2. Incarico per tesina.
3. Dati iniziali.
4. Schema a blocchi del sistema di comunicazione.
5. Diagrammi temporali e spettrali alle uscite dei blocchi funzionali del sistema di comunicazione.
6. Schema a blocchi del ricevitore.
7. Prendere una decisione su un conteggio.
8. Probabilità di errore all'uscita del ricevitore.
9. Guadagno nel rapporto segnale-rumore quando si utilizza un ricevitore ottimale.
10. La massima immunità al rumore possibile per un dato tipo di segnale.
11. Prendere una decisione da parte del destinatario sulla base di tre letture indipendenti.
12. Probabilità di errore nell'utilizzo del metodo dell'accumulo sincrono.
13. Calcolo del rumore di quantizzazione durante la trasmissione di segnali con il metodo TSC.
14. Uso di segnali complessi e filtri abbinati.
15. Risposta all'impulso del filtro abbinato.
16. Schema di un filtro abbinato per la ricezione di segnali complessi. La forma di segnali complessi all'uscita dell'SF durante la trasmissione dei caratteri "1" e "0".
17. Soglie ottimali del solutore per metodi decisionali sincroni e asincroni quando si ricevono segnali complessi da un filtro abbinato.
18. Guadagno di energia quando si utilizza un filtro abbinato.
19. Probabilità di errore all'uscita del ricevitore quando si applica un filtro di adattamento del segnale complesso.
20. La capacità del sistema di comunicazione sviluppato.
21. Conclusione.
Introduzione.
L'obiettivo di questo lavoro del corso è descrivere un sistema di comunicazione per la trasmissione di messaggi continui con segnali discreti.
La trasmissione delle informazioni occupa un posto alto nella vita della società moderna. Il compito più importante quando si trasmettono informazioni è trasmetterle senza distorsioni. La più promettente in questa direzione è la trasmissione di messaggi analogici con segnali discreti. Questo metodo offre un grande vantaggio nell'immunità al rumore delle linee di informazione. Tutte le moderne reti di informazione si basano su questo principio.
Inoltre, un canale di comunicazione discreto è facile da usare e, attraverso di esso, è possibile trasmettere qualsiasi informazione, ad es. ha versatilità. Tutto ciò rende tali canali di comunicazione i più promettenti al momento.
1. Incarico per tesina.
Sviluppare uno schema a blocchi generalizzato di un sistema di comunicazione per la trasmissione di messaggi continui con segnali discreti, sviluppare uno schema a blocchi di un ricevitore e uno schema a blocchi di un filtro ottimale, calcolare le caratteristiche principali del sistema di comunicazione sviluppato e trarre conclusioni generali in base ai risultati del lavoro.
2. Dati iniziali.
1) Numero opzione N = 1.
2) Tipo di segnale nel canale di comunicazione DIGA .
3) Velocità di trasmissione del segnale V = 6000 Baud.
4) Ampiezza dei segnali di canale A = 3 mV.
5) Dispersione del rumore x * x = 0,972 μW.
7) Metodo di trasmissione del segnale KG .
8) La larghezza di banda di un vero ricevitore è Df = 12 kHz.
9) Valore di lettura Z (t0) = 0,75 mV
D f = 12kHz.
10) Valore campione Z (t1) = 0,75 mV
11) L'ampiezza massima all'uscita dell'ADC b max = 2,3 V.
12) Fattore di picco P. = 1.6.
13) Il numero di bit del codice binario n = 8.
14) Vista di una sequenza discreta di un segnale complesso
1 -1 1 -1 -1 -1 1 1 -1
3. Schema a blocchi del sistema di comunicazione.
Un sistema di comunicazione è un insieme di mezzi radiotecnici che assicurano il trasferimento di informazioni da una sorgente a un ricevitore. Considera un diagramma del sistema di comunicazione.
Un dispositivo che converte un messaggio in un segnale è chiamato trasmettitore e un dispositivo che converte un segnale ricevuto in un messaggio è chiamato ricevitore.
Considera un dispositivo di trasmissione:
Il filtro passa basso restringe lo spettro del messaggio originale in modo che soddisfi il teorema di Kotelnikov, necessario per un'ulteriore trasformazione.
Un convertitore da analogico a digitale (ADC) converte un messaggio continuo in forma digitale. Questa trasformazione consiste in tre operazioni: in primo luogo, il messaggio continuo viene campionato nel tempo a intervalli; vengono quantizzate le letture ottenute dei valori istantanei (Quant.); la sequenza ottenuta di valori quantizzati del messaggio trasmesso è rappresentata come una sequenza di combinazioni di codici binari mediante codifica.
Il segnale ricevuto dall'uscita dell'ADC viene inviato all'ingresso del modulatore di ampiezza, dove la sequenza di impulsi binari viene convertita in impulsi radio, che vengono inviati direttamente al canale di comunicazione.
Sul lato ricevente del canale di comunicazione, la sequenza di impulsi dopo la demodulazione nel demodulatore viene inviata all'ingresso di un convertitore digitale-analogico (DAC), il cui scopo è ripristinare un messaggio continuo dalla sequenza ricevuta di combinazioni di codici. Il DAC include un decodificatore per trasformare le combinazioni di codici in una sequenza quantistica di campioni e un filtro anti-aliasing (LPF), che ripristina un messaggio continuo da valori quantizzati.
4. Diagrammi temporali e spettrali alle uscite dei blocchi funzionali del sistema di comunicazione.
1) Comunicazione continua.
2) Filtro passa basso.
3) Discretizzatore.
4) Quantizzatore.
6) Modulatore.
7) Canale di comunicazione.
8) Demodulatore.
10) Filtro passa basso.
11) Destinatario.
5. Schema a blocchi del ricevitore.
Nella ricezione coerente, viene utilizzato un rilevatore sincrono, che elimina l'influenza della componente ortogonale del vettore di interferenza. Componente x = E P · cosj ha una distribuzione e una potenza normali
. Pertanto, la probabilità di distorsione del messaggio R(0/1) e pausa distorsione probabilità R(1/0) sarà ugualeIl segnale Z (t) viene inviato al moltiplicatore, dove viene moltiplicato con il segnale proveniente dalla linea di ritardo. Quindi il segnale viene integrato, dopo di che viene inviato al dispositivo decisore, dove viene presa una decisione a favore del segnale S1 (t) o S2 (t).
6. Prendere una decisione su un conteggio.
I messaggi vengono trasmessi come una sequenza di simboli binari "1" e "0", che compaiono con probabilità a priori, rispettivamente, P (1) = 0,09 e P (0) = 0,91.
Questi simboli corrispondono ai segnali iniziali S1 e S2, che sono noti esattamente nella posizione di ricezione. Nel canale di comunicazione, i segnali trasmessi sono affetti da rumore gaussiano con una varianza di D = 0,972 μW. Un ricevitore ottimale secondo il criterio di un osservatore ideale prende decisioni sulla base di un campione della miscela di segnale e dell'interferenza su un intervallo di segnale con una durata T .
Per accettare "1" secondo il criterio di un osservatore ideale, deve essere soddisfatta la seguente disuguaglianza:
in caso contrario, viene accettato "0".
Per applicare il criterio dell'osservatore ideale, devono essere soddisfatte tre condizioni:
In modo che i segnali siano pienamente conosciuti.
1) In modo che l'interferenza con una legge di distribuzione gaussiana agisca nel canale di comunicazione.
Immunità ai disturbi dei sistemi di comunicazione radio con diffusione dello spettro dei segnali mediante il metodo della sintonizzazione pseudo-casuale della frequenza operativa. IN E. Borisov, V.M. Zinchuk, A.E. Limarev, N.P. Mukhin e V.I. Shestopalov. / 2000
| UDC 621.391.372.019 Immunità ai disturbi dei sistemi di comunicazione radio con diffusione dello spettro dei segnali mediante il metodo della sintonizzazione pseudo-casuale della frequenza operativa. IN E. Borisov, V.M. Zinchuk, A.E. Limarev, N.P. Mukhin e V.I. Shestopalov. - M.: Radio e comunicazione, 2000. - 384 p.: ill. ISBN - 5-256-01392-0 Vengono enunciati i principi e le caratteristiche di base del metodo di diffusione dello spettro dei segnali dovuto alla sintonizzazione pseudo-casuale della frequenza operativa (PFC). Viene fornita un'analisi dei possibili modi per aumentare l'immunità al rumore dei tipici sistemi di comunicazione radio (SRS) con frequency hopping e frequency shift keying in condizioni di interferenza organizzata e auto-rumore dell'SRC. I problemi di sintesi e analisi dell'immunità al rumore di algoritmi adattativi per la demodulazione di segnali con frequency hopping e diversità di frequenza dei simboli informativi vengono risolti in condizioni di incertezza a priori sulla potenza dell'interferenza concentrata sullo spettro. Vengono presentati schemi strutturali e algoritmi tipici per il funzionamento dei principali dispositivi del sottosistema di sincronizzazione nell'SRS con salto di frequenza, indicatori e metodi per valutare l'efficacia delle procedure di ricerca cicliche. Viene considerato l'uso congiunto di segnali con frequency hopping e array di antenne adattive (ААР) con SRC. Viene analizzato un algoritmo di adattamento che fornisce il massimo rapporto segnale-rumore. Vengono descritti algoritmi e caratteristiche prestazionali dei rivelatori di energia, che forniscono la rivelazione di segnali con salto di frequenza ai fini della loro soppressione elettronica. Per ricercatori, ingegneri, dottorandi e studenti senior specializzati nella ricerca e sviluppo di sistemi di comunicazione radio. |
Ill. 211. Tabella 14. Bibliografia 112 titoli.
Revisori:
tecnico medico Scienze, il professor Yu.G. Bugrov
tecnico medico Scienze, il professor Yu.G. Sosulin
tecnico medico Scienze, Professore N.I. Smirnov
Prefazione
Il modo più importante per ottenere l'immunità richiesta dei sistemi di comunicazione radio (SRS) quando esposti a interferenze organizzate (intenzionali) è l'uso di segnali con sintonizzazione di frequenza pseudo-casuale (PFC) e l'uso di algoritmi ottimali e quasi ottimali per l'elaborazione tali segnali.
Un gran numero di opere di autori nazionali e stranieri è dedicato al problema dell'immunità al rumore di un SRS con un ampliamento dello spettro dei segnali mediante il metodo del salto di frequenza. Tra questi, in primis, le note monografie e opere delle scuole scientifiche di L.E. Varakin e G.I. Tuzova; libri di D.J. finora inediti in russo. Torrieri "Principi dei sistemi di comunicazione sicura", Dedham, MA .: Artech House, Inc., 1985; M.K. Simon, J.K. Omura, R.A. Scholtz, B.K. Levitt "Comunicazione a spettro diffuso", vol. I-III, Rockville, MD .: Computer Science Press, 1985. Nel 1998, la casa editrice "Artech House, Inc.", specializzata nel campo del radar, delle comunicazioni radio, della soppressione elettronica, ecc., Ha pubblicato libri di D.C. Schleher "Principi avanzati di guerra elettronica", E. Waltz "Introduzione alla guerra dell'informazione". Association of American Professionals in the Field of Communication Theory and Technology, sotto la guida del professor J.S. Lee (Inc. 2001, Jefferson Davis Highway, Suite 601. Arlington, Virginia 22202) ha pubblicato più di dieci lavori, inclusi quelli personalizzati, su vari aspetti dell'immunità al rumore di SRS con salto di frequenza. Nel 1999 la casa editrice "Radio e Comunicazione" ha pubblicato una monografia di V.I. Borisova, V.M. Zinchuk "Immunità alle interferenze dei sistemi di comunicazione radio. Approccio probabilistico-tempo".
Tuttavia, rimane il problema dell'efficacia del CDS con il frequency hopping, la ricerca e lo sviluppo di modi promettenti per aumentare l'immunità al rumore del CDS, soprattutto nel contesto del miglioramento continuo delle tattiche e delle tecniche di soppressione elettronica (REP). rilevante e importante sia dal punto di vista scientifico che pratico.
Le possibilità recentemente emerse di un'introduzione diffusa della tecnologia a microprocessore ad alta velocità e della moderna base di elementi nel CPC consentono di implementare nuovi principi di formazione, ricezione ed elaborazione di segnali con salto di frequenza, inclusa la diversità di frequenza di simboli con elevata molteplicità e breve durata di elementi, uso congiunto di M-ary frequency shift keying (FM) e codifica immune al rumore, segnali con salto di frequenza e array di antenne adattive, ecc. Tutto ciò consente un'elevata immunità al rumore dell'SRS quando esposto a vari tipi di interferenza organizzata .
Gli argomenti trattati nel libro, il loro contenuto e la loro presentazione riflettono, in una certa misura, lo stato attuale dei principali aspetti del problema dell'immunità al rumore dell'SRS, inclusi, tra l'altro, i problemi di sincronizzazione, l'applicazione congiunta dei segnali con salto di frequenza e array di antenne adattive nell'SRS, nonché il rilevamento di segnali con salto di frequenza da parte di stazioni tecniche radio intelligence, garantendo l'efficace funzionamento dei sistemi di guerra elettronica. Il contenuto del libro è subordinato a un unico obiettivo: l'analisi dell'efficacia dei possibili modi per aumentare l'immunità al rumore di un SRS con salto di frequenza nelle condizioni di un REB.
Il libro è stato scritto sulla base delle opere degli autori, utilizza ampiamente i risultati della ricerca di esperti nazionali e stranieri. Allo stesso tempo, gli autori, riferendosi ad alcuni dei problemi dell'immunità al rumore dei CDS con salto di frequenza alle opere di specialisti stranieri non pubblicati in russo, sono stati presentati alcuni materiali del libro sotto forma di recensioni analitiche.
Il libro utilizza l'apparato matematico a disposizione degli ingegneri, fornisce diagrammi a blocchi di CDS tipici, grafici e tabelle che illustrano le possibilità di metodi di immunità al rumore per CDS con salto di frequenza. Il desiderio di semplificare il materiale presentato ha portato al fatto che il libro si occupa principalmente del tipico CPC binario con FM e dei canali di comunicazione - senza attenuazione e con interferenze gaussiane.
La lettura del libro presuppone la conoscenza dei fondamenti della teoria statistica della comunicazione, esposti nelle più celebri, ormai classiche, monografie di V.I. Tikhonov "Ingegneria radiofonica statistica", - M .: Radio e comunicazione, 1982, e B.R. Levin "Fondamenti teorici dell'ingegneria radiofonica statistica", - M .: Radio e comunicazione, 1989.
Gli autori sono grati ai traduttori Zykov N.A., Luneva S.A., Titova L.S. per il loro grande aiuto nel lavoro sulla letteratura straniera.
Gli autori sono grati ai dipendenti del Voronezh Research Institute of Communications Yu.G. Belous, E.I. Goncharova, T.V. Dorovskikh, E.V. Izhbakhtina, T.F. Kapaeva, N.A. Parfenova, E.V. Pogosova, O.I. Sorokina e N.N. Starukhina per il set informatico dei materiali per il libro, eseguendo numerosi calcoli, sviluppando e preparando materiale grafico e illustrativo.
PREFAZIONE |
8 | |
INTRODUZIONE |
10 | |
Capitolo 1. |
||
| SISTEMI DI RADIOCOMUNICAZIONE CON ESPANSIONE DELLO SPETTRO DEL SEGNALE MEDIANTE IL METODO DI SINTONIA DELLA FREQUENZA OPERATIVA PSEUDO-CASUALE: PRINCIPI GENERALI | 13 | |
| 1.1. | Breve caratteristica della diffusione dello spettro dei segnali con il metodo frequency hopping | 13 |
| 1.1.1. | Principi di base e metodi di diffusione del segnale | 13 |
| 1.1.2. | Metodo di sintonizzazione pseudo-casuale della frequenza operativa | 19 |
| 1.1.3. | Schemi a blocchi tipici dei sistemi di comunicazione radio con salto di frequenza | 24 |
| 1.2. | Fattore di diffusione del segnale e margine di immunità al rumore di un sistema di comunicazione radio con salto di frequenza | 36 |
| 1.3. | Caratteristica generale dell'immunità ai disturbi dei sistemi di comunicazione radio con salto di frequenza | 42 |
| 1.3.1. | Immunità dei sistemi di comunicazione radio con salto di frequenza | 42 |
| 1.3.2. | Segretezza dei segnali dai sistemi di comunicazione radio con frequency hopping | 44 |
| 1.3.3. | Conflitto elettronico: "sistema di comunicazione radio - sistema REP" | 53 |
| 1.4. | Modelli e brevi caratteristiche delle principali tipologie di interferenza | 56 |
Capitolo 2. |
||
| IMMUNITÀ DEI TIPICI SISTEMI DI COMUNICAZIONE RADIO CON GESTIONE E MANIPOLAZIONE DELLA FREQUENZA | 64 | |
| 2.1. | Probabilità di errore condizionale per bit di informazione su FM binario | 64 |
| 2.2. | Valutazione dell'impatto dell'interferenza sonora in una parte della banda sui sistemi di comunicazione radio con frequency hopping e FM non casuale | 73 |
| 2.3. | Valutazione dell'impatto dell'interferenza del rumore in una parte della banda sui sistemi di comunicazione radio con frequency hopping e FM binario casuale | 80 |
| 2.4. | Valutazione dell'impatto delle interferenze di ritorno sui sistemi di comunicazione radio con frequency hopping e FM | 86 |
| 2.4.1. | Stima delle capacità temporali della stazione di controinterferenza | 86 |
| 2.4.2. | Valutazione dell'impatto dell'interferenza del rumore di ritorno sui sistemi di comunicazione radio con salto di frequenza e FM | 96 |
| 2.4.3. | Valutazione dell'impatto dell'interferenza della risposta armonica sui sistemi di comunicazione radio con salto di frequenza e FM | 102 |
| 2.5. | Immunità dei sistemi di comunicazione radio con frequency hopping, FM binario e codifica a blocchi | 111 |
Capitolo 3. |
||
| SINTESI E ANALISI DELL'EFFICIENZA DI ALGORITMI ADATTIVI DELLA DIFFERENZA CON GESTIONE DELLA FREQUENZA, MANIPOLAZIONE DELLA FREQUENZA E DIFFUSIONE DEI SIMBOLI IN FREQUENZA | 124 | |
| 3.1. | Sintesi di un algoritmo adattativo ottimale per distinguere segnali con frequency hopping intra-simbolo e FM | 124 |
| 3.2. | Algoritmo di discriminazione del segnale adattivo quasi ottimale con salto di frequenza all'interno del simbolo e FM binario | 132 |
| 3.3. | Valutazione dell'immunità al rumore dell'algoritmo adattativo sintetizzato per la distinzione dei segnali con salto di frequenza intra-simbolo e FM binario | 141 |
| 3.3.1. | Il caso dei segnali "deboli" | 142 |
| 3.3.2. | Il caso dei segnali "forti" | 148 |
Capitolo 4. |
||
| IMMUNITÀ DEGLI ALGORITMI ADATTIVI PER LA DEMODULAZIONE DEI SEGNALI CON GESTIONE DELLA FREQUENZA DI INTRIBITO E MANIPOLAZIONE DELLA FREQUENZA BINARIA | 152 | |
| 4.1. | Schemi strutturali dei demodulatori | 152 |
| 4.2. | Immunità ai disturbi di un demodulatore con aggiunta lineare di campioni | 157 |
| 4.3. | Immunità ai disturbi di un demodulatore con campionamento non lineare | 164 |
| 4.4. | Immunità di un demodulatore con un limitatore morbido | 170 |
| 4.5. | Immunità di un demodulatore autonormalizzante | 173 |
| 4.6. | Influenza del controllo del guadagno adattivo sull'immunità al rumore CPC | 182 |
| 4.7. | Analisi comparativa dell'immunità al rumore dei demodulatori di segnale con salto di frequenza intra-bit e FM binario | 189 |
Capitolo 5. |
||
| IMMUNITÀ DEI SISTEMI DI COMUNICAZIONE RADIO CON GESTIONE DELLA FREQUENZA CON L'USO CONGIUNTO DI MANIPOLAZIONE DELLA FREQUENZA, SPAZIATURA DEI SIMBOLI DI FREQUENZA E CODIFICA A BLOCCHI | 194 | |
| 5.1. | Immunità dei sistemi di comunicazione radio con frequency hopping a M-ary FM e L-times spaziatura dei simboli in frequenza | 194 |
| 5.1.1. | Probabilità di errore condizionale per bit di informazione | 197 |
| 5.1.2. | 199 | |
| 5.2. | Immunità dei sistemi di comunicazione radio con frequency hopping, M-ary FM, codifica a blocchi e spaziatura di frequenza L-fold delle parole del codice | 203 |
| 5.2.1. | Schema a blocchi di un sistema di comunicazione radio. | 203 |
| 5.2.2. | Probabilità media di errore per bit di informazione. | 206 |
| 5.2.3. | Analisi della probabilità media di errore per bit di informazione | 209 |
Capitolo 6. |
||
| SINCRONIZZAZIONE NEI SISTEMI DI COMUNICAZIONE RADIO CON RICOSTRUZIONE PSEUDO-CASUALE DELLA FREQUENZA OPERATIVA | 214 | |
| 6.1. | Scopo del sottosistema di sincronizzazione. | 214 |
| 6.2. | Modello descrittivo del sottosistema di sincronizzazione. | 219 |
| 6.2.1. | Schema a blocchi tipico del sottosistema di sincronizzazione | 219 |
| 6.2.2. | Schemi strutturali tipici e algoritmi per il funzionamento dei principali dispositivi del sottosistema di sincronizzazione | 221 |
| 6.3. | Indicatori e valutazione dell'efficacia delle procedure cicliche di ricerca. | 230 |
| Appendice P.6.1. Il limite superiore del tempo medio di ricerca normalizzato | 242 | |
| Appendice P.6.2. Limite superiore per la probabilità di rilevamento corretto | 243 | |
Capitolo 7. |
||
| ARRAY D'ANTENNA ADATTIVI NEI SISTEMI DI COMUNICAZIONE RADIO CON RICOSTRUZIONE PSEUDO-CASUALE DELLA FREQUENZA OPERATIVA | 244 | |
| 7.1. | Influenza dei segnali con salto di frequenza sulle caratteristiche di un array di antenne adattive | 244 |
| 7.2. | Algoritmo Maximin per l'elaborazione del segnale e del rumore | 256 |
| 7.3. | Implementazione e capacità dell'algoritmo maximin | 259 |
| 7.4. | Modernizzazione dell'algoritmo maximin | 271 |
| 7.4.1. | Elaborazione parametrica. | 272 |
| 7.4.2. | Elaborazione spettrale | 274 |
| 7.4.3. | Elaborazione anticipata. | 277 |
Capitolo 8. |
||
| RILEVAMENTO DEI SEGNALI CON RICOSTRUZIONE PSEUDO-CASUALE DELLA FREQUENZA OPERATIVA | 281 | |
| 8.1. | Rilevazione di segnali di struttura sconosciuta. | 281 |
| 8.2. | Rilevatore di energia a banda larga | 286 |
| 8.3. | Rivelatori di energia multicanale | 292 |
| 8.3.1. | Rivelatore multicanale quasi ottimale | 293 |
| 8.3.2. | Rivelatore di tipo sommatore multicanale con banco di filtri | 295 |
| 8.3.3. | Modello di un rivelatore del tipo sommatore con un banco di filtri durante l'intercettazione di segnali con un salto di frequenza lento | 297 |
| 8.3.4. | Un rivelatore di tipo sommatore multicanale con un banco di filtri in una parte della banda. | 305 |
| 8.3.5. | Discrepanza nel tempo e nella frequenza tra le caratteristiche del segnale con salto di frequenza ei parametri del rivelatore. | 309 |
| 8.3.5.1. | Disallineamento temporale | 310 |
| 8.3.5.2. | Mancata corrispondenza di frequenza | 311 |
| 8.4. | Rilevatore di energia adattativa multicanale in presenza di segnali interferenti | 313 |
| 8.4.1. | Schema a blocchi di un rilevatore di energia adattativa multicanale con livello di soglia regolabile | 313 |
| 8.4.2. | Probabilità di falso allarme e regolazione della soglia adattativa | 316 |
| 8.4.3. | Probabilità di rilevamento. | 320 |
| 8.4.4. | Effetto della mancata corrispondenza temporale sul rilevamento del segnale. | 323 |
| 8.5. | Altri possibili tipi di rilevatori di segnale con salto di frequenza | 331 |
| 8.5.1. | Radiometro di correlazione. | 331 |
| 8.5.2. | Analizzatore di spettro digitale. | 332 |
| 8.5.3. | Il metodo per aprire la matrice tempo-frequenza del segnale con salto di frequenza | 334 |
| Appendice A.8.1. Algoritmi per il calcolo della funzione Q generalizzata di Markum. | 335 | |
| A.8.1.1. Formulazione del problema | 335 | |
| A.8.1.2. Rappresentazione in serie di potenze. | 339 | |
| A.8.1.3. Rappresentazione in serie di Neumann. | 341 | |
| A.8.1.4. Integrazione numerica | 345 | |
| A.8.1.5. approssimazione gaussiana | 349 | |
| A.8.1.6. Risultati numerici | 350 | |
| Appendice A.8.2. Analisi delle caratteristiche probabilistico-temporali degli algoritmi di rilevamento del segnale | 353 | |
| A.8.2.1. Caratteristiche probabilità-tempo delle principali tipologie di rivelatori | 353 | |
| A.8.2.2. Algoritmi per il calcolo delle caratteristiche probabilistico-temporali delle principali tipologie di rivelatori | 356 | |
| A.8.2.2.1. Rilevatore di segnali deterministici | 356 | |
| A.8.2.2.2. Rivelatore di segnali quasi deterministici con una fase casuale | 359 | |
| A.8.2.2.3 Rivelatore di segnali di struttura sconosciuta. | 360 | |
| A.8.2.2.4. Rivelatori con un tasso di falsi allarmi costante | 363 | |
| A.8.2.3 Risultati numerici | 367 | |
| ELENCO DELLE PRINCIPALI ABBREVIAZIONI | 372 | |
| SIMBOLI PRINCIPALI | 374 | |
| BIBLIOGRAFIA | 377 | |
Immunità ai disturbi ShPSS
Comprensione dei segnali a banda larga
1.1 Definizione di NLS. L'uso di ShPS nei sistemi di comunicazione
I segnali a banda larga (complessi, simili al rumore) (NLS) sono quei segnali in cui i prodotti dell'ampiezza dello spettro attivo F per la durata T sono molto maggiori dell'unità. Questo prodotto è chiamato la base del segnale B. Per NLS
B = FT >> 1 (1)
I segnali a banda larga sono talvolta chiamati segnali complessi, in contrasto con i segnali semplici (ad esempio, rettangolari, triangolari, ecc.) con B = 1. Poiché i segnali con una durata limitata hanno uno spettro illimitato, vengono utilizzati vari metodi e tecniche per determinare lo spettro larghezza.
L'innalzamento della base in NLS si ottiene mediante modulazione aggiuntiva (o codifica) in frequenza o fase per tutta la durata del segnale. Di conseguenza, lo spettro del segnale F (pur mantenendo la sua durata T) si espande notevolmente. Modulazione aggiuntiva del segnale in ingresso di ampiezza utilizzato raramente.
Nei sistemi di comunicazione con NLS, l'ampiezza dello spettro del segnale emesso F è sempre molto maggiore dell'ampiezza dello spettro del messaggio informativo.
ShPS sono stati utilizzati nei sistemi di comunicazione a banda larga (BSS), come:
· Consentono di realizzare pienamente i vantaggi di metodi ottimali di elaborazione del segnale;
· Fornire un'elevata immunità ai disturbi di comunicazione;
· Consentono di combattere con successo la propagazione multipercorso delle onde radio dividendo i fasci;
· Consentire il funzionamento simultaneo di più abbonati in una banda di frequenza comune;
· Consentono di creare sistemi di comunicazione con maggiore segretezza;
· Fornire compatibilità elettromagnetica (EMC) di ShPSS con comunicazioni radio a banda stretta e sistemi di trasmissione radiofonica, sistemi di trasmissione televisiva;
· Fornire un migliore utilizzo dello spettro di frequenza in un'area limitata rispetto ai sistemi di comunicazione a banda stretta.
Immunità ai disturbi ShPSS
È determinato dalla nota relazione che collega il rapporto segnale/rumore all'uscita del ricevitore q 2 con il rapporto segnale/rumore all'ingresso del ricevitore ρ 2:
q2 = 2Вρ 2 (2)
dove ρ 2 = P s / R p (P s, R p - potenza della NLS e interferenza);
q2 = 2E / N p, E è l'energia della NLS, N n è la densità di potenza spettrale dell'interferenza nella banda NLS. Di conseguenza, E = P con T , un N p = P p / F;
B-base di SHPS.
Il rapporto segnale/rumore all'uscita q 2 determina le caratteristiche operative della ricezione NLS e il rapporto segnale/rumore all'ingresso ρ 2 determina il segnale e l'energia del rumore. Il valore q 2 può essere ottenuto in base alle esigenze dell'impianto (10 ... 30 dB) anche se ρ 2<<1. Для этого достаточно выбрать ШПС с необходимой базой В, soddisfacente (2). Come si può vedere dalla relazione (2), la ricezione di NLS da parte di un filtro o correlatore abbinato è accompagnata da un'amplificazione del segnale (o soppressione dell'interferenza) di un fattore 2. Ecco perché la quantità
K SHPS = q 2 / ρ 2 (3)
è chiamato guadagno NLS durante l'elaborazione o semplicemente guadagno di elaborazione. Da (2), (3) segue che il potenziamento dell'elaborazione K SHPS = 2V. Nella NSS, la ricezione delle informazioni è caratterizzata dal rapporto segnale-rumore h 2 = q 2/2, cioè
h 2 = Bρ 2 s (4)
Le relazioni (2), (4) sono fondamentali nella teoria dei sistemi di comunicazione con NLS. Sono ottenuti per interferenza sotto forma di rumore bianco con una densità di potenza spettrale uniforme all'interno della banda di frequenza, la cui larghezza è uguale alla larghezza dello spettro NLS. Allo stesso tempo, queste relazioni sono valide per un'ampia gamma di interferenze (banda stretta, impulsive, strutturali), che ne determina l'importanza fondamentale.
Pertanto, uno degli scopi principali dei sistemi di comunicazione con NLS è garantire una ricezione affidabile delle informazioni quando esposti a potenti interferenze, quando il rapporto segnale-rumore all'ingresso del ricevitore ρ 2 può essere molto inferiore all'unità. Va notato ancora una volta che le relazioni di cui sopra sono strettamente valide per l'interferenza sotto forma di un processo casuale gaussiano con una densità di potenza spettrale uniforme (rumore "bianco").
I principali tipi di ShPS
È noto un gran numero di diversi NLS, le cui proprietà si riflettono in molti libri e articoli di riviste. Gli ShPS sono suddivisi nelle seguenti tipologie:
· Segnali modulati in frequenza (FM);
· Segnali multifrequenza (MF);
· Segnali con chiave di sfasamento (PM) (segnali con modulazione di fase a codice - segnali QPSK);
· Segnali a frequenza discreta (DF) (segnali con modulazione di frequenza di codice - segnali KFM, segnali con chiave a spostamento di frequenza (FM));
· Frequenza composita discreta (DFS) (segnali compositi con modulazione di frequenza di codice - segnali SCCHM).
Frequenza modulata (FM) i segnali sono segnali continui, la cui frequenza cambia secondo una data legge. La figura 1a mostra il segnale FM, la cui frequenza cambia secondo la legge a V da f 0 -F / 2 a f 0 + F / 2, dove f 0 è la frequenza portante centrale del segnale, F è la larghezza dello spettro, a sua volta, uguale alla frequenza di deviazione F = ∆f d. La durata del segnale è T.
La figura 1b mostra il piano tempo-frequenza (f, t), su cui l'ombreggiatura mostra approssimativamente la frequenza e la distribuzione temporale dell'energia del segnale FM.
La base del segnale FM per definizione (1) è uguale a:
B = FT = f d T (5)
I segnali a modulazione di frequenza sono ampiamente utilizzati nei sistemi radar, poiché per uno specifico segnale FM è possibile creare un filtro abbinato su dispositivi con onde acustiche di superficie (SAW). Nei sistemi di comunicazione è necessario disporre di più segnali. In questo caso, la necessità di un rapido cambio di segnali e di commutazione delle apparecchiature di formazione ed elaborazione porta al fatto che la legge della variazione di frequenza diventa discreta. In questo caso, i segnali FM vengono trasferiti ai segnali DF.
Multifrequenza (MF) segnali (Figura 2a) sono la somma n armoniche u (t) ... u N (t) , le cui ampiezze e fasi sono determinate secondo le leggi di formazione del segnale. La distribuzione dell'energia di un elemento (armonica) del segnale FM alla frequenza f k è mostrata dall'ombreggiatura sul piano frequenza-tempo (Figura 2b). Tutti gli elementi (tutte le armoniche) si sovrappongono completamente al quadrato selezionato con i lati F e T. La base del segnale B è uguale all'area del quadrato. La larghezza spettrale dell'elemento è F 0 ≈1 / T. Pertanto, la base del segnale MF
B = F / F 0 = N (6)
Figura 1 - Segnale modulato in frequenza e piano tempo-frequenza
cioè coincide con il numero di armoniche. I segnali MF sono continui ed è difficile adattare le tecniche digitali per la loro formazione ed elaborazione. Oltre a questo svantaggio, hanno anche quanto segue:
a) hanno un cattivo fattore di cresta (vedi Figura 2a);
b) per ottenere una base ampia Vè necessario disporre di un numero elevato di canali di frequenza N. Pertanto, i segnali MF non vengono ulteriormente considerati.
A manipolazione di fase (FM) i segnali rappresentano una sequenza di impulsi radio, le cui fasi cambiano secondo una data legge. Solitamente la fase assume due valori (0 o π). In questo caso, il segnale RF FM corrisponde al segnale video FM (Figura 3a), costituito da impulsi positivi e negativi. Se il numero di impulsi N , quindi la durata di un impulso è τ 0 = T / N , e la larghezza del suo spettro è approssimativamente uguale alla larghezza dello spettro del segnale F 0 = 1 / τ 0 = N / T. Sul piano tempo-frequenza (Figura 3b), la distribuzione dell'energia di un elemento (impulso) del segnale FM è evidenziata dal tratteggio. Tutti gli elementi si sovrappongono al quadrato selezionato con i lati F e T. Base del segnale PM
B = FT = F / τ 0 = N, (7)
quelli. B è uguale al numero di impulsi nel segnale.
La possibilità di utilizzare segnali PM come NLS con basi B = 10 4 ... 10 6 è limitata principalmente dalle apparecchiature di elaborazione. Quando si utilizzano filtri abbinati sotto forma di dispositivi SAW, è possibile una ricezione ottimale dei segnali FM con basi massime Bmax = 1000 ... 2000. I segnali FM elaborati da tali filtri hanno ampi spettri (circa 10 ... 20 MHz) e relativamente brevi durate (60 ... 100 μs). L'elaborazione dei segnali FM mediante linee di ritardo della frequenza video durante il trasferimento dello spettro del segnale nella regione della frequenza video consente di ottenere la base B = 100 a F≈1 MHz, T ≈ 100 ms.
I filtri abbinati a dispositivi ad accoppiamento di carica (CCD) sono molto promettenti. Secondo i dati pubblicati, utilizzando filtri CCD abbinati, è possibile elaborare segnali PM con basi di 10 2 ... 10 3 con durate del segnale di 10 -4 ... 10 -1 s. Il correlatore digitale sul CCD è in grado di elaborare segnali fino a una base di 4 ∙ 10 4.
Figura 2 - Segnale multifrequenza e piano tempo-frequenza
Figura 3 - Segnale di codifica dello sfasamento e piano tempo-frequenza
Va notato che è consigliabile elaborare segnali PM con basi larghe utilizzando correlatori (su un LSI o su un CCD). In questo caso, B = 4 ∙ 10 4 sembra essere quello limitante. Ma quando si utilizzano i correlatori, è prima di tutto necessario risolvere il problema dell'acquisizione accelerata del sincronismo. Poiché i segnali PM consentono di utilizzare ampiamente metodi e tecniche digitali di formazione ed elaborazione, ed è possibile realizzare tali segnali con basi relativamente grandi, i segnali PM sono quindi uno dei tipi promettenti di NLS.
Frequenza discreta (DF) i segnali rappresentano una sequenza di impulsi radio (figura 4a), le cui frequenze portanti cambiano secondo una data legge. Lascia che il numero di impulsi nel segnale DF sia uguale a M , la durata dell'impulso è pari a T 0 = T / M, la sua larghezza di spettro F 0 = 1 / T 0 = M / T. Sopra ogni impulso (figura 4a) è indicata la sua frequenza portante. Sul piano tempo-frequenza (figura 4b), l'ombreggiatura segna i quadrati in cui è distribuita l'energia dell'impulso del segnale DF.
Come si vede dalla figura 4b, l'energia del segnale DF è distribuita in modo non uniforme sul piano tempo-frequenza. Base del segnale DF
B = FT = MF 0 MT 0 = M 2 F 0 T 0 = M 2 (8)
poiché la base impulsi è F 0 T 0 = l. Da (8) segue il principale vantaggio dei segnali DF: per ottenere la necessaria base B, il numero di canali M = , cioè, molto meno che per i segnali MF. È questa circostanza che ha suscitato l'attenzione su tali segnali e sulla loro applicazione nei sistemi di comunicazione. Allo stesso tempo, per grandi basi B = 10 4 ... 10 6, non è pratico utilizzare solo segnali DF, poiché il numero di canali di frequenza è M = 10 2 ... 10 3, che sembra essere eccessivamente grande .
Frequenza composita discreta (DFS) i segnali sono segnali DF in cui ogni impulso è sostituito da un segnale di tipo rumore. La figura 5a mostra un segnale PM a frequenza video, parti del quale sono trasmesse a frequenze portanti differenti. I numeri di frequenza sono indicati sopra il segnale FM. La figura 5b mostra il piano tempo-frequenza, sul quale è evidenziata mediante ombreggiatura la distribuzione dell'energia del segnale DFS. La figura 5b non differisce nella struttura dalla figura 4b, ma per la figura 5b l'area F 0 T 0 = N 0 è uguale al numero di impulsi del segnale FM in un elemento di frequenza del segnale DFS. Base del segnale DFS
B = FT = M 2 F 0 T 0 = N 0 M 2 (9)
Il numero di impulsi del segnale FM completo N = N 0 М
Figura 4 - Segnale a frequenza discreta e piano tempo-frequenza
Il segnale DFS mostrato nella Figura 5 contiene segnali PM come elementi. Pertanto, tale segnale verrà abbreviato come segnale DFS-FM. Come elementi del segnale DFS, si possono prendere segnali DF. Se la base dell'elemento segnale DF è B = F 0 T 0 = M 0 2 allora la base dell'intero segnale è B = M 0 2 M 2
Figura 5 - Segnale di frequenza composito discreto con codifica a sfasamento DFS-PM e piano tempo-frequenza.
Tale segnale può essere abbreviato come DSCH-FM. Il numero di canali di frequenza nel segnale DFSH-FM è uguale a M 0 M. Se il segnale DF (vedi Figura 4) e il segnale DFSH-FM hanno basi uguali, allora hanno anche lo stesso numero di canali di frequenza. Pertanto, il segnale DFS-FM non presenta particolari vantaggi rispetto al segnale DF. Ma i principi di costruzione del segnale DFS-FM possono essere utili quando si costruiscono grandi sistemi di segnali DF. Pertanto, gli NLS più promettenti per i sistemi di comunicazione sono i segnali FM, DCH, DSCh-FM.
È noto che l'immunità al rumore e la segretezza sono le due componenti più importanti dell'immunità al rumore di un SRC.
In questo caso, nel caso generale, l'immunità al rumore di un SRS con salto di frequenza (comunque, come qualsiasi altro SRS) è intesa come la capacità di funzionare normalmente, svolgendo compiti di trasmissione e ricezione di informazioni in presenza di interferenze radio. Di conseguenza, l'immunità al rumore del CDS è la capacità di resistere agli effetti dannosi di vari tipi di interferenza radio, tra cui, prima di tutto, l'interferenza organizzata.
La strategia per affrontare l'interferenza organizzata del CDS con il frequency hopping è, di regola, nella "fuga" dei segnali del CDS dagli effetti dell'interferenza, e non nel "confronto" con essi, come implementato nel CD con FM1IPS. Pertanto, negli SRS con salto di frequenza, pur proteggendo dalle interferenze, una caratteristica importante è l'effettivo tempo di funzionamento ad una frequenza. Più breve è questo tempo, maggiore è la probabilità che i segnali CPC con salto di frequenza non siano influenzati da interferenze organizzate.
L'immunità al rumore di un SRS con salto di frequenza dipende non solo dal tempo di funzionamento a una frequenza, ma anche da altri parametri importanti della stazione di disturbo (SP) e SRS, ad esempio, dal tipo di interferenza e dalla sua potenza, dalla potenza di il segnale utile, la struttura del dispositivo ricevente e i metodi di immunità ai disturbi incorporati nell'SRS. ...
L'impatto effettivo dell'interferenza sul CPC con il salto di frequenza può essere ottenuto solo se il jammer conosce i parametri corrispondenti dei segnali CPC, ad esempio le frequenze centrali dei canali, la frequenza dei salti di frequenza, la larghezza di banda delle informazioni, il segnale alimentazione e interferenze nel punto in cui si trova il ricevitore CPC. Di norma, i parametri specificati dell'SRS sono ottenuti dal jammer direttamente con l'aiuto della stazione di ricognizione radiotecnica (RTR), nonché ricalcolando i parametri misurati dell'SRS in altre caratteristiche dell'SRS funzionalmente relativi ad essi. Ad esempio, misurando la durata del salto di frequenza, è possibile calcolare la larghezza di banda del canale di frequenza del ricevitore CPC.
Nel caso generale, RTR, ricevendo ed analizzando i segnali intercettati non solo dall'SRS, ma anche da altri mezzi radio-elettronici (RES), fornisce la raccolta di informazioni sull'intera controparte. I segnali SRS e RES contengono molte caratteristiche tecniche che sono informazioni di intelligence. Queste caratteristiche determinano la "scrittura elettronica" di SRS e RES e consentono di stabilire le loro capacità, finalità e affiliazione.
L'algoritmo generalizzato per la raccolta di dati mediante intelligenza elettronica sui parametri dei segnali e sulle caratteristiche dell'SRS è mostrato in Fig. 1.18.
Per valutare l'immunità al rumore del CPC sotto l'influenza di vari tipi di interferenza, è necessario disporre di indicatori appropriati. Con i modelli di segnale selezionati, il rumore intrinseco del dispositivo ricevente e l'interferenza additiva nei sistemi per la trasmissione di messaggi discreti, l'indicatore preferito di una misura quantitativa dell'immunità al rumore è la probabilità di errore medio (MER) per bit di informazione.
Altri indicatori dell'immunità al rumore CPC, ad esempio il rapporto segnale-rumore richiesto, al quale è garantita una data qualità di ricezione delle informazioni, la probabilità di un errore in una parola di codice e altri, possono essere espressi in termini di CBO per bit. La minimizzazione del CBO per bit a condizione di trasmissione equiprobabile di simboli può essere ottenuta utilizzando un algoritmo che implementa la regola della massima verosimiglianza
Con tutto,
che per il CPC binario ha la forma:
dove è il rapporto di verosimiglianza per il segnale i-esimo.
Nell'ulteriore presentazione, la massima attenzione sarà rivolta allo sviluppo e all'analisi di algoritmi per il calcolo del CBO per bit di informazione. L'analisi dei bit CBO sarà condotta nelle condizioni dell'azione del rumore gaussiano del ricevitore CPC e dell'interferenza organizzata additiva, principalmente in relazione a sistemi FM canonici (tipici), che sono alla base di CPC più complessi.
Titolari del brevetto RU 2439794:
L'invenzione riguarda il campo delle comunicazioni radio e può essere utilizzata per fornire comunicazioni radio in presenza di un elevato numero di interferenze di varia natura. Il risultato tecnico è un aumento dell'immunità al rumore e della mobilità del sistema di comunicazione. Il dispositivo contiene M (M≥2) stazioni radio, ciascuna delle quali contiene N (N≥1) antenne distanziate collegate ai primi ingressi dei corrispondenti percorsi di ricezione, N convertitori analogico-digitali, un modem radio con un ricetrasmettitore collegato antenna, multiplexer, demultiplexer, soppressore di rumore adattivo, generatore di riferimento e unità di controllo. 4 malati
L'invenzione riguarda il campo delle comunicazioni radio e può essere utilizzata per fornire comunicazioni radio in presenza di un elevato numero di interferenze di varia natura.
Esiste un noto sistema di comunicazione radio, nelle stazioni radio (PC) di cui vengono utilizzati compensatori di interferenza adattivi (ACP), dato, ad esempio, nella descrizione del modello di utilità n. 30044 "Compensatore di interferenza adattivo", 2002
Lo svantaggio di questa trasmissione automatica è la bassa efficienza quando il sistema di comunicazione opera in un ambiente di interferenza complesso con più di un'interferenza.
Il più vicino in essenza tecnica è un sistema di comunicazione radio, nella cui stazione radio viene utilizzato un compensatore di interferenza adattativo multicanale, descritto nel libro "Compensazione adattiva delle interferenze nei canali di comunicazione" / Ed. Yu.I. Loseva, M., Radio and communication, 1988, p.22, preso come prototipo.
Lo schema a blocchi del sistema prototipo composto da N stazioni radio è mostrato in Fig. 1.
Lo schema della parte ricevente della stazione radio prototipo è mostrato in Fig. 2, dove è indicato:
1 - N - elementi di antenna distanziati;
2 - N - percorsi di ricezione;
3 - unità di controllo;
4 - generatore di riferimento;
6 - Compensatore di rumore adattativo a canale N (ACP).
La parte ricevente della stazione radio prototipo contiene N antenne distanziate 1 collegate ai primi ingressi dei corrispondenti N percorsi di ricezione 2. L'uscita del generatore di riferimento comune 4 è collegata ai secondi ingressi dei corrispondenti N canali di ricezione 2, il le cui uscite lineari sono collegate ai corrispondenti N convertitori analogico-digitali 5 gli ingressi della trasmissione automatica a canale N 6, la cui uscita è l'uscita del segnale utile. L'uscita dell'unità di controllo 3 è collegata ai terzi ingressi dei percorsi di ricezione 2.
Il dispositivo prototipo funziona come segue.
Il segnale utile e l'interferenza proveniente da direzioni diverse vengono ricevuti contemporaneamente da tutte le antenne 1. Dalle uscite delle antenne riceventi, la miscela di segnale e interferenza entra negli ingressi dei corrispondenti percorsi di ricezione 2, dove viene eseguita la selezione della frequenza, l'oscillazione di ingresso è convertito in una frequenza intermedia e l'amplificazione lineare richiesta. Per la ricezione coerente di segnali da N antenne spaziate 1, viene utilizzato un generatore di riferimento comune 4. L'unità di controllo 3 genera segnali che controllano la frequenza di sintonia e altri parametri di tutti i percorsi di ricezione contemporaneamente.
Le miscele di segnale e rumore dall'uscita di ciascun percorso di ricezione vengono convertite in N convertitori analogico-digitali 5 in campioni digitali e inviate all'ingresso del compensatore di rumore a canale N 6. All'uscita dell'ACP 6, campioni di il segnale utile viene formato, pulito da interferenze per ulteriori elaborazioni nella stazione radio: demodulazione, decodifica, ecc.
Da un lato, la necessità di sopprimere simultaneamente un numero elevato (più di uno) di interferenze si verifica abbastanza raramente. E quindi, le grandi dimensioni e il peso del PC, dovuti alla presenza di un ricevitore multicanale e di un sistema di antenne multi-elemento, nella maggior parte dei casi sono ridondanti. D'altra parte, nel caso, ad esempio, delle comunicazioni radio militari, anche una breve interruzione delle comunicazioni a causa di interferenze provoca perdite estremamente pesanti. Vi è quindi la necessità di un compromesso, che consiste nell'aumentare il numero di canali di compensazione per ricevere la trasmissione automatica solo al manifestarsi degli effetti di interferenza, ovvero la necessità di un cambiamento dinamico della configurazione del ricevitore del PC in funzione dell'interferenza ambiente. E questo è possibile con l'uso congiunto di canali di ricezione e antenne di PC simili situati da vicino (a una distanza di diverse lunghezze d'onda), ad esempio un centro di comunicazione.
Lo svantaggio del sistema di comunicazione noto è l'implementazione ingombrante nelle stazioni radio di un ricevitore multicanale e di un sistema di antenna a più elementi. Questo svantaggio è decisivo nel caso, ad esempio, delle comunicazioni mobili.
Il compito della soluzione tecnica proposta è aumentare l'immunità al rumore e la mobilità del sistema di comunicazione.
Per risolvere questo problema, un sistema di comunicazione radio costituito da M (M≥2) stazioni radio, ciascuna delle quali contiene N (N≥1) antenne distanziate collegate ai primi ingressi dei corrispondenti percorsi di ricezione, le cui uscite lineari sono collegate tramite i corrispondenti N convertitori analogico-digitali ai corrispondenti N ingressi del compensatore di interferenza adattativo, nonché il generatore di riferimento, la cui uscita è collegata ai secondi ingressi degli N percorsi di ricezione, e l'unità di controllo collegata a i terzi ingressi delle vie di ricezione, secondo l'invenzione, sono introdotti nella parte ricevente di ciascuna stazione radio del sistema un modem radio con collegata un'antenna trasmittente e ricevente, nonché un multiplexer e un demultiplexer, e le uscite di gli N convertitori analogico-digitali sono collegati ai corrispondenti ingressi del multiplexer, la cui uscita è collegata all'ingresso informazioni del radiomodem, la cui uscita informazioni è collegata agli ingressi della centrale e del demultiplatore, le cui uscite sono collegate ai corrispondenti ingressi K ingressi odi di un compensatore di rumore adattativo, mentre gli ingressi di controllo del multiplexer, demultiplexer e modem radio sono collegati alle corrispondenti uscite dell'unità di controllo.
Lo schema della parte ricevente del PC, che fa parte del sistema di comunicazione radio proposto, è mostrato in Fig. 3, dove è indicato:
1.1-1.N - elementi di antenna distanziati;
2.1-2.N - percorsi di ricezione;
3 - unità di controllo;
4 - generatore di riferimento;
5.1-5.N - convertitori analogico-digitale (ADC);
6 - Compensatore di rumore analogico a canale N (AKP);
7 - multiplexer;
8 - demultiplatore;
9 - radiomodem;
10 - antenna ricetrasmittente del radiomodem.
Il dispositivo proposto contiene N antenne riceventi 1 collegate ai primi ingressi dei corrispondenti N percorsi riceventi 2, le cui uscite sono collegate agli ingressi del corrispondente N ADC 5, le cui uscite sono collegate ai corrispondenti N ingressi del ACP 6, la cui uscita è l'uscita del segnale utile. In questo caso, l'uscita del generatore di riferimento 4 è collegata ai secondi ingressi degli N percorsi di ricezione 2. Inoltre, le uscite dell'N ADC 5 sono collegate ai corrispondenti ingressi del multiplexer 7, la cui uscita è collegata all'ingresso informazioni del radio modem 9 con l'antenna trasmittente 10 collegata all'altro suo ingresso, l'uscita informazioni del radio modem 9 è collegata agli ingressi del demultiplatore 8 e dell'unità di controllo 3. Inoltre, le uscite K di i demultiplatori 8 sono collegati rispettivamente agli ingressi K del cambio automatico 6. La prima uscita dell'unità di controllo 3 è collegata ai secondi ingressi dei percorsi di ricezione 2. Gli ingressi di controllo del multiplexer 7, del demultiplatore 8 e del modem radio 9 sono collegati alle corrispondenti uscite dell'unità di controllo 3.
Ogni stazione radio che ha il numero minimo di antenne N (da cui la dimensione minima), ad esempio due, ha una trasmissione automatica incorporata con ingressi (N + K), che permette di compensare (N + K- 1) interferenza. Di questi, N ingressi sono provvisti di antenne proprie e K ulteriori ingressi sono provvisti di antenne di PC vicini, i cui segnali digitalizzati vengono trasmessi tramite modem radio integrati. Quando più di un disturbo è interessato contemporaneamente, il compensatore a due canali non consente di isolare il segnale utile.
In questo caso, nel sistema di comunicazione proposto, un PC che serve un abbonato con un'alta priorità ha la capacità di aumentare il numero di interferenze soppresse senza aumentarne le dimensioni utilizzando antenne aggiuntive e percorsi di ricezione situati in altre stazioni radio del centro di comunicazione.
Per fornire tale possibilità, in ogni PC viene inoltre introdotto un modem radio con un'antenna ricetrasmittente che opera in una gamma di frequenza diversa. Fornisce, in primo luogo, il controllo esterno tramite un canale radio di un utente con priorità più alta tramite la modalità di funzionamento (frequenza di sintonizzazione, ecc.) dei singoli percorsi radio nel PC. In secondo luogo, i valori digitali dei campioni di segnale dall'uscita dei percorsi radio lineari dei PC vicini vengono trasmessi (o ricevuti) tramite il modem radio.
Il sistema di comunicazione proposto funziona come segue.
Ciascun PC può operare nel sistema sia come master (alta priorità) che come slave (bassa priorità).
Nel primo caso (con priorità alta), il PC funziona come segue.
L'organizzazione iniziale della rete locale dei radio modem integrati non richiede comandi esterni ed è fornita dal loro software interno non appena sono a portata di mano. In questo caso, i modem radio scambiano automaticamente dati tecnologici, in particolare sul valore del tempo di sistema, priorità reciproche, ecc. Questo è implementato nei più noti radio modem integrati, come Bluetooth, ZigBee, ecc.
Inoltre, l'unità di controllo 3 del PC master tramite il suo modem radio invia comandi ai PC slave per sintonizzare questi PC sulla stessa frequenza, quindi avvia la trasmissione di campioni digitali dei segnali ricevuti tramite i loro modem radio incorporati.
Dopo la demodulazione, i segnali digitalizzati dei PC slave ricevuti tramite il canale radiomodem vengono inviati al demultiplatore 8 e all'ingresso della centrale 3. A seconda del numero individuale del PC slave e del numero della sua antenna nella rete locale , la centrale indirizza i campioni di segnale di questo PC alle stesse uscite del demultiplatore 8 Pertanto, gli N ingressi della trasmissione automatica ricevono campioni di segnali dai propri cammini radio, e gli altri K ingressi ricevono campioni dei K PC slave . Di conseguenza, la quantità di interferenza soppressa aumenta a (N + K-1) senza aumentare le dimensioni del PC.
Nel secondo caso (con priorità bassa) il PC funziona come segue.
Dopo l'organizzazione iniziale della rete locale di modem radio, il PC slave tramite il suo modem radio riceve i comandi di controllo della sintonia (che vengono ricevuti dalla centrale PC), quindi la centrale 3 invia sequenzialmente tramite il multiplexer 7 i campioni di i segnali degli N canali riceventi all'input informativo del modem radio 9. I campioni dei segnali dei canali radio vengono trasmessi sotto forma di pacchetti al PC host.
La figura 4 mostra un diagramma temporale dei segnali (pacchetti) ricevuti dalla stazione radio leader tramite il canale 9 del radiomodem. Al momento T = 0 nella stazione radio leader stessa (nell'ADC 5), i segnali vengono campionati dall'uscita di i propri percorsi di ricezione 2.
La durata del frame in cui vengono trasmessi periodicamente dati da altri PC non deve superare la durata dell'intervallo di campionamento T d = 1 / F d, dove F d è la frequenza di campionamento del segnale ricevuto. È noto che dovrebbe essere almeno il doppio della frequenza superiore nello spettro del segnale. Quindi, fino alla fine dell'intervallo T d, il PC master contiene campioni del segnale ricevuto contemporaneamente dai PC vicini.
A causa della presenza di un orologio di sistema nella rete locale, le letture del segnale in tutti i percorsi radio distanziati vengono eseguite contemporaneamente. La modalità burst di trasferimento dei campioni consente poi di combinare all'ingresso del cambio automatico 6 del PC master i campioni di segnale prelevati contemporaneamente nei PC slave distanziati.
La ricezione della diversità spaziale, effettuata utilizzando i percorsi radio riceventi di altri oggetti collegati tramite una rete locale, sarà chiamata ricezione di rete.
Pertanto, nelle condizioni di ricezione in rete, tutte le antenne collegate ai propri percorsi radio PC ubicati presso il centro di comunicazione rappresentano una risorsa comune che può essere rapidamente ridistribuita utilizzando una rete locale formata da modem radio integrati nel PC, a seconda del numero e della priorità degli abbonati serviti e il mutevole ambiente acustico.
Una tale costruzione del sistema di comunicazione garantisce, nel caso più estremo, quando esposto a un complesso di interferenze, la messa in comune delle risorse di tutti i PC disponibili presso il centro di comunicazione per garantire una comunicazione stabile con il funzionario con la massima priorità.
Inoltre, nel sistema di comunicazione proposto, viene fornito un aumento significativo dell'affidabilità della comunicazione radio fornendo un'opportunità tecnica per qualsiasi funzionario (in caso di necessità operativa o in caso di guasto del suo PC) di utilizzare qualsiasi PC funzionante del vicino oggetti coperti da una rete locale di comunicazione e controllo.
In un caso particolare, ogni sistema PC può avere un'antenna e un percorso di ricezione (N = 1). Un tale PC non ha la capacità di sopprimere le interferenze. Tuttavia, grazie alla presenza della trasmissione automatica con ingressi (K + 1) al suo interno, diventa possibile fornire la soppressione dell'interferenza K in presenza di K PC nell'area della rete locale.
La descritta messa in comune delle risorse ai fini dell'immunità ai disturbi delle linee di comunicazione più critiche è possibile non solo nell'organizzazione di un centro di comunicazione, ma comunque quando i PC sono alla portata dei radio modem integrati. Ad esempio, quando si spostano singoli PC su veicoli in un convoglio, quando i PC molto vicini tra loro possono essere collegati tramite una rete locale.
