I potenti transistor ad effetto di campo MOSFET fanno bene a tutti, tranne che per una piccola sfumatura: spesso è impossibile collegarli direttamente ai pin del microcontrollore.
Ciò è dovuto, in primo luogo, al fatto che le correnti consentite per i pin del microcontrollore raramente superano i 20 mA e per MOSFET a commutazione molto rapida (con buoni fronti), quando è necessario caricare o scaricare molto rapidamente il gate (che ha sempre una certa capacità) , le correnti sono necessarie un ordine di grandezza maggiore.
In secondo luogo, l’alimentazione del controller è solitamente di 3 o 5 Volt, il che, in linea di principio, consente il controllo diretto solo di una piccola classe di operatori sul campo (il cosiddetto livello logico). E considerando che solitamente l’alimentazione del controllore e l’alimentazione del resto del circuito hanno un filo negativo comune, questa classe si riduce esclusivamente ai dispositivi di campo a “livello logico” a canale N.
Una delle soluzioni in questa situazione è l'uso di speciali microcircuiti: driver progettati appositamente per assorbire grandi correnti attraverso le porte del campo. Tuttavia, questa opzione non è priva di inconvenienti. In primo luogo, i driver non sono sempre disponibili nei negozi e, in secondo luogo, sono piuttosto costosi.
A questo proposito, è nata l'idea di realizzare un driver semplice ed economico basato sulla polvere, che potrebbe essere utilizzato per controllare dispositivi di campo sia a canale N che a canale P in qualsiasi circuito a bassa tensione, diciamo fino a 20 volt , per fortuna, io, come un vero drogato di radio, pieno di ogni sorta di spazzatura elettronica, quindi dopo una serie di esperimenti è nato questo schema:
- R1 =2,2 kOhm, R2 =100 Ohm, R3 =1,5 kOhm, R4 =47 Ohm
- D 1 - diodo 1N4148 (barile di vetro)
- T 1, T 2, T 3 - transistor KST2222A (SOT-23, marcatura 1P)
- T 4 - transistor BC807 (SOT-23, marcatura 5C)
La capacità tra Vcc e Out simboleggia la connessione di un interruttore di campo a canale P, la capacità tra Out e Gnd simboleggia la connessione di un interruttore di campo a canale N (la capacità delle porte di questi interruttori di campo).
La linea tratteggiata divide il circuito in due stadi (I e II). In questo caso il primo stadio funziona come amplificatore di potenza e il secondo stadio come amplificatore di corrente. Il funzionamento del circuito è descritto in dettaglio di seguito.
COSÌ. Se all'ingresso In appare un livello di segnale elevato, il transistor T1 si apre, il transistor T2 si chiude (poiché il potenziale alla sua base scende al di sotto del potenziale sull'emettitore). Di conseguenza, il transistor T3 si chiude e il transistor T4 si apre e attraverso di esso viene ricaricata la capacità di gate dell'interruttore di campo collegato. (La corrente di base del transistor T4 scorre lungo il percorso E T4 -> B T4 -> D1-> T1-> R2-> Gnd).
Se all'ingresso In appare un livello di segnale basso, tutto accade al contrario: il transistor T1 si chiude, a seguito del quale il potenziale di base del transistor T2 aumenta e si apre. Ciò a sua volta provoca l'accensione del transistor T3 e lo spegnimento del transistor T4. La capacità di gate dell'interruttore di campo collegato viene ricaricata attraverso il transistor aperto T3. (La corrente di base del transistor T3 scorre lungo il percorso Vcc->T2->R4->B T3 ->E T3).
Questa è sostanzialmente l'intera descrizione, ma alcuni punti probabilmente richiedono ulteriori spiegazioni.
Innanzitutto, cosa sono il transistor T2 e il diodo D1 nel primo stadio? Qui è tutto molto semplice. Non per niente ho scritto sopra i percorsi delle correnti di base dei transistor di uscita per i diversi stati del circuito. Guardali di nuovo e immagina cosa accadrebbe se non ci fosse il transistor T2 con il cablaggio. In questo caso, il transistor T4 verrebbe sbloccato da una grande corrente (ovvero la corrente di base del transistor) che fluisce dall'uscita Out attraverso T1 e R2 aperti, e il transistor T3 verrebbe sbloccato da una piccola corrente che fluisce attraverso il resistore R3. Ciò comporterebbe un fronte anteriore molto lungo degli impulsi di uscita.
Bene, in secondo luogo, molti probabilmente saranno interessati al motivo per cui sono necessari i resistori R2 e R4. Li ho collegati per limitare almeno leggermente la corrente di picco attraverso le basi dei transistor di uscita, nonché per equalizzare infine i fronti di salita e di discesa degli impulsi.
Il dispositivo assemblato si presenta così:
Il layout del driver è realizzato per componenti SMD e in modo tale da poter essere facilmente collegato alla scheda principale del dispositivo (in posizione verticale). Cioè, possiamo avere un mezzo ponte o qualcos'altro installato sulla scheda principale, e tutto ciò che resta da fare è collegare verticalmente le schede driver a questa scheda nei punti giusti.
Il cablaggio presenta alcune peculiarità. Per ridurre radicalmente le dimensioni della scheda, abbiamo dovuto instradare il transistor T4 “leggermente in modo errato”. Prima di saldarlo alla tavola, è necessario girarlo a faccia in giù (segnato) e piegare le gambe nella direzione opposta (verso la tavola).
Come si vede la durata dei fronti è praticamente indipendente dal livello della tensione di alimentazione ed è poco superiore a 100 ns. Secondo me, abbastanza buono per un progetto così economico.
Forse dopo aver letto questo articolo non dovrai installare radiatori della stessa dimensione sui transistor.
Traduzione di questo articolo.
Un breve messaggio dal traduttore:
In primo luogo, in questa traduzione potrebbero esserci seri problemi con la traduzione dei termini, non ho studiato abbastanza ingegneria elettrica e progettazione di circuiti, ma so ancora qualcosa; Ho anche cercato di tradurre il tutto nel modo più chiaro possibile, quindi non ho utilizzato concetti come bootstrap, MOSFET, ecc. In secondo luogo, se ora è difficile commettere un errore di ortografia (lode agli elaboratori di testi per aver indicato gli errori), allora è abbastanza facile commettere un errore di punteggiatura.
E su questi due punti vi chiedo di prendermi a calci nei commenti il più forte possibile.
Ora parliamo più approfonditamente dell'argomento dell'articolo - con tutta la varietà di articoli sulla costruzione di vari veicoli terrestri (automobili) su MK, su Arduino, su<вставить название>, la progettazione del circuito stesso, tanto meno il circuito di collegamento del motore, non è descritta in modo sufficientemente dettagliato. Di solito appare così:
- prendi il motore
- prendere i componenti
- collegare i componenti ed il motore
- …
- PROFITTO!1!
Ma per costruire circuiti più complessi rispetto alla semplice rotazione di un motore PWM in una direzione tramite L239x, di solito è necessaria la conoscenza dei ponti interi (o ponti H), dei transistor ad effetto di campo (o MOSFET) e dei relativi driver. Se non ci sono restrizioni, puoi utilizzare transistor a canale P e canale N per un ponte completo, ma se il motore è abbastanza potente, i transistor a canale P dovranno prima essere appesi con un gran numero di radiatori, quindi verranno aggiunti i dispositivi di raffreddamento, ma se è un peccato eliminarli completamente, puoi provare altri tipi di raffreddamento o semplicemente utilizzare solo transistor a canale N nel circuito. Ma c'è un piccolo problema con i transistor a canale N: a volte può essere piuttosto difficile aprirli "in modo amichevole".
Quindi stavo cercando qualcosa che mi aiutasse a creare un diagramma adeguato e ho trovato un articolo sul blog di un giovane di nome Syed Tahmid Mahbub. Ho deciso di condividere questo articolo.
In molte situazioni dobbiamo utilizzare i FET come interruttori di alto livello. Inoltre in molte situazioni dobbiamo utilizzare transistor ad effetto di campo come interruttori sia per il livello superiore che per quello inferiore. Ad esempio, nei circuiti a ponte. Nei circuiti a ponte parziale abbiamo 1 MOSFET di alto livello e 1 MOSFET di basso livello. Nei circuiti a ponte intero abbiamo 2 MOSFET di alto livello e 2 MOSFET di basso livello. In tali situazioni, dovremo utilizzare insieme driver di livello alto e basso. Il modo più comune per controllare i transistor ad effetto di campo in questi casi è utilizzare un driver di commutazione di basso e alto livello per i MOSFET. Indubbiamente il chip driver più popolare è l'IR2110. E in questo articolo/libro di testo parlerò proprio di questo.
È possibile scaricare la documentazione per IR2110 dal sito Web IR. Ecco il collegamento per il download: http://www.irf.com/product-info/datasheets/data/ir2110.pdf
Diamo prima un'occhiata allo schema a blocchi, nonché alla descrizione e alla posizione dei pin:
Figura 1 – Schema a blocchi funzionale dell'IR2110
Figura 2 – Piedinatura IR2110
Figura 3 – Descrizione dei pin dell'IR2110
Vale anche la pena ricordare che l'IR2110 è disponibile in due pacchetti: un PDIP a 14 pin per il montaggio pin-out e un SOIC a 16 pin per il montaggio superficiale.
Parliamo ora dei vari contatti.
VCC è l'alimentatore di basso livello, dovrebbe essere compreso tra 10 V e 20 V. VDD è l'alimentazione logica per l'IR2110, dovrebbe essere compresa tra +3 V e +20 V (rispetto a VSS). La tensione effettiva che si sceglie di utilizzare dipende dal livello di tensione dei segnali di ingresso. Ecco il grafico:
Figura 4 - Dipendenza della logica 1 dalla potenza
Tipicamente viene utilizzato un VDD di +5V. Quando VDD = +5V, la soglia di ingresso dell'1 logico è leggermente superiore a 3V. Pertanto, quando VDD = +5 V, IR2110 può essere utilizzato per controllare il carico quando l'ingresso “1” è superiore a 3 (alcuni) volt. Ciò significa che l'IR2110 può essere utilizzato per quasi tutti i circuiti, poiché la maggior parte dei circuiti tende ad essere alimentata a circa 5 V. Quando si utilizzano i microcontrollori, la tensione di uscita sarà superiore a 4 V (dopotutto, il microcontrollore molto spesso ha VDD = +5 V). Quando usi un SG3525 o TL494 o un altro controller PWM, probabilmente dovrai alimentarli con una tensione maggiore di 10 V, il che significa che le uscite saranno maggiori di 8 V su uno logico. Pertanto l'IR2110 può essere utilizzato praticamente ovunque.
Puoi anche ridurre il VDD a circa +4 V se stai utilizzando un microcontrollore o qualsiasi chip che emetta 3,3 V (ad esempio dsPIC33). Durante la progettazione dei circuiti con l'IR2110, ho notato che a volte il circuito non funzionava correttamente quando il VDD dell'IR2110 era impostato su meno di +4V. Pertanto, non consiglio di utilizzare VDD al di sotto di +4V. Nella maggior parte dei miei circuiti i livelli di segnale non hanno una tensione inferiore a 4V come "1" e quindi utilizzo VDD = +5V.
Se per qualche motivo nel circuito il livello del segnale logico “1” ha una tensione inferiore a 3 V, allora è necessario utilizzare un convertitore/traduttore di livello che aumenterà la tensione a limiti accettabili. In tali situazioni, consiglio di aumentare a 4 V o 5 V e di utilizzare IR2110 VDD = +5 V.
Ora parliamo di VSS e COM. VSS è il luogo della logica. COM è "ritorno a basso livello" - fondamentalmente il livello basso del conducente. Potrebbero sembrare indipendenti e si potrebbe pensare che forse sarebbe possibile isolare le uscite del driver e la logica del segnale del driver. Tuttavia, questo sarebbe sbagliato. Sebbene non siano accoppiati internamente, l'IR2110 è un driver non isolato, il che significa che VSS e COM devono essere entrambi collegati a terra.
HIN e LIN sono ingressi logici. Un segnale alto su HIN significa che vogliamo controllare la chiave alta, cioè l'uscita ad alto livello viene eseguita su HO. Un segnale basso su HIN significa che vogliamo disattivare il MOSFET di alto livello, ovvero l'uscita di basso livello viene eseguita su HO. L'uscita verso HO, alta o bassa, non è considerata rispetto a terra, ma rispetto a VS. Vedremo presto come i circuiti amplificatori (diodo + condensatore) che utilizzano VCC, VB e VS forniscono potenza flottante per pilotare il MOSFET. VS è il ritorno di potenza flottante. Ad alto livello, il livello in HO è uguale al livello in VB, rispetto a VS. A livello basso, il livello a HO è uguale a VS, relativo a VS, effettivamente pari a zero.
Un segnale LIN alto significa che vogliamo controllare l'interruttore basso, cioè l'uscita di livello alto viene portata a LO. Un segnale LIN basso significa che vogliamo disattivare il MOSFET di basso livello, ovvero LO è l'uscita di basso livello. L'uscita in LO è considerata relativa alla terra. Quando il segnale è alto, il livello su LO è lo stesso di VCC, relativo a VSS, effettivamente messo a terra. Quando il segnale è basso, il livello in LO è lo stesso di VSS, relativo a VSS, effettivamente zero.
SD viene utilizzato come controllo di arresto. Quando il livello è basso, IR2110 è acceso - la funzione di arresto è disabilitata. Quando questo pin è alto, le uscite vengono disattivate, disabilitando il controllo dell'IR2110.
Ora diamo un'occhiata a una configurazione comune con l'IR2110 per pilotare i MOSFET come interruttori alti e bassi: circuiti a mezzo ponte.
Figura 5 - Circuito base su IR2110 per il controllo a mezzo ponte
D1, C1 e C2 insieme all'IR2110 formano il circuito dell'amplificatore. Quando LIN = 1 e Q2 sono accesi, C1 e C2 vengono caricati al livello VB, poiché un diodo si trova sotto +VCC. Quando LIN = 0 e HIN = 1, la carica su C1 e C2 viene utilizzata per aggiungere ulteriore tensione, VB in questo caso, al di sopra del livello della sorgente Q1 per pilotare Q1 in una configurazione di commutazione alta. È necessario selezionare una capacità sufficientemente grande su C1 in modo che sia sufficiente fornire la carica necessaria a Q1 in modo che Q1 sia sempre acceso. Anche C1 non dovrebbe avere troppa capacità, poiché il processo di ricarica richiederà molto tempo e il livello di tensione non aumenterà abbastanza da mantenere acceso il MOSFET. Maggiore è il tempo richiesto nello stato attivo, maggiore è la capacità richiesta. Pertanto, una frequenza inferiore richiede una capacità C1 maggiore. Un fattore di riempimento più elevato richiede una capacità C1 maggiore. Naturalmente, esistono formule per calcolare la capacità, ma per questo è necessario conoscere molti parametri e potremmo non conoscerne alcuni, ad esempio la corrente di dispersione di un condensatore. Quindi ho solo stimato la capacità approssimativa. Per le basse frequenze come 50 Hz, utilizzo una capacità compresa tra 47 uF e 68 uF. Per le alte frequenze come 30-50kHz, utilizzo capacità che vanno da 4,7uF a 22uF. Poiché utilizziamo un condensatore elettrolitico, è necessario utilizzare un condensatore ceramico in parallelo a questo condensatore. Un condensatore ceramico non è necessario se il condensatore di boost è al tantalio.
D2 e D3 scaricano rapidamente il gate dei MOSFET, bypassando i resistori di gate e riducendo il tempo di spegnimento. R1 e R2 sono resistori di gate di limitazione della corrente.
Il MOSV può essere massimo 500 V.
Il VCC dovrebbe provenire dalla sorgente senza interferenze. È necessario installare condensatori di filtraggio e disaccoppiamento da +VCC a terra per il filtraggio.
Vediamo ora alcuni circuiti di esempio con IR2110.
Figura 6 - Circuito con IR2110 per mezzo ponte ad alta tensione
Figura 7 - Circuito con IR2110 per un ponte intero ad alta tensione con controllo dei tasti indipendente (cliccabile)
Nella Figura 7 vediamo l'IR2110 utilizzato per controllare un full bridge. Non c'è niente di complicato in questo e penso che tu lo abbia già capito. Puoi anche applicare una semplificazione abbastanza popolare qui: colleghiamo HIN1 a LIN2 e colleghiamo HIN2 a LIN1, quindi otteniamo il controllo di tutti e 4 i tasti utilizzando solo 2 segnali di ingresso, invece di 4, come mostrato nella Figura 8.
Figura 8 - Schema con IR2110 per un ponte intero ad alta tensione con controllo a chiave con due ingressi (cliccabile)
Figura 9 – Circuito con IR2110 come driver di primo livello ad alta tensione
Nella Figura 9 vediamo l'IR2110 utilizzato come driver di alto livello. Il circuito è abbastanza semplice e ha le stesse funzionalità descritte sopra. Una cosa da tenere in considerazione è che, poiché non abbiamo più un interruttore di basso livello, deve esserci un carico collegato da OUT a terra. Altrimenti, il condensatore dell'amplificatore non sarà in grado di caricarsi.
Figura 10 – Circuito con IR2110 come driver di basso livello
Figura 11 – Circuito con IR2110 come doppio driver di basso livello
Se hai problemi con il tuo IR2110 e tutto continua a guastarsi, bruciarsi o esplodere, sono abbastanza sicuro che sia perché non stai utilizzando resistori gate-source, presupponendo che tu lo abbia progettato attentamente, ovviamente. NON DIMENTICARE MAI LE RESISTENZE GATE-SOURCE. Se sei interessato, puoi leggere la mia esperienza con loro qui (spiego anche il motivo per cui i resistori prevengono i danni).
2.3. Driver per il controllo di potenti transistor
I driver sono chip di controllo che collegano vari controller e circuiti logici con potenti transistor negli stadi di uscita di convertitori o dispositivi di controllo motore. I driver che forniscono la trasmissione del segnale devono introdurre il minor ritardo possibile e i loro stadi di uscita devono resistere al grande carico capacitivo caratteristico dei circuiti di gate dei transistor. Le correnti sink e sink dello stadio di uscita del driver dovrebbero essere comprese tra 0,5 e 2 A o più.
Il driver è un amplificatore di potenza a impulsi ed è progettato per controllare direttamente gli interruttori di potenza dei convertitori dei parametri di potenza. Il circuito di pilotaggio è determinato dal tipo di struttura del transistor chiave (bipolare, MOS o IGBT) e dal tipo di conduttività, nonché dalla posizione del transistor nel circuito di commutazione ("superiore", cioè quello di cui entrambe le potenze i terminali nello stato aperto hanno un potenziale elevato, o " inferiore", entrambi i terminali di potenza (di cui nello stato aperto hanno potenziale zero). Il conducente deve amplificare il segnale di controllo in termini di potenza e tensione e, se necessario, fornirne il potenziale spostamento. Al conducente possono essere assegnate anche funzioni di protezione chiave.
Quando si progetta un circuito di controllo per gruppi di transistor di potenza, è necessario sapere che:
a) è necessario fornire un potenziale “flottante” per il controllo dell'interruttore di potenza “superiore” nel circuito a semi-ponte;
b) è estremamente importante creare un rapido aumento e diminuzione dei segnali di controllo che arrivano alle porte degli elementi di potenza per ridurre le perdite di calore di commutazione;
c) è necessario garantire un valore elevato dell'impulso di corrente di controllo del gate degli elementi di potenza per ricaricare rapidamente i condensatori di ingresso;
d) nella stragrande maggioranza dei casi è richiesta la compatibilità elettrica della parte di ingresso del driver con segnali digitali standard TTL/CMOS (solitamente provenienti da microcontrollori).
Per molto tempo, gli sviluppatori sono stati costretti a progettare circuiti di pilotaggio di controllo utilizzando elementi discreti. Il primo evento importante nel percorso di integrazione dei driver di controllo è stata la comparsa dei microcircuiti delle serie IR21xx e IR22xx (e poi le loro modifiche più moderne IRS21xx, IRS22xx), sviluppati da International Rectify. Questi microcircuiti oggi hanno trovato ampia applicazione nella tecnologia dei convertitori a bassa potenza, poiché soddisfano tutti i requisiti di cui sopra.
Il circuito di controllo dell'interruttore di alimentazione è sempre costruito in modo tale che il suo segnale di uscita (sotto forma di impulsi modulati in larghezza) sia specificato rispetto al conduttore "comune" del circuito. Come si può vedere dalla figura. 2.12, UN, che mostra uno stadio di potenza a semiponte per un transistor di commutazione VT 2 questo è abbastanza: il segnale "Control 2" può essere applicato direttamente al gate (base) del transistor attraverso il driver G2, poiché la sua sorgente (emettitore) è collegata al conduttore "comune" del circuito e il controllo viene effettuata rispetto al conduttore “comune”.
Ma che dire del transistor? VT 1, che opera nel braccio superiore del semiponte? Se il transistor VT 2 è nello stato chiuso e VT 1 aperto, alla fonte VT 1 tensione di alimentazione presente E Pietro. Pertanto, per cambiare il transistor VT 1, è necessario un dispositivo G1 isolato galvanicamente dal circuito “comune”, che trasmetterà chiaramente gli impulsi del circuito di controllo “Control 1” senza introdurre distorsioni nei segnali. La soluzione classica a questo problema è accendere il trasformatore di controllo T1 (Fig. 2.12, B), che da un lato isola galvanicamente i circuiti di comando e dall'altro trasmette gli impulsi di commutazione. Non è un caso che questa soluzione tecnica sia considerata un “classico del genere”: è nota da decenni.
UN B
Riso. 2.12. Interruttori di potenza nei circuiti a mezzo ponte
Il segnale di ingresso è un segnale del chip di controllo di ampiezza del livello logico standard e, con l'aiuto di una tensione applicata al pin Vdd, è possibile ottenere la compatibilità con la classica "logica" a 5 volt e la più moderna logica a 3,3 volt. All'uscita del driver sono presenti tensioni di controllo per i transistor di potenza “superiore” e “inferiore”. Il conducente ha adottato misure per garantire i livelli di controllo necessari, è stato creato un equivalente dell'isolamento galvanico (pseudoisolamento) e sono presenti funzioni aggiuntive: un ingresso di spegnimento, un'unità di protezione da sottotensione e un filtro a impulsi di controllo brevi.
Come si può vedere dallo schema a blocchi (Fig. 2.13), il driver è costituito da due canali indipendenti, progettati per controllare i bracci superiore e inferiore dei circuiti a semiponte. All'ingresso del driver ci sono modellatori di impulsi costruiti sulla base dei trigger Schmitt. Gli ingressi Vcc e Vdd sono destinati a collegare la tensione di alimentazione alle parti di potenza e controllo del circuito, i bus “massa” della parte di potenza e della parte di controllo sono disaccoppiati (diversi terminali “comuni” - Vss e COM).
Nella stragrande maggioranza dei casi, questi pin sono semplicemente collegati tra loro. Esiste anche la possibilità di alimentazione separata per le parti di controllo e di potenza per abbinare i livelli di ingresso con i livelli del circuito di controllo. L'ingresso SD è protettivo. Gli stadi di uscita sono costruiti su transistor ad effetto di campo complementari. Il microcircuito contiene dispositivi aggiuntivi che ne garantiscono il funzionamento stabile come parte dei circuiti di conversione: si tratta di un dispositivo per spostare il livello dei segnali di controllo (spostamento di livello Vdd/Vcc), un dispositivo per sopprimere il rumore a impulsi brevi (filtro a impulsi), un ritardo di commutazione dispositivo (ritardo) e un alimentatore per rilevatore di sottotensione (rilevamento UV).
Riso. 2.13. Unità funzionali dei microcircuiti IRS2110 e IRS2113
Un tipico schema di collegamento del driver è mostrato in Fig. 2.14. Condensatori CON 1 e CON Z - filtraggio. Il produttore consiglia di posizionarli il più vicino possibile ai terminali corrispondenti. Condensatore CON 2 e diodo VD 1 - stadio di bootstrap, che fornisce alimentazione al circuito di controllo del transistor del lato “superiore”. Condensatore CON 4 - filtro nel circuito di alimentazione. Resistori R 1 e R 2 - otturatore.
A volte un segnale di controllo modulato in larghezza può essere generato non separatamente su due ingressi di controllo, ma piuttosto applicato a un ingresso sotto forma di un meandro con un ciclo di lavoro variabile. Questo metodo di controllo può essere trovato, ad esempio, nei convertitori che generano un segnale sinusoidale di una determinata frequenza. In questo caso è sufficiente impostare una pausa di “tempo morto” tra la chiusura di un transistor a semiponte e l'apertura del secondo.
Riso. 2.14. Schema di collegamento tipico per IRS2110 e IRS2113
Un tale driver con un'unità incorporata per la formazione garantita di una pausa "tempo morto" è disponibile nella gamma di prodotti International Rectify: questo è il microcircuito IRS2111 (Fig. 2.15).
Riso. 2.15. Componenti funzionali del chip IRS2111
Lo schema a blocchi mostra che il driver dispone di unità integrate per formare una pausa "tempo morto" per i bracci superiore e inferiore del semiponte. Secondo la documentazione del produttore, il valore del "tempo morto" è fissato a 650 ns (valore tipico), che è abbastanza per controllare i semiponti costituiti da transistor MOSFET di potenza.
I driver per il controllo di circuiti convertitori complessi - monofase e trifase - contengono un gran numero di elementi, quindi non sorprende che siano prodotti sotto forma di circuiti integrati. Questi microcircuiti, oltre ai driver stessi, contengono anche circuiti di conversione di livello, logica ausiliaria, circuiti di ritardo per la formazione di tempi "morti", circuiti di protezione, ecc. In base all'ambito di applicazione dei driver IC, si distinguono: basso fattori chiave; fattori chiave principali; driver chiave inferiori e superiori; driver a mezzo ponte; driver a ponte monofase; driver a ponte trifase.
I parametri principali dei driver integrati sono divisi in due gruppi: dinamici e operativi. Quelli dinamici includono il tempo di ritardo di commutazione allo sblocco e al bloccaggio della chiave, il tempo di salita e discesa della tensione di uscita, nonché il tempo di reazione dei circuiti di protezione. I parametri operativi più importanti: valore massimo dell'impulso della corrente di uscita in ingresso/uscita, livelli di ingresso, intervallo della tensione di alimentazione, resistenza di uscita.
Ai driver vengono spesso assegnate anche alcune funzioni di protezione per i transistor MOS e JGVT. Queste caratteristiche includono: protezione da cortocircuito dei tasti; protezione da sottotensione del driver;
protezione contro le correnti passanti; protezione contro la rottura del cancello.
Domande per l'autocontrollo
Quali sono le principali differenze tra transistor bipolari e ad effetto di campo di cui tenere conto quando vengono utilizzati come interruttori elettronici?
Quali vantaggi dei transistor bipolari e ad effetto di campo combina MOPBT?
Elencare le principali modalità operative statiche dei transistor. In quali modalità dovrebbero essere utilizzati i transistor nei dispositivi elettronici di potenza?
Utilizzando lo schema Larionov, spiega l'essenza dell'ampiezza dell'impulso
modulazione (PWM).
I transistor di potenza IGBT e MOSFET sono diventati gli elementi principali utilizzati nei convertitori di commutazione ad alta potenza. Le loro caratteristiche statiche e dinamiche uniche consentono di realizzare dispositivi in grado di erogare decine e persino centinaia di kilowatt al carico con dimensioni minime e un'efficienza superiore al 95%.
Ciò che IGBT e MOSFET hanno in comune è un gate isolato, che si traduce in caratteristiche di azionamento simili. Grazie al coefficiente di temperatura negativo della corrente di cortocircuito, è diventato possibile creare transistor resistenti al cortocircuito. Ora i transistor con un tempo di sovracorrente standardizzato sono prodotti da quasi tutte le aziende leader.
L'assenza di corrente di controllo nelle modalità statiche consente di abbandonare i circuiti di controllo basati su elementi discreti e creare circuiti di controllo integrati - driver. Attualmente, numerose aziende, come International Rectifier, Hewlett-Packard, Motorola, producono una vasta gamma di dispositivi che controllano singoli transistor, semiponti e ponti: due e trifase. Oltre a fornire corrente di gate, sono anche in grado di eseguire una serie di funzioni ausiliarie, come la protezione da sovracorrente e da cortocircuito ( Protezione da sovracorrente, protezione da cortocircuito) e caduta di tensione di controllo ( Sotto tensione di blocco-UVLO). Per gli elementi chiave dotati di gate di controllo, una caduta della tensione di controllo è una condizione pericolosa. In questo caso, il transistor può entrare in modalità lineare e guastarsi a causa del surriscaldamento del cristallo.
Può essere difficile per gli utenti comprendere l'ampia gamma di microcircuiti attualmente prodotti per l'uso nei circuiti di potenza, nonostante la somiglianza delle loro caratteristiche di base. Questo articolo discute le caratteristiche dell'utilizzo dei driver più popolari prodotti da varie aziende.
La principale funzione ausiliaria dei driver è la protezione da sovracorrente. Per comprendere meglio il funzionamento del circuito di protezione, è necessario analizzare il comportamento dei transistor di potenza in modalità cortocircuito (o cortocircuito, un'abbreviazione familiare agli sviluppatori).
Le cause dei sovraccarichi di corrente sono molteplici. Molto spesso si tratta di casi di emergenza, come un guasto all'alloggiamento o un cortocircuito del carico.
Il sovraccarico può anche essere causato da caratteristiche del circuito, come transitori o corrente di recupero inversa del diodo sul lato opposto. Tali sovraccarichi devono essere eliminati mediante metodi di ingegneria dei circuiti: l'uso di circuiti che modellano la traiettoria (snubber), la scelta di un resistore di gate, l'isolamento dei circuiti di controllo dai bus di potenza, ecc.
Accensione del transistor durante un cortocircuito nel circuito di carico
Lo schema schematico e i diagrammi di tensione corrispondenti a questa modalità sono mostrati in Fig. 1 a e 2. Tutti i grafici sono stati ottenuti analizzando i circuiti utilizzando il programma PSpice. Per l'analisi sono stati utilizzati modelli migliorati di transistor MOSFET di International Rectifier e macromodelli di IGBT e driver sviluppati dall'autore dell'articolo.
Riso. 2
Cortocircuito del carico sul transistor acceso
Riso. 3
Come notato, il valore a regime della corrente di cortocircuito è determinato dalla tensione al gate. Tuttavia, la riduzione di questa tensione porta ad un aumento della tensione di saturazione e, di conseguenza, ad un aumento delle perdite di conduzione. La resistenza al cortocircuito è strettamente correlata alla transconduttanza del transistor. Gli IGBT ad alto guadagno di corrente hanno una bassa tensione di saturazione ma un breve tempo di sovraccarico. Di norma, i transistor più resistenti ai cortocircuiti hanno un'elevata tensione di saturazione e, quindi, perdite elevate.
La corrente di cortocircuito consentita di un IGBT è molto superiore a quella di un transistor bipolare. Solitamente è pari a 10 volte la corrente nominale alle tensioni di gate consentite. Aziende leader come International Rectifier, Siemens, Fuji producono transistor in grado di resistere a tali sovraccarichi senza danni. Questo parametro è specificato nei dati di riferimento per i transistor e si chiama Rapporto di cortocircuito e il tempo di sovraccarico consentito è tsc - Tempo di resistenza al cortocircuito.
La risposta rapida del circuito di protezione è generalmente utile per la maggior parte delle applicazioni. L'uso di tali circuiti in combinazione con IGBT altamente convenienti aumenta l'efficienza del circuito senza comprometterne l'affidabilità.
Utilizzo dei driver per la protezione dai sovraccarichi
Consideriamo i metodi per spegnere i transistor in modalità di sovraccarico utilizzando l'esempio dei driver prodotti da International Rectifier, Motorola e Hewlett-Packard, poiché questi microcircuiti consentono di implementare le funzioni di protezione in modo più completo.
Autista del braccio superiore
Riso. 4. Struttura del driver IR2125
Nella fig. 4 mostra uno schema a blocchi e la Fig. 5 - schema tipico di collegamento del driver IR2125 che utilizza la funzione di protezione da sovraccarico. A questo scopo viene utilizzato il pin 6 - CS. La tensione di risposta della protezione è 230 mV. Per misurare la corrente, nell'emettitore è installato un resistore RSENSE, il cui valore e il divisore R1, R4 determinano la corrente di protezione.
Riso. 5. Schema di collegamento IR2125
Come accennato in precedenza, se la tensione di gate viene ridotta quando si verifica un sovraccarico, il periodo di riconoscimento della modalità di emergenza può essere aumentato. Ciò è necessario per escludere falsi positivi. Questa funzione è implementata nel chip IR2125. Il condensatore C1 collegato al pin ERR determina il tempo di analisi per la condizione di sovraccarico. A C1 = 300 pF, il tempo di analisi è di circa 10 μs (questo è il tempo necessario per caricare il condensatore a una tensione di 1,8 V - la tensione di soglia del comparatore del circuito TEMPISTICA DELL'ERRORE autista). Durante questo periodo, il circuito di stabilizzazione della corrente del collettore è acceso e la tensione di gate diminuisce. Se la condizione di sovraccarico non si interrompe, dopo 10 μs il transistor si spegne completamente.
La protezione viene disattivata quando il segnale di ingresso viene rimosso, consentendo all'utente di organizzare un circuito di protezione del trigger. Quando lo si utilizza, è necessario prestare particolare attenzione alla selezione del tempo di riavvio, che dovrebbe essere maggiore della costante di tempo termica del cristallo del transistor di potenza. La costante di tempo termica può essere determinata da un grafico dell'impedenza termica Zthjc per singoli impulsi.
Riso. 6
Non è necessario un resistore di misura per analizzare le condizioni di sovraccarico della tensione di saturazione. Quando un segnale di controllo positivo viene applicato al gate, all'ingresso di protezione del driver SC appare una tensione, determinata dalla somma della caduta di tensione attraverso il diodo aperto VD2 e il transistor di potenza aperto Q1 e il divisore R1, R4, che imposta il corrente operativa. La caduta di tensione sul diodo è quasi costante ed è di circa 0,5 V. La tensione del transistor aperto alla corrente di cortocircuito selezionata è determinata dal grafico Von = f(Ic). Il diodo VD4, come VD1, deve essere veloce e ad alta tensione.
Oltre alla protezione da sovracorrente, il driver analizza la tensione di alimentazione della parte di ingresso VCC e dello stadio di uscita VB, spegnendo il transistor quando VB scende al di sotto di 9 V, necessario per impedire il funzionamento lineare del transistor. Questa situazione può verificarsi se l'alimentatore a bassa tensione è danneggiato o se la capacità C2 viene scelta in modo errato. Il valore di quest'ultimo deve essere calcolato in base ai valori della carica di gate, della corrente di gate e della frequenza di ripetizione degli impulsi. Per calcolare la capacità di bootstrap Cb, la documentazione di International Rectifier consiglia le seguenti formule:
Cb = 15*2*(2*Qg + Igbs/f + It)/(Vcc – Vf – Vls),
It = (Ione + Ioff)*tw.
Dove
Ion e Ioff - correnti di accensione e spegnimento del gate, tw = Qg/Ion - tempo di commutazione, Qg - carica del gate, f - velocità di ripetizione dell'impulso, Vcc - tensione di alimentazione, Vf - caduta di tensione diretta attraverso il diodo della pompa di carica (VD1 in Fig. 6), Vls è la caduta di tensione diretta attraverso il diodo opposto (VD3 in Fig. 6), Igbs è la corrente di gate in modalità statica.
Se è impossibile alimentare il driver dalla capacità bootstrap, è necessario utilizzare una fonte di alimentazione “flottante”.
Driver a ponte trifase
Nella fig. La Figura 7 mostra lo schema di collegamento del bridge driver trifase IR213* utilizzando la funzione di protezione da sovraccarico. A questo scopo viene utilizzato l'ingresso ITR. La tensione di risposta della protezione è 500 mV. Per misurare la corrente totale del ponte, negli emettitori è installato un resistore RSENSE, il cui valore, insieme al divisore R2, R3, determina la corrente di protezione.
Riso. 7. Schema di collegamento per IR2130
Il driver IR2130 fornisce il controllo dei transistor MOSFET e IGBT a tensioni fino a 600 V, ha protezione contro la sovracorrente e la riduzione delle tensioni di alimentazione. Il circuito di protezione contiene un transistor ad effetto di campo a drain aperto per indicare un guasto (FAULT). Dispone inoltre di un amplificatore di corrente di carico integrato, che gli consente di generare segnali di controllo e feedback. Il driver genera il tempo di ritardo (tdt - tempo morto) tra l'accensione dei transistor del lato superiore e inferiore per eliminare le correnti passanti. Questo tempo varia da 0,2 a 2 μs per varie modifiche.
Per utilizzare correttamente questo microcircuito e creare circuiti affidabili basati su di esso, è necessario tenere conto di diverse sfumature.
Una caratteristica dei driver IR213* è l'assenza di una funzione di limitazione della tensione di gate durante un cortocircuito. Per questo motivo la costante di tempo della catena R1C1, destinata a ritardare l'attivazione della protezione, non deve superare 1 μs. Il progettista deve essere consapevole che il ponte si spegnerà 1 μs dopo che si è verificato il guasto, per cui la corrente (specialmente con un carico resistivo) potrebbe superare il valore nominale. Per ripristinare la protezione, è necessario spegnere l'alimentazione del driver o applicare una tensione di blocco (livello alto) agli ingressi di basso livello. Notiamo inoltre che tra i microcircuiti di questa serie è presente un driver IR2137, che fornisce protezione per la tensione di saturazione dei transistor superiori e genera il tempo di ritardo richiesto per il funzionamento di questa protezione. Tale protezione è molto importante per i driver che controllano i circuiti a ponte trifase, poiché quando si verifica un guasto sull'alloggiamento, la corrente di cortocircuito scorre bypassando il resistore di misura RSENSE. Questo microcircuito fornisce una connessione separata dei resistori di gate per l'accensione, lo spegnimento e l'arresto di emergenza, che consente di realizzare pienamente tutte le caratteristiche dinamiche dei transistor con gate isolato.
La corrente on/off per IR213* è 200/420 mA (120/250 mA per IR2136). Questo deve essere preso in considerazione quando si scelgono transistor di potenza e resistori di gate per loro. I parametri del transistor indicano la quantità di carica di gate (solitamente in nK), che determina il tempo di accensione/spegnimento del transistor a una determinata corrente. La durata dei processi transitori associati alla commutazione deve essere inferiore al tempo di ritardo tdt generato dal driver. L'uso di transistor ad alta potenza può anche portare a false correnti on-off e passanti a causa dell'effetto Miller. La riduzione del resistore di gate o l'utilizzo di resistori di gate separati per i processi di accensione e spegnimento non sempre risolve il problema a causa dell'insufficiente corrente di spegnimento proveniente dal driver stesso. In questo caso è necessario utilizzare amplificatori buffer.
Il vantaggio dei chip prodotti da International Rectifier è che questi dispositivi sono in grado di sopportare differenze di tensione elevate tra le parti di ingresso e di uscita. Per i driver della serie IR21**, questa tensione è 500–600 V, che consente di controllare i transistor nei circuiti a semiponte e a ponte quando alimentati da una tensione industriale raddrizzata di 220 V senza isolamento galvanico. Per controllare i transistor nei circuiti progettati per l'alimentazione da una tensione raddrizzata di 380 V, International Rectifier produce i driver della serie IR22**. Questi microcircuiti funzionano con tensioni di uscita fino a 1200 V. Tutti i driver International Rectifier possono sopportare aumenti di tensione indotti fino a 50 V/ns. Questo parametro è chiamato immune dv/dt. Dimostra un'elevata resistenza alla modalità latch-up, che è estremamente pericolosa per i circuiti ad alta tensione pulsata.
Driver con braccio basso
Per controllare i transistor low-side, i microcircuiti prodotti da Motorola offrono una buona alternativa. Lo schema a blocchi di uno di essi - MC33153 è mostrato in Fig. 8.
Riso. 8. Schema a blocchi dell'MC33153
Una caratteristica speciale di questo driver è la possibilità di utilizzare due metodi di protezione (corrente e tensione di saturazione) e la separazione della modalità di sovraccarico e della modalità di cortocircuito. È anche possibile fornire una tensione di controllo negativa, che può essere molto utile per pilotare moduli ad alta potenza con elevati valori di carica di gate. Spegnimento per caduta di tensione di controllo: UVLO viene eseguito a 11 V.
Uscita 1 ( Ingresso rilevamento corrente) è destinato al collegamento di un resistore di misurazione della corrente. Nel microcircuito, questo pin è l'ingresso di due comparatori, con una tensione operativa di 65 e 130 mV. Pertanto, il driver analizza le condizioni di sovraccarico e cortocircuito. Quando si verifica un sovraccarico, viene attivato il primo comparatore ( Comparatore di sovracorrente) e spegne il segnale di comando del cancello. La protezione viene ripristinata quando viene applicato un segnale di blocco (livello alto, poiché l'ingresso Input è invertente). In questo caso viene emesso un segnale di errore ( Uscita guasto) non viene servito. Se la corrente supera due volte il valore specificato, ciò viene considerato un cortocircuito. In questo caso il secondo comparatore viene ribaltato ( Comparatore di cortocircuito) e sull'uscita di controllo appare un segnale di livello alto. In base a questo segnale, il controller che controlla il funzionamento del circuito deve spegnere l'intero circuito. Il tempo di riavvio dovrebbe essere determinato, come accennato in precedenza, dalla costante di tempo termica dei transistor di potenza.
Uscita 8 ( Ingresso desaturazione) è progettato per implementare la protezione dalla tensione di saturazione. La tensione di risposta su questo ingresso è 6,5 V. Lo stesso ingresso è destinato al collegamento del condensatore Cblank, che costituisce il tempo di ritardo della risposta della protezione. Questo ritardo è necessario perché dopo che la tensione di gate è stata applicata al gate, il transistor mantiene un'alta tensione per un certo periodo mentre il diodo boxer si ripristina.
Riso. 9. Protezione dalla tensione di saturazione
Riso. 10. Protezione corrente
Driver con isolamento galvanico
L'isolamento galvanico è necessario nei circuiti in cui un potente stadio di potenza è alimentato dalla tensione di rete e i segnali di controllo sono generati da un controller collegato tramite bus a vari dispositivi periferici. In questi casi l'isolamento dei circuiti di alimentazione e controllo riduce il rumore di commutazione e consente la protezione dei circuiti a bassa tensione in casi estremi.
Riso. 11. Schema a blocchi dell'HCPL316
A nostro avviso uno dei microcircuiti più interessanti per questa applicazione è l'HCPL316 prodotto da Hewlett-Packard. La sua struttura è mostrata in Fig. 11, e lo schema di collegamento è in Fig. 12.
Riso. 12. Schema di collegamento HCPL316
Il segnale di controllo e il segnale di guasto sono otticamente isolati. La tensione di isolamento arriva fino a 1500 V. Il driver fornisce protezione solo per la tensione di saturazione (pin 14 - DESAT). Una caratteristica interessante è la presenza di input diretto e inverso, che semplifica la comunicazione con vari tipi di controller. Come nel caso dell'MC33153, il microcircuito può produrre un segnale di uscita bipolare e la corrente di uscita di picco può raggiungere 3 A. Grazie a ciò, il driver è in grado di pilotare transistor IGBT con una corrente di collettore fino a 150 A, che è il suo grande vantaggio rispetto a dispositivi simili.
Circuiti ausiliari
Nei driver ad alta tensione di International Rectifier, grazie al loro basso consumo, gli stadi di uscita possono essere alimentati utilizzando i cosiddetti condensatori “bootstrap” di piccolo valore. Se ciò non è possibile è necessario utilizzare alimentatori “flottanti”. Il modo più economico per utilizzare tali fonti è rappresentato dai trasformatori multi-avvolgimento con un raddrizzatore e uno stabilizzatore su ciascun avvolgimento. Naturalmente, se si desidera avere un segnale di uscita bipolare, ciascuna di queste sorgenti deve essere bipolare. Tuttavia, una soluzione più elegante consiste nell'utilizzare convertitori CC-CC isolati, come la serie DCP01* di Burr-Brown. Questi microcircuiti sono progettati per una potenza fino a 1 W e possono generare un segnale di uscita bipolare da un segnale di ingresso unipolare. La tensione di isolamento è fino a 1 kV. L'isolamento viene effettuato utilizzando una barriera del trasformatore ad una frequenza di 800 kHz. Quando si utilizzano più chip, è possibile sincronizzarli in frequenza.
Negli azionamenti di potenza è spesso necessario disporre di un segnale proporzionale alla corrente di uscita per generare feedback. Questo problema viene risolto in diversi modi: utilizzando trasformatori di corrente, shunt e amplificatori differenziali, ecc. Tutti questi metodi hanno i loro inconvenienti. Per risolvere con successo il problema della generazione di un segnale di corrente e del suo collegamento al controller, International Rectifier ha sviluppato microcircuiti: sensori di corrente IR2171 e IR2172, in cui il segnale di corrente viene convertito in un segnale PWM. Lo schema di collegamento dell'IR2171 è mostrato in Fig. 13. Il microcircuito può resistere a cadute di tensione fino a 600 V ed è alimentato da una capacità "bootstrap". La frequenza portante PWM è 35 kHz per IR2171 e 40 kHz per IR2172. Intervallo di tensione in ingresso ±300 mV. La tensione di uscita viene prelevata dal collettore aperto, il che semplifica il collegamento dell'isolamento ottico.
Difficilmente è possibile descrivere tutti i microcircuiti attualmente prodotti nel mondo per l'utilizzo negli azionamenti elettrici. Tuttavia, anche le informazioni fornite dovrebbero aiutare lo sviluppatore a navigare nell'oceano della base di elementi moderni. La conclusione principale di tutto ciò che è stato detto è la seguente: non provare a realizzare qualcosa utilizzando elementi discreti finché non sei sicuro che nessuno stia producendo un circuito integrato che risolva il tuo problema.
Letteratura
- Utilizza la carica del gate per progettare il circuito di comando del gate per MOSFET di potenza e IGBT. AN-944.
- Caratterizzazione applicativa degli IGBT. INT990.
- Caratteristiche dell'IGBT. AN-983.
- Protezione da cortocircuito. AN-984.
- Circuiti integrati driver MOS-Gate flottanti ad alta tensione. AN-978.
- Dati tecnici Motorola MC33153.
- Dati tecnici Hewlett Packard HCPL316.
- Burr Brown DCP011515 Dati tecnici.
- Ivanov V.V., Kolpakov A. Applicazione dell'IGBT. Componenti elettronici, 1996, n. 1.
MOP (in borghese MOSFET) sta per Metal-Oxide-Semiconductor, da questa abbreviazione diventa chiara la struttura di questo transistor.
Se sulle dita, ha un canale semiconduttore che funge da una piastra del condensatore e la seconda piastra è un elettrodo metallico situato attraverso un sottile strato di ossido di silicio, che è un dielettrico. Quando viene applicata tensione al gate, questo condensatore viene caricato e il campo elettrico del gate attira le cariche nel canale, a seguito delle quali nel canale compaiono cariche mobili che possono formare una corrente elettrica e la resistenza drain-source diminuisce nettamente. Maggiore è la tensione, maggiore è il numero di cariche e minore la resistenza, di conseguenza, la resistenza può scendere a valori minuscoli - centesimi di ohm, e se si aumenta ulteriormente la tensione, si verifica una rottura dello strato di ossido e del Khan si verificherà il transistor.
Il vantaggio di un tale transistor rispetto a quello bipolare è ovvio: la tensione deve essere applicata al gate, ma poiché è un dielettrico, la corrente sarà zero, il che significa la quantità richiesta la potenza per controllare questo transistor sarà scarsa, infatti, consuma solo al momento della commutazione, quando il condensatore si carica e si scarica.
Lo svantaggio deriva dalla sua proprietà capacitiva: la presenza di capacità sul gate richiede una grande corrente di carica durante l'apertura. In teoria, uguale all'infinito su periodi di tempo infinitamente piccoli. E se la corrente è limitata da un resistore, il condensatore si caricherà lentamente: non c'è scampo dalla costante di tempo del circuito RC.
I transistor MOS lo sono P e N condotto. Hanno lo stesso principio, l'unica differenza è la polarità dei portatori di corrente nel canale. Di conseguenza, in diverse direzioni della tensione di controllo e inclusione nel circuito. Molto spesso i transistor sono realizzati sotto forma di coppie complementari. Cioè, ci sono due modelli con esattamente le stesse caratteristiche, ma uno di questi è il canale N e l'altro è il canale P. I loro segni, di regola, differiscono di una cifra.
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Il mio più popolare MOCIO i transistor lo sono IRF630(n canale) e IRF9630(canale p) contemporaneamente ne ho realizzati circa una dozzina di ogni tipo. Possedere un corpo non molto grande TO-92 questo transistor può notoriamente superare se stesso fino a 9A. La sua resistenza aperta è di soli 0,35 Ohm.
Tuttavia, questo è un transistor piuttosto vecchio, ad esempio ora ci sono cose più interessanti; IRF7314, in grado di trasportare gli stessi 9A, ma allo stesso tempo si inserisce in una custodia SO8, delle dimensioni di un quadrato di notebook.
Uno dei problemi di attracco MOSFET transistor e microcontrollore (o circuito digitale) è che per aprirsi completamente fino alla completa saturazione, questo transistor deve inviare un po' più di tensione al gate. Di solito si tratta di circa 10 volt e il MK può emetterne un massimo di 5.
Ci sono tre opzioni:
Ma in generale, è più corretto installare un driver, perché oltre alle funzioni principali di generazione di segnali di controllo, fornisce anche protezione corrente, protezione contro guasti, sovratensione, come una pallina aggiuntiva, ottimizza al massimo la velocità di apertura, in generale, non consuma la corrente invano. Anche la scelta di un transistor non è molto difficile, soprattutto se non ti preoccupi delle modalità di limitazione. Prima di tutto, dovresti preoccuparti del valore della corrente di scarico: I Drain o ID scegli un transistor in base alla corrente massima per il tuo carico, preferibilmente con un margine del 10 percento. Il prossimo parametro importante per te è VGS- Tensione di saturazione Source-Gate o, più semplicemente, tensione di controllo. A volte è scritto, ma più spesso bisogna guardare le classifiche. Alla ricerca di un grafico della caratteristica di output Dipendenza ID da VDS a valori diversi VGS. E scopri che tipo di regime avrai.
Ad esempio è necessario alimentare il motore a 12 volt, con una corrente di 8A. Hai sbagliato il driver e hai solo un segnale di controllo da 5 volt. La prima cosa che mi è venuta in mente dopo questo articolo è stata IRF630. La corrente è adatta con un margine di 9 A rispetto agli 8 richiesti. Ma diamo un'occhiata alle caratteristiche di uscita:
Se intendi utilizzare il PWM su questo interruttore, allora devi informarti sui tempi di apertura e chiusura del transistor, selezionare quello più grande e, in relazione al tempo, calcolare la frequenza massima di cui è capace. Questa quantità si chiama Ritardo di commutazione O tonnellata,t spento, in generale, qualcosa del genere. Bene, la frequenza è 1/t. È anche una buona idea controllare la capacità del cancello Ciss Sulla base di esso, oltre che del resistore limitatore nel circuito di gate, è possibile calcolare la costante di tempo di carica del circuito di gate RC e stimarne le prestazioni. Se la costante di tempo è maggiore del periodo PWM, il transistor non si aprirà/chiuderà, ma si fermerà in uno stato intermedio, poiché la tensione al suo gate verrà integrata da questo circuito RC in una tensione costante.
Quando maneggi questi transistor, tieni presente questo fatto Non hanno solo paura dell'elettricità statica, ma sono MOLTO FORTI. È più che possibile penetrare nell'otturatore con una carica statica. Allora come l'ho comprato? immediatamente nella pellicola e non tirarlo fuori finché non lo sigilli. Per prima cosa collegati alla batteria e indossa un cappello di alluminio :).
