Controler pentru corecția puterii active. Curent de pornire scăzut: corectori de factor de putere STM

Astăzi, există două abordări pentru a construi surse de alimentare care oferă o tensiune sau un curent de ieșire stabil la ieșire - surse de alimentare cu stabilizare parametrică și a impulsurilor.

În sursele liniare, parametrul de ieșire este stabilizat de un element neliniar. Puls - lucrați pe principiul controlului energiei într-un inductor folosind unul sau mai multe comutatoare.

Avantajul primei este un nivel scăzut de zgomot de înaltă frecvență, care este important pentru echipamentele analogice. În spatele surselor de impuls - puteri mai mari și un raport putere/dimensiune mai bun. În plus, sunt mai eficiente. Problemele de complexitate sau simplitate a circuitelor sunt foarte controversate, deoarece industria modernă oferă o gamă largă de soluții, inclusiv soluții cu un singur cip, pentru orice aplicație.

Dar pentru rețea, sursele de alimentare liniare și comutatoare sunt o sarcină neliniară - forma curentului consumat va diferi de cea sinusoidală, ceea ce va duce la apariția unor armonici suplimentare și, prin urmare, la apariția unei componente de putere reactivă. , încălzire suplimentară și pierderi în liniile electrice. În plus, alți consumatori de energie trebuie să ia măsuri suplimentare pentru a proteja împotriva perturbărilor rețelei - în special în cazul unităților de comutare de mare putere care funcționează sub sarcină. Limitările privind zgomotul de rețea permis de la un dispozitiv care funcționează sunt reglementate de standardele internaționale și naționale relevante. Nu există nicio îndoială că standardele rusești în acest domeniu vor deveni mai dure și mai apropiate de standardele mondiale. Drept urmare, acele companii care stăpânesc tehnicile de reducere a interferențelor din rețea vor câștiga un avantaj semnificativ față de concurență.

Pentru a reduce influența consumatorului curent asupra rețelei, se folosesc corectori activi sau pasivi. Corectorii pasivi sunt sufocaturi care sunt cel mai adesea utilizate în dispozitivele cu putere redusă și nu sunt critice pentru dimensiunile generale. În alte cazuri, este recomandabil să folosiți corectori activi de înaltă frecvență, adesea numiți corectori ai factorului de putere (PFC sau PFC). Principalele sarcini ale KKM includ:

• Facerea curentului consumat de la rețea sinusoidal (reducerea distorsiunii armonice);
• Limitarea puterii de ieșire;
• Protectie la scurtcircuit;
• Protecție împotriva subtensiunii sau supratensiunii.

De fapt, PFC poate fi privit ca un fel de etapă tampon (circuit) care reduce influența reciprocă a rețelei și a sursei de alimentare.

O structură tipică a unui corector de putere este prezentată în Figura 1.

Orez. unu.

KKM poate fi implementat nu numai pe elemente discrete, ci și folosind microcircuite specializate - controlere PFC (PFC-correctori). Principalii producători de controlere de corectare a factorului de putere includ:

• STMicroelectronics- L4981, L656x;

• Texas Instruments- UCx854, UC28xx;

• International Rectifier - IR115x;

• ON Semiconductor- MC3x262, MC33368, NCP165x, NCP160x;

• Fairchild Semiconductor- FAN48xx, FAN69x, FAN7527;

• Linear Technology Corporation- LTC1248.

Controlere KKM STMicroelectronics

STMicroelectronics oferă mai multe serii de controlere PFC productive capabile să ofere diferite moduri de operare ale dispozitivului. Opțiunile suplimentare simplifică construcția surselor de alimentare în comutație, ținând cont de standardele de eficiență energetică și de cerințele pentru nivelul de distorsiune introdus în rețeaua de alimentare.

Tabelul 1. Controlere pentru corectarea factorului de putere STMicroelectronics

Chip	Cadru	Ore de lucru	Voltaj sursa de alimentare, V	Curent de consum, mA activ/pornire (putere redusă)	Notă
L4981	PDIP 20; SO-20	CCM	19,5	12/0,3	Pornire soft; protecție la supratensiune, supracurent
L6561	DIP-8; SO-8	TM	11…18	4/0,05	Protectie de supravoltaj
L6562A	DIP-8; SO-8	TM, Timp fix de oprire	10,5…22,5	3,5/0,03	Protectie de supravoltaj
L6562AT	SO-8	TM, Timp fix de oprire	10,5…22,5	3,5/0,03	Protectie de supravoltaj
L6563H	SO-16	TM, amplificare de urmărire	10,3…22,5	5/0,09
L6563S	SO-14	TM, amplificare de urmărire	10,3…22,5	5/0,09	Pornire de înaltă tensiune; supratensiune, întrerupere de feedback, protecție la saturație a inductorului
L6564	SSOP 10	TM, amplificare de urmărire	10,3…22,5	5/0,09	Pornire de înaltă tensiune; supratensiune, întrerupere de feedback, protecție la saturație a inductorului

Microcircuit controler corector de putere L4981 vă permite să construiți surse de alimentare foarte eficiente cu consum de curent sinusoidal. Factorul de putere poate fi de până la 0,99 cu armonici scăzute. Microcircuitul în sine este implementat folosind tehnologia BCD 60II și funcționează pe principiul controlului curentului mediu (CCM), menținând un consum de curent sinusoidal.

L4981 poate fi utilizat în sisteme cu tensiuni de alimentare de la 85 la 265 V fără un driver de comutator extern. Seria „A” pentru controlerul PWM folosește o frecvență fixă; seria „B” utilizează suplimentar modularea în frecvență pentru a optimiza filtrul de intrare.

Microcircuitul include, de asemenea: o sursă de tensiune de referință de precizie, un amplificator de nepotrivire, un circuit pentru blocarea funcționării în cazul unei căderi critice de tensiune, un senzor de curent, un circuit de pornire ușoară și protecție la supratensiune și supracurent. Nivel de declanșare la supracurent pt L4981A setați folosind un rezistor extern; pentru a îmbunătăți acuratețea în serie L4981B se folosește un divizor de tensiune extern.

Caracteristici cheie:

• Boost-PWM cu factor de putere de până la 0,99;
• Distorsiunea curentului nu mai mult de 5%;
• Intrare universală;
• Etapă de ieșire puternică (bipolar și MOSFET);
• Protecție la subtensiune cu histerezis și prag de pornire programabil;
• Sursă de tensiune de referință încorporată cu o precizie de 2% (accesabilă din exterior);
• Curent de pornire scăzut (~ 0,3 mA);
• Sistem de pornire soft.

Serie L6561 este o versiune îmbunătățită a controlerului PFC L6560(pe deplin compatibil cu acesta). Inovații majore:

• Un multiplicator analogic avansat care permite dispozitivului să funcționeze într-un interval larg de tensiune de intrare (85 până la 265 V) cu performanțe excelente de distorsiune armonică (THD);
• Curentul de pornire redus la câțiva miliamperi (~ 4mA);
• S-a adăugat un pin pentru permis de lucru pentru a garanta un consum redus de energie în standby ( așteptare).

Capacitățile cheie încorporate în tehnologia mixtă BCD:

• Curent de pornire ultra-scăzut (~ 50μA);
• 1% referință de tensiune încorporată;
• Protectie programabila la supratensiune;
• Senzor de curent fără filtru trece-jos extern;
• Curent de repaus redus.

Etapa de ieșire este capabilă să conducă comutatoare MOS sau IGBT cu curent de control de până la 400 mA. Microcircuitul funcționează într-un mod tranzitoriu de funcționare a corectoarelor factorului de putere - Transition Mode (TM) - un mod intermediar între continuu (CCM) și intermitent (DCM). L6561 este optimizat pentru alimentarea cu balast a lămpilor cu descărcare, adaptoare de rețea, surse de alimentare în comutație.

Controler KKM L6562A / L6562AT funcționează, de asemenea, în modul tranzitoriu (TM) și este compatibil pin cu predecesorii L6561 și L6562. Multiplicatorul său de liniaritate ridicată are un circuit special pentru a reduce nepotrivirea AC de intrare, permițându-i să funcționeze pe o gamă largă de tensiuni de intrare cu distorsiuni armonice scăzute la o varietate de sarcini. Tensiunea de ieșire este controlată de un amplificator operațional cu o referință de tensiune de înaltă precizie (precizie de până la 1%).

L6562A / L6562AT în modul inactiv are un consum de aproximativ 60 μA și un curent de funcționare de doar 5 mA. Intrarea de control pornire/oprire facilitează crearea de dispozitive finale care îndeplinesc cerințele Blue Angel, EnergyStar, Energy2000 și o serie de altele.

Un sistem eficient de protecție la supratensiune pe două niveluri funcționează chiar și în cazul unei suprasarcini la momentul pornirii corectorului sau în cazul unei ruperi de sarcină în timpul funcționării.

Etapa de ieșire este capabilă să furnizeze până la 600 mA de curent de ieșire și 800 mA de curent de intrare, ceea ce este suficient pentru a conduce MOSFET-uri de mare putere sau comutatoare IGBT. În plus față de capabilitățile de mai sus, L6562A poate funcționa într-un mod proprietar de timp fix fix ( Timp fix de oprire) - Figura 2.

Orez. 2.

Seria de controlere KKM L6563, L6563S, L6563H, L6564 sunt construite conform schemei unui corector tipic al factorului de putere care funcționează în modul TM cu o serie de caracteristici suplimentare.

L6563, L6563S au un mod de funcționare Tracking boost, o intrare de anticipare a tensiunii bidirecționale, o intrare de activare a funcționării, o sursă de tensiune de referință de precizie (precizie la 25 ° C în 1 ... 1,5%). În plus, integrate în microcircuit: circuite de protecție la supratensiune cu un prag reglabil, ruperea buclei de feedback (oprirea microcircuitului), saturarea inductorului (oprirea microcircuitului); detector programabil de cădere critică de tensiune AC. Consum maxim de curent L6563x nu este mai mare de 6 mA în modul activ, curentul de pornire este mai mic de 100 μA.

Microcircuit controler corector
factor de putere L6562A

Aplicațiile controlerului PFC includ:

• Surse de alimentare în comutație care îndeplinesc cerințele standardelor IEC61000-3-2 (televizoare, monitoare, computere, console de jocuri);
• Convertoare/încărcătoare AC/DC cu putere de până la 400 W;
• Balast electronic;
• Stratul de intrare al serverelor și al serverelor web.

Caracteristicile cheie ale L6562A sunt:

• Soluție de multiplicare proprie;
• Niveluri configurabile de protecție la supratensiune;
• Curent de pornire ultra-scăzut - 30mkA;
• Curent de repaus scăzut - 2,5 mA;
• Etapă de ieșire puternică pentru controlul întrerupătoarelor de alimentare - -600.800mA.

Microcircuitele sunt disponibile în pachete compacte DIP-8 și SO-8 cu opt pini. Schema bloc a L6562A este prezentată în Figura 3.

Orez. 3.

Intrarea inversă a amplificatorului de eroare separă funcțiile de ieșire care permit funcționarea microcircuitului. Când tensiunea de pe acesta este sub 0,2 V, oprește microcircuitul, reducându-și astfel consumul de energie, iar când pragul de 0,45 V este depășit, microcircuitul intră în modul activ. Scopul principal al acestei funcții este de a controla controlerul KKM, de exemplu, acesta poate fi controlat de următorul controler PWM al convertorului de tensiune. O caracteristică suplimentară oferită de funcția de oprire este oprirea automată în cazul unui scurtcircuit de tensiune la masă în rezistența de impedanță joasă a divizorului de ieșire sau a unui circuit întrerupt în divizor.

Semnalul de ieșire al amplificatorului de eroare este alimentat la intrarea sa inversă prin circuite de reacție compensatoare. De fapt, performanța acestor circuite determină stabilitatea tensiunii de ieșire, factor de putere mare și armonici scăzute.

După redresor, tensiunea de alimentare principală intră în intrarea multiplicatorului printr-un divizor de tensiune și servește ca sursă a unui semnal sinusoidal de referință pentru bucla de curent.

Tensiunea de la rezistența de măsurare din circuitul comutatorului de alimentare este alimentată la intrarea comparatorului PWM, unde este comparată cu un semnal sinusoidal de referință pentru a determina momentul deschiderii comutatorului. Pentru a reduce efectul zgomotului de impuls, este implementată o întârziere hardware de 200 ns de la marginea anterioară a impulsului. Pe partea negativă a impulsului de demagnetizare a inductorului, comutatorul de alimentare este închis.

Un exemplu de circuit de comutare L6562A este o sursă de tensiune de creștere de 400 V (Figura 4).

Orez. 4.

Un al doilea exemplu este utilizarea L6562A ca parte a sursei de alimentare pentru corpurile de iluminat cu LED (Figura 5).

Orez. 5.

L6562A are un circuit dedicat care reduce efectul tranzitorilor de tensiune în jurul tensiunii de intrare CA zero atunci când diodele din puntea redresorului sunt încă închise și curentul prin punte este zero. Pentru a combate acest efect, circuitul încorporat obligă controlerul KKM să pompeze mai multă energie în momentul în care tensiunea rețelei trece de zero (timpul în care comutatorul de alimentare este în starea deschisă crește). Ca urmare, perioada de timp în care consumul de putere (curent) al circuitului este insuficientă, iar condensatorul de filtrare situat după punte este complet descărcat. O valoare scăzută a tensiunii de referință permite utilizarea unui rezistor cu rezistență mai mică pentru a măsura curentul în circuitul comutatorului de alimentare, respectiv, puterea disipată pe acesta este redusă (mai puțină putere disipată ® mai puțină încălzire ® cerințe mai mici pentru sistemul de răcire și ventilație) . Curenții de intrare scăzuti ai protecției dinamice la supratensiune permit utilizarea unei rezistențe superioare de înaltă impedanță în divizorul de tensiune de feedback fără creșterea influenței zgomotului. Ca urmare, consumul de curent al circuitului în modul standby este redus (important în legătură cu cerințele standardelor de economisire a energiei). Tabelul 2 prezintă principalii parametri ai controlerului L6562A PFC.

Masa 2. Principalii parametri de performanță ai L6562A

Parametru	Sens
Praguri de pornire/oprire, V	12,5/10
Răspândirea valorilor pragului de oprire (max), V	± 0,5
Curent de microcircuit înainte de pornire (max), μA	60
Multiplicator de câștig	0,38
Valoarea tensiunii de referință, V	1,08
Timp de răspuns la o modificare a curentului, ns	175
Curentul de comutare dinamic al circuitului OVP, μA	27
Praguri detectorului zero, oprit / acționare / menținere, V	1,4/0,7/0
Praguri de pornire/oprire microcircuit, V	0,45/0,2
Căderea de tensiune pe driverul intern al cheii, V	2,2
Întârziere în raport cu frontul de impuls în senzorul de curent, ns	200

Toate acestea fac din L6562A o soluție excelentă la costuri reduse pentru UPS-uri de până la 350 W, conformă cu cerințele standardelor EN61000-3-2.

Aplicațiile și metodele de calcul a ansamblurilor tipice pentru scheme bazate pe L6562A / AT sunt date în ghidurile de aplicare; o listă a documentelor principale este prezentată mai jos.

AN3159: STEVAL-ILH005V2: balast electronic HID 150 W - unitate electronică de balast încorporată cu putere de până la 150 W.

AN2761: Soluție pentru proiectarea unui preregulator PFC în mod de tranziție cu L6562A - exemple de construire a unui controler preliminar cu un PFC într-un mod tranzitiv bazat pe L6562A.

AN2782: Soluție pentru proiectarea unui preregulator PFC controlat cu timp de oprire fix de 400 W cu L6562A - Un exemplu de dezvoltare a unui pre-regulator PFC de 400 de wați bazat pe L6552A într-un mod de oprire cu timp fix.

AN2928: Convertor Buck modificat pentru aplicații LED - Convertor dolar modificat pentru iluminare cu LED.

AN3256: driver LED ieftin pentru o lampă A19 - Driver LED cu preț redus pentru lămpi A19.

AN2983: Driver LED invers invers de curent constant folosind L6562A - Driver LED cu curent constant pe L6562A.

AN2835: balast pentru lampă HID de 70 W bazat pe L6569, L6385E și L6562A - Circuit electronic de balast pentru lămpi cu descărcare.

AN2755: Preregulator PFC de 400 W controlat prin FOT cu L6562A - Preregulator de 400 de wați bazat pe L6562A în modul cu timp fix de oprire.

AN2838: Placă demonstrativă a convertorului flyback cu gamă largă de 35 W cu factor de putere mare utilizând L6562A - Placă demonstrativă pentru un convertor cu gamă largă de factor de putere mare de 35 W bazat pe L6562A.

AN3111: driver LED offline cu o singură treaptă de 18 W - Driver LED autonom cu un singur nivel de 18 wați.

AN2711: 120 VAC intrare-triac driver LED reglabil bazat pe L6562A - Driver LED reglabil cu tiristor pe L6562A cu o putere de 120 wați.

Plăcile demonstrative oferite de STMicroelectronics vă permit să înțelegeți rapid diferitele moduri de funcționare ale microcircuitelor, precum și să vedeți cum se vor comporta dispozitivele în diferite condiții de funcționare. În plus, instrumentele de depanare servesc ca prototipuri de dispozitiv. La momentul scrierii acestui articol, următorul set de instrumente de depanare este oferit pentru a vă familiariza cu L6562A - Tabelul 3.

Tabelul 3. Instrumente de depanare pentru L6562A

A plati	Aspect	Descriere
STEVAL-ILL027V2		Driver LED autonom de 18 wați
EVL6562A-TM-80W		Placă de evaluare a corectorului factorului de putere de 80 W care funcționează în modul TM
STEVAL-ILL013V1		PFC de sine stătător dimmabil și driver LED cu reglaj de putere bazat pe L6562A
EVL6562A-LED		L6562A Placă demonstrativă pentru driver LED cu curent constant
STEVAL-ILL016V2		Driver LED cu tiristor autonom pe L6562AD și TSM1052
STEVAL-ILL019V1		Driver LED autonom de 35 W pentru sursa de lumină LED Quad HB RGGB
STEVAL-ILL034V1		Driver LED pentru lămpi A19 bazat pe L6562A (vizează piața americană)
EVL6562A-400W L6562A		Regulator de pretensiune cu PFC în regim de timp fix

Controlere KKM seria STMicroelectronics L6563S / H

În plus față de caracteristicile și capabilitățile standard, controlerele pentru factor de putere din seria L6563S / H (Figura 6) au o serie de opțiuni pentru a îmbunătăți performanța dispozitivelor finale.

Orez. 6.

Printre caracteristicile distinctive:

• Abilitatea de a lucra în modul de creștere a urmăririi;
• 1 / V 2 -corecție;
• Protecție împotriva supratensiunii, feedback în buclă deschisă, saturație a inductorului.

Multiplicatorul de liniaritate ridicată cu corecție în trepte a curentului principal permite microcircuitelor să funcționeze pe o gamă largă de tensiune de intrare AC cu un nivel minim de distorsiune armonică, chiar și la sarcini mari.

Tensiunea de ieșire este controlată de un amplificator de eroare și o sursă de tensiune de precizie (1% la 25 ° C). Stabilitatea buclei de feedback este monitorizată prin cuplarea tensiunii directe (corecție 1 / V 2), care în acest microcircuit utilizează o tehnică unică de proprietate care permite îmbunătățirea semnificativă a tranzitorilor de linie în timpul căderilor sau creșterilor de tensiune de rețea (așa-numita bidirecțională). comunicare - „bidirecțională”).

Controlerul L6563H PFC are aceeași funcționalitate ca și L6563 / L6563S cu adăugarea unei surse de declanșare de înaltă tensiune. Această caracteristică este solicitată în aplicațiile cu cerințe stricte de economisire a energiei, precum și în cazurile în care controlerul POS funcționează în modul master.

În plus, L6563H are capacitatea de a funcționa în modul de urmărire amplificată ( operațiune de creștere a urmăririi) - tensiunea de ieșire se modifică ca răspuns la modificările tensiunii de rețea.

L6563H poate fi utilizat cu surse de alimentare de până la 400W în conformitate cu standardele EN61000-3-2, JEITA-MITI.

Microcircuitul L6564 este o versiune mai compactă a lui L6563S din pachetul SSOP-10 - are același driver, referință de tensiune și sistem de control. Nu există protecție împotriva saturației inductorului în seria L6563A.

Ca și L6562A, controlerele L6263x PFC pot funcționa într-un mod fix de oprire ( Timp fix de oprire). În plus, ieșirile de stare ale controlerului vă permit să controlați controlerul PWM al convertorului DC / DC, care este alimentat de pre-regulatorul controlerului KKM în situații de urgență (ruptură de feedback, saturație inductor, suprasarcină). Pe de altă parte, este posibil să opriți controlerul PFC dacă convertorul DC / DC funcționează la sarcină mică. Spre deosebire de seria L6562x, există intrări separate de control pentru controler pentru control flexibil.

AN3142: Soluție pentru proiectarea unui preregulator PFC controlat cu timp de oprire fix de 400 W cu L6563S și L6563H - Controler PFC de 400 de wați pe L6563S și L6563H în modul de oprire fixă.

AN3027: Cum se proiectează un pre-regulator PFC în mod tranziție cu L6563S și L6563H - Dezvoltarea controlerului TM KKM folosind L6563S și L6563H.

AN3203: EVL250W-ATX80PL: placă demonstrativă ATX SMPS de 250W - Placă demonstrativă ATX 250W PSU.

AN3180: Un preregulator PFC de curent de intrare fără ondulații de 200 W cu L6563S 1 - Corectorul factorului de putere de pe L6563L nu are zgomot de curent de intrare.

AN2994: Preregulator PFC controlat prin FOT de 400 W cu L6563S - Controler PFC de 400 de wați pe L6563S în modul cu timp fix de oprire.

AN3119: Preregulator PFC în mod tranziție de 250 W cu noul L6563S - Controler PFC de 250 de wați pe L6563S în modul de tranziție.

AN2941: SMPS 19 V - 75 W compatibil cu cele mai recente criterii ENERGY STARR folosind L6563S și L6566A - Sursă de alimentare comutată 19V 75W, cea mai recentă conformitate Energy Starr.

AN3065: preregulator PFC în mod tranziție de 100 W cu L6563S - Controler PFC de 100 wați pe L6563S în modul de tranziție.

Plăcile demonstrative pentru L6563S / L6564 sunt prezentate în Tabelul 4.

Tabelul 4. Instrumente de depanare pentru L6563S / L6564

Nume	Aspect	Descriere
EVL250W-ATX80PL		Placă de alimentare ATX de 250 W
EVL6563S-250W		Preregulator PFC de 250 W bazat pe L6563S în modul TM
EVL6563S-100W		Preregulator PFC de 100 de wați bazat pe L6563S în modul TM
EVL6563S-200ZRC		Corector de factor de putere pe L6563S fără zgomot de curent de intrare (200W)
EVL185W-LEDTV		Sursă de alimentare de 185 W pentru televizoare LED cu corecție factor de putere, mod standby bazat pe L6564, L6599A și VIPER27L

În plus, la cererea dezvoltatorului, pot fi furnizate produse software pentru a automatiza dezvoltarea și calcularea circuitelor pe L6563S, L6564 în modurile TM și cu timp fix.

Ghid de selecție a componentelor
pentru controlerul PFC

Pentru funcționarea corectă a microcircuitelor controlerelor KKM, funcționarea stabilă a dispozitivului și conformitatea acestuia cu cerințele standardelor, este necesar să selectați un mod de funcționare adecvat.

De regulă, pentru puteri mai mici de 200 W, controlerele L6562A / 3S / 3H / 4 PFC sunt pornite în modul TM. Pentru dispozitivele care funcționează cu puteri mai mari de 200 W se utilizează microcircuitul L4981 (modul său de funcționare este CCM). Seria L6562A / 3S / 3H / 4 poate fi folosită și în modurile Fixed-Off-Time sau Reeple-Steering.

Comutatorul MOSFET de putere și dioda redresoare pentru secțiunea de alimentare a corectorului sau sursei de alimentare pot fi selectate cu ușurință din produsele STMicroelectronics.

Pentru dispozitivele cu putere redusă (până la 100 W), sunt potrivite comutatoarele de alimentare din familia SuperMesh3, de exemplu, seria STx10N62K3. Pentru putere medie (100… 1000 W) - familia MDMesh2 din seria STx25NM50M. Și pentru surse puternice care funcționează cu puteri de peste 1 kW - familia MDMesh5 din seria STP42N65M5.

Concluzie

În ciuda gamei relativ reduse de controlere KKM oferite în ceea ce privește numărul de serii, produsele STMicroelectronics, datorită unui număr de soluții de circuit de succes și a unei varietăți de moduri de operare posibile, acoperă aproape întreaga gamă de aplicații ale convertoarelor de energie comutată - up / surse de alimentare în jos, drivere de lămpi cu LED, corectoare de factor de putere.

În plus, informații și suport tehnic pentru dezvoltator sunt furnizate pentru întreaga gamă de aplicații - de la recomandări de utilizare și programe pentru calcularea blocurilor și nodurilor până la plăci de depanare și demonstrație.

Obtinere informatii tehnice, comanda mostre, livrare - e-mail:

Despre ST Microelectronics

Buna din nou!..
Din păcate, articolul meu a fost întârziat, tk. a existat un proiect urgent de muncă și a apărut și dificultăți interesante la implementarea unui corector de factor de putere ( mai departe KKM). Și au fost cauzate de următoarele - în producția noastră folosim un microcircuit „personalizat” pentru a controla KKM, care pentru sarcinile noastre este produs de o Austria prietenoasă mai ales în 1941 și, în consecință, nu îl găsim la vânzare. Prin urmare, a apărut sarcina de a reface acest modul pentru baza elementară disponibilă și alegerea mea a căzut pe microcircuitul controlerului PWM - L6561.
De ce anume ea? Accesibilitate banală, sau mai degrabă găsit-o în „Chip & Dip”, am citit fișa tehnică - mi-a plăcut. Am comandat 50 de bucăți deodată, pentru că mai ieftin și în proiectele mele de amatori am deja câteva sarcini pentru ea.

Acum despre principalul lucru: în acest articol, vă voi spune cum mi-am amintit aproape de la zero despre designul convertoarelor cu un singur ciclu ( s-ar părea, ce legătură au ei cu asta?), de ce a ucis o duzină de chei și cum să o evite pentru tine. Această parte va spune teoria și ce se întâmplă dacă o neglijezi. Implementarea practică va fi lansată în următoarea parte, așa cum am promis, împreună cu încărcător de cand ele sunt în esență un singur modul și trebuie testate împreună.
Privind în viitor, voi spune că pentru următoarea parte am pregătit deja câteva zeci de fotografii și videoclipuri, unde memoria mea nu este pentru mult timp „Recalificat” mai intai in aparatul de sudura si apoi in sursa de alimentare pt "Capră"... Cei care lucrează în producție vor înțelege ce fel de animal este și cât consumă pentru a ne ține de cald)))

Și acum la berbecii noștri...

De ce avem nevoie de acest KKM?

Lucrul principal necazuri Un redresor „clasic” cu condensatori de stocare (acesta este lucrul care convertește 220V AC în + 308V DC), care funcționează pe un curent sinusoidal, este că tocmai acest condensator este încărcat (preia energie din rețea) doar în momentele în care tensiunea i se aplică mai mult decât el însuși.

Nu citiți în limbajul uman, cei slabi de inimă și cu grade științifice

După cum știm, curentul electric refuză complet să treacă dacă nu există o diferență de potențial. Direcția fluxului de curent va depinde și de semnul acestei diferențe! Dacă v-ați speriat și ați decis să încercați să vă încărcați mobilul cu o tensiune de 2V, unde bateria Li-ion este proiectată pentru 3,7V, atunci nu va ieși nimic. pentru că curentul va fi dat de sursa care are cel mai mare potential, iar cea cu potential mai mic va primi energie.
Totul este ca în viață! Tu cântărești 60 kg, iar tipul de pe stradă care a venit să ceară să sune 120 kg - e clar că va împărți păsăricile, iar tu le vei primi. Deci și aici - o baterie cu 60 kg 2V nu va putea furniza curent bateriei de la 120 kg 3.7V. Cu un condensator la fel, dacă are + 310V și îi aplicați + 200V, atunci va refuza să primească curent și nu va fi încărcat.

De asemenea, merită remarcat faptul că, pe baza „regulii” descrise mai sus, timpul alocat condensatorului pentru încărcare va fi foarte mic. Curentul nostru se schimbă după o lege sinusoidală, adică tensiunea necesară va fi doar la vârfurile sinusoidei! Dar condensatorul trebuie să funcționeze, așa că devine nervos și încearcă să se încarce. El cunoaște legile fizicii, spre deosebire de unii, și „înțelege” că timpul este scurt și, prin urmare, începe chiar în aceste momente, când tensiunea este la vârf, să consume doar un curent uriaș. La urma urmei, ar trebui să fie suficient să operați dispozitivul până la următorul vârf.

Câteva despre aceste „vârfuri”:

Figura 1 - Vârfurile în care este încărcat condensatorul

După cum putem vedea, o parte din perioada în care EMF ia o valoare suficientă pentru încărcare (figurativ 280-310V) reprezintă aproximativ 10% din perioada totală în rețeaua de curent alternativ. Se pare că, în loc să luăm în mod constant energie din rețea fără probleme, o scoatem numai în episoade mici, prin urmare „supraîncărcăm” rețeaua. Cu o putere de 1 kW și o sarcină inductivă, curentul în momentul unor astfel de „vârfuri” poate atinge în liniște valori la 60-80A.

Prin urmare, sarcina noastră se rezumă la a asigura o extragere uniformă a energiei din rețea, pentru a nu supraîncărca rețeaua! KKM este cel care ne va permite să implementăm această sarcină în practică.

Cine este acest KKM al tău?

Corector de putere- Acesta este un convertor de tensiune de creștere obișnuit, cel mai adesea este cu un singur capăt. pentru că folosim modulația PWM, apoi în momentul cheii deschise tensiunea pe condensator este constantă. Dacă stabilizăm tensiunea de ieșire, atunci curentul preluat din rețea este proporțional cu tensiunea de intrare, adică se modifică fără probleme în conformitate cu o lege sinusoidală, fără vârfurile și supratensiunile de consum descrise anterior.

Circuitul KKM-ului nostru

Apoi am decis să nu-mi schimb principiile și, de asemenea, m-am bazat pe fișa de date a controlerului pe care l-am selectat - L6561... Inginerii companiei STMicroelectronics au făcut deja totul pentru mine și, mai precis, a dezvoltat deja circuitul ideal pentru produsul său.
Da, pot să număr totul de la zero și să petrec o zi sau două cu această afacere, adică toate weekendurile mele deja rare, dar întrebarea este de ce? Pentru a-mi dovedi că pot, această etapă, din fericire, a trecut de mult)) Aici îmi amintesc o anecdotă cu barbă despre zona bilelor roșii, se spune că un matematician aplică o formulă, iar un inginer scoate o masă cu o zonă de bile roșii ... Așa este și în acest caz.

Vă sfătuiesc să acordați imediat atenție faptului că circuitul din fișa de date este proiectat pentru 120 W, ceea ce înseamnă că ar trebui să se adaptează la cei 3 kW ai noștri și stresuri de muncă exorbitante.

Acum o mică documentație pentru cea descrisă mai sus:
Fișă tehnică pentru L6561

Dacă ne uităm la pagina 6, vom vedea mai multe diagrame, ne interesează o diagramă cu semnătură Rețea cu gamă largă ce înseamnă Basurmansky „Pentru funcționarea într-o gamă largă de tensiuni de alimentare” ... Acest „mod” l-am avut în vedere când am vorbit despre tensiunile exorbitante. Dispozitivul este considerat universal, adică poate funcționa din orice rețea standard (de exemplu, în stări de 110V) cu un interval de tensiune de 85 - 265V.

Această soluție ne permite să oferim UPS-ului nostru o funcție de stabilizare a tensiunii! Pentru mulți, o astfel de gamă va părea excesivă și atunci pot efectua acest modul, ținând cont de tensiunea de alimentare de 220V + - 15%. Acest lucru este considerat o normă, iar 90% dintre dispozitivele din categoria de preț de până la 40 de mii de ruble sunt în general lipsite de KKM, iar 10% îl folosesc numai cu calculul abaterilor de cel mult 15%. Acest lucru vă permite, fără îndoială, să reduceți oarecum costul și dimensiunile, dar dacă nu ați uitat încă, atunci facem un dispozitiv care este obligat să concureze cu ARS!

Prin urmare, pentru mine, am decis să aleg cea mai corectă opțiune și să fac un rezervor care nu poate fi ucis, care poate fi scos chiar și în țară, unde există un aparat de sudură de 100 V sau o pompă în puț din rețea:


Figura 2 - Soluție schematică standard propusă de ST

Adaptarea circuitelor standard pentru sarcinile noastre

a) Când mă uit la această diagramă din LH, primul lucru care îmi vine în minte este este necesar să adăugați un filtru de mod comun!Și asta este corect, din moment ce la putere mare, vor „înnebuni” electronicele. Pentru curenți de 15 A și mai mult, va avea un aspect mai complicat decât mulți sunt obișnuiți să vadă în aceleași surse de alimentare pentru computer, unde sunt doar 500-600 de wați. Prin urmare, această revizuire va fi un articol separat.

B) Vedem condensatorul C1, puteți lua o formulă complicată și puteți calcula capacitatea necesară și îi sfătuiesc pe cei care doresc să se aprofundeze în acest lucru, amintindu-și într-un singur curs de ingineria electrică a anului 2 de la orice politehnică. Dar nu voi face asta, pentru că conform propriilor mele observații din calculele vechi, îmi amintesc că până la 10 kW această capacitate crește aproape liniar în raport cu creșterea puterii. Adică, ținând cont de 1 μF la 100 W, obținem că pentru 3000 W avem nevoie de 30 μF. Acest container este ușor de recrutat din 7 condensatoare cu film de 4,7 μF și 400V fiecare. Chiar și puțin cu o marjă, pentru că capacitatea unui condensator este foarte dependentă de tensiunea aplicată.

C) Avem nevoie de un tranzistor de putere serios, pentru că curentul consumat din rețea se va calcula după cum urmează:


Figura 3 - Calculul curentului nominal pentru PFC

Avem 41,83A... Acum admitem sincer că nu vom putea menține temperatura cristalului tranzistorului în regiunea de 20-25 ° C. Mai degrabă, putem învinge, dar va fi scump pentru o astfel de putere. După 750 kW, costul răcirii cu freon sau oxigen lichid este erodat, dar până acum acest lucru este departe de asta))) Prin urmare, trebuie să găsim un tranzistor care poate furniza 45-50A la o temperatură de 55-60 ° C.

Având în vedere că există inductanță în circuit, aș prefera IGBT tranzistor, pentru cei mai tenace. Curentul de limitare trebuie selectat pentru căutare mai întâi aproximativ 100A, deoarece acesta este un curent la 25 ° C, cu o creștere a temperaturii, curentul comutat limitator al tranzistorului scade.

Câteva despre Cree FET

Am primit literalmente pe 9 ianuarie un colet din State de la prietenul meu cu o grămadă de tranzistori diferiți pentru un test, acest miracol se numește - CREE FET... Nu voi spune că aceasta este o nouă mega-tehnologie, de fapt, tranzistoarele pe bază de carbură de siliciu au fost fabricate în anii 80, și-au adus în minte de ce abia acum. Ca om de știință inițial în materie de materiale și compozitor în general, sunt scrupuloasă în această industrie, așa că m-a interesat foarte mult acest produs, mai ales că 1200V a fost declarat la zeci și sute de amperi. Nu le-am putut cumpăra din Rusia, așa că m-am adresat fostului meu coleg de clasă și mi-a trimis amabil o grămadă de mostre și o placă de testare cu înainte.
Pot spune un lucru - au fost cele mai dragi artificii ale mele!
8 taste dracuite atât de mult încât m-am supărat multă vreme... De fapt, 1200V este o cifră teoretică pentru tehnologie, 65A declarat s-a dovedit a fi doar un curent de impuls, deși în documentație era clar rata nominală. Se pare că a existat un „curent de impuls nominal” sau orice altceva au venit chinezii. În general, tot e o prostie, dar există un DAR!
Când am făcut pe CMF10120D un corector pentru 300 W, s-a dovedit că pe același radiator și circuit avea o temperatură de 32 ° C față de 43 pentru un IGBT, iar acest lucru este foarte semnificativ!
Concluzie despre CREE: tehnologia este umedă, dar este promițătoare și cu siguranță va FI.

Drept urmare, după ce m-am uitat prin cataloagele din expozițiile pe care le-am vizitat (un lucru la îndemână apropo, ala căutare parametrică), am ales două chei, au devenit - IRG7PH50și IRGPS60B120... Ambele sunt la 1200V, ambele la 100 + A, dar după deschiderea fișei de date, prima cheie a fost eliminată imediat - este capabilă să comute un curent de 100A doar la o frecvență de 1 kHz, pentru sarcina noastră este dezastruoasă. Al doilea comutator este la 120A și o frecvență de 40 kHz, ceea ce este destul de potrivit. Priviți fișa de date de la linkul de mai jos și căutați un grafic cu dependența curentului de temperatură:

Figura 4.1 - Grafic cu dependența curentului maxim de frecvența de comutare pentru IRG7PH50, să lăsăm pe seama convertizorului de frecvență

Figura 4.2 - Grafic cu curentul de funcționare la o temperatură dată pentru IRGPS60B120

Aici observăm cifrele îndrăgite care ne arată că la 125 ° C atât tranzistorul, cât și dioda vor învinge calm curenții de puțin mai mult de 60A, în timp ce vom putea implementa conversia la o frecvență de 25 kHz fără probleme. si restrictii.

D) Dioda D1, trebuie să alegem o diodă cu o tensiune de funcționare de cel puțin 600V și un curent nominal pentru sarcina noastră, adică 45A. Am decis să folosesc acele diode pe care le aveam la îndemână (nu cu mult timp în urmă le-am cumpărat pentru dezvoltarea unui sudor sub „punte oblic”) acesta este - VS-60EPF12... După cum puteți vedea din marcaj, este la 60A și 1200V. Am pariat totul cu o marjă, tk. acest prototip este făcut pentru mine și mă simt atât de calm.
De fapt se poate pune o diodă pentru 50-60A și 600V, dar nu există preț între varianta de 600 și 1200V.

E) Condensatorul C5, totul este la fel ca în cazul lui C1 - este suficient să creșteți valoarea nominală din fișa de date proporțional cu puterea. Țineți cont de faptul că, dacă plănuiți o sarcină inductivă puternică sau una dinamică cu creșteri rapide de putere (adică un amplificator de concert de 2 kW), atunci este mai bine să nu economisiți în acest punct.
O sa pun in varianta mea 10 electroliți de 330 μF și 450 V fiecare, dacă intenționați să alimentați câteva computere, routere și alte mărunțișuri, atunci vă puteți limita la 4 electroliți de 330 uF și 450V fiecare.

E) R6 - este un șunt de curent, ne va scuti de mâinile strâmbe și de erori accidentale, protejează și circuitul de scurtcircuit și suprasarcină. Lucrul este cu siguranță util, dar dacă ne acționăm ca niște ingineri de la ST, atunci la curenți de 40A vom obține o centrală obișnuită. Există 2 opțiuni: un transformator de curent sau un șunt din fabrică cu o cădere de 75mV + amplificator operațional ala LM358.
Prima opțiune este mai simplă și oferă o izolare galvanică a acestui nod de circuit. Cum să calculez transformatorul de curent pe care l-am dat în articolul anterior, este important să rețineți că protecția va funcționa atunci când tensiunea de pe piciorul 4 crește la 2,5 V (în realitate, până la 2,34 V).
Cunoscând această tensiune și curent a circuitului, folosind formulele din partea 5 puteți calcula cu ușurință transformatorul de curent.

G) Și ultimul punct este șocul de putere. Despre el mai jos.

Choke de putere și calculul său

Dacă cineva a citit cu atenție articolele mele și are o memorie excelentă, atunci ar trebui să-și amintească articolul 2 și fotografia #5, pe el se pot vedea 3 elemente ale bobinelor pe care le folosim. Îți voi arăta din nou:

Figura 5 - Cadre și miez pentru produsele bobine de putere

În acest modul vom folosi din nou inelele noastre toroidale preferate din fier pulverizat, dar de data aceasta nu unul, ci 10 deodată! Cum vrei? 3 kW nu este un artizanat chinezesc...

Avem datele inițiale:
1) Curent - 45A + 30-40% pentru amplitudinea în choke, total 58,5A
2) Tensiune de ieșire 390-400V
3) tensiune de intrare 85-265V AC
4) Miez - material -52, D46
5) Clearance - distribuit

Figura 6 - Și din nou draga Starichok51 ne economisește timp și îl consideră un program CaclPFC

Cred că calculul a arătat tuturor cât de grav ar fi)) 4 inele, un radiator, o punte de diode și un IGBT - horror!
Regulile de lichidare pot fi deduse în articolul „Partea a 2-a”. Înfășurarea secundară de pe inele este înfășurată într-o cantitate - 1 tură.

Total accelerație:

1) după cum puteți vedea, numărul de inele este deja de 10 bucăți! Acesta este scump, fiecare inel costă aproximativ 140r, dar ce vom primi în schimb în paragrafele următoare
2) temperatura de lucru este de 60-70 ° C - acest lucru este absolut ideal, deoarece mulți pun temperatura de lucru la 125 ° C. Am stabilit 85 ° C în unitățile noastre de producție. De ce se face asta - pentru un somn odihnitor, plec calm de acasă pentru o săptămână și știu că nimic nu va izbucni în mine și totul este înghețat. Cred că prețul pentru asta în 1500r nu este atât de mortal, nu-i așa?
3) Am setat densitatea de curent la un mic 4 A / mm 2, acest lucru va afecta atât căldura, cât și izolarea și, în consecință, fiabilitatea.
4) După cum puteți vedea, conform calculului, capacitatea de după șoc este recomandată pentru aproape 3000 uF, așa că alegerea mea cu 10 electroliți de 330 uF se potrivește perfect aici. Capacitatea condensatorului C1 s-a dovedit a fi de 15 μF, avem o marjă dublă - o puteți reduce la 4 condensatoare de film, puteți lăsa 7 bucăți și va fi mai bine.

Important! Numărul de inele din șocul principal poate fi redus la 4-5, crescând simultan densitatea de curent la 7-8 A / mm 2. Acest lucru vă va permite să economisiți mult, dar amplitudinea curentului va crește ușor și, cel mai important, temperatura va crește la cel puțin 135 ° C. ...

Ce pot să spun - un monstru crește aici)))

Filtru de mod comun

Pentru a înțelege diferența dintre circuitele pentru un anumit filtru pentru curenți de 3 A (alimentatorul computerului menționat mai sus) și pentru curenți de 20 A, puteți compara schema de la Google pe ATX cu următoarele:


Figura 7 - Schema schematică a unui filtru de zgomot în mod comun

Mai multe caracteristici:

1) C29 este un condensator pentru filtrarea interferențelor electromagnetice, este marcat "X1"... Valoarea sa nominală ar trebui să fie în intervalul 0,001 - 0,5 mF.

2) Sufocul este înfășurat pe miez E42 / 21/20.

3) Două șocuri pe inele DR7 și DR9 sunt înfășurate pe orice miez de pulverizare și cu un diametru mai mare de 20 mm. L-am înfășurat pe același D46 din material -52 până a fost umplut în 2 straturi. Practic, nu există zgomot în rețea, chiar și la puterea nominală, dar acest lucru este de fapt redundant chiar și după înțelegerea mea.

4) Condensatorii C28 și C31 la 0,047 μF și 1 kV și trebuie să fie de o clasă „Y2”.

Prin calcularea inductanței bobinelor:

1) Inductanța inductorului de mod comun ar trebui să fie de 3,2-3,5 mH

2) Inductanța pentru bobinele diferențiale se calculează folosind formula:


Figura 8 - Calculul inductanței bobinelor diferențiale fără cuplaj magnetic

Epilog

Folosind experiența competentă și profesională a inginerilor ST, am reușit să produc, dacă nu ideal, atunci pur și simplu excelent corector de factor de putere activ cu parametri mai buni decât orice Schneider. Singurul lucru de care ar trebui să-ți amintești cu siguranță este cât de mult ai nevoie de el? Și pe baza acestui lucru, ajustați parametrii pentru dvs.

Scopul meu în acest articol a fost doar să arăt procesul de calcul cu posibilitatea de a corecta datele inițiale, astfel încât fiecare, după ce s-a hotărât asupra parametrilor sarcinilor sale, să fi calculat și realizat singur modulul. Sper că am reușit să arăt acest lucru și în următorul articol voi demonstra funcționarea în comun a KKM și încărcătorul din partea 5.

V. Dyakonov, A. Remnev, V. Smerdov

Recent, pe piața echipamentelor electronice radio (CEA) de uz casnic și de birou apar tot mai multe echipamente, ale căror surse de alimentare includ unități noi - corectoare de putere (KM). Articolul tratează utilizarea CM, principiul funcționării, diagnosticarea și repararea acestora.

Cele mai multe surse de alimentare moderne pentru echipamente electronice sunt surse de alimentare secundare cu comutare cu un redresor fără transformator și un filtru capacitiv. Alături de avantaje (eficiență ridicată, greutate și dimensiuni bune), au un factor de putere relativ scăzut (0,5 ... 0,7) și un nivel crescut de armonici a curentului consumat de la rețea (> 30%). Forma curentului consumat de astfel de surse este prezentată în Fig. 1 cu linii continue.

Forma nesinusoidală a curentului duce la apariția interferențelor electromagnetice, înfundarea rețelei de curent alternativ și defectarea unui alt echipament electronic.

Sursele de alimentare descrise mai sus, fiind consumatori monofazați, cu un număr mare de echipamente electronice și conectarea sa irațională la o rețea de alimentare trifazată, pot provoca dezechilibru de fază. În acest caz, o parte a echipamentului electronic va funcționa la o tensiune crescută, iar cealaltă la o tensiune redusă, ceea ce este întotdeauna nedorit. Pentru a elimina dezechilibrul de fază, un fir neutru este de obicei introdus într-o rețea trifazată, care egalizează tensiunea în toate fazele. Cu toate acestea, cu o natură în impulsuri a curentului consumat și un număr mare de componente armonice ale acestuia, este posibilă supraîncărcarea firului neutru. Acest lucru se datorează faptului că secțiunea sa transversală este de obicei de 2 ... 2,5 ori mai mică decât cea a firelor de fază. Din motive de siguranță, nu protejați acest fir cu siguranțe sau întreruptoare. Evident, în condiții nefavorabile, firul neutru se poate arde și, în consecință, apariția dezechilibrului de fază.

În acest sens, cerințele pentru compatibilitatea electromagnetică a surselor de impuls secundare cu rețeaua devin din ce în ce mai stricte, iar nivelul armonicilor mai mari ale curentului consumat de la rețea pentru toți consumatorii monofazați este puternic limitat. In prezent, noile standarde europene impun o imbunatatire sub forma curentului consumat doar la puteri de consum peste 200 W, iar in viitorul apropiat aceste cerinte vor fi introduse pentru consumatorii cu o putere de pana la 50 ... 70 W.

În prezent, se utilizează corecția pasivă și activă a formei curentului consumat.

Circuitele de corecție pasive, constând din inductori și condensatori, oferă un factor de putere care arată diferența de formă a curentului consumat de la o sinusoidă (nu mai rău 0,9 ... 0,95). Cu simplitate și fiabilitate constructivă, circuitele de corecție pasive au dimensiuni relativ mari și sunt sensibile la modificări ale frecvenței tensiunii de alimentare și ale mărimii curentului de sarcină.

Mai promițătoare este utilizarea CM-urilor active, care formează un consum de curent sinusoidal la intrarea unei surse de alimentare în comutație, care coincide în fază și frecvență cu tensiunea de alimentare. Astfel de CM-uri au dimensiuni mici datorită lucrului cu frecvențe de conversie de câteva zeci de kiloherți și oferă un factor de putere de 0,95 ... 0,99.

Este posibil să se formeze un curent sinusoidal la intrarea unui redresor în punte a unei surse de alimentare cu comutație utilizând unul dintre circuitele convertoare DC-DC utilizând principiul urmăririi modulației de lățime a impulsurilor de înaltă frecvență (PWM). În acest caz, se folosesc cel mai des convertoarele step-up, care au următoarele avantaje:
... tranzistorul de putere are o conexiune la sursă cu un fir comun, care facilitează construirea circuitului său de control;
... tensiunea maximă pe tranzistor este egală cu tensiunea de ieșire;
... prezența unei inductanțe conectate în serie cu sarcina asigură filtrarea componentelor de înaltă frecvență.

Luați în considerare principiul de funcționare a unui CM activ, implementat pe un convertor boost cu un PWM de urmărire (Fig. 2).

În primul rând, luați în considerare funcționarea circuitului CM fără noduri de multiplicare (PA) și un senzor de tensiune de sarcină (DNV), al cărui rol este descris mai jos. Tensiunea de referință a formei sinusoidale, obținută de la senzorul de tensiune redresată (DVN), este alimentată la una dintre intrările circuitului de comandă (CS) printr-un întrerupător de alimentare implementat pe tranzistorul MOS VT. A doua intrare a sistemului de control primește un semnal proporțional cu curentul cheii. În timp ce tensiunea de la DVN este mai mare decât tensiunea generată de senzorul de curent (DT), tranzistorul este deschis și energia se acumulează în inductanță (Fig. 3 a). Dioda VD este închisă în acest interval (Ti).

Când semnalele care ajung la sistemul de control sunt egale, cheia este închisă și energia acumulată în inductanță este transferată la sarcină. După ce curentul din inductanță scade la zero în timpul tP, tranzistorul pornește din nou. Frecvența de comutare a tranzistorului este de multe ori mai mare decât frecvența rețelei de alimentare, ceea ce face posibilă reducerea semnificativă a dimensiunii inductanței. În acest caz, pentru o jumătate de perioadă a tensiunii de rețea, anvelopa valorilor amplitudinii curentului de inductanță (Fig. 3 b) se modifică conform unei legi sinusoidale. Valoarea medie a curentului se modifică în același mod. Ca urmare, curentul consumat este sinusoidal și în fază cu tensiunea de alimentare.

Cu toate acestea, mărimea tensiunii pe sarcină depinde în mare măsură de modificările tensiunii de intrare și ale curentului de sarcină. Pentru a stabiliza tensiunea de sarcină, o buclă de feedback pentru această tensiune este introdusă suplimentar în sistemul de control. Posibilitatea de a obține o formă sinusoidală a curentului consumat cu stabilizarea simultană a tensiunii de sarcină se realizează prin multiplicarea analogică (nodul PA) a semnalelor provenite de la DVN și de la DNV.
Semnalul suplimentar obtinut in acest mod devine in acest caz tensiunea de referinta pentru sistemul de control.

Principiul considerat al controlului CM este utilizat la puteri de sarcină de până la 300 W. La puteri mari, este necesar să se formeze o curbă mai lină de modificări ale curentului consumat. Acest lucru se poate face atunci când curentul din inductor nu scade la zero (Fig. 3 c și 3d). Dacă într-un CM de putere relativ scăzută tranzistorul intră în funcțiune când curentul de inductanță ajunge la zero, atunci în CM puternic - la o valoare dată a acestui curent.

Să luăm în considerare munca CM folosind exemplul unui circuit practic prezentat în Fig. 4. Circuitul de control este implementat pe un microcircuit specializat L6560, a cărui schemă bloc este prezentată în Fig. 5,

Iar scopul concluziilor este în tabel. unu.

Tensiunea DVN, formată de divizorul rezistiv R1 R2, este alimentată la pin. 3 microcircuite L6560. Condensatorul C1 la ieșirea redresorului acționează ca un filtru de înaltă frecvență și nu ca un condensator de netezire, ca în circuitele tradiționale. Prin urmare, valoarea sa nu depășește sute de nanofarad - unități de microfarad la puteri de sarcină de 100 ... 200 W. Filtrarea suplimentară a interferențelor RF pe pin. 3 este realizat de un condensator C2.
Rezistorul R5 acționează ca un senzor de curent cheie, a cărui tensiune este alimentată pinului prin filtrul de înaltă frecvență R4 C4. 4 microcircuite. Comutatorul de alimentare este controlat de un semnal primit de la pin. 7. Ținând cont de particularitățile funcționării tastelor KM (o gamă dinamică mare a valorilor de amplitudine ale curentului), tranzistorii MIS sunt cel mai adesea folosiți ca acestea. La frecvențe mari de conversie tipice pentru CM, acești tranzistori au pierderi dinamice scăzute și sunt ușor de controlat direct de microcircuite. Pentru a reduce probabilitatea de excitare a circuitului, un rezistor cu rezistență scăzută este introdus în circuitul de poartă al tranzistorului MIS.

Semnalul de feedback al tensiunii de ieșire este îndepărtat din divizorul rezistiv R6 R7 și alimentat la pin. 1. Pentru a reduce influența zgomotului de impuls care apare în circuitul de ieșire, între pin. 1 și 2 ale microcircuitului includ un condensator de integrare C3, a cărui capacitate este de sute de nanofaradi.

Când CM este conectat la rețea în primul moment, microcircuitul este alimentat prin rezistența R3. De îndată ce CM intră în modul de funcționare, o tensiune este eliminată din înfășurarea suplimentară a inductorului L, care, pe de o parte, este utilizată ca tensiune de alimentare a microcircuitului și, pe de altă parte, este un semnal pentru determinarea curentul de inductanță zero.

La ieșirea CM, un condensator de filtru C5 este în mod necesar prezent, deoarece energia este transmisă la sarcină în impulsuri. Capacitatea acestui condensator, de regulă, este determinată la o rată de 1,5 ... 2 μF per 1 W de putere în sarcină.

Recent, companii de top au produs un număr mare de circuite integrate pentru sistemele de control ale corectoarelor de putere. Un astfel de număr de microcircuite este asociat cu funcții suplimentare pe care sunt capabile să le îndeplinească, deși principiul construirii CM pe aceste microcircuite este practic același. Caracteristicile suplimentare includ:
... protectie la supratensiune in timpul proceselor tranzitorii;
... protecție împotriva lansărilor repetate;
... protecție împotriva deteriorării la pornirea cu o sarcină închisă;
... îmbunătățirea compoziției armonice la trecerea cu zero a tensiunii de rețea;
... blocare la subtensiune;
... protecție împotriva supratensiunii accidentale de intrare.

Corectorul de putere, de regulă, nu este un dispozitiv independent, ci face parte din comutarea surselor de alimentare. Pentru a obține nivelurile și polaritățile necesare ale tensiunilor de ieșire, astfel de surse de alimentare conțin convertoare. În acest sens, dezvoltatorii de microcircuite combină adesea două cascade de circuite de control într-un singur caz: pentru CM în sine și, de asemenea, pentru convertorul de tensiune.

Masa 2 prezintă principalii parametri ai microcircuitelor de control ale diferitelor companii, destinate surselor de alimentare cu comutație secundară cu corecție de putere.

Principalul criteriu pentru funcționarea CM este nivelul tensiunii de ieșire. Cu o tensiune alternativă a rețelei de alimentare de 220 V, tensiunea de ieșire a KM este constantă și ar trebui să fie de 340,360 V. Dacă tensiunea este mai mică de 300 V, atunci aceasta indică o defecțiune. Este necesar un osciloscop pentru a verifica în continuare CM. Cu ajutorul acestuia, oscilogramele sunt verificate în nodurile caracteristice ale CM la o sarcină nominală, care poate fi un rezistor echivalent.

Tensiune la poarta tranzistorului. Cu un microcircuit de lucru, tensiunea de ieșire este impulsuri dreptunghiulare de înaltă frecvență, mult mai mare decât frecvența rețelei. Cu un tranzistor MIS funcțional, diferența de tensiune la ieșirea microcircuitului și poarta tranzistorului este practic zero. Dacă poarta tranzistorului este ruptă, apare o diferență în aceste tensiuni de câțiva volți.

Tensiunea la sursa tranzistorului, care este tensiunea luată de la senzorul de curent. În timpul funcționării normale a CM, forma de undă a tensiunii ar trebui să fie similară cu forma de undă a curentului cheie prezentată în Fig. 3. Diferența va indica o posibilă defecțiune a tranzistorului MIS. Diagnosticarea defecțiunilor lor este detaliată în.

Tensiune pe DVN. Forma acestei tensiuni este o sinusoidă redresată. Cu un redresor care funcționează normal, divizorul rezistiv poate funcționa defectuos.

Pentru a testa microcircuitul în sine, este necesară o sursă suplimentară de tensiune constantă cu reglarea tensiunii de la 3 la 15 V. Această tensiune este furnizată la intrările circuitului de alimentare al microcircuitului atunci când KM este deconectat de la rețea. Când se modifică tensiunea sursei reglate, este monitorizată tensiunea de ieșire a microcircuitului. Atâta timp cât tensiunea de alimentare este mai mică de 12..13 V, tensiunea de ieșire este zero. Cu o tensiune mai mare la ieșirea microcircuitului, apare un semnal de ieșire cu un nivel care monitorizează tensiunea de alimentare. Când tensiunea de alimentare scade sub 7 V, acest semnal de ieșire scade brusc la zero. În absența unui astfel de model, este foarte probabil ca microcircuitul să fie defect.

Literatură
1. Bachurin V.V., Dyakonov V.P., Remnev A.M., Smerdov V.Yu. Circuitul dispozitivelor bazat pe tranzistoare puternice cu efect de câmp. Director. M .: Radio și comunicare, 1994.
2. V. Dyakonov, A. Remnev, V. Smerdov. Caracteristici ale reparației unităților de echipamente electronice radio pe tranzistoare MIS. Repair & Service, 1999, nr. 11, p. 57-60.
[email protected]

Includerea sarcinilor neliniare în rețeaua de curent alternativ, de exemplu, lămpi cu lămpi cu descărcare în gaz, motoare electrice controlate, surse de alimentare în comutare duce la faptul că curentul consumat de aceste dispozitive are un caracter pulsat cu un procent mare de mare armonici. Din acest motiv, pot apărea probleme EMC la operarea diferitelor echipamente. De asemenea, duce la o scădere a puterii active a rețelei.

Pentru a preveni astfel de efecte negative asupra rețelelor de alimentare cu energie electrică din Europa și SUA, standardul IEC IEC 1000-3-2, care determină normele pentru componentele armonice ale consumului de curent și factorului de putere pentru sistemele de alimentare cu o putere mai mare de 50 W și toate tipurile de echipamente de iluminat. Începând cu anii 80 ai secolului trecut și până în prezent, aceste standarde au fost înăsprite constant, ceea ce a determinat necesitatea unor măsuri speciale și a împins dezvoltatorii de echipamente să dezvolte diferite opțiuni pentru scheme care oferă o creștere a factorului de putere.

Începând cu anii 80 ai secolului trecut, în țările menționate mai sus, au început să fie dezvoltate și utilizate în mod activ microcircuite, pe baza cărora se pot crea cu ușurință corectoare de factor de putere simple pentru redresoare și balasturi electronice.

În Uniunea Sovietică, și mai târziu în Federația Rusă, nu au fost impuse astfel de restricții consumatorilor de energie electrică. Din acest motiv, îmbunătățirea factorului de putere a primit puțină atenție în literatura tehnică. În ultimii ani, situația s-a schimbat oarecum, în mare parte datorită disponibilității componentelor electronice importate, a căror utilizare face posibilă crearea de circuite corectoare active care sunt fiabile în funcționare și ieftine ca cost.

Puterea de distorsiune și factorul de putere generalizat

Impactul negativ asupra rețelei de alimentare este determinat de două componente: distorsiunea formei curentului rețelei de alimentare și consumul de putere reactivă. Gradul de influență a consumatorului asupra rețelei de alimentare depinde de puterea acesteia.

Distorsiunea formei curentului se datorează faptului că curentul la intrarea convertorului supapei este nesinusoidal (Figura 1). Curenții nesinusoidali creează căderi de tensiune nesinusoidale pe rezistența internă a rețelei de alimentare, provocând denaturarea formei tensiunii de alimentare. Tensiunile de rețea nesinusoidale sunt descompuse într-o serie Fourier în componente sinusoidale impare ale armonicilor superioare. Prima este cea principală (cea care ar trebui să fie în mod ideal), a treia, a cincea etc. Armonicele mai înalte au un efect extrem de negativ asupra multor consumatori, obligându-i să folosească măsuri speciale (adesea foarte costisitoare) pentru a le neutraliza.

Orez. unu.

Consumul de putere reactivă duce la o întârziere a curentului de la tensiune cu un unghi (Figura 2). Puterea reactivă este consumată de redresoarele care folosesc tiristoare cu o singură funcționare, care întârzie momentul pornirii față de punctul de comutare naturală, ceea ce face ca curentul să rămână în urma tensiunii. Dar și mai multă putere reactivă este consumată de motoarele electrice asincrone, care au o natură predominant inductivă a sarcinii. Acest lucru implică pierderi colosale de putere utilă, pentru care, în plus, nimeni nu vrea să plătească - contoarele de energie electrică de uz casnic numără doar puterea activă.

Orez. 2.

Pentru a descrie efectul convertorului asupra rețelei de alimentare, se introduce conceptul de putere totală:

, Unde:

- valoarea efectivă a stresului primar,

- valoarea efectivă a curentului primar,

, - valorile efective ale tensiunii și curentului armonicii primare,

Valori efective ale tensiunilor și curenților armonicilor superioare.

Dacă tensiunea primară este sinusoidală - , atunci:

,

,

ϕ 1 este unghiul de fază dintre tensiunea sinusoidală și prima armonică a curentului.

N este puterea de distorsiune cauzată de fluxul de curenți armonici mai mari în rețea. Puterea medie pe perioada datorată acestor armonici este zero, deoarece frecvențele tensiunii armonice și primare nu se potrivesc.

Armonice mai mari ale curenților provoacă interferențe în echipamentele sensibile și pierderi suplimentare de curenți turbionari la transformatoarele de rețea.

Pentru convertoarele cu supapă se introduce conceptul de factor de putere χ, care caracterizează efectul puterii reactive și al puterii de distorsiune:

,

este factorul de distorsiune al curentului primar.

Astfel, este evident că factorul de putere depinde de unghiul decalajului curentului față de tensiune și de mărimea armonicilor superioare ale curentului.

Tehnici de îmbunătățire a factorului de putere

Există mai multe modalități de a reduce influența negativă a convertorului asupra rețelei de alimentare. Aici sunt câțiva dintre ei:

Folosind controlul de fază în mai multe etape (Figura 3).

Orez. 3.

Utilizarea unui redresor cu prize de la un transformator duce la o creștere a numărului de pulsații pe perioadă. Cu cât sunt mai multe prize de la transformator, cu atât este mai mare numărul de ondulații pe perioadă, cu atât forma de undă a curentului de intrare este mai aproape de sinusoidală. Un dezavantaj semnificativ al acestei metode este costul ridicat și dimensiunile unui transformator cu un număr suficient de robinete (pentru a obține efectul, trebuie să existe mai multe decât în ​​figură). Realizarea unui element sinuos de o asemenea complexitate este o sarcină foarte dificilă care nu se pretează bine automatizării - de aici și prețul. Și dacă sursa de alimentare secundară dezvoltată este la scară mică, atunci această metodă este fără ambiguitate inacceptabilă.

Orez. 4.

Creșterea fazei redresorului. Metoda duce la o creștere a numărului de pulsații pe perioadă. Dezavantajul acestei metode este un design foarte complex al transformatorului, un redresor scump și voluminos. În plus, nu toți consumatorii au o rețea trifazată.

Utilizare corectori ai factorului de putere (PFC)... Există PFC-uri electronice și non-electronice. Compensatoarele electromagnetice de putere reactivă sunt utilizate pe scară largă ca KKM neelectronice - motoare sincrone care generează putere reactivă în rețea. Evident, din motive evidente, astfel de sisteme nu sunt potrivite pentru un consumator casnic. Electronic KKM - un sistem de soluții de circuite concepute pentru a crește factorul de putere - este, poate, cea mai optimă soluție pentru consumul casnic.

Principiul funcționării KKM

Sarcina principală a KKM este reducerea la zero a decalajului curentului consumat de la tensiunea din rețea, menținând în același timp forma sinusoidală a curentului. Pentru a face acest lucru, este necesar să luați curent din rețea nu la intervale scurte, ci pe întreaga perioadă de funcționare. Puterea extrasă de la sursă trebuie să rămână constantă chiar dacă tensiunea rețelei se modifică. Aceasta înseamnă că atunci când tensiunea rețelei scade, curentul de sarcină trebuie crescut și invers. În aceste scopuri sunt adecvate convertoarele cu stocare inductivă și transfer de energie pe un retur.

Metodele de corecție pot fi împărțite aproximativ în frecvență joasă și frecvență înaltă. Dacă frecvența corectorului este mult mai mare decât frecvența rețelei, este un corector de înaltă frecvență, altfel este unul de joasă frecvență.

Să luăm în considerare principiul de funcționare al unui corector de putere tipic (Figura 5). Pe semiundă pozitivă, în momentul în care tensiunea rețelei trece de zero, tranzistorul VT1 se deschide, curentul trece prin circuitul L1-VD3-VD8. După oprirea tranzistorului VT1, șocul începe să renunțe la energia stocată în el, prin diodele VD1 și VD6 în condensatorul de filtrare și încărcare. Cu o jumătate de undă negativă, procesul este similar, doar alte perechi de diode funcționează. Ca urmare a folosirii unui astfel de corector, consumul de curent are un caracter pseudo-sinusoidal, iar factorul de putere ajunge la 0,96 ... 0,98. Dezavantajul acestei scheme este dimensiunea mare din cauza utilizării unui choke de joasă frecvență.

Orez. 5.

Creșterea frecvenței KKM vă permite să reduceți dimensiunea filtrului (Figura 6). Când întrerupătorul de alimentare VT1 este deschis, curentul din șocul L1 crește liniar - în timp ce dioda VD5 este închisă, iar condensatorul C1 este descărcat la sarcină.

Orez. 6.

Apoi tranzistorul se oprește, tensiunea de la șocul L1 pornește dioda VD5, iar șocul oferă condensatorului energia stocată, în timp ce furnizează simultan sarcina (Figura 7). În cel mai simplu caz, circuitul funcționează cu un ciclu de lucru constant. Există modalități de a crește eficiența corecției prin modificarea dinamică a ciclului de funcționare (adică prin potrivirea ciclului la nivelul de tensiune al redresorului de rețea).

Orez. 7. Forme de tensiuni și curenți de PFC de înaltă frecvență: a) cu frecvență de comutare variabilă, b) cu frecvență de comutare constantă

Microcircuite pentru construirea corectoarelor de înaltă performanță de la STMicroelectronics

Având în vedere capacitățile industriei electronice moderne, PFC-urile de înaltă frecvență sunt cea mai bună alegere. Performanța integrală a întregului corector de putere sau a părții sale de control a devenit, de fapt, standardul. În prezent, există o varietate mai mare de microcircuite de control pentru construirea circuitelor PFC produse de diverși producători. Dintre toată această varietate, merită să acordați atenție microcircuitelor L6561 / 2/3 produse de STMicroelectronics (www.st.com).

L6561, L6562 și L6563- o serie de microcircuite special concepute de inginerii STMicroelectronics pentru a construi corectoare de factor de putere extrem de eficiente (Tabelul 1).

Tabelul 1. Microcircuite corectoare de factor de putere

Nume	Voltaj sursa de alimentare, V	Actual incluziuni, μA	Curent de consum în modul activ, mA	Consumul de curent în standby, mA	Curent de polarizare de ieșire, μA	Timp de creștere a curentului comutatorului de alimentare, ns	Timp de scădere a curentului comutatorului de alimentare, ns
L6561	11…18	50	4	2,6	-1	40	40
L6562	10,3…22	40	3,5	2,5	-1	40	30
L6563	10,3…22	50	3,8	3	-1	40	30

Pe baza L6561 / 2/3, poate fi construit un corector ieftin, dar eficient (Figura 8). Datorită sistemului de control predictiv încorporat, dezvoltatorii au reușit să atingă o precizie ridicată a reglarii tensiunii de ieșire (1,5%), controlată de amplificatorul de nepotrivire încorporat.

Orez. opt.

Este asigurata posibilitatea de interactiune cu un convertor DC/DC conectat la corector. Această interacțiune constă în oprirea convertorului de către microcircuit (dacă suportă o astfel de posibilitate) în cazul unor condiții externe nefavorabile (supraîncălzire, supratensiune). Pe de altă parte, convertorul poate iniția și pornirea și oprirea microcircuitului. Driverul încorporat vă permite să conduceți MOSFET-uri sau IGBT-uri puternice. Potrivit producătorului, pe baza LP6561 / 2/3, se poate realiza o sursă de alimentare cu o putere de până la 300 W.

Spre deosebire de analogii de la alți producători, LP6561 / 2/3 sunt echipate cu circuite speciale care reduc conductivitatea distorsiunii curentului de intrare care apare atunci când tensiunea de intrare ajunge la zero. Cauza principală a acestei interferențe este „zona moartă” care apare în timpul funcționării unei punți de diode, când toate cele patru diode sunt închise. O pereche de diode care funcționează pe o jumătate de undă pozitivă s-a dovedit a fi închisă din cauza unei modificări a polarității tensiunii de alimentare, iar cealaltă pereche nu a reușit încă să se deschidă din cauza propriei capacități de barieră. Acest efect este sporit în prezența unui condensator de filtru situat în spatele punții de diode, care, atunci când polaritatea sursei este inversată, păstrează o anumită tensiune reziduală, ceea ce nu permite diodelor să se deschidă în timp. Astfel, este evident că curentul nu curge în aceste momente, forma lui este distorsionată. Utilizarea de noi controlere PFC poate reduce semnificativ timpul de „zonă moartă”, reducând astfel distorsiunea.

În unele cazuri, ar fi foarte convenabil să controlați tensiunea de ieșire furnizată convertorului DC / DC folosind un PFC. L6561 / 2/3 permit acest control, denumit „control boost de urmărire”. Pentru a face acest lucru, instalați pur și simplu un rezistor între pinul TBO și GND.

Trebuie remarcat faptul că toate cele trei microcircuite sunt compatibile cu pin între ele. Acest lucru poate simplifica foarte mult designul plăcii de circuit imprimat a dispozitivului.

Deci, se pot distinge următoarele caracteristici ale microcircuitelor L6561 / 2/3:

protectie configurabila la supratensiune;

curent de pornire ultra-scăzut (mai puțin de 50 μA);

curent de repaus scăzut (mai puțin de 3 mA);

gamă largă de tensiuni de intrare;

filtru incorporat care mareste sensibilitatea;

capacitatea de a se deconecta de la sarcină;

capacitatea de a controla tensiunea de ieșire;

capacitatea de a interacționa direct cu convertorul.

Concluzie

În prezent, există cerințe stricte pentru respectarea măsurilor de siguranță și economie a dispozitivelor electronice moderne. În special, la proiectarea surselor de alimentare cu comutație moderne, este necesar să se țină cont de standardele adoptate oficial. IEC 1000-3-2 este standardul pentru orice sursă de alimentare comutată de mare putere, deoarece definește limitele curentului armonic și al factorului de putere pentru sistemele de putere de peste 50 W și toate tipurile de echipamente de iluminat. Prezența unui corector de factor de putere ajută la îndeplinirea cerințelor acestui standard, adică. prezența sa într-o sursă de alimentare puternică este o necesitate simplă. L6561 / 2/3 este alegerea optimă pentru construirea unui corector de factor de putere eficient și în același timp ieftin.

Obtinere informatii tehnice, comanda mostre, livrare - e-mail:

Despre ST Microelectronics

Dezvoltarea și utilizarea pe scară largă a metodelor cu impulsuri pentru conversia energiei electrice a condus la apariția aparatelor electrice de uz casnic și industriale de putere redusă, cu o formă distorsionată sau defazaj diferit de zero a curentului consumat din rețea (lămpi fluorescente, motoare electrice, televizoare, calculatoare, cuptoare cu microunde etc.). O creștere bruscă a numărului de astfel de consumatori le afectează compatibilitatea electromagnetică și sistemele de alimentare în ansamblu. În 2001, IEC a adoptat standardul IEC – 1000–3–2, conform căruia orice produs electric cu o putere mai mare de 200 de wați conectat la rețeaua de curent alternativ trebuie să aibă un caracter activ al impedanței de intrare, adică puterea. factorul () trebuie să fie egal cu unitatea.

Pentru crestere în prezent, se folosesc corectori de factor de putere pasivi și activi (PFC). Primele sunt folosite la sarcini constante prin introducerea de reactanțe compensatoare (de exemplu, condensatoare pentru lămpi fluorescente), cele din urmă având o gamă mai largă de aplicații. Să luăm în considerare o schemă simplificată a unui corector activ, care este prezentată în Fig. 6.1.

Figura 6.1 - Diagrama simplificată a PFC activ

În această figură, R 1, R 2 este senzorul de tensiune de intrare (DN), R 3 este senzorul de curent (DT). Inductanța L, comutatorul VT1, dioda VD1 și condensatorul C1 formează un regulator de tensiune de creștere a impulsului. Lucrarea KKM este ilustrată de diagramele din Fig. 6.1b. Închiderea tranzistorului VT1 are loc în momentul în care tensiunea la ieșirea senzorului de curent ДТ devine egală cu zero (adică la curent zero în inductanța L). Deschiderea tranzistorului VT1 are loc în momentul în care tensiunea în creștere liniară de la senzorul de curent devine egală cu tensiunea de la senzorul de tensiune, care se modifică conform unei legi sinusoidale. După deschiderea tranzistorului, curentul din inductanță începe să scadă, inductanța este descărcată la sarcină prin dioda VD1, DT și rețea. La curent zero, tranzistorul se închide din nou. Apoi procesul se repetă. Frecvența de comutare a cheii depășește frecvența rețelei și se ridică la zeci... sute de kiloherți. Curentul mediu i cf în inductanță și consumat de la rețea urmează forma tensiunii rețelei. La frecvența înaltă a cheii, rețeaua este șuntată cu un condensator C 2 (de obicei fracțiuni de μF). În plus, puteți introduce feedback asupra tensiunii de ieșire și puteți oferi prestabilizare. În mod evident, funcționarea PFC este posibilă dacă amplitudinea tensiunii de intrare este mai mică decât tensiunea pe condensatorul C1 (ținând cont de abateri). Pentru o tensiune de rețea de 220V (amplitudine 311V), tensiunea de ieșire a KKM este considerată egală cu 380 ... 400V.

6.2 Soiuri de KKM

În schema PFC de mai sus, este utilizată așa-numita metodă de control al limitei. Este cel mai simplu de implementat, dar cheia este deschisă la un curent semnificativ, care este asociat cu pierderi semnificative de putere.

Există și alte metode cunoscute de management al cheilor în casa de marcat:

controlul curentului de vârf

metoda de întrerupere a curenților cu PWM.

controlul prin valoarea medie a curentului.

Esența acestor metode este ilustrată de diagramele din Fig. 6.2 a, b, c, respectiv.

Figura 6.2 - Managementul cheilor în KKM

Controlul prin valoarea de vârf a curentului (Fig. 6.2.a) este atractiv pentru zgomotul înapoi mic (pentru rețea) și pentru mici supratensiuni de curent prin comutator, dar există o schimbare a frecvenței și comutarea puternică a diodei de putere.

Control prin metoda curenților discontinui cu PWM (Fig. 6.2.b). Implementarea acestei metode este apropiată de metoda de control la limită, dar diferă printr-o frecvență de comutare constantă. Avantajul este un circuit de control simplu, dar curenții de întrerupere a inductorului devin o sursă suplimentară de interferență. Controlul prin valoarea medie a curentului (Fig. 6.2.c) se realizează la o frecvență constantă, iar prezența unui integrator pentru medierea curentului crește imunitatea la zgomot a sistemului de control. De obicei, valoarea de vârf a ondulației curentului de șoc este în 20% din valoarea medie și această metodă de control este utilizată în corectori la o putere mai mare de 300 de wați.

Nu există doar corectoare de factor de putere monofazate, ci și trifazate. Circuitul de alimentare al unui KKM trifazat cu o cheie controlată este prezentat în Fig. 6.3, iar în Fig. Figurile 6.4 și 6.5 prezintă diagrame pentru a explica operația.

Figura 6.3 - Circuitul de putere al unui PFC trifazat

Figura 6.4 - Diagramele curenților reactoarelor L1, L2, L3 ale unui KKM trifazat

Figura 6.5 - Diagrame ale principalelor procese ale PFC trifazic

Cheia este controlată în același mod ca un corector monofazat.

În schemele PFC considerate, acesta din urmă trece toată puterea de sarcină. Acesta este un corector secvenţial, iar baza elementului său limitează creșterea puterii de ieșire. KKM poate fi construit și conform unei scheme de creștere a amperajului (Fig. 1.19) - includerea unui filtru de curent activ în paralel cu sarcina. În acest caz, puterea instalată a elementelor de filtrare active, concepute pentru a compensa doar puterea de distorsiune din armonicile superioare ale curentului de intrare, va fi la un nivel determinat de distorsiunea armonică a acestui curent (de exemplu, 0,3 pentru un circuit de punte trifazat și 0,15 pentru un circuit de redresare cu douăsprezece faze) ... Diagrama bloc a unui astfel de PFC este prezentată în Fig. 6.6. Principiul compensării armonicilor superioare în curentul extras din rețea este ilustrat de diagramele din Fig. 6.7. Pentru claritate, se presupune că forma curentului de sarcină este dreptunghiulară. Corectorul formează diferența dintre armonica curentului de rețea și curentul real de sarcină

(6.1)

unde j este indicele de fază (A, B sau C);

i J 1 - prima armonică a fazei curente j.

Circuitul de control al egalizatorului se bazează de obicei pe modularea lățimii impulsului.

Figura 6.6 - Schema bloc a unui PFC trifazat paralel

Figura 6.7 - Compensarea armonicilor superioare de curent

Ca elemente separate ale echipamentelor electronice, circuitele de control al corectorului au fost lansate pentru prima dată în 1989 de către Mikro Linear (LM 4812). Apoi, Siemens, Motorola și alții au preluat dezvoltarea.În prezent, există o familie extinsă de circuite integrate pentru controlul surselor de impuls, combinate cu PFC și implementarea uneia sau a alteia metode de control.