FCM este împărțirea impulsului radio original în n părți de durată egală și în contact între ele. în acest caz, părțile adiacente pot fi deplasate în fază. Cel mai utilizat sistem este un sistem anti-fază în care offset-ul este 0 sau.
Exemplu de RI cu FCM:
Orez. Cod 00010
Receptor RI cu FCM.
Orez. Schema structurala.
LZ – linie de întârziere, PV – defazător, RI – impuls radio.
Caracteristica principală a receptorului considerat este că partea centrală a impulsului radio de ieșire este de n ori (n=5) mai scurtă decât durata impulsului radio de intrare. Prin urmare, RF cu FCM, precum și RF cu RFM, sunt folosite pentru a distinge între ținte situate aproape.
Să luăm în considerare următoarea întrebare: ce coduri fac posibilă crearea unui receptor în care pulsul radio central are o amplitudine de n ori mai mare decât amplitudinea impulsurilor radio laterale (deoarece doar în acest caz putem vorbi despre îngustarea sondei). impuls radio de n ori la intrarea receptorului radio).
RF cu FCM având această proprietate au coduri care sunt apelate Codurile de barker. Câte coduri Barker sunt cunoscute? Astăzi, se cunosc codurile cu numere până la n = 13:
|
Codurile Barker |
|
Desenați singur o diagramă bloc pentru n=7.
Generarea RF cu FCM.
Efectul interferenței pasive asupra detectării semnalului radar.
Interferența pasivă este interferența care apare ca urmare a reflectării semnalelor de sondare de la obiecte care nu sunt ținte. Poate fi de origine naturală (nori, zăpadă) sau artificială (reflectoare de mascare).
Precondiția fizică pentru separarea semnalelor reflectate de la o țintă care se mișcă rapid (avion) și un obstacol care se mișcă lent (nori) este deplasarea Doppler a semnalului. De exemplu: km/h -Hz, km/h -Hz (offset față de frecvență).
Filtru optim pentru zgomot „non-alb”.
Fie ca densitatea spectrală de putere a zgomotului sau interferenței non-albe să fie caracterizată prin dependență. Folosim transformarea acestei dependențe într-una care nu mai are o dependență de frecvență, adică la fel ca zgomotul alb. Un astfel de convertor se numește filtru de albire. Fie răspunsul în frecvență al unui astfel de filtru. Atunci trebuie să fie. Această alegere este determinată de expresia pentru puterea totală a zgomotului. Astfel, expresia integrandului nu va depinde de frecvență, spre deosebire de zgomotul alb. Limitele reale ale integrării sunt finite. Ca urmare, spectrul de zgomot albit poate fi ulterior transformat în același mod ca și în cazul zgomotului alb, adică pot fi utilizate OF-uri dezvoltate anterior.
Diagrama bloc a receptorului de interferență pasiv optim va arăta astfel:
Raportul de transmisie al întregului dispozitiv va fi
Expresie pentru câștigul de frecvență al filtrului optim pentru interferența „non-albă”.
În cazul special al utilizării zgomotului alb.
Analiza grafică a coeficientului de transmisie.
Orez. 
Receptor optim de impulsuri radio.
Spectrul unei secvențe periodice de impulsuri radio este liniar, cu parametrii caracteristici indicați în figură.
Orez. Spectrul pentru o secvență infinită ().
Dacă secvența conține m impulsuri și m > 1, atunci fiecare linie a spectrului se lărgește.
Datorită efectului Doppler, spectrul interferenței este deplasat în raport cu spectrul semnalului de la țintă, astfel încât componentele de frecvență ale unui spectru vor fi situate în intervalul dintre componentele de frecvență ale celuilalt spectru (vezi figura) .
Orez. 
Din figură rezultă că interferența poate fi eliminată folosind un filtru cu mai multe benzi, în care benzile de trecere sunt situate în același mod ca benzile spectrului țintă, iar benzile de absorbție sunt situate ca benzile de spectru de interferență. Un astfel de filtru se numește filtru de respingere pieptene (CRF).
În prezent rămân relevanteîn radar, sarcina este rezoluția, iar în sistemele de transmisie a informațiilor, sarcina este de a distinge semnalele.
Pentru a rezolva aceste probleme, se pot folosi semnale FCM codificate prin ansambluri de funcții ortogonale, care, după cum se știe, au corelație încrucișată zero.
Pentru a rezolva semnale în radar, puteți utiliza un semnal de rafală, fiecare impuls fiind codificat de unul dintre rândurile unei matrice ortogonale, de exemplu, matricea Vilenkin-Chrestenson sau Walsh-Hadamard. Aceste semnale au caracteristici bune de corelare, ceea ce le permite să fie utilizate pentru sarcinile menționate mai sus. Pentru a distinge semnalele din sistemele de transmisie de date, puteți utiliza același semnal cu un ciclu de lucru egal cu unul.
Matricea Vilenkin-Chrestenson poate fi utilizată pentru a forma o polifază ( p-faza) semnalul FCM, și matricea Walsh-Hadamard, ca caz special al matricei Vilenkin-Chrestenson pentru numărul de faze egal cu două, pentru a forma un semnal bifazic.
Se știe că semnalele polifazate au imunitate ridicată la zgomot, secret structural și un nivel relativ scăzut de lobi laterali ai funcției de autocorelare. Cu toate acestea, pentru a procesa astfel de semnale, este necesar să se cheltuiască un număr mai mare de operații de adunare și multiplicare algebrică din cauza prezenței părților reale și imaginare ale eșantioanelor de semnal, ceea ce duce la o creștere a timpului de procesare.
Discriminarea și provocările de rezoluție pot fi exacerbate de deplasarea Doppler a priori necunoscută a frecvenței purtătoare din cauza mișcării relative a sursei și a abonatului sau a radarului și țintei, ceea ce complică și procesarea semnalului în timp real datorită prezenței canalelor suplimentare de procesare Doppler. .
Pentru a procesa semnalele menționate mai sus având o adăugare de frecvență Doppler, se propune utilizarea unui dispozitiv care constă dintr-un registru de intrare, un procesor de conversie discret, o unitate de conexiune încrucișată și un set de unități identice de generare a semnalului ACF, care sunt secvenţial registre de deplasare conectate.
Dacă luăm matricea ortogonală Vilenkin-Chrestenson ca matrice de bază pentru procesarea unui semnal de explozie polifazată, atunci transformarea discretă se va transforma într-o transformată discretă Vilenkin-Chrestenson-Fourier.
Deoarece Deoarece matricea Vilenkin-Chrestenson poate fi factorizată folosind algoritmul Goode, transformarea discretă Vilenkin-Chrestenson-Fourier poate fi redusă la transformarea rapidă Vilenkin-Chrestenson-Fourier.
Dacă luăm ca matrice de bază matricea ortogonală Walsh-Hadamard - un caz special al matricei Vilenkin-Chrestenson pentru procesarea unui semnal de explozie bifazic, atunci transformarea discretă se va transforma într-o transformată Walsh-Fourier discretă, care prin factorizare poate fi redusă. la transformarea rapidă Walsh-Fourier.
Semnalele complexe sau consumatoare de energie rezolvă cerințele conflictuale pentru o rază de detecție și rezoluție crescute. Raza de detectare crește atunci când se utilizează semnale de sondare de mare energie. O creștere este posibilă prin creșterea puterii sau a duratei semnalului. Puterea de vârf într-un radar este limitată de sus de capacitățile generatorului de radiofrecvență și în special de puterea electrică a liniilor de alimentare care conectează acest generator la antenă. Când se utilizează rețele de fază, puterea de vârf este limitată de puterea maximă a modulelor de matrice fază. Prin urmare, este mai ușor să creșteți prin creșterea duratei semnalului. Cu toate acestea, semnalele de lungă durată nu au o rezoluție bună. Semnalele complexe cu o bază mare pot rezolva aceste contradicții. În prezent, două tipuri de semnale complexe sunt utilizate pe scară largă: modulate în frecvență liniară (chirp) și codificate discret (DCS).
Semnal modulat în frecvență liniară. Dacă, în cadrul duratei pulsului, frecvența purtătoare este modulată conform unei legi liniare cu o abatere mare de frecvență, atunci baza semnalului va fi mare și anvelopa de densitate spectrală a semnalului de intrare se va apropia dreptunghiulară, adică. Apoi, la ieșirea filtrului optim, o anvelopă de semnal din formă
unde este densitatea spectrală a semnalului la ieșirea filtrului optim cu coeficientul de transmisie
Prin transformata Fourier în lățimea spectrului Aeos, găsim semnalul de ieșire:
Făcând un înlocuitor, obținem
Se poate observa că pulsul la ieșirea filtrului optim are o anvelopă de formă
unde este întârzierea semnalului în filtru.
Durata impulsului de ieșire la nivelul de 0,637 este Astfel, pulsul este scurtat sau comprimat de un factor. Raportul de compresie este egal cu baza semnalului.
Exemplu. Să construim o diagramă temporală a unui impuls radio dreptunghiular cu modulație liniară a frecvenței intrapuls. Parametrii semnalului: amplitudinea frecvenței medii, durata semnalului, lățimea spectrului
Orez. 4.10. Tip de semnal ciripit
Soluţie. Expresia analitică pentru semnal (Fig. 4.10) are forma
unde este raportul de compresie (baza semnalului).
Orez. 4.11. Procesul de „compresie” a unui ciripit - impuls radio: a - anvelopa semnalului de intrare; b - legea ciripitului; c - anvelopa semnalului de ieșire
În fig. Figura 4.11 prezintă grafice care ilustrează procesul de comprimare a unui impuls radio cu un ciripit.
Semnalul are următorii parametri:
Filtre de compresie. Dispozitivele cu caracteristici amplitudine-frecvență dreptunghiulară și fază-frecvență pătratică pot fi utilizate ca filtre de compresie, de exemplu, liniile de întârziere (DL) ale unui semnal cu robinete (Fig. 4.12, a, b). Dacă LP-ul nu are proprietăți dispersive, atunci robinetele sunt plasate neuniform la diferite intervale de întârziere și astfel asigură sumarea în fază a semnalelor pe măsură ce pulsul ciripit se propagă de-a lungul LP. Dacă se folosește un LP dispersiv, în care rata de schimbare a timpului de întârziere a grupului față de frecvență este opusă în semn cu rata de modificare a frecvenței semnalului de ciripit în timp, atunci robinetele sunt situate uniform de-a lungul LP.
Orez. 4.12. Linie de întârziere nedispersivă (a) și linie de întârziere dispersivă (b)
Orez. 4.13. Linie de întârziere cu ultrasunete dispersive pe bază de agenți tensioactivi
Pentru comprimarea impulsurilor radio ciripit, cele mai utilizate sunt liniile dispersive cu ultrasunete de întârziere (DULZ) pe undele acustice de suprafață (SAW), care sunt plăci subțiri de materiale piezoelectrice (cuarț piezoelectric sintetic, niobat de litiu, germanat de bismut etc.), pe care se aplică reţele metalice de transmisie şi recepţie (fig. 4.13).
Principalii parametri ai lentilei includ frecvența de funcționare, lățimea de bandă și timpul de întârziere, ale căror valori depind de materialul lentilei.
Ca exemplu, luați în considerare un DULZ (JSC Avangard), conceput pentru a comprima un puls radio de ciripit de durată cu deviație de frecvență, care funcționează la o frecvență
Filtrul unui astfel de laser produce pierderi și are un nivel de lobi laterali Numărul de electrozi din grila convertorului este de .
Pulsul comprimat are o formă care mărește riscul de a masca lobii principali ai pulsului radio comprimat, reflectat de o țintă cu RCS scăzut (Fig. 4.14), de către lobii laterali ai unui semnal puternic. Pentru combaterea acestui fenomen se utilizează procesarea semnalului ponderat în domeniul timpului sau al frecvenței folosind filtre de corecție speciale (Fig. 4.15), construite de obicei după o schemă transversală.
Orez. 4.14. Mascarea unui semnal slab (obiectivul 2) cu lobul lateral al unui semnal puternic (gol
Orez. 4.15. Circuite de ponderare pentru procesarea semnalelor de ciripit în domeniile timp și frecvență
În robinetele filtrelor de compresie transversale sunt instalate amplificatoare, ai căror coeficienți de transmisie corespund coeficienților de ponderare ai funcției de corecție. În DULZ pe bază de surfactant, coeficienții de greutate necesari sunt obținuți prin modificarea lungimii electrozilor matricei.
Procesarea ponderării poate fi implementată utilizând următoarele funcții de ponderare ale filtrului de corecție:
1) Funcția de greutate Dolph-Chebyshev (Fig. 4.16);
2) Funcția de greutate Taylor;
3) funcția generală de greutate:
Un caz special al funcției de greutate Taylor este funcția de greutate Hamming:
Schema bloc a filtrului c este prezentată în Fig. 4.17 Filtrul de suprimare este implementat sub forma a două linii de întârziere conectate în serie la trei amplificatoare de greutate și un sumator. Cu această procesare, nivelul lobilor laterali scade la. Cu toate acestea, lobul principal se extinde de aproximativ 1,47 ori, iar raportul semnal-zgomot în putere scade de 1,34 ori în comparație cu raportul semnal-zgomot la intrarea lui. filtrul Hamming.
Nivelul lobilor laterali scade invers proporțional cu timpul pentru toate tipurile de procesare a greutății, cu excepția funcției de greutate Dolph-Chebyshev, unde este neschimbată. În acest caz, lobul principal se extinde oarecum și pierderile de energie cresc în comparație cu procesarea optimă (fără filtru de corecție). În plus față de filtrele de corecție, pentru combaterea lobilor laterali, se utilizează modificarea formei (pre-accentuarea) semnalelor de sondare și modulația de frecvență neliniară intra-puls.
Orez. 4.16. Răspunsul în frecvență al filtrului de corecție Dolph-Chebyshev
Orez. 4.17. Diagrama bloc al filtrului Hamming
Semnale codificate discrete (DCS) Să ne imaginăm un model al unui corp de incertitudine care satisface cerințele pentru un semnal de sondare consumatoare de energie, cu rezoluție ridicată simultan în timp și frecvență (gamă și viteză sub forma unui piedestal de grosime și a unui con ascuțit cu o axă care coincide cu
cu o axă de înălțime 1 și o bază eliptică stând pe un piedestal (Fig. 4.18).
Să împărțim corpul FNSS în două părți: informativ și non-informativ și
Fie durata lățimii spectrului de semnal, apoi conform Fig. 4.19 volumul informativ este volumul vârfului (vârfului) principal, iar volumul neinformativ este un piedestal-paralelepiped cu volum Pentru aceasta este necesar ca i.e. valoarea ar trebui să fie mai mică, cu atât este mai mare suprafața pe care volumul este „distribuit”
După cum puteți vedea, pentru a îndeplini această condiție, semnalul trebuie să fie atât de lungă durată, cât și de bandă largă, adică tratați semnale complexe cu o bază mare. Acestea din urmă pot fi semnale asemănătoare zgomotului (NL) și cel mai adesea semnale codificate discret (DCS).
Orez. 4.18. Modelul funcției de incertitudine a unui semnal complex
Codificarea discretă a semnalelor poate fi efectuată pe fază, frecvență și amplitudine, fie separat, fie simultan. De obicei, DCS este împărțit în codificat după amplitudine (ADKS), frecvență (PDKS) și fază (FDKS). Un semnal codificat discret este un impuls radio cu o durată constând din elemente de impuls mai scurte (discrete) cu o durată de tk, strâns adiacente unul altuia (vezi Fig. 4.20, a). Analitic, DCS poate fi scris după cum urmează:
unde sunt parametrii de modulare a codului unei secvențe de discrete care pot conține coduri numărul de secvențe discrete din semnal; impuls de amplitudine standard cu durata tk (durata elementului de cod):
În acest caz, durata semnalului este Deoarece - este un parametru de energie, pentru a menține energia semnalului neschimbată în timpul calculelor, este necesar să se normalizeze (4.17) folosind un divizor suplimentar Din expresia generală (4.17) urmează formulele care descriu DCS cu diferite tipuri de codare. Când avem un semnal codat în amplitudine (ADKS):
O pentru alte valori
Când primim un semnal codat în frecvență (FCS). Să notăm atunci
O pentru alte valori
Mai des decât altele, se folosesc semnale FDCS sau așa-numitele semnale modulate în cod de fază (PCM) și manipulate în fază (PM). În acest caz și
Numărul de valori pe care le iau fazele inițiale ale elementelor de cod se numește baza secvenței de cod. Când avem o secvență binară.
O secvență binară FCM se obține atunci când faza inițială a elementului ia una dintre cele două valori sau . Apoi codul poate fi specificat ca o secvență de valori de fază
fie ca o secvenţă de instrucţiuni, fie ca o secvenţă de caractere de cod
Uneori, în material ilustrativ, în loc de simboluri, sunt folosite simbolurile corespunzătoare
Astfel, formarea unei secvențe de cod binar se reduce la specificarea valorilor discrete
Logica simbolurilor este determinată de regula:
În fig. Figura 4.19 prezintă imaginea unui impuls de semnal radio binar cu deplasare de fază (a) și secvența de cod corespunzătoare codurile și secvențele Binary Barker sunt cel mai adesea folosite ca secvențe de cod binar ale semnalelor cu defazare. Codurile Barker oferă niveluri ale lobilor laterali egale cu i.e.
În Fig. 4.19.
Comprimarea impulsului FCM se realizează folosind o linie de întârziere (DL) cu robinete și un adunator, semnale către care de la LZ sunt furnizate prin robinete fie direct, fie cu o rotație de fază de , adică. invers, pentru a asigura succesiunea de însumare a discretelor prezentată în Fig. 4,19, g. Mai mult, procesul de însumare este ilustrat folosind o secvență de cod, prin urmare, faza inițială corespunde și faza de modificare a semnelor de la primul tap la ultimul (de la începutul LZ până la sfârșit); la codul C, fazele inițiale ale pulsului radio (Cod din Fig. 4.19, d). Acest cod este o imagine în oglindă a codului în bandă de bază și reprezintă răspunsul la impuls al filtrului optim. În fig. 4,19, g.
Orez. 4.19. (vezi scanare) Procesarea într-un filtru optim a unui impuls radio FCM cu un cod Barker cu șapte elemente: a - tipul unui impuls radio FCM; b - codul binar al fazelor inițiale ale discretelor; c - schema bloc a dispozitivului de procesare (filtru optim); r - succesiunea de însumare a discretelor; d - rezultatul însumării discretelor; e - semnal de ieşire
Se poate observa că atunci când începutul pulsului radio atinge ultima atingere, iar sfârșitul - primele semnale parțiale pe toate cele șapte atingeri
va avea același semn (fază) și sumă în fază. Ieșirea va produce semnalul maxim posibil - vârful principal cu o durată La dreapta și la stânga acestui vârf sunt trei lobi laterali cu o amplitudine a filtrului optim. Cu toate acestea, codurile Barker sunt cunoscute numai pentru
Cu un cod Barker de treisprezece cifre, pulsul poate fi comprimat de maximum 13 ori, iar nivelul minim al lobilor laterali DCF va fi de 1/13 din amplitudinea vârfului principal al semnalului optim de ieșire al filtrului. În fig. Figura 4.20 arată FNSS al unui semnal cu codificare de fază prin codul Barker la
Orez. 4.20. Vedere a FNSS cu modulare de fază prin codul Barker
Pentru a crește raportul de compresie, prin urmare, pentru a îmbunătăți rezoluția țintei în interval și viteză, precum și pentru a reduce nivelul lobilor laterali, sunt utilizate secvențe de coduri recurente liniare, care nu au practic restricții privind durata codului.
Ca secvențe de cod recurente, se folosesc adesea secvențe - sau coduri de lungime maximă, care se formează folosind relații recurente, ceea ce le permite formarea pe registre de deplasare acoperite de conexiuni de feedback. -Secvențele sunt împărțite în periodice, când perioada de repetare a codului este egală cu durata acestuia, și neperiodice (trunchiate), când, cel mai adesea, -secvența este specificată ca o secvență de caractere
Pentru radix 2, valoarea caracterului curent al secvenței de cod depinde de caracterele anterioare și se calculează prin formula
unde poate fi egal cu sau 1.
Valoarea se numește memorie secvență de cod și determină numărul de celule din registrul de deplasare care formează codul. La
Când se formează o secvență de cod, este specificat un bloc inițial arbitrar sau o combinație inițială de simboluri de cod, constând din simboluri. Întreaga secvență se obține folosind relația de recurență (4.21).
Să enumerăm câteva proprietăți de bază ale secvențelor -:
1) -secventele contin elemente si au o durata;
2) suma a două -secvențe modulo 2 în simboluri dă din nou o -secvență;
3) nivelul lobilor laterali DCF pentru o secvență periodică cu o perioadă este egal cu, iar pentru o singură secvență neperiodică (trunchiată) de durată este egal cu
4) numărul de secvențe recurente liniare maxime diferite cu aceleași este determinat de algoritmul unde este funcția Euler.
Pentru a forma o secvență de codare (modulare), se folosesc de obicei registrele de deplasare, acoperite conform anumitor reguli de feedback de la robinetele de registru. Regulile de implementare a conexiunilor de feedback în registre care formează un cod bazat pe secvențe liniare recurente de lungime maximă pot fi determinate folosind așa-numitele polinoame caracteristice ale secvențelor de cod.
UDC 621.396.96:621.391.26
O metodă de creștere a eficienței radarului pentru detectarea persoanelor din spatele obstacolelor opace optic
O. V. Sytnik I. A. Vyazmitinov, E. I. Miroshnichenko, Yu A. Kopylov
Institutul de Radiofizică și Electronică numit după. A. Ya. Usikova NAS din Ucraina
Sunt luate în considerare posibilitățile de reducere a nivelului lobilor laterali ai funcției de autocorelare a semnalelor de sondare FCM și problemele implementării lor practice în echipamente. A fost propusă o modulare optimă a fază-amplitudii intrapulsului, care face posibilă reducerea lobilor laterali și, în același timp, creșterea ratei de repetiție a mesajelor de sondare. Sunt studiați factorii care influențează caracteristicile unor astfel de semnale și se propune un criteriu de fezabilitate a acestora în echipamente.
Introducere.
Algoritmii de procesare a semnalului într-un radar cu un semnal de sondare cvasi-continuu conceput pentru a detecta obiectele ascunse în spatele obstacolelor optic opace sunt de obicei construiți pe principiul procesării optime a corelației sau al filtrării potrivite [ – ].
Semnalele de sondare pentru astfel de radare sunt selectate pe baza cerinței de a asigura rezoluția necesară și imunitatea la zgomot. În acest caz, ei încearcă să facă ca incertitudinea semnalului să funcționeze în formă de creion în planul corespunzător cu un nivel minim de lobi laterali. Pentru aceasta se folosesc diverse tipuri complexe de modulație [, ,]. Cele mai comune dintre ele sunt: semnalele cu frecvență modulată; semnale cu mai multe frecvențe; semnale cu deplasare de fază; semnale cu modulație de fază de cod; semnale de frecvență discretă sau semnale cu modulație de frecvență de cod; semnale compozite cu modulație de frecvență de cod și un număr de semnale care sunt o combinație a mai multor tipuri de modulație. Cu cât vârful principal al funcției de incertitudine a semnalului este mai îngust și cu cât nivelul lobilor laterali este mai mic, cu atât rezoluția și imunitatea la zgomot a radarului sunt în mod corespunzător mai mari. Termenul „imunitate la zgomot” din această lucrare înseamnă rezistența radarului la interferența cauzată de reflexiile semnalului de sondare de la obiecte care nu sunt ținte și situate în afara stroboscopului analizat (frecvență, timp). Astfel de semnale sunt numite semnale de bază lungă sau semnale ultra-wideband (UWB) în literatură.
Una dintre varietățile de semnale UWB sunt semnalele cu cheie de fază, care reprezintă o secvență codificată de impulsuri radio, ale căror faze inițiale variază în funcție de o lege dată. Secvențe de cod de lungime maximă sau M-secvențele au proprietăți foarte importante pentru radar:
· M-secvențele sunt periodice cu perioada , unde este numărul de impulsuri elementare din secvență; − durata unui puls elementar;
· Nivelul lobilor laterali ai funcției de incertitudine pentru o secvență periodică este − , iar pentru o singură secvență de impulsuri − ;
· Impulsurile dintr-o perioadă a secvenței, care diferă în faze, frecvențe și durate, sunt distribuite cu probabilitate egală, ceea ce oferă motive pentru a considera aceste semnale ca fiind pseudoaleatoare;
· Formare M-secvențele sunt efectuate destul de simplu pe registrele de deplasare, iar numărul de biți ai registrului este determinat de lungimea unei perioade a secvenței - din relație.
Scopul acestei lucrări este de a studia posibilitățile de reducere a nivelului lobilor laterali ai funcției de incertitudine a semnalelor modulate. M-secvente.
Formularea problemei.
Figura 1 prezintă un fragment dintr-o funcție de modulare format dintr-o secvență periodică (aici există două perioade M-secvente cu
).
Secțiune de-a lungul axei timpului a funcției de incertitudine a unui semnal radio modulat de astfel M-secvența este prezentată în Fig. 2. Nivelul lobului lateral, așa cum este prezis de teorie, este de 1/7 sau minus 8,5 dB.
Să luăm în considerare posibilitatea de a minimiza lobii laterali ai funcției de incertitudine a semnalului FCM. Să notăm prin simbol M-secventa, durata unei perioade este egala cu . În timp discret, cu condiția ca , algoritmul de calcul al elementelor șirului poate fi scris în următoarea formă:
(1)
Semnalul radio emis de localizator este produsul semnalului armonic purtător
, (2)
Unde
− vector de parametri pentru funcția de modulare (1) -
. (3)
Puterea semnalului este distribuită între lobii laterali ai funcției de incertitudine -
(4)
și petala principală -
, (5)
unde simbolul *− denotă operația de conjugare complexă, iar limitele integrării în domeniile timp și frecvență sunt determinate de tipul corespunzător de modulație a semnalului.
Atitudine
(6)
poate fi considerată funcţia obiectivă a unei probleme de optimizare parametrică.
Algoritm pentru rezolvarea problemei.
Soluția problemei de optimizare (6) este estimarea parametrului -
, (7)
unde este domeniul de definire al vectorului.
Modul tradițional de a calcula estimarea (7) este de a rezolva sistemul de ecuații -
. (8)
Soluția analitică (8) se dovedește a fi destul de intensivă în muncă, așa că vom folosi o procedură de minimizare numerică bazată pe metoda lui Newton
, (9)
unde este mărimea care determină lungimea pasului procedurii de căutare a extremului funcţiei obiectiv.
O modalitate de a calcula lungimea pasului este de a calcula:
. (10)
În cel mai simplu caz, când vectorul este compus dintr-un parametru, de exemplu sau , semnalul de sondare este generat relativ simplu. În special, la optimizarea funcției obiectiv prin parametru, semnalul este generat în conformitate cu relația
. (11)
În fig. Figura 3 prezintă un fragment al modulului funcţiei de autocorelare a semnalului (11) la , care corespunde unui semnal radio PCM fără modulaţie de fază intrapulsă.
Nivelul lobului lateral al acestei funcții corespunde limitei teoretice egală cu , unde . În fig. Figura 4 prezintă un fragment din modulul funcţiei de autocorelare a semnalului (11) cu parametrul obţinut prin optimizarea funcţiei (). Nivelul lobului lateral este de minus 150 dB. Același rezultat se obține cu modulația de amplitudine M-secvente. În fig. Figura 5 prezintă aspectul unui astfel de semnal la valoarea optimă.
Orez. 5. Fragment de semnal FCM modulat în amplitudine
Semnalul de sondare este generat în conformitate cu algoritmul
. (12)
Modulația simultană amplitudine-fază duce la o scădere a lobului lateral cu un alt ordin de mărime. Nu este posibil să se atingă nivelul zero al lobului lateral din cauza erorilor de calcul inevitabile ale procedurii recurente de minimizare a funcției obiectiv (), care nu permit să se găsească valoarea adevărată a parametrului, ci doar vecinătatea acestuia. - . În fig. Figura 6 arată dependența valorilor coeficienților optimi de modulare a fazei de parametrul , care determină lungimea secvenței.
Orez. 6. Dependența defazării optime de lungime M- secvente
Din fig. 6 se poate observa că, pe măsură ce lungimea secvenței crește, valoarea defazării optime tinde asimptotic la zero și la putem presupune că semnalul optim cu modulație de fază intrapulsă nu este practic diferit de un semnal PCM convențional. Cercetările arată că, pe măsură ce durata perioadei de modulare PSP crește, sensibilitatea relativă la distorsiunea semnalului va scădea.
Un criteriu analitic pentru alegerea lungimii secvenței limită poate fi următoarea relație
, (13)
unde este un număr care determină posibilitatea implementării tehnice a unui semnal cu modulație intrapulsă în echipament.
Evaluarea fezabilității complicarii semnalului.
Complicarea inevitabilă a semnalului cu o scădere a lobilor laterali ai funcției de autocorelare înăsprește în mod semnificativ cerințele pentru dispozitivele de generare a semnalului și căile de transmisie și recepție a semnalului. Astfel, dacă există o eroare în setarea multiplicatorului de fază la o miime de radian, nivelul lobului lateral crește de la minus 150 dB la minus 36 dB. Cu modularea în amplitudine, eroarea relativă la valoarea optimă a coeficientului A o miime duce la o creștere a lobului lateral de la minus 150 dB la minus 43 dB. Dacă erorile de setare a parametrilor sunt de 0,1 față de cei optimi, care pot fi implementați în echipament, atunci lobul lateral al funcției de incertitudine va crește la minus 15 dB, ceea ce este cu 7 - 7,5 dB mai bun decât în absența suplimentară. modulația de fază și amplitudine.
Pe de altă parte, lobul lateral al funcției de incertitudine poate fi redus fără a complica semnalul prin creșterea . Deci, la nivelul lobului lateral va fi de aproximativ minus 15 dB. Trebuie remarcat faptul că semnalele PCM obișnuite (adică fără modulație AM-FM suplimentară) sunt sensibile la erorile care apar în timpul formării lor. Prin urmare lungimea M-secvențele din dispozitivele radar reale sunt, de asemenea, impracticabile să crească la infinit.
Să luăm în considerare influența erorilor care apar în echipamente în timpul formării, transmiterii, recepției și procesării semnalelor radio FCM asupra proprietăților acestora.
Evaluarea influenței erorilor în formarea unui semnal FCM asupra proprietăților acestuia.
Întregul set de factori care influențează caracteristicile semnalului poate fi împărțit în două grupe: fluctuație și determinist.
Factorii de fluctuație includ: instabilitatea fază-frecvență a oscilatoarelor de referință; zgomote de diferite tipuri; scurgeri de semnale de la transmițător direct la intrarea receptorului și, după procesarea corelației cu semnalul de referință, formând procese asemănătoare zgomotului și alți factori.
Factorii determiniști includ: bandă largă insuficientă a circuitelor de formare; asimetria funcției de modulare; incoerența funcției de modulare și a oscilației purtătorului; diferența de formă a semnalelor de referință și de palpare etc.
Mai general, expresia analitică pentru un semnal modulat de o pseudoaleatorie M- succesiune, reprezentați-o sub formă
, (14)
Unde ; - amplitudine constantă; sau p- faza semnalului; N=2k-1; k-întreg; -durata pulsului elementar care formeaza secventa.
Funcția sa de corelare bidimensională este scrisă astfel:
(15)
la
, , iar spectrul său normalizat este prezentat în Fig. 7. Aici, pentru claritate, este prezentat un fragment al axei frecvenței, unde sunt concentrate principalele componente ale spectrului de semnal. O trăsătură caracteristică a unui astfel de semnal, după cum se poate vedea din Fig. 7, este nivelul redus al oscilației purtătorului nemodulat, care în cazul ideal tinde spre zero.
Fig.7. Spectru de semnal normalizat
Banda de spectru larg și absența oscilațiilor periodice nemodulate fac posibilă implementarea algoritmilor de detectare și identificare a obiectelor în sisteme de localizare precum , cu semnalul util slăbit în obstacole cu 40-50 dB și niveluri de interferență corelate depășind semnalul cu 50- 70 dB.
Orez. 8. Densitatea spectrală a semnalului distorsionat
În cazul în care distorsiunile semnalului sunt specificate de funcții deterministe în coordonatele deplasare Doppler - întârziere, este mai convenabil să se ia în considerare influența lor asupra parametrilor funcției de autocorelare a semnalului, de exemplu, sub forma următoarei erori. funcții.
Astfel, pentru un semnal pseudo-aleatoriu cu cheie de fază cu N=15, dependența nivelului lobului lateral rezidual al funcției de autocorelare de lățimea de bandă a circuitelor de formare și a traseului radio este prezentată în Fig. 9.
Fig.9. Dependența nivelului lobului lateral ACF de lățimea de bandă
transmiterea traseului de formare pt k=4
Aici, axa ordonatelor arată valoarea care determină nivelul maxim realizabil al lobului lateral al funcției de autocorelare - un semnal modulat de un pseudoaleator M- secvența, iar de-a lungul axei absciselor - exprimat în procente, raportul dintre lățimea de bandă a circuitului de formare la valoarea maximă a frecvenței spectrului efectiv al semnalului. Punctele din grafic arată valorile nivelului lobului lateral ACF obținute din simularea numerică a efectelor hardware. După cum se poate observa din Fig. 9, în absența distorsiunilor de frecvență în căile radio, nivelul lobului lateral al semnalului ACF este modulat de faza PSP-ului periodic cu o perioadă. N, este – 1/ N. Aceasta corespunde limitei teoretice cunoscute. Când spectrul semnalului modulat este limitat, nivelul lobului lateral crește și la limitare de 50% atinge nivelul, ceea ce corespunde unei funcții de autocorelare neperiodică. Limitarea suplimentară a spectrului de semnal radio duce la prăbușirea aproape completă a ACF și, ca urmare, la incapacitatea de a utiliza semnalul în scopuri practice.
Distorsiunile spectrului semnalului emis de locator și oscilațiile de referință care ajung la corelator, datorită asimetriei dintre nivelurile pozitive și negative și duratelor oscilațiilor modulante, duc la o creștere semnificativă a interferenței în zona laterală. lobii ACF și deteriorarea rezoluției spațiale și a caracteristicilor de detecție ale locatorului. Dependența nivelului lobului lateral de coeficientul de asimetrie este prezentată în Fig. 10
Coeficientul de asimetrie a fost determinat ca
, (16)
unde este durata formării pulsului elementar nedistorsionat M- succesiune;
indicii „+” și „−” înseamnă durata pulsului elementar pozitiv și negativ cu distorsiuni asimetrice. k=4.
Fig. 10. Dependența nivelului lobului lateral ACF de mărimea distorsiunilor asimetrice ale semnalului pentru
Alegerea semnalului și gradul de complexitate al funcției sale de modulare este determinată în primul rând de natura sarcinilor pentru care este destinat radarul. Utilizarea unui semnal FCM destul de complex cu modulare intrapuls necesită crearea de echipamente de precizie, care va duce inevitabil la o creștere semnificativă a prețului designului, dar în același timp va face posibilă crearea de unități universale care pot fi utilizate atât în radare pentru salvatori cât și în radare pentru detectarea obiectivelor de zbor rapid. Această posibilitate apare deoarece caracteristicile unui semnal complex cu o lungime de secvență scurtă, i.e. rata mare de repetiție a trimiterii, vă permite să aveți rezoluția necesară și imunitate la zgomot cu capacitatea de a măsura frecvențele Doppler într-un interval mai larg. În plus, construcția sistemelor radar cu radiație continuă și modulare de fază pseudo-aleatorie a undei purtătoare necesită o analiză detaliată și luarea în considerare a tuturor factorilor care provoacă distorsiuni ale semnalului atât pe căile de transmisie, cât și pe cele de recepție ale locatorului. Luarea în considerare a factorilor de distorsionare se reduce la rezolvarea problemelor de inginerie pentru a asigura o bandă largă suficientă, stabilitatea parametrilor electrici și stabilitatea caracteristicilor căilor de formare. În acest caz, semnalele sondei radar trebuie să fie coerente cu semnalele modulante și auxiliare. În caz contrar, sunt necesare soluții tehnice care să minimizeze distorsiunile diferențelor dintre oscilațiile radiate și de referință. Una dintre modalitățile posibile de implementare a unor astfel de soluții tehnice este introducerea unor limitări simetrice de amplitudine a semnalelor în etapele de ieșire ale emițătorului și la intrarea corelatorului receptor. În acest caz, deși o parte din energia semnalului este pierdută, este posibil să se formeze un ACF al semnalului modulat cu parametri acceptabili. Astfel de soluții tehnice sunt acceptabile în radarele portabile, unde costul și dimensiunile sistemului joacă un rol decisiv.
Cea mai promițătoare în prezent, din punctul de vedere al autorilor, ar trebui considerată construcția de dispozitive de generare și procesare a semnalelor radio cu structură complexă pentru echipamente radar, bazate pe procesoare de semnal de mare viteză care funcționează la frecvențe de ceas de câțiva gigaherți. Diagrama structurală a radarului cu această abordare devine extrem de simplă. Acestea sunt un amplificator de putere liniar, un amplificator receptor liniar cu zgomot redus și un procesor cu dispozitive periferice. Această schemă permite nu numai să realizeze aproape complet proprietățile semnalelor inerente structurii lor fine, ci și să creeze sisteme radar ușor de configurat din punct de vedere tehnologic, a căror procesare a informațiilor se bazează pe algoritmi optimi.
Literatură
1. Frank U.A., Kratzer D.L., Sullivan J.L. Radarul de două lire // RCA Ing.- 1967. Nr 2; P.52-54.
2. Radar Doppler pentru recunoaștere la sol. Ser. Teh. inteligența înseamnă servicii cap. stat // VINITI. – 1997. – Nr. 10. – P. 46-47.
3. Nordwall Bruce D.Radarul cu bandă ultra-largă detectează minele îngropate // Aviat. Săptămâna și Tehnologia Spațială- 1997. Nr 13.-P. 63-64.
4. Sytnik O.V., Vyazmitinov I.A., Myroshnychenko Y.I. Caracteristicile dezvoltării radarului pentru detectarea persoanelor sub obstacole // Inginerie de telecomunicații și radio.¾ 2004. ¾. Estimarea erorilor de implementare Efectul asupra caracteristicilor semnalului radar pseudorandom // Inginerie de telecomunicații și radio.¾ 2003. ¾ Vol.60, Nr. 1&2. ¾ p. 132–140.
9. Manual de radar / Ed. M. Skolnik. Pe. din engleza Ed. K.N. Trofimova. , M.: Sov. radio, 1978, Vol.3. 528s.
Semnalele cu raft larg includ, de asemenea, semnale cu frecvență de modulație liniară intra-puls (chirp). Poate fi prezentat sub formă
unde φ(t) este faza totală.
Frecvența din interiorul pulsului se modifică conform următoarei legi
,
unde Δf este abaterea de frecvență.
Faza totală la momentul t se obține prin integrarea frecvenței:
Astfel, faza totală a semnalului se modifică conform unei legi pătratice. Luând în considerare faza completă de ciripit, semnalul poate fi scris în următoarea formă
Baza semnalului 
. Aspectul semnalului de ciripit este prezentat în Fig. 4.179.
Procesarea optimă a unui semnal ciripit necesită prezența unui filtru potrivit cu o caracteristică oglindită în raport cu semnalul. Printre filtrele analogice, aceasta este o linie de întârziere dispersivă, al cărei timp de întârziere depinde de frecvență.
În Fig. 4.180 este prezentată o diagramă simplificată a unui filtru potrivit pentru un semnal de ciripit.
Găsim spectrul semnalului la ieșirea filtrului potrivit folosind formula
unde K(jω) este funcția de transfer a filtrului potrivit;
S(jω) – spectrul semnalului de ciripit extern.
Aspectul spectrului S(jω) este prezentat în Fig. 4.181
unde este momentul în care apare semnalul maxim de ieșire;
K este o constantă.
Lăsând modulul densității spectrale egal cu o valoare constantă, obținem
unde B este amplitudinea componentelor spectrale.
În conformitate cu teorema lui Parseval
Vom găsi semnalul la ieșirea filtrului potrivit în domeniul timp folosind transformata Fourier a planului spectral
Integrarea peste frecvențe pozitive și izolarea părții active, obținem
Astfel, impulsul de ieșire a devenit de K ori mai îngust decât impulsul de intrare, iar amplitudinea lui a crescut cu un factor.
Aspectul pulsului este prezentat în Fig. 4.172
Lățimea lobului principal la zerouri este 2/Δf, iar la nivel 0,64-1/Δf. Raportul de compresie la acest nivel va fi egal cu
Diagrama de incertitudine a semnalului ciripit este prezentată în Fig. 4.183.
Cu banda de frecvență ocupată, ciripitul este cel mai bun semnal pentru rezoluția în timp.
Mecanismul de comprimare a semnalului în filtrul optim poate fi explicat după cum urmează. Filtrul optim întârzie componentele spectrale pentru următorul timp:
(4.104)
unde este frecvența medie;
Deviația de frecvență;
Durata pulsului;
Timp pentru a atinge maximul pulsului comprimat.
Dependența timpului de întârziere de frecvență (4.104) este prezentată în Fig. 4.184. Timpul de întârziere este o funcție care descrește liniar a frecvenței. Dependența timpului de întârziere de frecvență se numește dispersie.
La momentul t, frecvența instantanee a semnalului la intrarea filtrului este egală cu . Oscilatia acestei frecvente ajunge la iesirea filtrului cu o intarziere de , i.e. in clipa . Să definim acest moment:
În consecință, toate componentele spectrale ale semnalului (indiferent de frecvența lor) sunt întârziate în filtru pentru un astfel de timp încât ajung la ieșirea acestuia simultan în timp . Ca rezultat al adunării aritmetice, se formează un vârf de semnal (Fig. 4.185).
Forma impulsului radio comprimat în absența nepotrivirii frecvenței este determinată de spectrul de amplitudine-frecvență al semnalului de intrare. Spectrul fază-frecvență, în acest caz, este compensat de răspunsul fază-frecvență al filtrului și nu afectează forma semnalului de intrare. Compensarea spectrului de fază-frecvență al semnalului este motivul principal
compresie în timp, conducând la o suprapunere coordonată a componentelor armonice.
Procesarea semnalului FCM
Un semnal manipulat de cod de fază este un semnal de impuls împărțit în impulsuri paralele, fiecare dintre ele având propria sa fază inițială (Fig. 4.186)
Pentru un astfel de semnal relația este valabilă
unde N este numărul de impulsuri parțiale din semnal;
Δf – lățimea spectrului de semnal.
Codurile de fază sunt de obicei binare, dar pot fi mai complexe. Semnalul FCM poate fi reprezentat ca un tren de impulsuri coerente. Pentru un astfel de pachet, detectorul optim este prezentat în Fig. 4.187
Caracteristicile schemei sunt următoarele:
· Întârziere între prizele de linie adiacente, întârzierile trebuie să fie egale cu durata impulsului parțial τ 1 ;
· Unele atingeri ale liniei de întârziere trebuie să includă defazatoare care oferă însumarea semnalelor în modul comun.
Diagrama bloc a detectorului de semnal PCM optim este prezentată în Fig. 4.188
În diagramă sunt prezentate: PV – defazatoare; SF – filtru potrivit. Figurile 4.189 și 4.190 prezintă circuite ale detectorului optim și diagrame de tensiune pentru un semnal format din trei impulsuri parțiale.
Unul dintre principalii parametri care caracterizează un sistem radar este coeficientul de discernabilitate, care este definit ca raportul dintre puterea minimă a semnalului la intrarea receptorului P min și puterea de zgomot.
Performanța detectării depinde de energia semnalului
