauza benzii lor înguste din cauza IF scăzută și ca o consecință a „întinderii” pulsului de interferență. Utilizarea unui amplificator de bandă largă pe tranzistorul KT610A la intrarea detectorului de vârf se datorează necesității de a obține un semnal nedistorsionat la ieșire cu o amplitudine de până la 20 V și, în consecință, un efect minim asupra duratei și formei. a pulsului de zgomot inițial. Utilizarea unui AGC suplimentar în amplificator a înrăutățit doar funcționarea acestuia, dar introducerea lanțului D2, R7 blochează automat funcționarea PIP-ului în prezența unui semnal util puternic (testat până la +60 dB pe un semnal real de la aerul la amplificarea totală a lui R1). S1 - „Suprimarea profundă” vă permite să eliminați chiar și interferențele mici numai la niveluri foarte scăzute ale semnalului util (testat la recepționarea stațiilor EME în modul JT65B), cu o putere a semnalului de la S2 sau mai mult, plicul detectat este suprapus pe semnal. Calitatea decodării în modul FSK441 nu a fost încă testată cu adevărat.

Schema PIP este încă în curs de finalizare, dar, cu toate acestea, poate oferi deja un serviciu bun pentru munca reală în aer pentru cei care au nevoie de el. Orice revizuire și publicare care îmbunătățește parametrii dispozitivului este de asemenea binevenită.