트랜지스터는 전기 신호를 증폭, 변환, 생성할 수 있는 반도체 장치입니다. 최초의 기능성 바이폴라 트랜지스터는 1947년에 발명되었습니다. 제조 재료는 게르마늄이었습니다. 그리고 이미 1956년에 실리콘 트랜지스터가 탄생했습니다.
바이폴라 트랜지스터는 전자와 정공이라는 두 가지 유형의 전하 캐리어를 사용하므로 이러한 트랜지스터를 바이폴라라고 부릅니다. 바이폴라 트랜지스터 외에도 전자 또는 정공이라는 한 가지 유형의 캐리어만 사용하는 단극(전계 효과) 트랜지스터가 있습니다. 이 기사에서는 논의할 것입니다.
대부분의 실리콘 트랜지스터는 n-p-n 구조를 가지고 있는데 이는 생산 기술로도 설명됩니다. p-n-p 유형의 실리콘 트랜지스터도 있지만 n-p-n 구조보다 약간 적습니다. 이러한 트랜지스터는 상보 쌍(동일한 전기 매개변수를 갖는 서로 다른 전도율의 트랜지스터)의 일부로 사용됩니다. 예를 들어 KT315 및 KT361, KT815 및 KT814, 트랜지스터 UMZCH KT819 및 KT818의 출력 단계에 있습니다. 수입 앰프는 종종 강력한 보완 쌍인 2SA1943 및 2SC5200을 사용합니다.
p-n-p 구조의 트랜지스터를 순방향 전도 트랜지스터라고 하며, n-p-n 구조를 역방향 전도 트랜지스터라고 합니다. 어떤 이유로 이 이름은 문헌에 거의 나타나지 않지만 라디오 엔지니어와 라디오 아마추어 사이에서는 모든 곳에서 사용되므로 모든 사람이 우리가 말하는 내용을 즉시 이해합니다. 그림 1은 트랜지스터의 개략도와 그래픽 기호를 보여줍니다.
그림 1.
전도성 및 재료 유형의 차이 외에도 바이폴라 트랜지스터는 전력 및 작동 주파수에 따라 분류됩니다. 트랜지스터의 전력 손실이 0.3W를 초과하지 않으면 해당 트랜지스터는 저전력으로 간주됩니다. 0.3~3W의 전력을 갖는 트랜지스터를 중전력 트랜지스터라고 하며, 3W 이상의 전력을 갖는 트랜지스터는 전력이 높은 것으로 간주됩니다. 현대 트랜지스터는 수십, 심지어 수백 와트의 전력을 소비할 수 있습니다.
트랜지스터는 전기 신호를 똑같이 잘 증폭하지 않습니다. 주파수가 증가하면 트랜지스터 캐스케이드 이득이 감소하고 특정 주파수에서는 완전히 중지됩니다. 따라서 넓은 주파수 범위에서 작동하기 위해 다양한 주파수 특성을 가진 트랜지스터가 생산됩니다.
작동 주파수에 따라 트랜지스터는 저주파 - 작동 주파수 3MHz 이하, 중간 주파수 - 3~30MHz, 고주파수 - 30MHz 이상으로 구분됩니다. 작동 주파수가 300MHz를 초과하면 이는 이미 초고주파 트랜지스터입니다.
일반적으로 두꺼운 참고서에는 100개 이상의 다양한 트랜지스터 매개변수가 나열되어 있으며 이는 또한 엄청난 수의 모델을 나타냅니다. 그리고 현대 트랜지스터의 수는 더 이상 어떤 참고서에도 전체를 배치하는 것이 불가능할 정도입니다. 그리고 모델 범위가 지속적으로 증가하여 개발자가 설정한 거의 모든 작업을 해결할 수 있습니다.
전기 신호를 증폭하고 변환하기 위한 많은 트랜지스터 회로(가정용 장비의 수만 기억하세요)가 있지만 모든 다양성에도 불구하고 이러한 회로는 트랜지스터를 기반으로 하는 별도의 캐스케이드로 구성됩니다. 필요한 신호 증폭을 달성하려면 직렬로 연결된 여러 증폭 단계를 사용해야 합니다. 증폭기 스테이지의 작동 방식을 이해하려면 트랜지스터 스위칭 회로에 더 익숙해져야 합니다.
트랜지스터 자체는 아무것도 증폭할 수 없습니다. 증폭 특성은 입력 신호(전류 또는 전압)의 작은 변화가 외부 소스의 에너지 소비로 인해 스테이지 출력의 전압 또는 전류에 상당한 변화를 가져온다는 사실에 있습니다. 증폭기, 텔레비전, 라디오, 통신 등 아날로그 회로에 널리 사용되는 것은 바로 이 속성입니다.
프레젠테이션을 단순화하기 위해 여기서는 n-p-n 트랜지스터를 기반으로 한 회로를 고려합니다. 이 트랜지스터에 대해 언급할 모든 내용은 pnp 트랜지스터에도 동일하게 적용됩니다. 전원 공급 장치의 극성을 변경하고, 있는 경우 작동 회로를 얻는 것만으로도 충분합니다.
공통 이미터(CE)가 있는 회로, 공통 컬렉터(OC)가 있는 회로, 공통 베이스(CB)가 있는 회로 등 총 3개의 회로가 사용됩니다. 이러한 모든 구성표는 그림 2에 나와 있습니다.
그림 2.
그러나 이러한 회로를 고려하기 전에 스위칭 모드에서 트랜지스터가 어떻게 작동하는지 알아야 합니다. 이 소개를 통해 부스트 모드를 더 쉽게 이해할 수 있습니다. 어떤 의미에서 키 회로는 OE가 포함된 회로 유형으로 간주될 수 있습니다.
키 모드에서 트랜지스터 작동
신호 증폭 모드에서 트랜지스터의 작동을 연구하기 전에 트랜지스터가 스위칭 모드에서 자주 사용된다는 점을 기억할 가치가 있습니다.
이러한 트랜지스터 작동 모드는 오랫동안 고려되어 왔습니다. Radio 잡지 1959년 8월호에는 G. Lavrov의 "스위치 모드의 반도체 삼극관"이라는 기사가 실렸습니다. 기사의 저자는 제어 권선(OC)의 펄스 지속 시간 변경을 제안했습니다. 이제 이 제어 방법을 PWM이라고 하며 매우 자주 사용됩니다. 당시 잡지의 다이어그램이 그림 3에 나와 있습니다.
그림 3.
그러나 키 모드는 PWM 시스템에서만 사용되는 것이 아닙니다. 트랜지스터는 단순히 무언가를 켜고 끄는 경우가 많습니다.
이 경우 릴레이를 부하로 사용할 수 있습니다. 입력 신호가 제공되면 릴레이가 켜지고 그렇지 않으면 릴레이 신호가 꺼집니다. 키 모드에서는 릴레이 대신 전구가 사용되는 경우가 많습니다. 이는 일반적으로 조명이 켜져 있거나 꺼져 있음을 나타 내기 위해 수행됩니다. 이러한 주요 단계의 다이어그램은 그림 4에 나와 있습니다. 주요 단계는 LED 또는 광커플러와 함께 작동하는 데에도 사용됩니다.
그림 4.
그림에서 캐스케이드는 일반 접촉으로 제어되지만 디지털 칩이 있거나 대신 있을 수도 있습니다. 자동차 전구는 Zhiguli 자동차의 대시보드를 밝히는 데 사용됩니다. 제어 전압은 5V이고, 스위칭된 콜렉터 전압은 12V라는 사실에 주의해야 합니다.
이 회로에서는 전압이 어떤 역할도 하지 않고 전류만 중요하기 때문에 이에 대해 이상한 점은 없습니다. 따라서 트랜지스터가 이러한 전압에서 작동하도록 설계된 경우 전구는 최소 220V가 될 수 있습니다. 컬렉터 소스 전압도 부하의 작동 전압과 일치해야 합니다. 이러한 캐스케이드를 사용하여 부하는 디지털 칩이나 마이크로컨트롤러에 연결됩니다.
이 회로에서 베이스 전류는 전원 에너지로 인해 베이스 전류보다 수십 배 또는 심지어 수백 배 더 큰(컬렉터 부하에 따라) 컬렉터 전류를 제어합니다. 전류 증폭이 발생하는 것을 쉽게 알 수 있습니다. 트랜지스터가 스위칭 모드에서 작동할 때 캐스케이드는 일반적으로 참고 서적에서 "대신호 모드의 전류 이득"이라는 값을 사용하여 계산됩니다. 참고 서적에서는 문자 β로 표시됩니다. 이는 부하에 의해 결정되는 콜렉터 전류와 가능한 최소 베이스 전류의 비율입니다. 수학 공식의 형태로 보면 다음과 같습니다: β = Ik/Ib.
대부분의 현대 트랜지스터의 경우 계수 β는 일반적으로 50 이상에서 상당히 크므로 핵심 단계를 계산할 때 10과 동일하게 사용할 수 있습니다. 기본 전류가 계산 된 것보다 큰 것으로 판명 되더라도 , 그러면 트랜지스터는 이것과 키 모드로 인해 더 강하게 열리지 않습니다.
그림 3에 표시된 전구를 켜려면 Ib = Ik/β = 100mA/10 = 10mA가 최소입니다. 베이스 저항 Rb 양단의 제어 전압 5V에서 섹션 B-E의 전압 강하를 뺀 값은 5V - 0.6V = 4.4V로 유지됩니다. 기본 저항의 저항은 4.4V / 10mA = 440Ω입니다. 430 Ohms 저항의 저항이 표준 범위에서 선택됩니다. 0.6V의 전압은 B-E 접합의 전압이므로 계산할 때 잊어서는 안됩니다!
제어 접점이 열릴 때 트랜지스터의 베이스가 "공중에 매달려" 남아 있지 않도록 하기 위해 일반적으로 B-E 접합은 트랜지스터를 안정적으로 닫는 저항기 Rbe에 의해 분류됩니다. 이 저항은 잊어서는 안되지만 어떤 이유로 일부 회로에는 존재하지 않으므로 간섭으로 인해 캐스케이드가 잘못 작동할 수 있습니다. 사실, 모두가 이 저항에 대해 알고 있었지만 어떤 이유에서인지 잊어버리고 다시 한 번 "갈퀴"를 밟았습니다.
이 저항의 값은 접점이 열릴 때 베이스의 전압이 0.6V 이상이어야 합니다. 그렇지 않으면 섹션 B-E가 단순히 단락된 것처럼 캐스케이드를 제어할 수 없습니다. 실제로 저항 Rbe는 Rb보다 약 10배 더 큰 공칭 값으로 설치됩니다. 그러나 Rb 등급이 10K이더라도 회로는 매우 안정적으로 작동합니다. 베이스 전위와 이미터 전위가 동일하여 트랜지스터가 닫히게 됩니다.
이러한 키 캐스케이드가 제대로 작동하면 전구를 최대 강도로 켜거나 완전히 끌 수 있습니다. 이 경우 트랜지스터는 완전히 개방(포화 상태)되거나 완전히 폐쇄(차단 상태)될 수 있습니다. 즉시 결론은 이러한 "경계" 상태 사이에 전구가 최대 강도로 빛날 때 그런 것이 있다는 것을 암시합니다. 이 경우 트랜지스터는 반쯤 열려 있나요, 아니면 반쯤 닫혀 있나요? 이는 유리잔 채우기 문제와 같습니다. 낙관주의자는 유리잔이 반쯤 차 있는 것으로 보는 반면, 비관주의자는 유리잔이 반쯤 비어 있다고 봅니다. 이러한 트랜지스터 작동 모드를 증폭 또는 선형이라고 합니다.
신호 증폭 모드에서의 트랜지스터 작동
거의 모든 현대 전자 장비는 트랜지스터가 "숨겨진" 미세 회로로 구성됩니다. 필요한 이득이나 대역폭을 얻으려면 연산 증폭기 모드를 선택하기만 하면 충분합니다. 그러나 그럼에도 불구하고 개별("흩어진") 트랜지스터를 기반으로 한 캐스케이드가 자주 사용되므로 증폭기 스테이지의 작동에 대한 이해가 필요합니다.
OK 및 OB에 비해 트랜지스터의 가장 일반적인 연결은 공통 이미터(CE) 회로입니다. 이러한 보급의 이유는 무엇보다도 높은 전압 및 전류 이득 때문입니다. OE 캐스케이드의 가장 높은 이득은 콜렉터 부하에서 전원 전압 Epit/2의 절반이 떨어지면 달성됩니다. 따라서 후반부는 트랜지스터의 K-E 부분에 속합니다. 이는 아래에서 설명할 캐스케이드를 설정하여 달성됩니다. 이 증폭 모드를 클래스 A라고 합니다.
OE 트랜지스터가 켜지면 컬렉터의 출력 신호는 입력과 위상이 다릅니다. 단점으로는 OE의 입력 저항이 작고(수백 Ohms 이하) 출력 저항이 수십 KOhms 이내라는 점을 알 수 있습니다.
스위칭 모드에서 트랜지스터가 대신호 모드 β의 전류 이득을 특징으로 하는 경우 증폭 모드에서는 "소신호 모드의 전류 이득"이 사용되며 참고 도서에서는 h21e로 지정됩니다. 이 명칭은 트랜지스터를 4단자 네트워크로 표현한 데서 유래합니다. 문자 "e"는 공통 이미터가 있는 트랜지스터를 켰을 때 측정이 이루어졌음을 나타냅니다.
계수 h21e는 일반적으로 β보다 약간 크지만 첫 번째 근사값으로 계산에 사용할 수도 있습니다. 마찬가지로, 매개변수 β와 h21e의 확산은 한 유형의 트랜지스터에 대해서도 너무 커서 계산이 대략적인 것일 뿐입니다. 이러한 계산 후에는 원칙적으로 회로 구성이 필요합니다.
트랜지스터의 이득은 베이스의 두께에 따라 달라지므로 변경할 수 없습니다. 따라서 동일한 상자(한 배치 읽기)에서도 가져온 트랜지스터의 이득이 크게 퍼집니다. 저전력 트랜지스터의 경우 이 계수 범위는 100~1000이고 고전력 트랜지스터의 경우 5~200입니다. 베이스가 얇을수록 계수가 높아집니다.
OE 트랜지스터를 켜기 위한 가장 간단한 회로가 그림 5에 나와 있습니다. 이는 기사의 두 번째 부분에 표시된 그림 2의 작은 부분에 불과합니다. 이러한 유형의 회로를 고정 베이스 전류 회로라고 합니다.
그림 5.
계획은 매우 간단합니다. 입력 신호는 디커플링 커패시터 C1을 통해 트랜지스터의 베이스로 공급되고, 증폭되어 커패시터 C2를 통해 트랜지스터의 컬렉터에서 제거됩니다. 커패시터의 목적은 입력 신호의 일정한 구성 요소(탄소 마이크 또는 일렉트릿 마이크만 기억)로부터 입력 회로를 보호하고 필요한 캐스케이드 대역폭을 제공하는 것입니다.
저항 R2는 캐스케이드의 컬렉터 부하이고 R1은 베이스에 일정한 바이어스를 공급합니다. 이 저항기를 사용하여 콜렉터의 전압이 Epit/2인지 확인하려고 합니다. 이 상태를 트랜지스터의 동작점이라고 하며, 이 경우 캐스케이드 이득은 최대입니다.
대략적으로 저항 R1의 저항은 간단한 공식 R1 ≒ R2 * h21e / 1.5...1.8로 결정할 수 있습니다. 계수 1.5...1.8은 공급 전압에 따라 조정됩니다. 낮은 전압(9V 이하)에서 계수 값은 1.5 이하이고 50V부터 시작하면 1.8...2.0에 가까워집니다. 그러나 실제로 공식은 매우 근사하므로 저항 R1을 선택해야 하는 경우가 가장 많습니다. 그렇지 않으면 컬렉터에서 필요한 Epit/2 값을 얻을 수 없습니다.
콜렉터 저항 R2는 콜렉터 전류와 캐스케이드의 이득이 전체적으로 그 값에 따라 달라지기 때문에 문제의 조건으로 지정됩니다. 저항 R2의 저항이 클수록 이득도 높아집니다. 그러나 이 저항에 주의해야 합니다. 콜렉터 전류는 이 유형의 트랜지스터에 허용되는 최대값보다 작아야 합니다.
회로는 매우 간단하지만 이러한 단순성은 부정적인 특성도 제공하므로 이러한 단순성에 대한 대가를 지불해야 합니다. 첫째, 캐스케이드의 이득은 트랜지스터의 특정 인스턴스에 따라 달라집니다. 수리 중에 트랜지스터를 교체한 경우 바이어스를 다시 선택하여 작동 지점으로 가져옵니다.
둘째, 주변 온도에 따라 달라집니다. 온도가 증가하면 역 컬렉터 전류 Iko가 증가하여 컬렉터 전류가 증가합니다. 그러면 동일한 작동 지점인 Epit/2 콜렉터에서 공급 전압의 절반은 어디에 있습니까? 결과적으로 트랜지스터가 더욱 뜨거워지고 그 후에는 작동하지 않습니다. 이러한 의존성을 제거하거나 최소한으로 줄이기 위해 추가적인 네거티브 피드백 요소(OOS)가 트랜지스터 캐스케이드에 도입됩니다.
그림 6은 고정 바이어스 전압을 갖는 회로를 보여줍니다.
그림 6.
전압 분배기 Rb-k, Rb-e는 캐스케이드에 필요한 초기 바이어스를 제공하는 것처럼 보이지만 실제로 이러한 캐스케이드는 고정 전류 회로의 모든 단점을 가지고 있습니다. 따라서 표시된 회로는 그림 5에 표시된 고정 전류 회로의 변형일 뿐입니다.
온도 안정화 회로
그림 7에 표시된 회로를 사용하면 상황이 다소 좋아집니다.
그림 7.
콜렉터 안정화 회로에서 바이어스 저항 R1은 전원이 아닌 트랜지스터의 콜렉터에 연결됩니다. 이 경우 온도가 높아짐에 따라 역전류가 커지면 트랜지스터가 더 강하게 열리고 컬렉터의 전압은 감소합니다. 이러한 감소로 인해 R1을 통해 베이스에 공급되는 바이어스 전압이 감소합니다. 트랜지스터가 닫히기 시작하고 컬렉터 전류가 허용 가능한 값으로 감소하며 작동 지점의 위치가 복원됩니다.
이러한 안정화 조치로 인해 캐스케이드 이득이 어느 정도 감소한다는 것은 매우 명백하지만 이는 중요하지 않습니다. 누락된 이득은 일반적으로 증폭 단계 수를 늘려 추가됩니다. 그러나 이러한 환경 보호를 통해 캐스케이드 작동 온도 범위를 크게 확장할 수 있습니다.
이미터 안정화 기능을 갖춘 캐스케이드의 회로 설계는 다소 복잡합니다. 이러한 캐스케이드의 증폭 특성은 콜렉터 안정화 회로보다 더 넓은 온도 범위에서 변하지 않습니다. 부인할 수 없는 또 하나의 장점은 트랜지스터를 교체할 때 캐스케이드의 작동 모드를 다시 선택할 필요가 없다는 것입니다.
온도 안정화를 제공하는 이미터 저항 R4도 캐스케이드 이득을 감소시킵니다. 이것은 DC용입니다. 교류 증폭에 대한 저항 R4의 영향을 제거하기 위해 저항 R4는 교류 전류에 대해 미미한 저항을 나타내는 커패시터 Ce에 의해 분류됩니다. 그 값은 증폭기의 주파수 범위에 따라 결정됩니다. 이러한 주파수가 오디오 범위에 있으면 커패시터의 커패시턴스는 단위에서 수십, 심지어 수백 마이크로패럿까지 될 수 있습니다. 무선 주파수의 경우 이는 이미 100분의 1 또는 1000분의 1이지만 어떤 경우에는 이 커패시터 없이도 회로가 제대로 작동합니다.
이미터 안정화가 어떻게 작동하는지 더 잘 이해하려면 공통 컬렉터 OK가 있는 트랜지스터의 연결 회로를 고려해야 합니다.
그림 8에는 공통 컬렉터(OC)가 있는 회로가 나와 있습니다. 이 회로는 그림 2의 일부로, 트랜지스터 연결을 위한 세 가지 회로를 모두 보여주는 기사의 두 번째 부분입니다.
그림 8.
캐스케이드의 부하는 이미 터 저항 R2이고 입력 신호는 커패시터 C1을 통해 공급되며 출력 신호는 커패시터 C2를 통해 제거됩니다. 여기서 이 계획이 OK라고 불리는 이유를 물어볼 수 있습니다. 결국 OE 회로를 떠올려 보면 이미 터가 입력 신호가 공급되고 출력 신호가 제거되는 회로의 공통 와이어에 연결되어 있음을 명확하게 알 수 있습니다.
OK 회로에서는 컬렉터가 단순히 전원에 연결되어 있을 뿐, 얼핏 보기에는 입출력 신호와는 아무런 관련이 없는 것처럼 보인다. 그러나 실제로 EMF 소스(배터리)는 신호에 대해 매우 작은 내부 저항을 가지며 실제로는 동일한 접점입니다.
OK 회로의 작동은 그림 9에서 더 자세히 살펴볼 수 있습니다.
그림 9.
실리콘 트랜지스터의 경우 b-e 전이 전압은 0.5~0.7V 범위에 있는 것으로 알려져 있으므로 1/10의 정확도로 계산을 수행하도록 설정하지 않은 경우 평균 0.6V로 사용할 수 있습니다. 퍼센트. 따라서 그림 9에서 볼 수 있듯이 출력 전압은 항상 입력 전압보다 Ub-e 값, 즉 동일한 0.6V만큼 작습니다. 이 회로는 OE 회로와 달리 입력 신호를 반전시키지 않고 단순히 반복하며 심지어 0.6V까지 감소시킵니다. 이 회로는 이미터 팔로워(Emitter Follower)라고도 합니다. 그러한 계획이 필요한 이유는 무엇이며 그 이점은 무엇입니까?
OK 회로는 전류 신호를 h21e배로 증폭하는데, 이는 회로의 입력 저항이 이미터 회로의 저항보다 h21e배 더 크다는 것을 나타냅니다. 즉, 트랜지스터가 소손될 염려 없이 (제한 저항 없이) 베이스에 직접 전압을 공급할 수 있습니다. 베이스 핀을 가져와서 +U 전원 버스에 연결하기만 하면 됩니다.
높은 입력 임피던스를 사용하면 압전 픽업과 같은 높은 임피던스(임피던스) 입력 소스를 연결할 수 있습니다. 이러한 픽업이 OE 회로에 따라 캐스케이드에 연결된 경우 이 단계의 낮은 입력 임피던스는 단순히 픽업의 신호를 "설치"합니다. 즉, "라디오가 재생되지 않습니다."
OK 회로의 특징은 콜렉터 전류 Ik가 부하 저항과 입력 신호 소스의 전압에만 의존한다는 것입니다. 이 경우 트랜지스터 매개변수는 여기서 전혀 역할을 하지 않습니다. 이러한 회로는 100% 전압 피드백으로 보호된다고 합니다.
그림 9에 표시된 것처럼 이미터 부하의 전류(이미터 전류라고도 함) Iн = Iк + Ib. 베이스 전류 Ib가 컬렉터 전류 Ik에 비해 무시할 수 있다는 점을 고려하면 부하 전류가 컬렉터 전류 Il = Ik와 동일하다고 가정할 수 있습니다. 부하의 전류는 (Uin - Ube)/Rn이 됩니다. 이 경우 Ube가 알려져 있고 항상 0.6V와 같다고 가정합니다.
컬렉터 전류 Ik = (Uin - Ube)/Rn은 입력 전압과 부하 저항에만 의존합니다. 부하 저항은 넓은 범위 내에서 변경될 수 있지만 특별히 열성적일 필요는 없습니다. 결국 Rn 대신에 100 평방 미터의 못을 박으면 어떤 트랜지스터도 견딜 수 없습니다!
OK 회로를 사용하면 정적 전류 전달 계수 h21e를 매우 쉽게 측정할 수 있습니다. 이를 수행하는 방법은 그림 10에 나와 있습니다.
그림 10.
먼저 그림 10a와 같이 부하 전류를 측정해야 합니다. 이 경우 그림과 같이 트랜지스터의 베이스를 어디에도 연결할 필요가 없습니다. 그 후 그림 10b에 따라 베이스 전류를 측정합니다. 두 경우 모두 동일한 양(암페어 또는 밀리암페어)으로 측정해야 합니다. 전원 공급 장치 전압과 부하는 두 측정 모두에서 동일하게 유지되어야 합니다. 정적 전류 전달 계수를 찾으려면 부하 전류를 기본 전류(h21e ≒ In/Ib)로 나누면 충분합니다.
부하 전류 h21e가 증가하면 약간 감소하고 공급 전압이 증가하면 증가한다는 점에 유의해야 합니다. 이미터 팔로워는 종종 보완적인 트랜지스터 쌍을 사용하여 푸시풀 회로에 내장되어 장치의 출력 전력을 증가시킵니다. 이러한 이미터 팔로워는 그림 11에 나와 있습니다.
그림 11.
그림 12.
공통 OB 베이스가 있는 회로에 따라 트랜지스터 켜기
이 회로는 전압 이득만 제공하지만 OE 회로에 비해 주파수 특성이 더 좋습니다. 즉, 동일한 트랜지스터가 더 높은 주파수에서 작동할 수 있습니다. OB 회로의 주요 응용 분야는 UHF 대역용 안테나 증폭기입니다. 안테나 증폭기 회로는 그림 12에 나와 있습니다.
전계 효과 트랜지스터의 경우 균등화 저항이 필요하지 않습니다. 그러나 또 다른 뉘앙스가 발견되었습니다. 병렬 연결에 트랜지스터가 많을수록 트랜지스터를 여는 데 시간이 약간 더 걸립니다. 1개 및 3개의 AUIRFU4104 트랜지스터에 대해 측정이 이루어졌습니다(강력하며 부분적으로 열렸을 때에도 트랜지스터를 죽일 수 없었습니다). 테스트: 5.18V, 0.21Ohm, 트랜지스터. 와이어 가열과 트랜지스터 강하로 인해 최종 전류는 24.6A 미만이었지만 최소 17A였습니다.
- 게이트에서 드레인(양수)과 동일한 전압을 사용하면 트랜지스터가 천천히 열리기 시작하여 포화 모드에 도달하지 않습니다(3.3V 강하). 이는 선언된 개방 임계값 전압이 2~4V입니다(아마도 이는 낮은 개방 임계값: 최소 개방 시작 전압의 최소 및 최대값일 수 있음). 게이트에는 저항이 없으며 이는 프로세스에 해를 끼치지 않습니다. 각 게이트의 910kΩ 연결은 트랜지스터의 켜기 속도에 영향을 주지만 트랜지스터의 최종 전압 강하 등급에는 영향을 미치지 않습니다. 트랜지스터가 너무 뜨거워서 주석이 누출됩니다. 번들은 별도의 트랜지스터보다 10% 느리게 열립니다.
- 게이트에서 드레인(12V)을 초과하는 전압을 사용하면 트랜지스터가 즉시 포화 모드로 들어가고 드롭은 전체 묶음에서 0.2V에 불과합니다. C5-16MV 0.2Ohm/2W 저항기는 10초 후에 공기 중에 콧물이 응고되면서 폭발했습니다(필러가 있는 저항기를 본 것은 이번이 처음입니다). 트랜지스터는 50도 미만으로 가열되었으며 단일<100 градусов. Резистор на затворе отсутствует, и это не вредит процессу.
(2017년 7월 7일 추가됨)필드 스위치의 전압 강하가 3.3V로 명확해졌습니다. 양극성 장애 환자의 부정적인 피드백 이론을 확인하려면 실제적인 테스트가 필요합니다.
MOP(부르주아 MOSFET)는 Metal-Oxide-Semiconductor를 나타내며, 이 약어에서 이 트랜지스터의 구조가 명확해집니다.
손가락에 있는 경우 커패시터의 한 판 역할을 하는 반도체 채널이 있고 두 번째 판은 유전체인 산화규소의 얇은 층을 통해 위치한 금속 전극입니다. 게이트에 전압이 가해지면 이 커패시터가 충전되고 게이트의 전계가 전하를 채널로 끌어당기며 그 결과 채널에 전류를 형성할 수 있는 이동 전하가 나타나고 드레인-소스 저항이 떨어집니다. 날카롭게. 전압이 높을수록 전하가 많아지고 저항이 낮아져 결과적으로 저항이 100분의 1옴의 작은 값으로 떨어질 수 있으며, 전압을 더 높이면 산화물 층과 칸이 파손됩니다. 트랜지스터가 발생하게 됩니다.
바이폴라 트랜지스터에 비해 이러한 트랜지스터의 장점은 분명합니다. 게이트에 전압을 적용해야하지만 유전체이기 때문에 전류는 0이 됩니다. 이 트랜지스터를 제어하는 전력이 부족할 것입니다실제로 커패시터가 충전 및 방전되는 스위칭 순간에만 소비됩니다.
단점은 용량성 특성에서 발생합니다. 게이트에 용량이 있으면 열 때 큰 충전 전류가 필요합니다. 이론적으로는 무한히 작은 기간의 무한대와 같습니다. 전류가 저항에 의해 제한되면 커패시터는 천천히 충전됩니다. RC 회로의 시정수에서 벗어날 수 없습니다.
MOS 트랜지스터는 P와 N도관. 그들은 동일한 원리를 가지고 있으며 유일한 차이점은 채널에 있는 전류 캐리어의 극성입니다. 따라서 제어 전압의 방향과 회로의 포함 방향이 다릅니다. 트랜지스터는 상보적인 쌍의 형태로 만들어지는 경우가 많습니다. 즉, 완전히 동일한 특성을 가진 두 가지 모델이 있는데 그 중 하나는 N 채널이고 다른 하나는 P 채널입니다. 일반적으로 표시는 한 자리씩 다릅니다.
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나의 가장 인기있는 대걸레트랜지스터는 IRF630(n 채널) 및 IRF9630(p채널) 한때는 종류별로 12개 정도 만들었어요. 그리 크지 않은 몸집을 가지고 TO-92이 트랜지스터는 자체적으로 최대 9A까지 끌어낼 수 있는 것으로 유명합니다. 개방 저항은 0.35Ω에 불과합니다.
그러나 이것은 상당히 오래된 트랜지스터입니다. 예를 들어 더 멋진 것들이 있습니다. IRF7314, 동일한 9A를 운반할 수 있지만 동시에 노트북 정사각형 크기인 SO8 케이스에 맞습니다.
도킹 문제 중 하나 MOSFET트랜지스터와 마이크로컨트롤러(또는 디지털 회로)는 완전히 포화될 때까지 완전히 열리려면 이 트랜지스터가 게이트에 훨씬 더 많은 전압을 구동해야 한다는 것입니다. 일반적으로 이는 약 10V이며 MK는 최대 5V를 출력할 수 있습니다.
세 가지 옵션이 있습니다:
그러나 일반적으로 제어 신호를 생성하는 주요 기능 외에도 추가 값으로 전류 보호, 고장 방지, 과전압 보호를 제공하고 개방 속도를 최대로 최적화하기 때문에 드라이버를 설치하는 것이 더 정확합니다. 일반적으로 전류를 헛되이 소비하지 않습니다. 트랜지스터를 선택하는 것도 그리 어렵지 않습니다. 특히 제한 모드에 신경 쓰지 않는다면 더욱 그렇습니다. 우선, 드레인 전류의 값에 대해 고민해야 합니다 - I Drain 또는 ID부하의 최대 전류를 기준으로 10%의 여유를 두고 트랜지스터를 선택합니다. 다음으로 중요한 매개변수는 다음과 같습니다. VGS- 소스-게이트 포화 전압 또는 더 간단하게는 제어 전압입니다. 때로는 쓰여지지만 차트를 봐야 하는 경우가 더 많습니다. 출력 특성 의존성 그래프 찾기 ID~에서 VDS다른 값으로 VGS. 그리고 당신은 어떤 종류의 정권을 갖게 될지 알아냅니다.
예를 들어, 8A의 전류로 12V에서 엔진에 전원을 공급해야 합니다. 드라이버를 망쳤고 제어 신호가 5V만 있습니다. 이 글을 읽고 나서 가장 먼저 떠오른 것은 IRF630이었습니다. 전류는 필요한 8A에 비해 9A의 마진으로 적합합니다. 하지만 출력 특성을 살펴보겠습니다.
이 스위치에서 PWM을 사용하려면 트랜지스터의 개방 및 폐쇄 시간을 조사하고 가장 큰 것을 선택하고 시간을 기준으로 가능한 최대 주파수를 계산해야 합니다. 이 수량을 스위치 지연또는 에,꺼지지 않아, 일반적으로 다음과 같습니다. 음, 주파수는 1/t입니다. 게이트 용량을 살펴보는 것도 좋은 방법입니다 C iss이를 기반으로 게이트 회로의 제한 저항뿐만 아니라 RC 게이트 회로의 충전 시상수를 계산하고 성능을 추정할 수 있습니다. 시간 상수가 PWM 기간보다 크면 트랜지스터는 열리거나 닫히지 않지만 게이트의 전압이 이 RC 회로에 의해 일정한 전압으로 통합되므로 일부 중간 상태에서 정지됩니다.
이러한 트랜지스터를 다룰 때 다음 사항에 유의하십시오. 그들은 정전기를 두려워할 뿐만 아니라 매우 강합니다.. 정전기로 셔터를 관통하는 것이 가능합니다. 그럼 내가 어떻게 샀지? 즉시 호일로밀봉할 때까지 꺼내지 마세요. 먼저 배터리에 접지하고 호일 모자를 쓰세요 :).
말 그대로 트랜지스터와 같은 반도체 장치가 등장한 직후에 그들은 전기 진공 장치, 특히 삼극관을 빠르게 대체하기 시작했습니다. 현재 트랜지스터는 회로 설계에서 선두 위치를 차지하고 있습니다.
초보자, 때로는 숙련된 아마추어 무선 설계자라도 원하는 회로 솔루션을 즉시 찾지 못하거나 회로의 특정 요소의 목적을 이해하지 못합니다. 알려진 속성을 가진 "벽돌" 세트가 있으면 하나 또는 다른 장치의 "건물"을 구축하는 것이 훨씬 쉽습니다.
트랜지스터의 매개변수에 대해 자세히 설명하지 않고(예를 들어 현대 문헌에 이에 대해 충분히 설명되어 있음) 개별 속성과 이를 개선하는 방법만 고려할 것입니다.
개발자가 직면하는 첫 번째 문제 중 하나는 트랜지스터의 전력을 높이는 것입니다. 트랜지스터를 병렬로 연결하면 해결할 수 있습니다 (). 이미터 회로의 전류 균등화 저항은 부하를 균등하게 분배하는 데 도움이 됩니다.
트랜지스터를 병렬로 연결하는 것은 큰 신호를 증폭할 때 전력을 높이는 것뿐만 아니라 약한 신호를 증폭할 때 노이즈를 줄이는 데에도 유용하다는 것이 밝혀졌습니다. 병렬 연결된 트랜지스터 수의 제곱근에 비례하여 노이즈 레벨이 감소합니다.
과전류 보호는 추가 트랜지스터()를 도입하여 가장 쉽게 해결됩니다. 이러한 자체 보호 트랜지스터의 단점은 전류 센서 R로 인해 효율이 감소한다는 것입니다. 가능한 개선 옵션이 표시되어 있습니다. 게르마늄 다이오드 또는 쇼트키 다이오드의 도입으로 인해 저항기 R의 값을 여러 번 줄일 수 있으므로 전력이 소비됩니다.
역전압으로부터 보호하기 위해 다이오드는 일반적으로 KT825, KT827과 같은 복합 트랜지스터에서와 같이 이미 터-컬렉터 단자에 병렬로 연결됩니다.
트랜지스터가 스위칭 모드로 작동할 때 개방 상태에서 폐쇄 상태로 빠르게 전환하고 다시 되돌려야 할 경우 강제 RC 회로()가 사용되는 경우가 있습니다. 트랜지스터가 열리는 순간 커패시터 충전은 베이스 전류를 증가시켜 턴온 시간을 줄이는 데 도움이 됩니다. 커패시터 양단의 전압은 베이스 전류로 인해 발생하는 베이스 저항 양단의 전압 강하에 도달합니다. 트랜지스터가 닫히는 순간 방전되는 커패시터는 베이스에서 소수 캐리어의 재흡수를 촉진하여 꺼지는 시간을 줄입니다.
Darlington 회로()를 사용하여 트랜지스터의 상호 컨덕턴스(콜렉터(드레인) 전류의 변화 대 베이스(게이트)의 전압 변화로 인해 일정한 Uke Usi에서 발생하는 비율)를 증가시킬 수 있습니다. 두 번째 트랜지스터의 베이스 회로에 있는 저항기(없을 수 있음)는 첫 번째 트랜지스터의 컬렉터 전류를 설정하는 데 사용됩니다. 높은 입력 저항(전계 효과 트랜지스터 사용으로 인해)을 갖는 유사한 복합 트랜지스터가 제시됩니다. 그림에 표시된 복합 트랜지스터. 및 는 Szyklai 회로에 따라 서로 다른 전도성의 트랜지스터에 조립됩니다.
그림 1에 표시된 것처럼 Darlington 및 Sziklai 회로에 추가 트랜지스터 도입 교류를 위한 두 번째 단계의 입력 저항이 증가하고 이에 따라 전송 계수가 증가합니다. 유사한 솔루션을 트랜지스터에 적용 회로를 제공하고 각각 트랜지스터의 상호 컨덕턴스를 선형화합니다.
고속 광대역 트랜지스터가 제공됩니다. 비슷한 방식으로 밀러 효과를 줄인 결과 성능이 향상되었습니다.
독일 특허에 따른 "다이아몬드" 트랜지스터가 제시되어 있습니다. 활성화할 수 있는 옵션이 표시됩니다. 이 트랜지스터의 특징은 컬렉터에서 반전이 없다는 것입니다. 따라서 회로의 부하 용량이 두 배로 늘어납니다.
약 1.5V의 포화 전압을 갖는 강력한 복합 트랜지스터가 그림 24에 나와 있습니다. VT3 트랜지스터를 복합 트랜지스터()로 교체하면 트랜지스터의 전력을 크게 높일 수 있습니다.
p-n-p형 트랜지스터뿐만 아니라 p형 채널을 갖는 전계 효과 트랜지스터에 대해서도 유사한 추론이 이루어질 수 있습니다. 트랜지스터를 조절 요소로 사용하거나 스위칭 모드에서 부하를 연결하는 데 콜렉터 회로() 또는 이미터 회로()의 두 가지 옵션이 가능합니다.
위의 공식에서 볼 수 있듯이 가장 낮은 전압 강하와 그에 따른 최소 전력 손실은 컬렉터 회로에 부하가 있는 간단한 트랜지스터에 있습니다. 컬렉터 회로에 부하가 있는 복합 Darlington 및 Szyklai 트랜지스터를 사용하는 것은 동일합니다. 달링턴 트랜지스터는 트랜지스터의 컬렉터가 결합되지 않은 경우 이점을 가질 수 있습니다. 부하가 이미 터 회로에 연결되면 Siklai 트랜지스터의 장점이 분명해집니다.
문학:
1. Stepanenko I. 트랜지스터 및 트랜지스터 회로 이론의 기초. - M .: 에너지, 1977.
2. 미국 특허 4633100: Public. 20-133-83.
3. 그대로 810093.
4. 미국 특허 4,730,124: Pub.22-133-88. - 47페이지.
1. 트랜지스터 전력을 증가시킵니다.
부하를 균등하게 분배하려면 이미터 회로의 저항이 필요합니다. 병렬로 연결된 트랜지스터 수의 제곱근에 비례하여 노이즈 레벨이 감소합니다.
2. 과전류 보호.
단점은 전류 센서(R)의 존재로 인한 효율 감소이다.
또 다른 옵션은 게르마늄 다이오드 또는 쇼트키 다이오드의 도입 덕분에 저항기 R의 값을 여러 번 줄일 수 있고 더 적은 전력이 소비된다는 것입니다.
3. 출력 저항이 높은 복합 트랜지스터.
트랜지스터의 캐스코드 연결로 인해 밀러 효과가 크게 감소됩니다.
또 다른 회로 - 입력에서 두 번째 트랜지스터를 완전히 분리하고 첫 번째 트랜지스터의 드레인에 입력에 비례하는 전압을 공급하기 때문에 복합 트랜지스터는 훨씬 더 높은 동적 특성을 갖습니다(유일한 조건은 두 번째 트랜지스터가 다음을 가져야 한다는 것입니다). 더 높은 컷오프 전압). 입력 트랜지스터를 바이폴라 트랜지스터로 교체할 수 있습니다.
4. 깊은 포화로부터 트랜지스터를 보호합니다.
쇼트키 다이오드를 사용하여 베이스-컬렉터 접합의 순방향 바이어스를 방지합니다.
더 복잡한 옵션은 Baker 방식입니다. 트랜지스터 컬렉터 전압이 베이스 전압에 도달하면 "과도한" 베이스 전류가 컬렉터 접합을 통해 덤프되어 포화를 방지합니다.
5. 상대적으로 낮은 전압 스위치를 위한 포화 제한 회로.
베이스 전류 센서 포함.
콜렉터 전류 센서 포함.
6. 강제 RC 체인을 사용하여 트랜지스터의 온/오프 시간을 줄입니다.
7. 복합 트랜지스터.
달링턴 다이어그램.
시클라이 계획.
전원 공급 장치를 설계하거나 수정할 때 가장 일반적인 요구 사항 중 하나는 출력 전류를 높이는 것입니다.
이러한 소스에서는 단순히 동일한 이름의 트랜지스터 단자를 연결하는 것만으로는 트랜지스터 사이의 전류 분포가 고르지 않기 때문에 일반적으로 실용적인 결과를 얻을 수 없습니다. 작동 온도가 증가함에 따라 거의 모든 부하 전류가 트랜지스터 중 하나를 통해 흐를 때까지 트랜지스터 사이의 전류 분포가 고르지 않게 됩니다.
병렬 연결된 트랜지스터가 완전히 동일한 특성을 갖고 동일한 온도에서 작동한다면 그림 1에서 제안된 옵션을 구현할 수 있습니다. 이 조건은 바이폴라 트랜지스터의 특성 변화가 상대적으로 크기 때문에 현실적으로 구현이 불가능합니다. 쌀. 그림 2는 선형 전원 공급 장치에서 트랜지스터를 병렬 연결하는 방법을 보여줍니다. 이 연결을 사용하면 유사한 Int 매개변수를 가진 트랜지스터를 사용하도록 노력해야 합니다. 하나의 방열판에 고전력 트랜지스터를 설치해야 합니다. 이 회로의 전류를 추가로 균등화하기 위해 저항 R1 및 R2가 이미 터 회로에 사용됩니다. 저항기의 저항은 약 1V 또는 적어도 0.7V 이상의 작동 전류 범위에서 저항기의 전압 강하를 기준으로 선택해야 합니다. 동일한 유형 및 동일한 생산 배치의 트랜지스터라 할지라도 매개변수의 변화가 매우 넓기 때문에 이 회로는 매우 주의해서 사용해야 합니다. 트랜지스터 중 하나의 오류는 필연적으로 체인의 다른 트랜지스터의 오류로 이어집니다. 두 개의 트랜지스터를 병렬로 연결할 때 최대 총 콜렉터 전류는 트랜지스터 중 하나의 최대 콜렉터 전류의 150%를 초과해서는 안 됩니다! 이 회로에 따라 연결된 트랜지스터의 수는 원하는만큼 클 수 있습니다. 저항이 상당히 방출되기 때문에 트랜지스터 연결이 사용되는 장치의 필요한 신뢰성 정도와 전체 장치의 허용 가능한 효율성에 따라 달라집니다. 소량의 화력. 다이어그램은 p-n-p 트랜지스터를 보여줍니다. 당연히 언급된 모든 내용은 n-p-n 트랜지스터에 적용됩니다.
트랜지스터를 켜는 한 가지 방법에 대해
이러한 스테이지의 정적 전류 이득은 총 제어 전류가 트랜지스터 베이스 사이에 고르게 분포되기 때문에 한 트랜지스터의 이득과 같습니다. 그림 1에 표시된 회로에 따라 트랜지스터를 켜면 훨씬 더 큰 이득을 얻을 수 있습니다. 3. 이러한 트랜지스터 연결은 잘 알려진 복합 트랜지스터와 유사하지만 실험적으로 선택된 저항기 R이 있다는 점에서 다릅니다. 적절하게 선택된 저항 R은 전체 이득을 증가시키면서 총 콜렉터 전류가 트랜지스터 사이에 균등하게 분배되도록 보장합니다. 이득의 증가는 전체 제어 전류가 먼저 트랜지스터 VT1에 의해 증폭되고 그런 다음 이 트랜지스터의 이미터 전류의 일부가 트랜지스터 VT2에 의해 추가로 증폭된다는 사실로 설명됩니다. 그림 1의 회로에 따라 두 개의 트랜지스터를 연결하는 이점 3개는 두 계획 옵션에 대한 비교 실험 테스트 중에 확인되었습니다. 두 회로 모두 동일한 P217V 트랜지스터 사본을 사용하여 교대로 조립되었습니다. 두 경우 모두 총 콜렉터 전류는 2A로 설정되었습니다. 트랜지스터를 병렬로 연결한 경우(그림 2), 저항 R1 및 R2의 저항이 0.69Ω과 같을 때 트랜지스터 사이에 균일한 전류 분포가 달성되었습니다. 이 경우 베이스 전류는 44mA, 이미터와 컬렉터 사이의 전압은 4V입니다. 두 번째 경우(그림 3)에서는 저항 R이 0.2Ω이고 이미터와 컬렉터 사이의 동일한 전압(4V)이 베이스 전류가 20mA인 경우 트랜지스터 사이의 균일한 전류 분포가 달성되었습니다. 따라서 그림의 다이어그램은 다음과 같습니다. 3은 정적 이득이 두 배이고 효율이 더 높습니다. 이러한 회로는 또한 그림 4의 회로에 따라 트랜지스터를 켤 때 수행할 수 없는 다양한 유형의 드라이브(그림 4)와 트랜지스터를 연결하는 데 사용할 수 있습니다. 2. 그림의 다이어그램에 따른 증폭기. 4는 트랜지스터 P306 및 P701을 사용하여 조립되었습니다. 총 전류는 0.4A로 설정되었습니다. 저항 R의 저항은 8Ω입니다. 베이스 전류가 7mA일 때 이미터와 컬렉터 사이의 전압은 7V였습니다.
사용된 정보 소스
1. http://radiocon-net.narod.ru/page16.htm
2. 라디오 5호 1972년
