Trenutno se serijski NLS sa simbolima iste frekvencije i paralelni NLS sa simbolima različitih frekvencija koriste za borbu protiv selektivnog fadinga i multipath (eho signala). Formiranje prvog od spomenutih NLS-a postiže se manipuliranjem fazom simbola P-vrijednu M-sekvencu. Drugi od korištenih NLS-ova sastavljen je od elementarnih signala koji tvore skup ortogonalnih funkcija u vremenskom intervalu jednakom trajanju signalnog elementa do (na primjer, ortogonalne harmonijske oscilacije, Hermitovi polinomi, itd.).
Fizički, učinkovitost korištenja NLS-a za suzbijanje blijeđenja može se objasniti na sljedeći način. Prvo, budući da je NLS energija raspoređena u širokom frekventnom rasponu, nekorelirano fading u određenim dijelovima spektra (selektivno fading) ne može značajno utjecati na prijam cijelog signala u cjelini. Ovdje možete povući određenu analogiju s prijemom frekvencijske raznolikosti. Drugo, moguće je odabrati samo jednu od dolaznih zraka u prijemnom uređaju, budući da NLS, kao što znate, imaju izražen vrh autokorelacijske funkcije (slika 2.31). Ova najradikalnija metoda uklanjanja smetnji između dolaznih zraka, tj. selektivnog zatamnjenja i fenomena jeke, može se provesti ako je trajanje impulsa na izlazu prijemnog uređaja manje od minimalnog vremena međusobnog kašnjenja zraka (< ). Данное условие легко выполняется правильным выбором базы ШПС. В-третьих, из возможности селекции только одного луча логично вытекает принципиальная возможность раздельного приема всех лучей.
Dodatni uvjet za rješavanje ovog problema, pored navedenog (< ), является выполнение неравенства < т.е. максимальное время взаимного запаздывания лучей должно быть меньше длительности элемента сигнала, что обеспечивается рациональным выбором скорости передачи сигналов. Осуществив раздельный прием лучей и произведя их оптимальное сложение (после соответствующего фазирования), можно не только избавиться от селективных замираний и явления эха, но и заметно повысить достоверность приема при данной мощности передатчика или снизить мощность передатчика при заданной достоверности .
 |
Princip izgradnje širokopojasnog komunikacijskog sustava ilustriran je na Sl. 5.6. Primarni uskopojasni signal sa širinom spektra dovodi se u mikser, gdje se također unose oscilacije s frekvencijskim pojasom iz generatora širokopojasnih signala (GSG). Time se postiže formiranje NLS-a, koji modulira noseću frekvenciju odašiljača (TX). Širina pojasa odašiljenog signala određena je širinom pojasa.
Na prijemnoj strani odvijaju se obrnute transformacije. Da bi sustav ispravno funkcionirao, generatori širokopojasnog signala odašiljača i prijemnika moraju biti identični i moraju raditi sinkrono i u fazi. Neophodna faza u obradi primljenog signala je njegov prolazak kroz korelator ili kroz usklađeni filtar (SF), kao što je prikazano na sl. 5.6. Odabir glavnog maksimuma autokorelacijske funkcije provodi solver (RU). U binarnom komunikacijskom sustavu donosi odluku da primi ili signal za slanje ili signal za pauzu.
Širokopojasne komunikacije radikalno su sredstvo za borbu protiv nestajanja. Pružaju učinkovitu borbu protiv aditivne paušalne i impulsne buke, zadržavajući otpornost na buku fluktuacije. Doista, ako NLS sa snagom od P S, koncentrirani šum sa snagom (na primjer, iz uskopojasne radio stanice) i šum fluktuacije sa spektralnom gustoćom, tada je omjer signala i šuma na ulazu prijemnika
(5.13)
S povećanjem, ometajući učinak koncentriranih smetnji se smanjuje i teži tome .
Smetnje koje NLS stvara u uskopojasnim sustavima slične su šumu fluktuacije i njihov učinak je obrnuto proporcionalan omjeru, gdje je širina spektra uskopojasnog signala. Time se utvrđuje mogućnost zajedničkog rada širokopojasnih i uskopojasnih radiokomunikacijskih sustava.
Kao rezultat NLS obrade u prijamnom uređaju, omjer signal-šum na izlazu korelatora (podudarni filtar) raste prema teoriji potencijalne otpornosti na buku proporcionalno bazi signala. V:
Dakle, povećanje V dano , moguć je prijenos informacija u slučaju koji otežava primanje širokopojasnih komunikacija, ako njihov oblik nije poznat, te povećava energetsku tajnost komunikacije. Konačno, širokopojasni komunikacijski sustavi omogućuju multicast prijenos informacija u užem frekvencijskom pojasu nego kada se koriste uskopojasni signali i isti broj dopisnika.
PREKINUTA KOMUNIKACIJSKA METODA
Posljednjih godina sve se više pozornosti pridaje diskontinuiranim komunikacijskim sustavima koji omogućuju povećanje vjernosti i prosječne brzine prijenosa informacija preko radijskih kanala.
Pri korištenju troposferskog i ionosferskog raspršenja radio valova za komunikaciju na daljinu u određenim intervalima zbog loših uvjeta njihovog širenja, niti jedna metoda prijema ne daje rezultirajući signal iznad razine potrebne za normalan prijem. Najučinkovitija metoda prijenosa informacija u takvim slučajevima je metoda isprekidane komunikacije. U diskontinuiranom komunikacijskom sustavu informacije se prenose samo u onim intervalima tijekom kojih je osiguran pouzdan prijem signala.
Metoda se temelji na korištenju obrnutog komunikacijskog kanala, koji daje procjenu uvjeta širenja radio valova. Prije početka sljedeće komunikacijske sesije emitira se sondirajući signal, a informacija se akumulira na kraju odašiljanja u memorijskom uređaju. Kada je omjer signala i smetnje u točki prijema veći od određene granične vrijednosti, putem obrnutih kanala šalje se posebna naredba za prijenos akumulirane informacije, koja se "ispaljuje", odnosno prenosi brzinom višestruko. veća od brzine prijenosa u kontinuiranim komunikacijskim sustavima. Kada se razina signala smanji, prijamna točka posebnom naredbom prekida prijenos informacija, nakon čega se ponovo počinje emitirati sondažni signal itd.
Prijenos diskretnih poruka putem AM, FM ili PM (OFM) obično se obavlja jednostavnim signalima čija je osnova v=2 TF (2.1) ne prelazi nekoliko jedinica. Takvi signali su uskopojasni, budući da je širina pojasa odašiljenog signala F jednak po redu veličine širini spektra izvornog signala (gdje je T- trajanje jednog izvornog signala). Istodobno, trenutno se koriste sustavi gdje se koriste složeni širokopojasni signali. S bazu od nekoliko stotina ili čak tisuća i sa širinom spektra F>> Fm. Jedan od načina za proširenje spektra odašiljenog signala je da je izvorni signal povezan sa složenim signalom koji se sastoji od velikog broja P elementarni signali s trajanjem Budući da je baza odaslanog signala v= 2 TF= n>>1. Postoje i druge metode formiranja širokopojasnih signala temeljene na korištenju posebnih vrsta modulacije. Glavne prednosti širokopojasnih signala, koje su izazvale povećano zanimanje za njih posljednjih godina, jesu da se takvi signali mogu učinkovito boriti protiv učinaka višestaznih i smetnji koncentriranih na spektar. U višestaznim kanalima, gdje je rezultirajući signal na mjestu prijema zbroj signala pojedinačnih snopova (5.74), osim zajedničkog zatamnjenja zbog interferencije tih zraka, moguća je i međusimbolna interferencija. Sastoji se u činjenici da se zbog velikih kašnjenja snopova međusobno, signali susjednih simbola preklapaju. Ako su ti simboli različiti i kašnjenje je istog reda veličine s trajanjem odgovarajućih signala, tada su moguća značajna izobličenja koja smanjuju otpornost komunikacije na buku. Objasnimo to na primjeru binarnog sustava, čiji se prijemni uređaj sastoji od dva usklađena filtra i sklopa odlučivanja (vidi sliku 5.7). Podsjetimo da je izlazni napon usklađenog filtra, zbog primljenog korisnog signala, funkcija autokorelacije signala. Odavde je trajanje izlaznog signala određeno intervalom korelacije signala, koji je približno jednak za uskopojasne signale i trajanje izlaznog napona je istog reda veličine kao i trajanje elementarne poruke . Na sl. 8.10.a kao primjer prikazuje ovojnice napona na izlazu usklađenih filtara pri primanju binarne sekvence 1011, kada je signal uskopojasni i formiran od tri snopa. Pune linije prikazuju napone koji odgovaraju prvoj zraci, a isprekidane linije - napone vezane za druge dvije zrake. Iz slike se vidi da u trenutku mjerenja maksimalne vrijednosti napona prvog snopa na suprotnom filteru postoje naponi iz drugih snopa. Dolazi do preklapanja signala koji istovremeno pristižu u rješavač iz dvaju filtera, a vjerojatnost pogreške dramatično raste. Ova okolnost ograničava brzinu prijenosa informacija, jer je za normalan rad potrebno da trajanje elementa poruke T mnogo puta premašio maksimalno kašnjenje zraka jedna u odnosu na drugu
Riža. 8.10. Binarno usklađeni filtri Izlazni odgovori: višestazni uskopojasni (a) i širokopojasni (b) signale
Drugačija slika se uočava u slučaju širokopojasnih signala, kada v>>1 i<<T (sl. 8.106). U tom se slučaju izlazni signali ne preklapaju ako . < T. Ovaj uvjet je manje strog i stoga se čini mogućim značajno povećati brzinu rada u usporedbi s uskopojasnim sustavima. Razdvajanje snopa u širokopojasnim sustavima eliminira međusobne smetnje, što je jedan od uzroka blijeđenja signala. Štoviše, ovdje je moguće, dodatnom obradom, zbrajati sve odvojene grede i na taj način koristite višeslojni za poboljšanje otpornosti na buku.
Razmotrite rad sustava sa širokopojasnim signalima kada su izloženi aditivnim smetnjama. Na prvi pogled, korištenje širokopojasnih signala čini se nepraktičnim, jer dovodi do povećanja snage smetnje u pojasu signala i povećava vjerojatnost međusobne interferencije između signala susjednih u spektru. Međutim, to nije sasvim točno. Kod optimalnog prijema diskretnih poruka, otpornost na buku u kanalu s Gaussovim šumom, kao što je poznato, određena je samo omjerom energije signala i spektralne gustoće šuma, odnosno ne ovisi o širini spektra signala. Posljedično, otpornost na buku uskopojasnih i širokopojasnih sustava s fluktuacijskim šumom je ista. Ako se prijem provodi pomoću filtra usklađenog sa širokopojasnim signalom koji ima ravni spektar u pojasu F, zatim, prema (4.35), koeficijent prijenosa filtra k(f) može se uzeti jednako 1 u traci F i brojati k(f)=0 na drugim frekvencijama. Zatim, u skladu s (4.34), omjer snage signala i šuma na izlazu usklađenog filtra
(8.16)
što se poklapa s izrazom (4.3). Rezultirajuće pojačanje za faktor n posljedica je činjenice da ovdje, kao iu slučaju sinkrone akumulacije (vidi § 4.2), kao rezultat obrade složenog signala i šuma u usklađenom filtru, svi P- elementarni signali se dodaju u naponu, a smetnje - u snazi.
Kada je izložen smetnjama koncentriranim duž spektra, a takve smetnje su bilo koji uskopojasni signal koji se nalazi u pojasu F, sve spektralne komponente interferencije će prijeći na izlaz usklađenog filtra. Stoga, zamjenom u (8.16), umjesto Rsh koncentrirana snaga interferencije RP, dobiti
Ako spektar signala sadrži m neovisne koncentrirane smetnje, onda, očito,
(8.17)
Iz ovoga slijedi da je omjer signala i šuma, uz sve ostale jednake stvari, izravno proporcionalan širini spektra signala F. Dakle, širokopojasni signali su učinkovitiji u rješavanju smetnji s grupom spektra od uskopojasnih signala. Ovdje, naravno, treba imati na umu da ako se povećanjem m ukupna snaga interferencije raste proporcionalno F, tada širenje spektra pobjedničkog signala ne daje
Prednosti širokopojasnih komunikacijskih sustava jasnije se otkrivaju općenitijom formulacijom pitanja međusobnih utjecaja signala. U nekim je slučajevima prijenos informacija preko radijskih kanala otežan zbog velike zagušenosti korištenih frekvencijskih raspona. U stvarnim uvjetima potrebno je uzeti u obzir kršenje regulacije frekvencija dodijeljenih za svaki signal, što je neizbježno iz različitih razloga. Često se odvija istovremeni prijenos signala s međusobno preklapajućim spektrima. Ograničavajući slučaj je situacija kada uopće nema regulacije frekvencija. Pretpostavimo da se u frekvencijskom području istovremeno prenosi P uskopojasni signali, od kojih se svaki s istom vjerojatnošću može nalaziti bilo gdje u rasponu. Izračunajmo pod tim uvjetima omjer signala i šuma pri prijenosu dodatnog uskopojasnog ili širokopojasnog signala. Radi jednostavnosti, pretpostavit ćemo da sve P uskopojasni signali imaju istu snagu RP i imaju isti frekvencijski pojas
S ujednačenim energetskim spektrom. Ako je spektar primljenog uskopojasnog signala, čija je širina pojasa također jednaka F, potpuno se preklapa k ometajućih signala, tada će omjer signala i šuma na izlazu usklađenog filtra u skladu s 1 (8.17) biti jednak:
Po uvjetu, sve vrijednosti k Osim toga, stupanj preklapanja spektra korisnih i bilo kakvih ometajućih signala, a time i snaga smetnje, kontinuirana je slučajna varijabla. Dakle, omjer je slučajan i leži u intervalu
(8.18)
Riža. 8.11. Kumulativne distribucije omjera signal-interferencija u sustavima sa širokopojasnim i uskopojasnim signalima
Kumulativna distribucija, tj. vjerojatnost da ne prelazi određenu vrijednost q opisano kontinuiranom ovisnošću Na riža. 8.11 prikazuje primjer grafa ove funkcije za (8.18).
Izračunajmo sada omjer qw,, ako se pod istim uvjetima odašilje širokopojasni signal umjesto željenog uskopojasnog signala. Pretpostavit ćemo da njegov spektar ravnomjerno zauzima cijeli raspon, t.j. F = FD. Prema (8.17), u ovom slučaju omjer qw je konstanta
a integralna se raspodjela naglo mijenja pri. Zaplet ove distribucije za Rs =PP također prikazano na sl. 8.11. Uspoređujući distribucije i qw slijedi da postoji određena vjerojatnost vrijednosti koje su manje od qw0... Budući da se većina pogrešaka javlja pri malim omjerima signal/šum, onda u uvjetima velikog opterećenja raspona, kada je vjerojatnost je dovoljno velik, prijenos informacija uskopojasnim signalom u prosjeku ima manju otpornost na šum u odnosu na prijenos širokopojasnih signala. Postavlja se pitanje: što će se dogoditi ako sve stanice odašilju informacije u širokopojasnim signalima? Neka u rasponu frekvencija FD nalaze se n potpuno preklapajući širokopojasni signali, od kojih svaki ima širinu spektra F= FD i moć Rs. Ako se, pod tim uvjetima, prenosi drugi sličan signal, tada će omjer signala i šuma na izlazu usklađenog filtra u skladu s (8.16) biti jednak:
(8.19)
gdje je energetski spektar signala.
Dakle, ovdje je kumulativna distribucija qw također ima oblik skoka prikazanog na sl. 8.11. Iz toga proizlazi da su međusobne smetnje pri korištenju širokopojasnih signala u zauzetim pojasevima manje opasna nego kod prijenosa uskopojasnih signala. Zanimljivo je primijetiti da, unatoč potpunom preklapanju spektra, odgovarajući izbor trajanja signala T uvijek možete postići nužni njezin višak preko prepreke (8.19).
Širokopojasni signali imaju relativno nisku spektralnu gustoću, koja u nekim slučajevima može biti čak niža od gustoće šuma. Ova značajka omogućuje prikriveni prijenos širokopojasnih signala, kao i minimiziranje njihovog ometajućeg učinka na uskopojasne signale.
Pošaljite svoj dobar rad u bazu znanja je jednostavno. Upotrijebite obrazac u nastavku
Studenti, diplomski studenti, mladi znanstvenici koji koriste bazu znanja u svom studiju i radu bit će vam jako zahvalni.
Objavljeno na http://www.allbest.ru//
Objavljeno na http://www.allbest.ru//
Uvod
Komunikacijski sustavi sa ShPS-om zauzimaju posebno mjesto među različitim komunikacijskim sustavima, što se objašnjava njihovim svojstvima. Prvo, imaju visoku otpornost na buku kada su izloženi snažnim smetnjama. Drugo, oni pružaju kodno adresiranje velikog broja pretplatnika i njihovu kodnu podjelu kada rade u zajedničkom frekvencijskom pojasu. Treće, osiguravaju kompatibilnost prijema informacija s visokom pouzdanošću mjerenja parametara gibanja objekta s visokom točnošću i razlučivosti. Sva ova svojstva komunikacijskih sustava s NLS-om poznata su odavno, ali budući da je snaga interferencije bila relativno mala, a elementarna baza nije dopuštala implementaciju uređaja za oblikovanje i obradu u prihvatljivim dimenzijama, dugo su vremena komunikacijski sustavi s NLS nisu bili široko razvijeni. Do sada se situacija dramatično promijenila. Snaga smetnje na ulazu prijemnika može premašiti snagu korisnog signala za nekoliko redova veličine. Kako bi se osigurala visoka otpornost na buku na takve smetnje, potrebno je koristiti NLS sa super velikim "bazama (desetke i stotine tisuća), ansambli (sustavi) signala bi se trebali sastojati od desetaka - stotina milijuna NLS-ova sa super velikim bazama Treba napomenuti da su se temelji teorije NLS-a s ultra-velikim bazama formirali tek nedavno.(CCD) Svi ovi razlozi izazvali su novo razdoblje prosperiteta komunikacijskih sustava s NBS-om, uslijed čega su takvi sustavi druga generacija će se pojaviti nakon nekog vremena.
Cjeloviti cilj ovog priručnika za obuku je ojačati i unaprijediti znanja vezana uz teorijski kolegij predavanja - "Digitalne metode obrade signala". Ovaj priručnik namijenjen je kao podrška teorijskom kolegiju kako bi studenti mogli vježbati širokopojasne signale i komunikacijske sustave koristeći osobno računalo.
Ciljevi priručnika za obuku su:
Upoznavanje s glavnim vrstama ShPS-a;
Proučavanje metoda obrade NLS;
Proučavanje signala s faznim pomakom na primjerima Barkerovog koda i M-sekvencija;
Istraživanje svojstava NLS-a pomoću posebnog računalnog programa
Modul: "Širokopojasni komunikacijski sustavi"
Razumijevanje širokopojasnih signala
Definicija NLS-a. Korištenje ShPS-a u komunikacijskim sustavima.
Širokopojasni (složeni, nalik šumu) signali (NLS) su oni signali kod kojih su produkti širine aktivnog spektra F za trajanje T mnogo veći od jedinice. Ovaj proizvod se naziva baza signala B. Za NLS
B = FT >> 1 (1)
Širokopojasni signali se ponekad nazivaju složenim signalima, za razliku od jednostavnih signala (npr. pravokutni, trokutasti, itd.) s B = 1. Budući da signali ograničenog trajanja imaju neograničen spektar, za određivanje širine spektra koriste se različite metode i tehnike.
Podizanje baze u NLS-u postiže se dodatnom modulacijom (ili ključanjem) frekvencije ili faze tijekom trajanja signala. Kao rezultat toga, spektar signala F (uz zadržavanje trajanja T) značajno se širi. Dodatna intrasignalna amplitudna modulacija rijetko se koristi.
U komunikacijskim sustavima s NLS širina spektra emitiranog signala F uvijek je mnogo veća od širine spektra informacijske poruke.
ShPS se koristi u širokopojasnim komunikacijskim sustavima (BSS), kao:
omogućuju vam da u potpunosti shvatite prednosti optimalnih metoda obrade signala;
osigurati visoku otpornost na buku komunikacije;
omogućuju vam uspješnu borbu protiv višestaznog širenja radio valova cijepanjem zraka;
omogućiti istovremeni rad više pretplatnika u zajedničkom frekvencijskom pojasu;
omogućuju stvaranje komunikacijskih sustava s povećanom tajnošću;
osigurati elektromagnetsku kompatibilnost (EMC) ShPSS-a s uskopojasnim radiokomunikacijskim i radijskim sustavima emitiranja, televizijskim sustavima emitiranja;
omogućuju bolje korištenje frekvencijskog spektra na ograničenom području u usporedbi s uskopojasnim komunikacijskim sustavima.
Otpornost ShPSS na buku.
Određuje se dobro poznatom relacijom koja povezuje omjer signal-šum na izlazu prijamnika q2 s omjerom signal-šum na ulazu prijamnika c2:
gdje je c2 = Rs / Rp (Rs, Rp - snaga NLS i smetnje);
q2 = 2E / Np, E je energija NLS-a, Np je spektralna gustoća snage smetnje u NLS pojasu. Prema tome, E = PcT, a Np = Pp / F;
B - baza SHPS-a.
Omjer signal-šum na izlazu q2 određuje radne karakteristike NLS prijema, a omjer signal-šum na ulazu c2 određuje energiju signala i šuma. Vrijednost q2 može se dobiti prema zahtjevima sustava (10 ... 30 dB) čak i ako je c2<<1. Для этого достаточно выбрать ШПС с необходимой базой В, удовлетворяющей (2). Как видно из соотношения (2), прием ШПС согласованным фильтром или коррелятором сопровождается усилением сигнала (или подавлением помехи) в 2В раз. Именно поэтому величину
KShPS = q2 / s2 (3)
naziva se NLS dobitak tijekom obrade ili jednostavno dobitak obrade. Iz (2), (3) slijedi da je pojačanje obrade KShPS = 2V. U NSS-u prijem informacija karakterizira omjer signal-šum h2 = q2 / 2, t.j.
Relacije (2), (4) temeljne su u teoriji komunikacijskih sustava s NLS. Dobivaju se za smetnje u obliku bijelog šuma s ujednačenom spektralnom gustoćom snage unutar frekvencijskog pojasa čija je širina jednaka širini NLS spektra. Istodobno, ovi odnosi vrijede za širok raspon smetnji (uskopojasni, impulsni, strukturni), što određuje njihovu temeljnu važnost.
Dakle, jedna od glavnih namjena komunikacijskih sustava s NLS-om je osigurati pouzdan prijem informacija kada su izloženi jakim smetnjama, kada omjer signala i šuma na ulazu prijamnika c2 može biti puno manji od jedinice. Treba još jednom napomenuti da gore navedene relacije striktno vrijede za interferenciju u obliku Gaussovog slučajnog procesa s ujednačenom spektralnom gustoćom snage ("bijeli" šum).
Glavne vrste ShPS
Poznat je veliki broj različitih NLS-ova čija se svojstva odražavaju u mnogim knjigama i člancima iz časopisa. ShPS se dijele na sljedeće vrste:
frekvencijski modulirani (FM) signali;
višefrekventni (MF) signali;
signali s faznim pomakom (PM) (signali s kodnom faznom modulacijom - QPSK signali);
diskretni frekvencijski (DF) signali (signali s kodnom frekvencijskom modulacijom - KFM signali, signali s frekvencijskim pomakom (FM));
diskretna kompozitna frekvencija (DFS) (kompozitni signali s kodnom frekvencijskom modulacijom - SCCHM signali).
Frekvencijski modulirani (FM) signali su kontinuirani signali čija se frekvencija mijenja prema zadanom zakonu. Slika 1a prikazuje FM signal čija se frekvencija mijenja prema zakonu u obliku slova V od f0-F / 2 do f0 + F / 2, gdje je f0 središnja noseća frekvencija signala, F širina spektra, u okret, jednak devijaciji frekvencije F =? fd. Trajanje signala je T.
Slika 1b prikazuje vremensko-frekvencijsku (f, t) ravninu, na kojoj zasjenjenje približno prikazuje frekvenciju i vremensku distribuciju energije FM signala. Baza FM signala po definiciji (1) jednaka je:
B = FT =? FdT (5)
Objavljeno na http://www.allbest.ru//
Objavljeno na http://www.allbest.ru//
Slika 1 - Frekvencijski modulirani signal i vremensko-frekvencijska ravnina
Frekvencijski modulirani signali naširoko se koriste u radarskim sustavima, budući da za određeni FM signal možete stvoriti usklađeni filtar na uređajima s površinskim akustičnim valovima (SAW). U komunikacijskim sustavima potrebno je imati više signala. U ovom slučaju, potreba za brzom promjenom signala i prebacivanjem opreme za formiranje i obradu dovodi do činjenice da zakon promjene frekvencije postaje diskretan. U tom slučaju, FM signali se prenose na DF signale.
Multifrekventni (MF) signali (slika 2a) su zbroj N harmonika u (t) ... uN (t), čije su amplitude i faze određene u skladu sa zakonima formiranja signala. Na vremensko-frekvencijskoj ravnini (slika 2b) sjenčanje označava raspodjelu energije jednog elementa (harmonika) FM signala na frekvenciji fk. Svi elementi (svi harmonici) potpuno preklapaju odabrani kvadrat sa stranicama F i T. Baza signala B jednaka je površini kvadrata. Spektralna širina elementa je F0 × 1 / T. Dakle, baza MF signala
odnosno poklapa se s brojem harmonika. MF signali su kontinuirani i teško je prilagoditi digitalne tehnike za njihovo formiranje i obradu. Osim ovog nedostatka, imaju i sljedeće:
a) imaju loš krest faktor (vidi sliku 2a);
b) za dobivanje velike baze B potrebno je imati veliki broj frekvencijskih kanala N. Stoga se MF signali dalje ne razmatraju.
Phase-shift keying (PM) signali predstavljaju slijed radio impulsa čije se faze mijenjaju prema zadanom zakonu. Obično faza ima dvije vrijednosti (0 ili p). U ovom slučaju, RF FM signal odgovara video FM signalu (slika 3a), koji se sastoji od pozitivnih i negativnih impulsa. Ako je broj impulsa N, tada je trajanje jednog impulsa jednako φ0 = T / N, a širina njegovog spektra je približno jednaka širini spektra signala F0 = 1 / φ0 = N / T. Na vremensko-frekvencijskoj ravnini (slika 3b)
Objavljeno na http://www.allbest.ru//
Objavljeno na http://www.allbest.ru//
Slika 2 - Višefrekventni signal i vremensko-frekvencijska ravnina
Objavljeno na http://www.allbest.ru//
Objavljeno na http://www.allbest.ru//
Slika 3 - Signal s pomakom faze i vremensko-frekvencijska ravnina
Raspodjela energije jednog elementa (pulsa) FM signala istaknuta je zasjenjenjem. Svi elementi preklapaju odabrani kvadrat sa stranicama F i T. Baza PM signala
B = FT = F / f0 = N, (7)
oni. B je jednak broju impulsa u signalu.
Mogućnost korištenja PM signala kao NLS s bazama B = 104 ... 106 uglavnom je ograničena opremom za obradu. Pri korištenju usklađenih filtara u obliku SAW uređaja moguć je optimalan prijem FM signala s maksimalnim bazama Bmax = 1000 ... 2000. FM signali koji se obrađuju takvim filtrima imaju širok spektar (oko 10 ... 20 MHz) i relativno kratke trajanja (60 ... 100 μs). Obrada FM signala korištenjem linija kašnjenja video frekvencije pri prijenosu spektra signala u područje video frekvencije omogućuje dobivanje osnovnih linija B = 100 pri F ≤ 1 MHz, T 100 μs.
Podudarni filtri s napunjenim uređajem (CCD) vrlo su obećavajući. Prema objavljenim podacima, korištenjem usklađenih CCD filtara moguće je obraditi PM signale s bazama 102 ... 103 u trajanju signala od 10-4 ... 10-1 s. Digitalni korelator na CCD-u je sposoban obraditi signale do baze 4 104.
Treba napomenuti da je preporučljivo obraditi PM signale s velikim bazama pomoću korelatora (na LSI ili na CCD). U ovom slučaju, čini se da je B = 4 104 ograničavajući. No, pri korištenju korelatora potrebno je prije svega riješiti pitanje ubrzanog stjecanja sinkronizma. Budući da PM signali omogućuju široku primjenu digitalnih metoda i tehnika formiranja i obrade, te je moguće takve signale realizirati s relativno velikim bazama, PM signali su stoga jedan od obećavajućih tipova NLS-a.
Signali diskretne frekvencije (DF) predstavljaju slijed radio impulsa (slika 4a), čije se frekvencije prijenosa mijenjaju prema zadanom zakonu. Neka broj impulsa u DF signalu bude M, trajanje impulsa je T0 = T / M, širina njegovog spektra je F0 = 1 / T0 = M / T. Iznad svakog impulsa (slika 4a) naznačena je njegova noseća frekvencija. Na vremensko-frekvencijskoj ravnini (slika 4b) sjenčanje označava kvadrate u kojima je raspoređena energija impulsa DF signala.
Kao što se može vidjeti na slici 4b, energija DF signala je neravnomjerno raspoređena na vremensko-frekvencijskoj ravnini. Baza DF signala
B = FT = MF0MT0 = M2F0T0 = M2 (8)
budući da je baza impulsa F0T0 = l. Iz (8) slijedi glavna prednost DF signala: da bi se dobila potrebna baza B, broj kanala M =, tj. znatno manji nego za MF signale. Upravo je ta okolnost izazvala pozornost na takve signale i njihovu primjenu u komunikacijskim sustavima. Istodobno, za velike baze B = 104 ... 106, nepraktično je koristiti samo DF signale, budući da je broj frekvencijskih kanala M = 102 ... 103, što se čini pretjerano velikim.
Signali diskretne kompozitne frekvencije (DFS) su DF signali u kojima je svaki impuls zamijenjen signalom sličnim šumu. Slika 5a prikazuje PM signal video frekvencije, čiji se dijelovi prenose na različitim nosivim frekvencijama. Brojevi frekvencije su naznačeni iznad FM signala. Slika 5b prikazuje vremensko-frekvencijsku ravninu, na kojoj je distribucija energije DFS signala istaknuta sjenčanjem. Slika 5b strukturom se ne razlikuje od slike 4b, ali je za sliku 5b površina F0T0 = N0 jednaka broju impulsa FM signala u jednom frekvencijskom elementu DFS signala. Baza DFS signala
B = FT = M2F0T0 = N0M2 (9)
Broj impulsa kompletnog FM signala N = N0M
DFS signal prikazan na slici 5 sadrži PM signale kao elemente. Stoga će takav signal biti skraćen kao DFS-FM signal. Kao elemente DFS signala mogu se uzeti DF signali. Ako je baza elementa DF signala B = F0T0 = M02, tada je baza cijelog signala B = M02M2
Takav signal može biti skraćen kao DSCH-FM. Broj frekvencijskih kanala u DSC-FM signalu jednak je M0M. Ako DF signal (vidi sliku 4) i DF-FM signal imaju jednake baze, tada također imaju isti broj frekvencijskih kanala. Stoga DFS-FM signal nema posebnih prednosti u odnosu na DF signal. Ali principi konstruiranja DFS-FM signala mogu biti korisni pri izgradnji velikih sustava DF signala. Dakle, NLS koji najviše obećava za komunikacijske sustave su FM, DCH, DSCh-FM signali.
Objavljeno na http://www.allbest.ru//
Objavljeno na http://www.allbest.ru//
Slika 4 - Diskretni frekvencijski signal i vremensko-frekvencijska ravnina
Objavljeno na http://www.allbest.ru//
Objavljeno na http://www.allbest.ru//
Slika 5 - Diskretni kompozitni frekvencijski signal s faznim pomakom DFSH-PM i vremensko-frekvencijskom ravninom.
Optimalni principi filtracije. Optimalni ShPS filter
Prijem i obrada signala raznim radiotehničkim uređajima u pravilu se odvija u pozadini više ili manje intenzivnih smetnji. Odabir sustava uređaja ovisi o tome koji od sljedećih zadataka treba riješiti u ovom slučaju:
jedan . Detekcija signala, kada samo trebate dati odgovor, bilo da postoji koristan signal u primljenom valnog oblika ili ga formira samo šum.
2. Procjena parametara, kada je potrebno odrediti vrijednost jednog ili više parametara korisnog signala (amplituda, frekvencija, vremenski položaj, itd.) s najvećom točnošću. Za teoriju radijskih sklopova i signala od najvećeg je interesa proučavanje mogućnosti slabljenja štetnog djelovanja smetnji za dati signal i zadanu smetnju pravilnim izborom prijenosne funkcije prijamnika. Stoga će se u budućnosti odrediti karakteristike prijamnika koje su optimalno usklađene sa signalom i smetnjama. Ovisno o tome koji se od navedenih problema rješava, kriteriji optimalnosti filtra za zadani signal u prisutnosti smetnji sa zadanim statističkim karakteristikama mogu biti različiti. Za problem detekcije signala u šumu najrašireniji je kriterij maksimalni omjer signal-šum na izlazu filtra.
Zahtjevi za filtar koji maksimizira omjer signala i šuma formulirani su kako slijedi. Aditivna mješavina signala S (t) i šuma n (t) dovodi se na ulaz linearne mreže s četiri priključka s konstantnim parametrima i prijenosnom funkcijom (slika 6.).
Objavljeno na http://www.allbest.ru//
Objavljeno na http://www.allbest.ru//
Slika 6
Signal je u potpunosti poznat, što znači da je specificiran njegov oblik i položaj na vremenskoj osi. Šum je probabilistički proces s određenim statističkim karakteristikama. Potrebno je sintetizirati filtar koji osigurava najveći mogući omjer vrijednosti vršnog signala i efektivne vrijednosti šuma na izlazu, drugim riječima, za određivanje prijenosne funkcije. U tom slučaju nije postavljen uvjet za održavanje oblika signala na izlazu filtera, budući da oblik nije bitan za njegovu detekciju u šumu.
Predstavimo rezultate rješavanja problema za "standardni" šum kao što je bijeli šum. Podsjetimo da je bijeli šum slučajni proces s jednolikom raspodjelom energije po spektru frekvencija, t.j. W (u) = W0 = konst, i 0<щ
Ovdje je A proizvoljni konstantni koeficijent, kompleksna funkcija - konjugirana sa spektralnom funkcijom signala.
Relacija (10) podrazumijeva dva uvjeta za karakteristike faze-frekvencije (PFC) i amplitudno-frekventne (AFC) karakteristike usklađenog filtra:
1) K (u) = AS (u) (11)
oni. modul prijenosne funkcije, do konstantnog koeficijenta A, podudara se s amplitudnim spektrom signala i
2) ck = - [cs (u) + ut0] (12)
cs (u) - fazni spektar signala.
Fizičko značenje dobivenih izraza za frekvencijski odziv (11) i fazni frekvencijski odziv (12) optimalnog filtra jasno je iz sljedećih razmatranja. Kada je relacija (11) ispunjena, energija šuma koji zauzima beskonačnu širinu pojasa na ulazu filtera je na izlazu prigušena mnogo jače od energije signala koji ima istu spektralnu širinu kao i širina pojasa prijemnika.
Prvi član u izrazu za fazno-frekvencijsku karakteristiku -ts (w) kompenzira faznu karakteristiku ulaznog signala qs (w), kao rezultat prolaska kroz filtar u trenutku t0, svi harmonici signala se zbrajaju u fazi , tvoreći vrh izlaznog signala. Istodobno, to dovodi do promjene valnog oblika na izlazu filtra. Drugi izraz ut0 označava kašnjenje svih komponenti signala u isto vrijeme t0> Tc, gdje je Tc trajanje signala. Fizički, to znači da za potpuno korištenje energije ulaznog signala, kašnjenje odgovora filtera ne smije biti manje od trajanja signala.
Korištenje izraza (10) svodi problem sintetiziranja usklađenog filtra na problem konstruiranja električnog kruga pomoću poznatog koeficijenta prijenosa.
Drugi način je odrediti impulsni odziv kruga, a zatim projektirati bipolarnu mrežu s takvom karakteristikom.
Po definiciji, impulsni odziv kruga g (t) je signal na njegovom izlazu kao odgovor na djelovanje u obliku q - funkcije, t.j. imaju ujednačenu spektralnu gustoću za sve frekvencije. U ovom slučaju spektralna gustoća signala na izlazu i oblik signala na izlazu, prema Fourierovoj transformaciji i uzimajući u obzir relaciju (10),
Impulsni odziv optimalnog filtera, t.j. odgovor na q impuls je dakle zrcalna slika signala s kojim se ovaj filtar poklapa. Os simetrije prolazi kroz točku t0 / 2 na apscisi (slika 7).
Objavljeno na http://www.allbest.ru//
Objavljeno na http://www.allbest.ru//
Slika 7
Oblik izlaznog signala optimalnog filtra može se odrediti općom relacijom
Prema definiciji, signal na izlazu optimalnog filtra,
gdje je Bs (t-t0) autokorelacijska funkcija signala (ACF).
Dakle, signal na izlazu usklađenog filtra s točnošću unutar konstantnog koeficijenta A podudara se s autokorelacijskom funkcijom ulaznog signala. Omjer signal-šum na izlazu glavna je mjera učinkovitosti optimalnog filtra (OF). Prikazujemo samo rezultat izračuna, prema kojem
gdje je efektivna vrijednost šuma na izlazu filtera, vršna vrijednost signala na izlazu;
E je energija signala na ulazu filtera;
W0 je spektralna gustoća snage bijelog šuma.
Izraz (16), koji omogućuje određivanje učinkovitosti usklađenog filtra, pokazuje da u slučaju bijelog šuma omjer signala i šuma na njegovom izlazu ovisi samo o energiji signala i energetskom spektru šuma. W0. U slučaju SHPS-a:
E = NE0 je energija signala, E0 je energija elementarne poruke, N je broj poruka u signalu, c je omjer signala i šuma na ulazu OF.
Iz izraza (15.17) slijedi: prvo, OF povećava omjer signala i šuma u smislu izlazne snage za faktor N, a drugo, jedna od mogućih implementacija optimalnog filtra je korelator ili program koji izračunava ACF signala.
Signali s faznim pomakom
Fazni pomak se često koristi kao intrasignalna modulacija. Phase-shift keying (PM) signali su slijed radio impulsa jednake amplitude, čije se početne faze mijenjaju prema zadanom zakonu. U većini slučajeva, FM signal se sastoji od radio impulsa s dvije vrijednosti početnih faza: 0 i.
Slika 8a prikazuje primjer FM signala koji se sastoji od 7 radio impulsa. Slika 8b prikazuje ovojnicu (općenito složenu) istog signala. U ovom primjeru omotnica je slijed pravokutnih pozitivnih i negativnih pojedinačnih video impulsa. Ova pretpostavka o pravokutnosti impulsa koji tvore FM signal vrijedi za teorijske studije. Međutim, tijekom formiranja PM signala i njihovog prijenosa kroz komunikacijske kanale ograničene širine pojasa dolazi do izobličenja impulsa, a PM signal prestaje biti idealan kao na slici 8a. Omotnica u potpunosti karakterizira FM signal. Stoga se istraživanjem istražuje svojstva ovojnice FM signala.
Pravokutni impuls u (t) s jediničnom amplitudom i trajanjem 0, koji čini osnovu FM, zapisuje se kao u (t) = 1 pri 0 t 0.
Omotnica koja se sastoji od N pojedinačnih video impulsa može se predstaviti kao:
U (t) = an u
gdje amplituda an poprima vrijednosti +1 ili -1. Ukupno trajanje PM signala je T = N0.
Niz simbola (amplituda impulsa) A = (a1, a2… an… aN) naziva se kodni niz. Moguće su sljedeće ekvivalentne oznake kodnih sekvenci:
A = (111-1-11-1) = (1110010) = (+ + + - - + -), ovdje je N = 7.
Objavljeno na http://www.allbest.ru//
Objavljeno na http://www.allbest.ru//
Slika 8 - FM signal, njegova složena ovojnica
Spektar FM signala
Spektralna svojstva PM signala određena su spektrom impulsa u (t) i kodnom sekvencom A. Spektar pravokutnog video impulsa S ():
S () = 0 exp (- i0 / 2)
Spektar pravokutnog signala sastoji se od tri faktora. Prvi - jednak φ0 je površina impulsa 1ph0. Drugi faktor sin (0/2) / (0/2) u obliku sin (x) / x referentne funkcije karakterizira raspodjelu frekvencija spektra. Treći faktor je posljedica pomaka središta impulsa u odnosu na ishodište koordinata za polovicu trajanja 0/2 impulsa.
Spektar PM signala G (), točnije, spektar ovojnice, uzimajući u obzir teorem pomaka, ima sljedeći oblik:
G () = S () an exp [-i (n-1) 0]
Zbroj na desnoj strani je spektar kodnog niza A i u nastavku se označava H (). Tako,
u (t) S (), A H (), U (t) G (),
Spektar FM signala prikladno je predstaviti u obliku proizvoda jer prvo možete zasebno pronaći spektre S () i H (), a zatim, množeći ih, dobiti spektar FM signala. Svojstva spektra pravokutnog impulsa su dobro poznata: ima strukturu režnja s nulama u točkama /, 2 / itd. Amplitudni spektar kodnog niza u prosjeku se približava spektru bijelog šuma i razlikuje se u značajnim fluktuacijama oko prosjeka jednakim
Fazni spektar kodnog niza također karakteriziraju značajne nepravilnosti.
Funkcija autokorelacije (ACF).
ACF FM signala ima oblik tipičan za sve vrste NLS-a. Normalizirani ACF sastoji se od središnjeg (glavnog) tipa s amplitudom 1, koji se nalazi na intervalu (-,) i bočnim (pozadinskim) maksimumima, raspoređenih po intervalu (-,) i (,).
Amplitude lateralnih tipova poprimaju različite vrijednosti, ali su male za signale s “dobrom” korelacijom; mnogo manje od amplitude središnjeg vrha. Omjer amplitude središnjeg vrha (u ovom slučaju 1) i maksimalne amplitude bočnih maksimuma naziva se koeficijent supresije K. Za proizvoljni NLS s bazom B
Za FM ShPS K1. Primjer ACF NLS-a dat je na slici 9. Vrijednost K značajno ovisi o vrsti kodnog niza A. Pravilnim odabirom zakona formiranja A moguće je postići maksimalno potiskivanje, a u nekim slučajevi - jednakost amplituda svih bočnih maksimuma.
Barkerovi signali
Kodni slijed Barkerovog signala sastoji se od simbola 1 i karakterizira ga normalizirani ACF oblika:
gdje je l = 0, 1, ... (N-1) / 2.
Predznak u zadnjem retku ovisi o vrijednosti N. Slike 8-9 prikazuju PM signal, njegovu kompleksnu ovojnicu i ACF sedmoznamenkastog Barkerovog koda.
Iz (18) proizlazi da je jedna od značajki Barkerovog signala jednakost amplituda svih (N-1) lateralnih maksimuma ACF-a, a svi oni imaju minimalnu moguću razinu koja ne prelazi 1/N. Tablica 1 prikazuje poznate sekvence Barkerovog koda i njihove razine bočnih ACF tipova. Kodni nizovi sa svojstvima (18) nisu pronađeni za N 13.
Objavljeno na http://www.allbest.ru//
Objavljeno na http://www.allbest.ru//
Slika 9 - ACF sedmoznamenkastog Barkerovog koda
Tablica 1 Sekvence Barkerovog koda
|
Kodni slijed |
Razina bočnog režnja |
||
|
1 1 1 -1 -1 1 -1 |
|||
|
1 1 1 -1 -1 -1 1 -1 -1 1 |
|||
|
1 1 1 1 1 -1 -1 1 1 -1 1 -1 1 |
Formiranje i obrada Barkerovih signala. Formiranje Barkerovih signala može se izvesti na više načina, kao i proizvoljni PM signal. Budući da su Barkerovi signali bili prvi PNM-ovi i s najboljim ACF-ovima, razmotrimo ukratko jedan od mogućih načina generiranja i obrade Barkerovih signala.
Slika 10 prikazuje Barkerov generator signala s N = 7. Generator sinkronizirajućih impulsa (GSG) generira uske pravokutne sinkronizirajuće impulse čije je razdoblje ponavljanja jednako trajanju Barkerovog signala T = 7ph0, a ph0 je trajanje jednog (jednog) pravokutnog impulsa. Generator sinkroniziranih impulsa pokreće generator pojedinačnih impulsa (SOI), koji zauzvrat generira pojedinačne pravokutne impulse s trajanjem φ0 i periodom T. jednakim φ0. Broj slavina, uključujući početak reda, je 7. Budući da sekvenca Barkerovog koda s N = 7 ima oblik 111-1 -11 -1, impulsi iz prvog, drugog, trećeg i šestog odvoda (računajući od početak linije) dolaze direktno na ulazni zbrajač (+), a impulsi iz četvrtog, petog i sedmog odvoda dovode se na ulaz zbrojivača preko pretvarača (IN) koji pretvaraju pozitivne pojedinačne impulse u negativne, tj. , mijenjaju fazu na str. Stoga se pretvarači nazivaju i fazni pomaci. Na izlazu sabirača nalazi se Barkerov video signal (slika 8b), koji se zatim dovodi na jedan ulaz balansiranog modulatora (BM), na čiji drugi ulaz dolazi radiofrekvencijska oscilacija na nosećoj frekvenciji koju generira generator noseće frekvencije (LFO), se napaja. Balansirani modulator izvodi fazni pomak radiofrekventne oscilacije LFO-a u skladu s sekvencom Barkerovog koda: video puls amplitude 1 odgovara radio impulsu s fazom 0, a video puls amplitudi od -1 odgovara radio pulsu s fazom p. Dakle, Barker RF signal je prisutan na izlazu balansiranog modulatora (slika 8a).
Objavljeno na http://www.allbest.ru//
Objavljeno na http://www.allbest.ru//
Slika 10 - Generator Barker signala s N = 7
Optimalna obrada Barkerovih signala, kao i drugih NLS-ova, izvodi se pomoću usklađenih filtara ili pomoću korelatora. Postoji nekoliko načina konstruiranja usklađenih filtara i korelatora, koji se međusobno razlikuju u tehničkoj izvedbi, ali daju isti maksimalni omjer signala i šuma na izlazu. Slika 11 prikazuje dijagram usklađenog filtra za Barkerov signal s N = 7. Iz izlaza pojačala međufrekvencije prijemnika signal se dovodi do jednog pulsnog usklađenog filtra (SFOI), koji vrši optimalnu obradu (filtriranje) jedan pravokutni radio impuls sa središnjom frekvencijom jednakom međufrekvenciji prijemnika ... Na izlazu SFOI, radio impuls ima trokutastu ovojnicu. Trokutasti radio impulsi s baznim trajanjem od 2 f0 dovode se u MLZ, koji ima 6 sekcija i 7 slavina (uključujući početak linije). Slavine slijede kroz φ0. Budući da je impulsni odziv usklađenog filtra isti kao i zrcalni signal, kodirani impulsni odziv filtra za Barkerov signal s N = 7 treba postaviti prema slijedu -11-1-1111. Stoga radio impulsi iz druge, pete, šeste i sedme slavine MLZ ulaze direktno u zbrajalo (+), a radio impulsi iz prve, treće i četvrte slavine prolaze kroz pretvarače (IN) koji mijenjaju fazu na str. Na izlazu zbrojivača nalazi se ACF Barkerovog signala čija je ovojnica prikazana na slici 9.
Objavljeno na http://www.allbest.ru//
Objavljeno na http://www.allbest.ru//
Slika 11 - Usklađeni Barkerov signalni filtar s N = 7
M - sekvence
Među signalima s faznim pomakom od posebne su važnosti signali čiji su kodni nizovi slijedovi maksimalne duljine ili M -sekvencije.
M - sekvence pripadaju kategoriji binarnih linearnih rekurentnih sekvenci i predstavljaju skup od N binarnih simbola koji se periodično ponavljaju. Štoviše, svaki trenutni simbol dj nastaje kao rezultat zbrajanja po modulu 2 određenog broja m prethodnih simbola, od kojih su neki pomnoženi s 1, a drugi s 0.
Za j-ti znak imamo:
d j = a i d j - i = a 1 d j -1. ... ... a m d j -m (4)
Gdje a1 ... am - brojevi 0 ili 1.
Tehnički, generator M-sekvence je izgrađen u obliku registra (flip-flops spojenih u seriju) s slavinama, s povratnim krugom i sa zbrajačem po modulu 2. Primjer takvog generatora prikazan je na slici 12. Množenje sa a1 ... am u (4) jednostavno znači prisutnost ili odsutnost slavine, t.j. povezivanje odgovarajućeg okidača (bita registra) sa zbrajačem. U m-bitnom registru maksimalni period je: Nm - 1. Vrijednost m naziva se memorija sekvence. Ako su slavine odabrane nasumično, tada se slijed maksimalne duljine neće uvijek promatrati na izlazu generatora. Pravilo za odabir odsječaka, koje vam omogućuje dobivanje niza s periodom od Nm-1, uključuje pronalaženje nesvodljivih primitivnih polinoma stupnja m s koeficijentima jednakim 0 i 1. Koeficijenti koji nisu nula u polinomima određuju brojeve odsječaka u registru.
Dakle, za m = 6, postoje 3 primitivna polinoma:
a6 a5 a4 a3 a2 a1 a0
p1 (x) = x 6 + x + 1 1 0 0 0 0 1 1
p2 (x) = x 6 + x 5 + x 2 + x + 1 1 1 0 0 1 1 1
p3 (x) = x 6 + x 5 + x 3 + x 2 + 1 1 1 0 1 1 0 1
Slika 12 implementira prvu opciju.
Slika 12 - Generator M sekvence s periodom N = 26 - 1 = 63
Značajke autokorelacijske funkcije M-slijeda. Najzanimljivija je normalizirana autokorelacija funkcija (ACF). Postoje dva slučaja dobivanja takve funkcije: u periodičnom (PACF) i aperiodičnom načinu rada. Periodični ACF ima glavni vrh jednak jednom i broj bočnih izbacivanja, čije su amplitude 1 / N. S povećanjem N, PACF se približava idealnom, kada bočni vrhovi postaju zanemarivi u usporedbi s glavnim.
Bočni vrhovi ACF-a u aperiodičnom režimu značajno su veći od bočnih vrhova ACF-a. Efektivna vrijednost bočnih vrhova (izračunata kroz varijancu) je
Skraćeni M-sekvenci
Dijeleći M-sekvenciju (puni period N) na segmente trajanja Nc, može se dobiti veliki broj NLS-a, smatrajući svaki od segmenata nezavisnim signalom. Ako se segmenti ne preklapaju, tada je njihov broj n = N / (Nc-1). Tako se može dobiti veliki broj pseudo-slučajnih sekvenci. Svojstva autokorelacije takvih sekvenci su mnogo lošija od onih kod M-sekvencije istog trajanja i ovise o Nc. Utvrđeno je da u 90% segmenata ub 3 /, au 50% - 2 /.
slijed filtra frekvencije signala
Književnost
1. Signali nalik šumu u sustavima prijenosa informacija. Ed. V.B. Pestrjakov. - M., “Sove. radio”, 1973., -424c.
2. Yu.S. Ležine. Uvod u teoriju radiotehničkih sustava. - M .: Radio i komunikacija, 1985, -384c.
3. L.E. Varakin. Komunikacijski sustavi sa signalima sličnim šumu. - M .: Radio i komunikacija, 1985, -384c.
Objavljeno na Allbest.ru
...Slični dokumenti
Optimalni impulsni odziv filtera. Optimalan odgovor filtera na primljeni signal. Kompresija signala tijekom vremena. Frekvencijski odziv optimalnog filtera. Ekvivalencija karakteristika detekcije za korelaciju i obradu filtera.
sažetak, dodan 21.01.2009
Algoritam za izračun filtra u vremenskoj i frekvencijskoj domeni korištenjem brze diskretne Fourierove transformacije (FFT) i inverzne brze Fourierove transformacije (IFFT). Proračun izlaznog signala i snage intrinzičnog šuma sintetiziranog filtra.
seminarski rad, dodan 26.12.2011
Načela izvornog kodiranja pri prijenosu diskretnih poruka. Proces donošenja odluke od strane prijemnika prilikom prijema signala. Izračun usklađenog filtra. Izrada koda za ispravljanje pogrešaka. Dekodiranje niza koji sadrži dvostruku pogrešku.
seminarski rad, dodan 18.10.2014
Razvoj modela diskretnog sustava prijenosa poruka. Načela izvornog kodiranja pri prijenosu informacija. Izračun vjerojatnosti binarnih simbola; entropija i redundantnost koda. Impulsni i kompleksno-frekventni odziv usklađenog filtra.
seminarski rad dodan 27.03.2016
Namjena i karakteristike širokopojasnih komunikacijskih sustava. Osnove korištenja signala sličnih šumu. Sustavi pseudoslučajnih sekvenci. Blok dijagrami generatora linearnih kodnih sekvenci. Generiranje koda velike brzine.
seminarski rad dodan 04.05.2015
Diskretni komunikacijski sustavi. Diferencijalna impulsna kodna modulacija. Kvantizacija razine i kodiranje signala. Imunitet komunikacijskih sustava s impulsno-kodnom modulacijom. Brzina prijenosa. Impulsni signal na ulazu integratora.
sažetak, dodan 12.3.2011
Pronalaženje korelacijske funkcije ulaznog signala. Spektralna i frekvencijska analiza ulaznog signala, amplitudno-frekvencijska i fazno-frekvencijska karakteristika. Prijelazni i impulsni odziv kruga. Određivanje spektralne gustoće izlaznog signala.
seminarski rad, dodan 27.04.2012
Vremenske funkcije, frekvencijske karakteristike i spektralni prikaz signala. Granične frekvencije spektra signala. Određivanje bitnosti koda. Interval uzorkovanja signala. Određivanje kodnog niza. Konstrukcija autokorelacijske funkcije.
seminarski rad, dodan 09.02.2013
Problem otpornosti na komunikacijsku buku, korištenje filtara za njegovo rješavanje. Vrijednost kapacitivnosti i induktivnosti linijskog filtra, njegovi parametri i karakteristike. Modeliranje filtera i signala u okruženju Electronics Workbench. Propuštanje signala kroz filter.
seminarski rad, dodan 20.12.2012
Proračun Z-transformacije diskretnog niza uzoraka signala. Definicija diskretne konvolucije. Redoslijed konstruiranja kruga nerekurzivnog filtra kojem odgovara funkcija sustava. Uzorci diskretnog signala prema navedenim parametrima.
U početku je ova tehnologija stvorena za obavještajne i vojne svrhe. Glavna ideja metode je distribucija informacijskog signala u širokom pojasu radio raspona, što će, kao rezultat, značajno komplicirati potiskivanje ili presretanje signala.
Bit ove tehnologije je transformirati izvorni signal na način da se rezultirajući signal proširi i distribuira u cijelom dostupnom rasponu. Zbog zakona održanja energije, kada se zauzeti frekvencijski raspon proširi, gustoća energije odaslanog signala opada. Izravna posljedica ove okolnosti je pad maksimalne snage, što za sobom povlači "šum" korisnog signala. Zapravo, to nije zastrašujuće, jer postoje učinkovite metode za vraćanje korisnog signala "izgubljenog" u pozadini buke.
Postavlja se prirodno pitanje: "Zašto si stvarati probleme (smanjiti snagu signala), da bi se kasnije mogli riješiti (da biste istaknuli koristan signal na pozadini šuma)?" Zapravo, razlog za ovaj nelogičan (samo na prvi pogled) čin je vrlo logičan - potreba da se što više kanala za prijenos podataka smjesti unutar uskog frekvencijskog raspona... U početku je bilo predviđeno korištenje dvije tehnologije kodiranja signala metodom raspodjele spektra. Nazivaju se i modulacijskim metodama, jer se kao rezultat njihove primjene korisna informacija "nalaže" na izvorni visokofrekventni signal.
Prvina temelju metoda FHSS (Frequency Hopping Spread Spectrum - kodiranje signala s raširenim spektrom korištenjem metode skakanja frekvencije).
Riža. 10. Frekventno skakanje širenja
Kako bi se spriječilo presretanje ili suzbijanje radioprometa uskopojasnim šumom, predloženo je odašiljanje s konstantnom promjenom nosioca unutar širokog frekvencijskog raspona (vidi sliku 10). Kao rezultat toga, snaga signala bila je raspoređena po cijelom rasponu, a slušanje određene frekvencije proizvodilo je samo mali šum. Slijed nositelja bio je pseudoslučajan, poznat samo odašiljaču i prijemniku. Pokušaj potiskivanja signala u nekom uskom rasponu također nije previše degradirao signal, jer je samo mali dio informacija potisnut.
Kada je odabrana metoda FHSS, za prijenos podataka koristi se cijeli pojas od 2,4 GHz (kao jedan široki pojas koji je podijeljen na 79 podkanala). Glavni nedostatak ove metode je niska brzina prijenosa podataka, koja ne prelazi 2 Mbit / s.
Drugiod kojih se temelji na prijavi tehnologije DSSS (Direct Sequence Spread Spectrum - kodiranje signala s proširenim spektrom korištenjem koda izravnog niza) zajedno s korištenjem CCK modulacije (komplementarno šifriranje) koji podržava brzine prijenosa podataka do 11 Mbps.
Izravno sekvencijalno širenje također koristi cijeli frekvencijski pojas dodijeljen jednoj bežičnoj vezi. Za razliku od FHSS metode, cijeli frekvencijski raspon nije zauzet zbog stalnog prebacivanja s frekvencije na frekvenciju, već zbog činjenice da svaki bit informacije zamjenjuje se s N bitova, tako da se brzina signalnog takta povećava za faktor od N. A to zauzvrat znači da je spektar signala također proširen za faktor N. Dovoljno je odabrati brzinu prijenosa i N vrijednost na odgovarajući način kako bi spektar signala ispunio cijeli raspon.
Kod koji zamjenjuje binarnu jedinicu izvorne informacije naziva se slijed za širenje, a svaki bit takvog slijeda naziva se čip.
Sukladno tome, brzina prijenosa rezultirajućeg koda naziva se brzina čipa. Binarna nula je kodirana inverznom sekvencom širenja. Prijemnici moraju znati slijed širenja koji odašiljač koristi kako bi razumjeli informacije koje se prenose.
Vrlo često se Barkerov slijed uzima kao vrijednost sekvence širenja, koja se sastoji od 11 bitova: 101101111000. Ako odašiljač koristi ovaj niz, tada prijenos tri bita 110 dovodi do prijenosa sljedećih bitova:
10110111000 10110111000 01001000111.
Svrha DSSS kodiranja je ista kao i FHSS metode - povećati otpornost na smetnje... Uskopojasne smetnje samo će izobličiti određene frekvencije spektra signala, tako da je vjerojatnije da će prijemnik moći ispravno prepoznati odaslane informacije.
Ako se odabere DSSS tehnologija, formira se nekoliko širokih DSSS kanala u pojasu 2,4 GHz, a ne mogu se istovremeno koristiti više od tri. Time se postiže maksimalna brzina prijenosa podataka od 11 Mbit/s, što odgovara kasnije razmatranom standardu IEEE 802.11b.
